JPH10201242A

JPH10201242A - 電流形変換器

Info

Publication number: JPH10201242A
Application number: JP8351620A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiko Ajiguchi; 泰彦味口; Masahisa Kashimoto; 雅久樫本
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1996-12-27
Filing date: 1996-12-27
Publication date: 1998-07-31

Abstract

(57)【要約】【課題】変換器出力端に接続されたコンデンサの電圧
を帰還し、振動が小さくなるように電流指令値を制御し
て、変換器交流側に発生する電流と電圧の振動を抑制す
るとともにｄ軸ｑ軸間の干渉を低減しうる電流形変換器
を提供する。【解決手段】変換器３の交流側端子に接続されたコン
デンサ１０，１１，１２の両端電圧を電圧検出器１６で
検出し、このコンデンサの両端電圧に基づいて変換器の
電流指令の補正量を補正信号演算器１８で演算し、この
補正量に基づいて電流指令を補正し、変換器の交流側端
子に接続されたコンデンサと負荷のインダクタンスによ
って発生する共振を抑制することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、三相または単相電
流形コンバータまたはインバータ装置などの電流形変換
器に関し、特に交流側共振を抑制することができる電流
形変換器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の電流形変換器の主回路構成につい
て図１７を参照して説明する。図１７において、Ｐおよ
びＮは直流電力の授受を行うための直流端子、２は直流
リアクトル、３はゲートターンオフサイリスチなどの自
己消弧スイッチング素子４ないし９で構成される変換
器、１０ないし１２は交流端子間に接続されるコンデン
サ、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流電力の授受のための交流端子であ
る。なお、変換器３の構成および動作は良く知られてい
るものであるため詳細な説明は省略する。

【０００３】電流形変換器には、端子ＰおよびＮを直流
電流源に接続し、端子Ｕ，Ｖ，Ｗから負荷に交流電力を
供給する電流形インバータと、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗを商
用電源等の交流電源に接続し、端子Ｐおよび端子Ｎから
負荷に直流電力を供給する電流形コンバータがある。両
者は呼び方が異なるだけで動作や抱える技術課題は共通
しているものが多い。本発明が解決しようとする課題も
共通しているので、両者を区別せずに電流形変換器とし
て扱う。

【０００４】また、図１８のように２組以上のブリッジ
を交流側でダイレクトに接続し、直流側をバランサリア
クトルを介して接続した、いわゆる多重電流形変換器の
構成もあるが、本発明はそのような構成のものも対象と
して含む。

【０００５】この電流形変換器で例えばモータを駆動す
る装置においては、前記コンデンサ１０−１２とモータ
漏れインダクタンスとの間で共振が発生することがあ
る。また、系統連系リアクトルと変圧器を介して電力系
統に接続される電流形変換器においても、リアクトルと
変圧器の合成インダクタンスと前記コンデンサとの間で
共振が発生し得る。この共振現象により交流電流が歪む
ため、モータ駆動システムにおいては過大なトルクリッ
プルが発生し、また系統連系システムにおいては、高調
波が発生し、系統に接続される他の装置に悪影響を与え
るといった問題が発生する。

【０００６】この共振を抑制するため、従来、特開平４
−１３８０６４号公報「電流形インバータの制御装置」
においては、パルス幅変調装置に与える変換器電流指令
を電流変化率信号で補正するという手段が提案されてい
る。

【０００７】図１９は従来の共振抑制制御機能を有する
電流形変換器の構成例である。図１９において、図１７
と同じ符号を付したものは同じものを示すので、説明は
省略する。１は直流電源、１３は負荷、１４は変換器が
出力すべき電流の振幅指令と位相指令を発生する電流指
令回路、１５は電流指令回路１４の発生する電流指令を
２相信号に変換する座標変換回路、２７〜２９はそれぞ
れＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出器、３０は３相→２相変
換器である。３３は回転座標変換器で、３相→２相変換
器３０の出力信号を基本波と同一の角速度で回転する座
標に変換する。３７は微分回路で、座標変換器３３の出
力信号の変化率を検出する。３８は逆回転座標変換器
で、微分回路３７の出力信号を静止座標に変換する。１
９は加算器で、座標変換器３８の出力信号と座標変換器
１５の出力信号を加算する。２０は２相→極座標変換器
で、加算器１９の出力信号を振幅の指令値と位相角の指
令値に変換する。２１は論理回路で、２相→極座標変換
器２０の出力信号によりスイッチング素子４〜９をオン
オフ制御する。

【０００８】この構成では、微分回路３７により出力電
流ＩＵ２，ＩＶ２，ＩＷ２の変化率を検出し、ＩＵ２，
ＩＶ２，ＩＷ２の変化を抑制する方向に変換器３の出力
電流ＩＵ１，ＩＶ１，ＩＷ１を制御することによりＩＵ
２，ＩＶ２，ＩＷ２の振動を抑制している。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の構成で
は、微分回路３７を用いて補償量を演算する構成では、
電流検出器にノイズが加わった場合、そのノイズを微分
して望ましくない補償量を演算してしまう可能性があ
る。

【００１０】また、マイコン等を用いたディジタル演算
で微分器を構成すると、桁落ち等の問題で、正しい演算
結果が得られない可能性もある。

【００１１】更に、共振以外にも、電流形変換器におい
ては、ｄ軸ｑ軸間に干渉があり、片方の電流指令を変化
させると、過渡的にもう一方の電流も変動してしまうと
いう問題があった。

【００１２】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、変換器出力端に接続されたコ
ンデンサの電圧を帰還し、振動が小さくなるように電流
指令値を制御して、変換器交流側に発生する電流と電圧
の振動を抑制するとともにｄ軸ｑ軸間の干渉を低減しう
る電流形変換器を提供することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の本発明は、直流電源にリアクトルを
介して接続され、スイッチング手段をブリッジ状に接続
して構成される変換器と、該変換器の交流側端子間に接
続され、前記変換器の出力電圧を平滑化するコンデンサ
と、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段
と、前記変換器に対する電流指令を発生する電流指令発
生手段と、前記電圧検出手段で検出された前記コンデン
サの両端電圧に基づいて前記電流指令発生手段からの前
記電流指令の補正量を演算する補正量演算手段と、該補
正量演算手段で演算された前記補正量に基づいて前記電
流指令を補正する補正手段と、該補正手段で補正された
電流指令をパルス幅変調し、このパルス幅変調された信
号で前記変換器をオン／オフ制御するパルス幅変調手段
とを有することを要旨とする。

【００１４】請求項１記載の本発明は、変換器の交流側
端子に接続されたコンデンサの両端電圧を検出し、この
コンデンサの両端電圧に基づいて変換器の電流指令の補
正量を演算し、この補正量に基づいて電流指令を補正す
るため、変換器の交流側端子に接続されたコンデンサと
負荷のインダクタンスによって発生する共振を抑制する
ことができる。

【００１５】また、請求項２記載の本発明は、請求項１
記載の発明において、前記補正量演算手段が、比例要素
（ゲイン）を有することを要旨とする。

【００１６】更に、請求項３記載の本発明は、請求項１
記載の発明において、前記補正量演算手段が、フィルタ
要素と比例要素（ゲイン）の直列回路を有することを要
旨とする。

【００１７】請求項４記載の本発明は、直流電源にリア
クトルを介して接続され、スイッチング手段をブリッジ
状に接続して構成される変換器と、該変換器の交流側端
子間に接続され、前記変換器の出力電圧を平滑化するコ
ンデンサと、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧検
出手段と、該電圧検出手段で検出された前記コンデンサ
の両端電圧を回転座標系での電圧信号に変換する回転座
標変換手段と、前記変換器に対する回転座標系での電流
指令を発生する電流指令発生手段と、前記回転座標変換
手段で変換された前記回転座標系での電圧信号に基づい
て前記電流指令発生手段からの前記回転座標系での電流
指令の補正量を演算する補正量演算手段と、該補正量演
算手段で演算された前記補正量に基づいて前記回転座標
系での電流指令を補正する補正手段と、該補正手段で補
正された前記回転座標系での電流指令を静止座標系での
電流指令に逆変換する逆回転座標変換手段と、該逆回転
座標変換手段で逆変換された静止座標系での電流指令を
パルス幅変調し、このパルス幅変調された信号で前記変
換器をオン／オフ制御するパルス幅変調手段とを有する
ことを要旨とする。

【００１８】請求項４記載の本発明にあっては、変換器
の交流側端子に接続されたコンデンサの両端電圧を検出
し、このコンデンサの両端電圧を回転座標系での電圧信
号に変換し、この電圧信号に基づいて変換器の回転座標
系での電流指令の補正量を演算し、この補正量に基づい
て電流指令を補正するため、変換器の交流側端子に接続
されたコンデンサと負荷のインダクタンスによって発生
する共振を抑制することができる。

【００１９】また、請求項５記載の本発明は、請求項４
記載の発明において、前記補正量演算手段が、比例要素
（ゲイン）を有することを要旨とする。

【００２０】更に、請求項６記載の本発明は、請求項４
記載の発明において、前記補正量演算手段が、フィルタ
要素と比例要素（ゲイン）の直列回路を有することを要
旨とする。

【００２１】請求項７記載の本発明は、直流電源にリア
クトルを介して接続され、スイッチング手段をブリッジ
状に接続して構成される変換器と、該変換器の交流側端
子間に接続され、前記変換器の出力電圧を平滑化するコ
ンデンサと、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧検
出手段と、前記変換器の交流側電流を検出する電流検出
手段と、前記変換器に対する電流指令を発生する電流指
令発生手段と、前記電圧検出手段で検出された前記コン
デンサの両端電圧および前記電流検出手段で検出された
交流側電流に基づいて前記電流指令発生手段からの前記
電流指令の補正量を演算する補正量演算手段と、該補正
量演算手段で演算された前記補正量に基づいて前記電流
指令を補正する補正手段と、該補正手段で補正された電
流指令をパルス幅変調し、このパルス幅変調された信号
で前記変換器をオン／オフ制御するパルス幅変調手段と
を有することを要旨とする。

【００２２】請求項７記載の本発明にあっては、変換器
の交流側端子に接続されたコンデンサの両端電圧と交流
側電流を検出し、これらの両端電圧および交流側電流に
基づいて変換器の電流指令の補正量を演算し、この補正
量に基づいて電流指令を補正するため、変換器の交流側
端子に接続されたコンデンサと負荷のインダクタンスに
よって発生する共振を抑制することができる。

【００２３】また、請求項８記載の本発明は、請求項７
記載の発明において、前記補正量演算手段が、比例要素
（ゲイン）および加算器を有することを要旨とする。

【００２４】更に、請求項９記載の本発明は、請求項７
記載の発明において、前記補正量演算手段が、フィルタ
要素、比例要素（ゲイン）および加算器を有することを
要旨とする。

【００２５】請求項１０記載の本発明は、直流電源にリ
アクトルを介して接続され、スイッチング手段をブリッ
ジ状に接続して構成される変換器と、該変換器の交流側
端子間に接続され、前記変換器の出力電圧を平滑化する
コンデンサと、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧
検出手段と、該電圧検出手段で検出された前記コンデン
サの両端電圧を回転座標系での電圧信号に変換する第１
の回転座標変換手段と、前記変換器の交流側電流を検出
する電流検出手段と、該電流検出手段で検出された前記
交流側電流を回転座標系での電流信号に変換する第２の
回転座標変換手段と、前記変換器に対する回転座標系で
の電流指令を発生する電流指令発生手段と、前記第１の
回転座標変換手段で変換された前記回転座標系での電圧
信号および前記第２の回転座標変換手段で変換された前
記回転座標系での電流信号に基づいて前記電流指令発生
手段からの前記回転座標系での前記電流指令の補正量を
演算する補正量演算手段と、該補正量演算手段で演算さ
れた前記補正量に基づいて前記回転座標系での電流指令
を補正する補正手段と、該補正手段で補正された前記回
転座標系での電流指令を静止座標系での電流指令に逆変
換する逆回転座標変換手段と、該逆回転座標変換手段で
逆変換された静止座標系での電流指令をパルス幅変調
し、このパルス幅変調された信号で前記変換器をオン／
オフ制御するパルス幅変調手段とを有することを要旨と
する。

【００２６】請求項１０記載の本発明にあっては、変換
器の交流側端子に接続されたコンデンサの両端電圧およ
び交流側電流を検出し、これらの両端電圧および交流側
電流を回転座標系での信号に変換し、これらの信号に基
づいて変換器の回転座標系での電流指令の補正量を演算
し、この補正量に基づいて電流指令を補正するため、変
換器の交流側端子に接続されたコンデンサと負荷のイン
ダクタンスによって発生する共振を抑制することができ
る。

【００２７】また、請求項１１記載の本発明は、請求項
１０記載の発明において、前記補正量演算手段が、比例
要素（ゲイン）および加算器を有することを要旨とす
る。

【００２８】更に、請求項１２記載の本発明は、請求項
１０記載の発明において、前記補正量演算手段が、フィ
ルタ要素、比例要素（ゲイン）および加算器を有するこ
とを要旨とする。

【００２９】請求項１３記載の本発明は、請求項１１記
載の発明において、前記比例要素（ゲイン）および加算
器が、変換器角速度をω、交流側負荷の等価回路をイン
ダクタンス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値を
Ｒとした場合、前記第１の回転座標変換手段からの交流
側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲイン２
ωを乗じる第１の比例要素と、前記第２の回転座標変換
手段からの交流側電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）に
ゲイン−ωＲを乗じる第２の比例要素と、前記第１およ
び第２の比例要素の出力を加算して、ｄ軸側補正信号
（idcomp）を出力する第１の加算器と、前記第１の回転
座標変換手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電
圧信号（vq）にゲイン−２ωを乗じる第３の比例要素
と、前記第２の回転座標変換手段からの交流側電流検出
信号のｄ軸電流信号（id）にゲインωＲを乗じる第４の
比例要素と、前記第３および第４の比例要素の出力を加
算して、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を出力する第２の加
算器とを有し、これにより前記電流指令から前記交流電
流信号への全体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくす
ことを要旨とする。

【００３０】請求項１３記載の本発明にあっては、変換
器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダクタン
ス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値をＲとした
場合、交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）
にゲイン２ωを乗じた信号と交流側電流検出信号のｑ軸
電流信号（iq）にゲイン−ωＲを乗じた信号を加算し
て、ｄ軸側補正信号（idcomp）を出力し、交流側コンデ
ンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vq）にゲイン−２ωを乗
じた信号と交流側電流検出信号のｄ軸電流信号（id）に
ゲインωＲを乗じた信号を加算して、ｑ軸側補正信号
（iqcomp）を出力し、これらの補正信号に基づいて電流
指令を補正するため、電流指令から交流電流信号への全
体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすことができ
る。

【００３１】また、請求項１４記載の本発明は、請求項
１２記載の発明において、前記フィルタ要素、比例要素
（ゲイン）および加算器が、変換器角速度をω、交流側
負荷の等価回路をインダクタンス、抵抗、誘起電圧で模
擬したときの抵抗値をＲとした場合、前記第１の回転座
標変換手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧
信号（vq）を濾波する第１のフィルタ要素と、該第１の
フィルタ要素の出力信号にゲイン２ωを乗じる第１の比
例要素と、前記第２の回転座標変換手段からの交流側電
流検出信号のｑ軸電流信号（iq）を濾波する第２のフィ
ルタ要素と、該第１のフィルタ要素の出力信号にゲイン
−ωＲを乗じる第２の比例要素と、前記第１および第２
の比例要素の出力を加算して、ｄ軸側補正信号（idcom
p）を出力する第１の加算器と、前記第１の回転座標変
換手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号
（vq）を濾波する第３のフィルタ要素と、該第３のフィ
ルタ要素の出力信号にゲイン−２ωを乗じる第３の比例
要素と、前記第２の回転座標変換手段からの交流側電流
検出信号のｄ軸電流信号（id）を濾波する第３のフィル
タ要素と、該第３のフィルタ要素の出力信号にゲインω
Ｒを乗じる第４の比例要素と、前記第３および第４の比
例要素の出力を加算して、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を
出力する第２の加算器とを有し、これにより前記電流指
令から前記交流電流信号への全体の伝達特性のｄ軸ｑ軸
間の干渉をなくすことを要旨とする。

【００３２】請求項１４記載の本発明にあっては、変換
器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダクタン
ス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値をＲとした
場合、交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）
を濾波する第１のフィルタ要素の出力信号にゲイン２ω
を乗じた信号と交流側電流検出信号のｑ軸電流信号（i
q）を濾波する第２のフィルタ要素の出力信号にゲイン
−ωＲを乗じた信号を加算して、ｄ軸側補正信号（idco
mp）を出力し、交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信
号（vq）を濾波する第３のフィルタ要素の出力信号にゲ
イン−２ωを乗じた信号と交流側電流検出信号のｄ軸電
流信号（id）を濾波する第３のフィルタ要素の出力信号
にゲインωＲを乗じた信号を加算して、ｑ軸側補正信号
（iqcomp）を出力し、これらの補正信号に基づいて電流
指令を補正するため、電流指令から交流電流信号への全
体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすことができ
る。

【００３３】更に、請求項１５記載の本発明は、請求項
１１記載の発明において、前記比例要素（ゲイン）およ
び加算器が、変換器角速度をω、交流側負荷の等価回路
をインダクタンス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵
抗値をＲ、インダクタンス値をＬとした場合、前記第１
の回転座標変換手段からの交流側コンデンサ電圧信号の
ｄ軸電圧信号（vd）にゲインαを乗じる第１の比例要素
と、前記第１の回転座標変換手段からの交流側コンデン
サ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲイン２ωを乗じる
第２の比例要素と、前記第２の回転座標変換手段からの
交流側電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）にゲインωＬ
α−ωＲを乗じる第３の比例要素と、前記第１、第２お
よび第３の比例要素の出力を加算して、ｄ軸側補正信号
（idcomp）を出力する第１の加算器と、前記第１の回転
座標変換手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電
圧信号（vd）にゲイン−２ωを乗じる第４の比例要素
と、前記第１の回転座標変換手段からの交流側コンデン
サ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲインαを乗じる第
５の比例要素と、前記第２の回転座標変換手段からの交
流側電流検出信号のｄ軸電流信号（id）にゲイン−ωＬ
α＋ωＲを乗じる第６の比例要素と、前記第４、第５お
よび第６の比例要素の出力を加算して、ｑ軸側補正信号
（iqcomp）を出力する第２の加算器とを有し、これによ
り前記電流指令から前記交流電流信号への全体の伝達特
性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすことを要旨とする。

【００３４】請求項１５記載の本発明にあっては、変換
器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダクタン
ス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値をＲ、イン
ダクタンス値をＬとした場合、交流側コンデンサ電圧信
号のｄ軸電圧信号（vd）にゲインαを乗じた信号、交流
側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲイン２
ωを乗じた信号、および交流側電流検出信号のｑ軸電流
信号（iq）にゲインωＬα−ωＲを乗じた信号を加算し
て、ｄ軸側補正信号（idcomp）を出力し、交流側コンデ
ンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vd）にゲイン−２ωを乗
じた信号、交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号
（vq）にゲインαを乗じた信号、および交流側電流検出
信号のｄ軸電流信号（id）にゲイン−ωＬα＋ωＲを乗
じた信号を加算して、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を出力
し、これらの補正信号に基づいて電流指令を補正するた
め、電流指令から交流電流信号への全体の伝達特性のｄ
軸ｑ軸間の干渉をなくすことができる。

【００３５】請求項１６記載の本発明は、請求項１２記
載の発明において、前記フィルタ要素、比例要素（ゲイ
ン）および加算器が、変換器角速度をω、交流側負荷の
等価回路をインダクタンス、抵抗、誘起電圧で模擬した
ときの抵抗値をＲ、インダクタンス値をＬとした場合、
前記第１の回転座標変換手段からの交流側コンデンサ電
圧信号のｄ軸電圧信号（vd）およびｑ軸電圧信号（vq）
をそれぞれ濾波する第１および第２のフィルタ要素と、
前記第２の回転座標変換手段からの交流側電流検出信号
のｄ軸電流信号（id）およびｑ軸電流信号（iq）をそれ
ぞれ濾波する第３および第４のフィルタ要素と、前記第
１のフィルタ要素の出力信号にゲインαを乗じる第１の
比例要素と、前記第１のフィルタ要素の出力信号にゲイ
ン２ωを乗じる第２の比例要素と、前記第４のフィルタ
要素の出力信号にゲインωＬα−ωＲを乗じる第３の比
例要素と、前記第１、第２および第３の比例要素の出力
を加算して、ｄ軸側補正信号（idcomp）を出力する第１
の加算器と、前記第１のフィルタ要素の出力信号にゲイ
ン−２ωを乗じる第４の比例要素と、前記第２のフィル
タ要素の出力信号にゲインαを乗じる第５の比例要素
と、前記第３のフィルタ要素の出力信号にゲイン−ωＬ
α＋ωＲを乗じる第６の比例要素と、前記第４、第５お
よび第６の比例要素の出力を加算して、ｑ軸側補正信号
（iqcomp）を出力する第２の加算器とを有し、これによ
り前記電流指令から前記交流電流信号への全体の伝達特
性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすことを要旨とする。

【００３６】請求項１６記載の本発明にあっては、変換
器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダクタン
ス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値をＲ、イン
ダクタンス値をＬとした場合、交流側コンデンサ電圧信
号のｄ軸電圧信号（vd）およびｑ軸電圧信号（vq）をそ
れぞれ濾波した第１および第２のフィルタ要素の出力信
号にそれぞれゲインαおよびゲイン２ωを乗じた信号、
交流側電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）を濾波する第
４のフィルタ要素の出力信号にゲインωＬα−ωＲを乗
じた信号を加算して、ｄ軸側補正信号（idcomp）を出力
し、交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vd）お
よびｑ軸電圧信号（vq）をそれぞれ濾波した第１および
第２のフィルタ要素の出力信号にそれぞれゲイン−２ω
およびゲインαを乗じた信号、交流側電流検出信号のｑ
軸電流信号（iq）を濾波する第３のフィルタ要素の出力
信号にゲインωＬα＋ωＲを乗じた信号を加算して、ｑ
軸側補正信号（iqcomp）を出力し、これらの補正信号に
基づいて電流指令を補正するため、電流指令から交流電
流信号への全体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくす
ことができる。

【００３７】

【発明の実施の形態】まず、本発明の電流形変換器の作
用を理解するために必要な原理について図２０ないし図
２６を参照して説明する。

【００３８】実際の電流形変換器の出力電流波形はＰＷ
Ｍに応じた階段状波形であるが、制御の観点、すなわち
制御系の共振抑制や安定性を議論する観点からは、連続
制御可能電流源で近似できる。

【００３９】また、電流制御に着目する場合、誘導電動
機は等価的に誘起電圧、漏れインダクタンス、一次抵抗
の結合で表すことができる。電流形変換器が系統に接続
されて有効電力／無効電力を系統とやり取りする用途に
使われる場合にも、トランスおよびリアクトルの部分の
合成インダクタンスと合成抵抗を考えれば、やはりＬＲ
と電圧源で表すことができる。

【００４０】従って、これらの回路は、単相回路の場合
は図２０のごとく、３相回路の場合は図２１のごとく、
電流源＋Ｃ＋ＬＲ＋誘起電圧で構成される等価回路で置
き換えることができる。

【００４１】図２０において、ｉ_sは電流源の電流、ｖ
_cはコンデンサ電圧、ｅは誘起電圧、ｉ_Lは出力電流で
ある。また、図２１において、ｉ_su，ｉ_sv，ｉ_swは各相
電流源の電流、ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wはコンデンサの端子電
圧、ｅ_u，ｅ_v，ｅ_wは誘起電圧、ｖ_nは「中性点」電
位、ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wは出力電流、ｉ_cuv，ｉ_cvw，ｉ
_cwuは各コンデンサを流れる電流である。また、図２０
のコンデンサは、３相回路の単相等価回路としても扱え
るように、容量を３Ｃとしている。

【００４２】図２０の回路方程式は（Ｌｓ＋Ｒ）ｉ_L＝ｖ_c−ｅ３Ｃｓ・ｖ_c＝ｉ_s−ｉ_L （１）となる。ここで、ｓは微分演算子ｄ／ｄｔである。これ
に対応するブロック図は図２２のようになる。

【００４３】電流源の電流ｉ_sから出力電流ｉ_Lへの伝
達関数は

【数１】となる。

【００４４】本発明ではコンデンサ電圧を検出し、それ
を用いて電流指令を補正することで共振を抑制すること
を提案するのであるが、１つの例として比例ゲインｋ_v
を通してコンデンサ電圧をフィードバックし、電流指令
ｉ_rを補正した場合のブロック図は図２３のようにな
る。

【００４５】この制御系における電流指令ｉ_rから出力
電流ｉ_Lへの伝達関数は

【数２】となる。Ｒの値は非常に小さいので、この伝達関数の特
性多項式は１＋ｋ_vＬｓ＋３ＣＬｓ² （４）で近似できる。この２次多項式の共振角周波数をω_n、
ダンピングファクタをζとすると、

【数３】ここで α＝２ζω_n （９）とおくとｋ_v＝３Ｃα （１０）このαを調整することで制御系のダンピングを調整する
ことができる。従って、十分ダンピングを効かせること
で共振を抑制することができる。通常、ダンピングファ
クタζは１．０以上に選ぶ。回路のＬ，Ｃの値がわかれ
ば（７）式でω_nが計算できるので（９）式でαの値の
第１候補を計算できる。

【００４６】この制御系では調整要素がαしかないの
で、調整は容易である。

【００４７】ここでは比例要素ｋ_vを通してコンデンサ
電圧をフィードバックする例を述べたが、フィルタと比
例要素の直列の構成とすれば、検出信号に重畳されるノ
イズを低減できる。フィルタと比例要素の回路構成以外
の可能性があることはいうまでもない。

【００４８】３相回路においても、コンデンサ電圧をフ
ィードバックして電流指令を補正することで共振を抑制
できるのは単相回路と同様である。

【００４９】共振を抑制するための制御回路は、静止座
標系で構成してもよいし、回転座標系で構成してもよい
のだが、以下では、３相電流形変換器を回転座標系で制
御する場合の構成について述べる。

【００５０】まず、図２１の３相電流形変換器の等価回
路の方程式は、導出過程は煩雑になるので記載しない
が、周知のキルヒホッフの法則を適用して導くことがで
き、下記になる。

【００５１】

【数４】モータドライブに変換器を用いる場合、電流制御はｄｑ
座標系（回転座標系）で考えるのが普通である。ｄ軸は
励磁電流、ｑ軸はトルク電流であり、独立に、かつ高速
に制御できることが望ましい。

【００５２】ＳＭＥＳ用変換器のように電力系統に接続
する機器においても、有効電力、無効電力を制御するた
め、やはりｄｑ座標系で電流制御を考える。

【００５３】そこで、主回路のふるまいを表す上記の回
路方程式をｄｑ座標系に変換しておく。

【００５４】ｄｑ座標系の主回路のモデルにｄ軸ｑ軸そ
れぞれのコントローラを接続すれば、制御系全体をｄｑ
座標系で考察することが可能になる。

【００５５】回転座標変換（ｄｑ変換）には下記の式を
用いる。

【００５６】

【数５】実際の座標変換では、コンデンサ電圧の場合は、ｕ，
ｖ，ｗのところに、ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wが入り、ｄ，ｑの
ところに、ｖ_d，ｖ_qが入る。出力電流の場合は、ｕ，
ｖ，ｗのところにｉ_u，ｉ_v，ｉ_wが入り、ｄ，ｑのと
ころにｉ_d，ｉ_qが入る。他の変数も同様である。

【００５７】（１２）式を用いて（１１）式を変換する
と、次のようになる。

【００５８】

【数６】この式に対応するブロック図を図２４に示す。

【００５９】さて、回転座標系で制御系を構成する場合
にも、コンデンサ電圧をフィードバックすることで共振
を抑制できるのだが、それだけではｄ軸ｑ軸間に干渉が
残る。ここで、干渉を取り除くような構成（非干渉化）
を検討する。

【００６０】非干渉化を達成するためには、フィードバ
ックも含めた電流形インバータの伝達関数行列を計算
し、非対角項をゼロまたはゼロに近くなるようなゲイン
を求めればよい。以下、その計算を示す。

【００６１】行列Ｚ_C，Ｚ_Lを下記のように定義する。

【００６２】

【数７】コンデンサ電圧と出力電流のフィードバックｉ_s＝Ｋ_vｖ_C−Ｋ_iｉ_L＋ｉ_r （１５）を考える。Ｋ_vはコンデンサ電圧フィードバックゲイン
であり、２×２の行列、Ｋ_iは出力電流フィードバック
ゲインであり、やはり２×２の行列である。ｉ_rは電流
指令である。

【００６３】このフィードバックを含めた制御ブロック
図は図２５のようになる。

【００６４】電流指令値ｉ_rから出力ｉ_Lへの伝達特性
は

【数８】ｉ_L＝（Ｉ＋Ｋ_i＋Ｋ_vＺ_L＋Ｚ_CＺ_L）^-1ｉ_r （１６）となる。非干渉化するためには、この伝達関数行列の非
対角要素をゼロにすればよい。

【００６５】さて、制御対象の式を眺めると、各行列の
（１，１）要素と（２，２）要素は同じであり、（１，
２）要素と（２，１）要素は絶対値が同じ符号だけが異
なる。この性質を考慮すると、非干渉化を実現するコン
トローラの方も同じ構造でよいと推測される。そこで、
Ｋ_v，Ｋ_iを

【数９】となる。非対角項を零にするためにはｋ_v2＝６ωＣ＝３Ｃ・２ω （１９）ｋ_i2＝ｋ_v1・ωＬ−３ωＣＲ（２０）とすればよい。ｋ_v1を、既に述べたコンデンサ電圧フィ
ードバック制御からの類推でｋ_v1＝３Ｃα （２１）にて決めると、ｋ_i2はｋ_i2＝３Ｃ（ωＬα−ωＲ）（２２）となる。ｋ_i1は非干渉化には関係なく自由に決めること
ができる。もし使うとすれば、制御系の応答を速めるの
に使うことができる。つまり、コントローラを簡単にす
るためにゼロにしてもよいし、応答を速めるように値を
決めてもよい。

【００６６】以上のように、フィードバックゲイン
Ｋ_v，Ｋ_iを選定することで、非干渉化できることがわ
かった。このゲインを用いた制御系のブロック図を図２
６に示す。

【００６７】以上説明したように、請求項１〜１２，１
５，１６に記載の装置では、コンデンサ電圧のみ、もし
くはコンデンサ電圧と出力電流をフィードバックし、電
流指令を補正することで、共振を抑制する作用がある。

【００６８】また、請求項１３〜１６に記載の装置で
は、コンデンサ電圧と出力電流を所定の比率のゲインを
通してフィードバックし、電流指令を補正することで、
ｄ軸ｑ軸間の非干渉化を達成する作用がある。

【００６９】次に、図１ないし図１６を参照して、本発
明の実施形態について説明する。

【００７０】図１は、本発明の第１の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。図１において、符
号１〜１５，１９〜２１は図１９で説明したものと同じ
であるので、その説明は省略する。その他の構成要素に
おいて、１６は変換器３の交流側端子に接続されたコン
デンサ電圧を検出する電圧検出器、１７は３相→２相変
換器、１８は電圧検出器の出力信号を用いて電流指令を
補正する信号を出力する補正信号演算器である。電圧検
出器１６には、ＰＴ（Potential Transformer）、絶縁
アンプ等が使われることが多い。

【００７１】補正信号演算器１８の出力は加算器１９に
て座標変換器１５が出力する電流指令信号と加算され、
２相→極座標変換器２０および論理回路２１でパルス幅
変調され、自己消弧スイッチング素子４〜９へＯＮ／Ｏ
ＦＦ信号が与えられる。

【００７２】このように構成される電流形変換器におい
ては、上述したように、変換器３の交流側端子に接続さ
れたコンデンサ１０〜１２の両端電圧を電圧検出器１６
で検出し、この検出されたコンデンサの両端電圧に基づ
いて変換器の電流指令の補正量を補正信号演算器１８で
演算し、この補正量を電流指令回路１４から座標変換器
１５を介して供給される電流指令に加算して補正し、こ
の補正された電流指令を２相→極座標変換器２０および
論理回路２１でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号
で変換器３の自己消弧スイッチング素子４〜９をオン／
オフ制御するため、すなわちコンデンサ電圧を用いて電
流指令を補正するため、全体の伝達関数のダンピングが
強められ、変換器の交流側端子に接続されたコンデンサ
と負荷のインダクタンスによって発生する共振を抑制す
ることができる。

【００７３】図２は、本発明の第２の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。図２に示す電流形
変換器は、図１の実施形態における補正信号演算器１８
の代わりに比例要素２２Ａおよび２２Ｂを使用した点が
異なるのみであって、その他の構成は同じであり、同じ
構成要素には同じ符号が付されている。

【００７４】本実施形態のように、比例要素を使用する
ことにより上述したように制御系のダンピングを強め
て、変換器の交流側端子に接続されたコンデンサと負荷
のインダクタンスによって発生する共振を抑制すること
ができる。

【００７５】図３は、本発明の第３の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電流形
変換器は、図２の実施形態において比例要素２２Ａ，２
２Ｂの入力側に直列にフィルタ要素２３Ａ，２３Ｂを接
続した点が異なるのみであって、その他の構成は同じで
あり、同じ構成要素には同じ符号が付されている。

【００７６】本実施形態のように、比例要素に直列にフ
ィルタ要素を接続することにより、コンデンサの両端電
圧の検出信号に重畳されるノイズをフィルタ要素で減衰
させることができ、かつ共振を抑制することができる。

【００７７】図４は、本発明の第４の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電流形
変換器は、図１の実施形態において静止座標系の各信号
を回転座標系の信号に変換するために、座標変換器１５
から出力される静止座標系の電流指令信号を回転座標系
での電流指令信号に変換する回転座標変換器２４、３相
→２相変換器１７から出力される静止座標系のコンデン
サ電圧２相信号を回転座標系での電圧信号に変換する回
転座標変換器２５、および加算器１９で補正された電流
指令信号を静止座標系での２相信号に変換する逆回転座
標変換器２６を更に設けたものであり、その他の構成は
図１の実施形態と同じであり、同じ構成要素には同じ符
号が付されている。

【００７８】このように構成される本実施形態でも、回
転座標系におけるコンデンサ電圧を用いて電流指令を補
正するため、同様に変換器の交流側端子に接続されたコ
ンデンサと負荷のインダクタンスによって発生する共振
を抑制することができる。

【００７９】図５は、本発明の第５の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電流形
変換器は、図４の実施形態における補正信号演算器１８
の代わりに比例要素２２Ａおよび２２Ｂを使用した点が
異なるのみであって、その他の構成は同じであり、同じ
構成要素には同じ符号が付されている。

【００８０】本実施形態のように、比例要素を使用する
ことにより上述したように変換器の交流側端子に接続さ
れたコンデンサと負荷のインダクタンスによって発生す
る共振を抑制することができる。

【００８１】図６は、本発明の第６の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電流形
変換器は、図５の実施形態において比例要素２２Ａ，２
２Ｂの入力側に直列にフィルタ要素２３Ａ，２３Ｂを接
続した点が異なるのみであって、その他の構成は同じで
あり、同じ構成要素には同じ符号が付されている。

【００８２】本実施形態のように、比例要素に直列にフ
ィルタ要素を接続することにより、コンデンサの両端電
圧の検出信号に重畳されるノイズをフィルタ要素で減衰
させることができ、かつ共振を抑制することができる。

【００８３】図７は、本発明の第７の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電流形
変換器は、図１の実施形態において変換器３の交流側電
流を電流検出器２７，２８，２９で検出し、この検出し
た交流側電流を３相→２相変換器３０で２相信号に変換
し、この変換された２相交流側電流信号と上述したよう
に電圧検出器１６で検出したコンデンサの２相両端電圧
信号とを補正信号演算器３１に供給し、これらの交流側
電流信号とコンデンサ両端電圧信号とに基づいて電流指
令信号を補正する信号を演算するように構成した点が異
なるのみであり、その他の構成は図１のものと同じであ
り、同じ構成要素には同じ符号が付されている。

【００８４】このように構成された電流形変換器におい
ても、コンデンサ電圧信号と交流側電流信号とに基づい
て演算される補正信号演算器３１からの補正信号で電流
指令を補正するため、変換器の交流側端子に接続された
コンデンサと負荷のインダクタンスによって発生する共
振を抑制することができる。

【００８５】図８は、本発明の第８の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電流形
変換器は、図７の実施形態における補正信号演算器３１
の代わりに比例要素２２Ａないし２２Ｈおよび加算器３
２Ａ，３２Ｂを使用した点が異なるのみであって、その
他の構成は同じであり、同じ構成要素には同じ符号が付
されている。

【００８６】本実施形態のように、補正信号演算器３１
の代わりに比例要素および加算器を使用しても、上述し
たように変換器の交流側端子に接続されたコンデンサと
負荷のインダクタンスによって発生する共振を抑制する
ことができる。

【００８７】図９は、本発明の第９の実施形態に係わる
電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電流形
変換器は、図８の実施形態において比例要素２２Ａない
し２２Ｈの入力側に直列にフィルタ要素２３Ａないし２
３Ｄを接続した点が異なるのみであって、その他の構成
は同じであり、同じ構成要素には同じ符号が付されてい
る。

【００８８】本実施形態のように、比例要素に直列にフ
ィルタ要素を接続することにより、コンデンサの両端電
圧の検出信号に重畳されるノイズをフィルタ要素で減衰
させることができ、かつ共振を抑制することができる。

【００８９】図１０は、本発明の第１０の実施形態に係
わる電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電
流形変換器は、図７の実施形態において静止座標系の各
信号を回転座標系の信号に変換するために、座標変換器
１５から出力される静止座標系の電流指令信号を回転座
標系での電流指令信号に変換する回転座標変換器２４、
３相→２相変換器１７から出力される静止座標系のコン
デンサ電圧２相信号を回転座標系での電圧信号に変換す
る回転座標変換器２５、加算器１９で補正された電流指
令信号を静止座標系での２相信号に変換する逆回転座標
変換器２６、および３相→２相変換器３０から出力され
る静止座標系の交流側電流信号を回転座標系での交流側
電流信号に変換する回転座標変換器３３を更に設けたも
のであり、その他の構成は図７の実施形態と同じであ
り、同じ構成要素には同じ符号が付されている。

【００９０】このように構成される本実施形態でも、回
転座標系におけるコンデンサ電圧信号と交流電流信号と
に基づいて演算される補正信号演算器３１からの補正信
号で電流指令を補正するため、変換器の交流側端子に接
続されたコンデンサと負荷のインダクタンスによって発
生する共振を抑制することができる。

【００９１】図１１は、本発明の第１１の実施形態に係
わる電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電
流形変換器は、図１０の実施形態における補正信号演算
器３１の代わりに比例要素２２Ａないし２２Ｈおよび加
算器３２Ａ，３２Ｂを使用した点が異なるのみであっ
て、その他の構成は同じであり、同じ構成要素には同じ
符号が付されている。

【００９２】本実施形態のように、補正信号演算器３１
の代わりに比例要素および加算器を使用しても、上述し
たように変換器の交流側端子に接続されたコンデンサと
負荷のインダクタンスによって発生する共振を抑制する
ことができる。

【００９３】図１２は、本発明の第１２の実施形態に係
わる電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電
流形変換器は、図１１の実施形態における比例要素２２
Ａないし２２Ｈの入力側に直列にフィルタ要素２３Ａな
いし２３Ｄを接続した点が異なるのみであって、その他
の構成は同じであり、同じ構成要素には同じ符号が付さ
れている。

【００９４】本実施形態のように、比例要素に直列にフ
ィルタ要素を接続することにより、コンデンサの両端電
圧の検出信号に重畳されるノイズをフィルタ要素で減衰
させることができ、かつ共振を抑制することができる。

【００９５】図１３は、本発明の第１３の実施形態に係
わる電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電
流形変換器は、図１１の実施形態における比例要素２２
Ａないし２２Ｈおよび加算器３２Ａ，３２Ｂの代わり
に、変換器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダ
クタンス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値をＲ
とした場合、回転座標変換器２５からの交流側コンデン
サ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲイン２ωを乗じる
比例要素３４Ａと、回転座標変換器３３からの交流側電
流検出信号のｑ軸電流信号（iq）にゲイン−ωＲを乗じ
る比例要素３４Ｃと、比例要素３４Ａおよび３４Ｃの出
力を加算する加算器３５Ａと、該加算器３５Ａの出力信
号にゲイン−３Ｃを乗じたものをｄ軸補正信号（idcom
p）として出力する比例要素３６Ａと、回転座標変換器
２５からの交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号
（vq）にゲイン−２ωを乗じる比例要素３４Ｂと、回転
座標変換器３３からの交流側電流検出信号のｄ軸電流信
号（id）にゲインωＲを乗じる比例要素３４Ｄと、比例
要素３４Ｂおよび３４Ｄの出力を加算する加算器３５Ｂ
と、該加算器３５Ｂの出力信号にゲイン−３Ｃを乗じた
ものをｑ軸補正信号（iqcomp）として出力する比例要素
３６Ｂとを設けた点が異なるのみであり、その他の構成
は図１１の実施形態と同じであり、同じ構成要素には同
じ符号が付されている。

【００９６】このように構成される電流形変換器におい
ては、上述したように、補正信号を演算する各比例要素
のゲインを設定することにより、閉ループ系の伝達関数
行列の非対角項がゼロとなり、ｄ軸ｑ軸間の干渉をなく
すことができる。そして、ｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすこ
とにより、例えばモータドライブシステムにおいてはベ
クトル制御の性能を向上させることができ、また系統連
係用変換器の場合には有効電力、無効電力の制御性を高
めることができる。

【００９７】図１４は、本発明の第１４の実施形態に係
わる電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電
流形変換器は、図１３の実施形態において回転座標変換
器２５および３３の各出力ｖ_d，ｖ_q，ｉ_d，ｉ_qにフ
ィルタ２３Ａないし２３Ｄを接続し、これらの各フィル
タの出力を比例要素３４Ａないし３４Ｄに入力するよう
に構成した点のみが異なり、その他の構成は図１３と同
じであり、同じ構成要素には同じ符号が付されている。

【００９８】本実施形態のように、回転座標変換器２
５，３３の出力にフィルタを接続し、このフィルタ出力
ｖdfil，ｖqfil，ｉdfil，ｉqfilを使用することによ
り、図１３の実施形態と同様に補正信号を演算し、コン
デンサの両端電圧の検出信号に重畳されるノイズをフィ
ルタ要素で減衰させることができ、かつｄ軸ｑ軸間の干
渉をなくすことができる。

【００９９】図１５は、本発明の第１５の実施形態に係
わる電流形変換器の構成を示す図である。同図に示す電
流形変換器は、図１１の実施形態における比例要素２２
Ａないし２２Ｈおよび加算器３２Ａ，３２Ｂの代わり
に、変換器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダ
クタンス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値を
Ｒ、インダクタンス値をＬとした場合、回転座標変換器
２５からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号
（vd）にゲインαを乗じる比例要素３４Ｅと、回転座標
変換器２５からの交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧
信号（vq）にゲイン２ωを乗じる比例要素３４Ａと、回
転座標変換器３３からの交流側電流検出信号のｑ軸電流
信号（iq）にゲインωＬα−ωＲを乗じる比例要素３４
Ｇと、比例要素３４Ｅ，３４Ａおよび３４Ｇの出力を加
算する加算器３５Ｃと、該加算器３５Ｃの出力信号にゲ
イン−３Ｃを乗じて、ｄ軸側補正信号（idcomp）を出力
する比例要素３６Ａと、回転座標変換器２５からの交流
側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vd）にゲイン−
２ωを乗じる比例要素３４Ｂと、回転座標変換器２５か
らの交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）に
ゲインαを乗じる比例要素３４Ｆと、回転座標変換器３
３からの交流側電流検出信号のｄ軸電流信号（id）にゲ
イン−ωＬα＋ωＲを乗じる比例要素３４Ｈと、比例要
素３４Ｂ，３４Ｆおよび３４Ｈの出力を加算する加算器
３５Ｄと、該加算器３５Ｄの出力信号にゲイン−３Ｃを
乗じて、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を出力する比例要素
３６Ｂとを設けた点が異なるのみであり、その他の構成
は図１１の実施形態と同じであり、同じ構成要素には同
じ符号が付されている。

【０１００】このように構成される電流形変換器におい
ては、上述したように、補正信号を演算する各比例要素
のゲインを設定することにより、任意の値のαに対して
閉ループ系の伝達関数行列の非対角項がゼロとなり、ｄ
軸ｑ軸間の干渉をなくすことができる。

【０１０１】図１６は、本発明の第１６の実施形態に係
わる電流形変換器の構成を示す図であり、同図に示す電
流形変換器は、図１５の実施形態において回転座標変換
器２５および３３の各出力ｖ_d，ｖ_q，ｉ_d，ｉ_qにフ
ィルタ２３Ａないし２３Ｄを接続し、これらの各フィル
タの出力を比例要素３４Ａないし３４Ｄに入力するよう
に構成した点のみが異なり、その他の構成は図１５と同
じであり、同じ構成要素には同じ符号が付されている。

【０１０２】本実施形態のように、回転座標変換器２
５，３３の出力にフィルタを接続し、このフィルタ出力
ｖdfil，ｖqfil，ｉdfil，ｉqfilを使用することによ
り、図１５の実施形態と同様に補正信号を演算し、コン
デンサの両端電圧の検出信号に重畳されるノイズをフィ
ルタ要素で減衰させることができ、かつｄ軸ｑ軸間の干
渉をなくすことができる。

【０１０３】

【発明の効果】上述したように、請求項１記載の本発明
によれば、変換器の交流側端子に接続されたコンデンサ
の両端電圧を検出し、このコンデンサの両端電圧に基づ
いて変換器の電流指令の補正量を演算し、この補正量に
基づいて電流指令を補正するので、全体の伝達関数のダ
ンピングが強められ、変換器の交流側端子に接続された
コンデンサと負荷のインダクタンスによって発生する共
振を抑制することができる。

【０１０４】また、請求項２記載の本発明によれば、補
正量演算手段は比例要素で構成されるので、該比例要素
のゲインを調整することにより、制御系のダンピングを
調整し、変換器の交流側端子に接続されたコンデンサと
負荷のインダクタンスによって発生する共振を抑制する
ことができる。

【０１０５】更に、請求項３記載の本発明によれば、フ
ィルタ要素を比例要素に直列に接続しているので、コン
デンサの両端電圧の検出信号に重畳されるノイズをフィ
ルタ要素で減衰させることができ、かつ変換器の交流側
端子に接続されたコンデンサと負荷のインダクタンスに
よって発生する共振を抑制することができる。

【０１０６】請求項４記載の本発明によれば、変換器の
交流側端子に接続されたコンデンサの両端電圧を検出
し、このコンデンサの両端電圧を回転座標系での電圧信
号に変換し、この電圧信号に基づいて変換器の回転座標
系での電流指令の補正量を演算し、この補正量に基づい
て電流指令を補正するので、変換器の交流側端子に接続
されたコンデンサと負荷のインダクタンスによって発生
する共振を抑制することができる。

【０１０７】また、請求項５記載の本発明によれば、補
正量演算手段は比例要素で構成されるので、該比例要素
のゲインを調整することにより、制御系のダンピングを
調整し、変換器の交流側端子に接続されたコンデンサと
負荷のインダクタンスによって発生する共振を抑制する
ことができる。

【０１０８】更に、請求項６記載の本発明によれば、フ
ィルタ要素を比例要素に直列に接続しているので、コン
デンサの両端電圧の検出信号に重畳されるノイズをフィ
ルタ要素で減衰させることができ、かつ変換器の交流側
端子に接続されたコンデンサと負荷のインダクタンスに
よって発生する共振を抑制することができる。

【０１０９】請求項７記載の本発明によれば、変換器の
交流側端子に接続されたコンデンサの両端電圧と交流側
電流を検出し、これらの両端電圧および交流側電流に基
づいて変換器の電流指令の補正量を演算し、この補正量
に基づいて電流指令を補正するので、変換器の交流側端
子に接続されたコンデンサと負荷のインダクタンスによ
って発生する共振を抑制することができる。

【０１１０】また、請求項８記載の本発明によれば、補
正量演算手段は比例要素および加算器で構成されるの
で、比例要素のゲインを調整することにより、制御系の
ダンピングを調整し、変換器の交流側端子に接続された
コンデンサと負荷のインダクタンスによって発生する共
振を抑制することができる。

【０１１１】更に、請求項９記載の本発明によれば、フ
ィルタ要素を比例要素に直列に接続しているので、コン
デンサの両端電圧の検出信号に重畳されるノイズをフィ
ルタ要素で減衰させることができ、かつ変換器の交流側
端子に接続されたコンデンサと負荷のインダクタンスに
よって発生する共振を抑制することができる。

【０１１２】請求項１０記載の本発明によれば、変換器
の交流側端子に接続されたコンデンサの両端電圧および
交流側電流を検出し、これらの両端電圧および交流側電
流を回転座標系での信号に変換し、これらの信号に基づ
いて変換器の回転座標系での電流指令の補正量を演算
し、この補正量に基づいて電流指令を補正するので、変
換器の交流側端子に接続されたコンデンサと負荷のイン
ダクタンスによって発生する共振を抑制することができ
る。

【０１１３】また、請求項１１記載の本発明によれば、
補正量演算手段は比例要素および加算器で構成されるの
で、比例要素のゲインを調整することにより、制御系の
ダンピングを調整し、変換器の交流側端子に接続された
コンデンサと負荷のインダクタンスによって発生する共
振を抑制することができる。

【０１１４】更に、請求項１２記載の本発明によれば、
フィルタ要素が比例要素に直列に接続しているので、コ
ンデンサの両端電圧の検出信号に重畳されるノイズをフ
ィルタ要素で減衰させることができ、かつ変換器の交流
側端子に接続されたコンデンサと負荷のインダクタンス
によって発生する共振を抑制することができる。

【０１１５】請求項１３記載の本発明によれば、交流側
コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲイン２ω
を乗じた信号と交流側電流検出信号のｑ軸電流信号（i
q）にゲイン−ωＲを乗じた信号を加算して、ｄ軸側補
正信号（idcomp）を出力し、交流側コンデンサ電圧信号
のｄ軸電圧信号（vd）にゲイン−２ωを乗じた信号と交
流側電流検出信号のｄ軸電流信号（id）にゲインωＲを
乗じた信号を加算して、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を出
力し、これらの補正信号に基づいて電流指令を補正する
ので、電流指令から交流電流信号への全体の伝達特性の
ｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすことができる。

【０１１６】また、請求項１４記載の本発明によれば、
交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）を濾波
する第１のフィルタ要素の出力信号にゲイン２ωを乗じ
た信号と交流側電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）を濾
波する第２のフィルタ要素の出力信号にゲイン−ωＲを
乗じた信号を加算して、ｄ軸側補正信号（idcomp）を出
力し、交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vd）
を濾波する第３のフィルタ要素の出力信号にゲイン−２
ωを乗じた信号と交流側電流検出信号のｄ軸電流信号
（id）を濾波する第３のフィルタ要素の出力信号にゲイ
ンωＲを乗じた信号を加算して、ｑ軸側補正信号（iqco
mp）を出力し、これらの補正信号に基づいて電流指令を
補正するので、コンデンサの両端電圧の検出信号に重畳
されるノイズをフィルタ要素で減衰させることができ、
かつ電流指令から交流電流信号への全体の伝達特性のｄ
軸ｑ軸間の干渉をなくすことができる。

【０１１７】更に、請求項１５記載の本発明によれば、
交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vd）にゲイ
ンαを乗じた信号、交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電
圧信号（vq）にゲイン２ωを乗じた信号、および交流側
電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）にゲインωＬα−ω
Ｒを乗じた信号を加算して、ｄ軸側補正信号（idcomp）
を出力し、交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号
（vd）にゲイン−２ωを乗じた信号、交流側コンデンサ
電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲインαを乗じた信
号、および交流側電流検出信号のｄ軸電流信号（id）に
ゲイン−ωＬα＋ωＲを乗じた信号を加算して、ｑ軸側
補正信号（iqcomp）を出力し、これらの補正信号に基づ
いて電流指令を補正するので、電流指令から交流電流信
号への全体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすこと
ができる。

【０１１８】請求項１６記載の本発明によれば、交流側
コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vd）およびｑ軸電
圧信号（vq）をそれぞれ濾波した第１および第２のフィ
ルタ要素の出力信号にそれぞれゲインαおよびゲイン２
ωを乗じた信号、交流側電流検出信号のｑ軸電流信号
（iq）を濾波する第４のフィルタ要素の出力信号にゲイ
ンωＬα−ωＲを乗じた信号を加算して、ｄ軸側補正信
号（idcomp）を出力し、交流側コンデンサ電圧信号のｄ
軸電圧信号（vd）およびｑ軸電圧信号（vq）をそれぞれ
濾波した第１および第２のフィルタ要素の出力信号にそ
れぞれゲイン−２ωおよびゲインαを乗じた信号、交流
側電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）を濾波する第３の
フィルタ要素の出力信号にゲイン−ωＬα＋ωＲを乗じ
た信号を加算して、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を出力
し、これらの補正信号に基づいて電流指令を補正するの
で、コンデンサの両端電圧の検出信号に重畳されるノイ
ズをフィルタ要素で減衰させることができ、かつ電流指
令から交流電流信号への全体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の
干渉をなくすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図２】本発明の第２の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図３】本発明の第３の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図４】本発明の第４の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図５】本発明の第５の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図６】本発明の第６の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図７】本発明の第７の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図８】本発明の第８の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図９】本発明の第９の実施形態に係わる電流形変換器
の構成を示す図である。

【図１０】本発明の第１０の実施形態に係わる電流形変
換器の構成を示す図である。

【図１１】本発明の第１１の実施形態に係わる電流形変
換器の構成を示す図である。

【図１２】本発明の第１２の実施形態に係わる電流形変
換器の構成を示す図である。

【図１３】本発明の第１３の実施形態に係わる電流形変
換器の構成を示す図である。

【図１４】本発明の第１４の実施形態に係わる電流形変
換器の構成を示す図である。

【図１５】本発明の第１５の実施形態に係わる電流形変
換器の構成を示す図である。

【図１６】本発明の第１６の実施形態に係わる電流形変
換器の構成を示す図である。

【図１７】従来の電流形電流の主回路構成を示す図であ
る。

【図１８】従来の多重電流形変換器の主回路構成を示す
図である。

【図１９】従来の電流形変換器の構成を示す図である。

【図２０】単相電流形変換器の等価回路図である。

【図２１】３相電流形変換器の等価回路図である。

【図２２】単相電流形変換器の等価ブロック図である。

【図２３】単相電流形変換器においてコンデンサ電圧を
フィードバックした制御系を示す図である。

【図２４】ｄｑ座標系での３相電流形変換器の等価ブロ
ック図である。

【図２５】ｄｑ座標系において３相電流形変換器にコン
デンサ電圧と出力電流のフィードバックを施した制御ブ
ロック図である。

【図２６】ｄｑ座標系において３相電流形変換器に非干
渉制御を施した制御ブロック図である。

【符号の説明】

１直流電源２直流リアクトル３変換器４〜９スイッチング素子１０〜１２コンデンサ１３負荷１４電流指令回路１５座標変換器１６電圧検出器１７３相→２相変換器１８補正信号演算器１９加算器２０２相→極座標変換器２１論理回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源にリアクトルを介して接続さ
れ、スイッチング手段をブリッジ状に接続して構成され
る変換器と、該変換器の交流側端子間に接続され、前記変換器の出力
電圧を平滑化するコンデンサと、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記変換器に対する電流指令を発生する電流指令発生手
段と、前記電圧検出手段で検出された前記コンデンサの両端電
圧に基づいて前記電流指令発生手段からの前記電流指令
の補正量を演算する補正量演算手段と、該補正量演算手段で演算された前記補正量に基づいて前
記電流指令を補正する補正手段と、該補正手段で補正された電流指令をパルス幅変調し、こ
のパルス幅変調された信号で前記変換器をオン／オフ制
御するパルス幅変調手段とを有することを特徴とする電
流形変換器。
【請求項２】前記補正量演算手段は、比例要素（ゲイ
ン）を有することを特徴とする請求項１記載の電流形変
換器。
【請求項３】前記補正量演算手段は、フィルタ要素と
比例要素（ゲイン）の直列回路を有することを特徴とす
る請求項１記載の電流形変換器。
【請求項４】直流電源にリアクトルを介して接続さ
れ、スイッチング手段をブリッジ状に接続して構成され
る変換器と、該変換器の交流側端子間に接続され、前記変換器の出力
電圧を平滑化するコンデンサと、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段で検出された前記コンデンサの両端電圧
を回転座標系での電圧信号に変換する回転座標変換手段
と、前記変換器に対する回転座標系での電流指令を発生する
電流指令発生手段と、前記回転座標変換手段で変換された前記回転座標系での
電圧信号に基づいて前記電流指令発生手段からの前記回
転座標系での電流指令の補正量を演算する補正量演算手
段と、該補正量演算手段で演算された前記補正量に基づいて前
記回転座標系での電流指令を補正する補正手段と、該補正手段で補正された前記回転座標系での電流指令を
静止座標系での電流指令に逆変換する逆回転座標変換手
段と、該逆回転座標変換手段で逆変換された静止座標系での電
流指令をパルス幅変調し、このパルス幅変調された信号
で前記変換器をオン／オフ制御するパルス幅変調手段と
を有することを特徴とする電流形変換器。
【請求項５】前記補正量演算手段は、比例要素（ゲイ
ン）を有することを特徴とする請求項４記載の電流形変
換器。
【請求項６】前記補正量演算手段は、フィルタ要素と
比例要素（ゲイン）の直列回路を有することを特徴とす
る請求項４記載の電流形変換器。
【請求項７】直流電源にリアクトルを介して接続さ
れ、スイッチング手段をブリッジ状に接続して構成され
る変換器と、該変換器の交流側端子間に接続され、前記変換器の出力
電圧を平滑化するコンデンサと、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記変換器の交流側電流を検出する電流検出手段と、前記変換器に対する電流指令を発生する電流指令発生手
段と、前記電圧検出手段で検出された前記コンデンサの両端電
圧および前記電流検出手段で検出された交流側電流に基
づいて前記電流指令発生手段からの前記電流指令の補正
量を演算する補正量演算手段と、該補正量演算手段で演算された前記補正量に基づいて前
記電流指令を補正する補正手段と、該補正手段で補正された電流指令をパルス幅変調し、こ
のパルス幅変調された信号で前記変換器をオン／オフ制
御するパルス幅変調手段とを有することを特徴とする電
流形変換器。
【請求項８】前記補正量演算手段は、比例要素（ゲイ
ン）および加算器を有することを特徴とする請求項７記
載の電流形変換器。
【請求項９】前記補正量演算手段は、フィルタ要素、
比例要素（ゲイン）および加算器を有することを特徴と
する請求項７記載の電流形変換器。
【請求項１０】直流電源にリアクトルを介して接続さ
れ、スイッチング手段をブリッジ状に接続して構成され
る変換器と、該変換器の交流側端子間に接続され、前記変換器の出力
電圧を平滑化するコンデンサと、該コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段で検出された前記コンデンサの両端電圧
を回転座標系での電圧信号に変換する第１の回転座標変
換手段と、前記変換器の交流側電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段で検出された前記交流側電流を回転座標
系での電流信号に変換する第２の回転座標変換手段と、前記変換器に対する回転座標系での電流指令を発生する
電流指令発生手段と、前記第１の回転座標変換手段で変
換された前記回転座標系での電圧信号および前記第２の
回転座標変換手段で変換された前記回転座標系での電流
信号に基づいて前記電流指令発生手段からの前記回転座
標系での前記電流指令の補正量を演算する補正量演算手
段と、該補正量演算手段で演算された前記補正量に基づいて前
記回転座標系での電流指令を補正する補正手段と、該補正手段で補正された前記回転座標系での電流指令を
静止座標系での電流指令に逆変換する逆回転座標変換手
段と、該逆回転座標変換手段で逆変換された静止座標系での電
流指令をパルス幅変調し、このパルス幅変調された信号
で前記変換器をオン／オフ制御するパルス幅変調手段と
を有することを特徴とする電流形変換器。
【請求項１１】前記補正量演算手段は、比例要素（ゲ
イン）および加算器を有することを特徴とする請求項１
０記載の電流形変換器。
【請求項１２】前記補正量演算手段は、フィルタ要
素、比例要素（ゲイン）および加算器を有することを特
徴とする請求項１０記載の電流形変換器。
【請求項１３】前記比例要素（ゲイン）および加算器
は、変換器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダ
クタンス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値をＲ
とした場合、前記第１の回転座標変換手段からの交流側
コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲイン２ω
を乗じる第１の比例要素と、前記第２の回転座標変換手
段からの交流側電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）にゲ
イン−ωＲを乗じる第２の比例要素と、前記第１および
第２の比例要素の出力を加算して、ｄ軸側補正信号（id
comp）を出力する第１の加算器と、前記第１の回転座標
変換手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信
号（vd）にゲイン−２ωを乗じる第３の比例要素と、前
記第２の回転座標変換手段からの交流側電流検出信号の
ｄ軸電流信号（id）にゲインωＲを乗じる第４の比例要
素と、前記第３および第４の比例要素の出力を加算し
て、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を出力する第２の加算器
とを有し、これにより前記電流指令から前記交流電流信
号への全体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすこと
を特徴とする請求項１１記載の電流形変換器。
【請求項１４】前記フィルタ要素、比例要素（ゲイ
ン）および加算器は、変換器角速度をω、交流側負荷の
等価回路をインダクタンス、抵抗、誘起電圧で模擬した
ときの抵抗値をＲとした場合、前記第１の回転座標変換
手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｑ軸電圧信号
（vq）を濾波する第１のフィルタ要素と、該第１のフィ
ルタ要素の出力信号にゲイン２ωを乗じる第１の比例要
素と、前記第２の回転座標変換手段からの交流側電流検
出信号のｑ軸電流信号（iq）を濾波する第２のフィルタ
要素と、該第１のフィルタ要素の出力信号にゲイン−ω
Ｒを乗じる第２の比例要素と、前記第１および第２の比
例要素の出力を加算して、ｄ軸側補正信号（idcomp）を
出力する第１の加算器と、前記第１の回転座標変換手段
からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号（vd）
を濾波する第３のフィルタ要素と、該第３のフィルタ要
素の出力信号にゲイン−２ωを乗じる第３の比例要素
と、前記第２の回転座標変換手段からの交流側電流検出
信号のｄ軸電流信号（id）を濾波する第３のフィルタ要
素と、該第３のフィルタ要素の出力信号にゲインωＲを
乗じる第４の比例要素と、前記第３および第４の比例要
素の出力を加算して、ｑ軸側補正信号（iqcomp）を出力
する第２の加算器とを有し、これにより前記電流指令か
ら前記交流電流信号への全体の伝達特性のｄ軸ｑ軸間の
干渉をなくすことを特徴とする請求項１２記載の電流形
変換器。
【請求項１５】前記比例要素（ゲイン）および加算器
は、変換器角速度をω、交流側負荷の等価回路をインダ
クタンス、抵抗、誘起電圧で模擬したときの抵抗値を
Ｒ、インダクタンス値をＬとした場合、前記第１の回転
座標変換手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電
圧信号（vd）にゲインαを乗じる第１の比例要素と、前
記第１の回転座標変換手段からの交流側コンデンサ電圧
信号のｑ軸電圧信号（vq）にゲイン２ωを乗じる第２の
比例要素と、前記第２の回転座標変換手段からの交流側
電流検出信号のｑ軸電流信号（iq）にゲインωＬα−ω
Ｒを乗じる第３の比例要素と、前記第１、第２および第
３の比例要素の出力を加算して、ｄ軸側補正信号（idco
mp）を出力する第１の加算器と、前記第１の回転座標変
換手段からの交流側コンデンサ電圧信号のｄ軸電圧信号
（vd）にゲイン−２ωを乗じる第４の比例要素と、前記
第１の回転座標変換手段からの交流側コンデンサ電圧信
号のｑ軸電圧信号（vq）にゲインαを乗じる第５の比例
要素と、前記第２の回転座標変換手段からの交流側電流
検出信号のｄ軸電流信号（id）にゲイン−ωＬα＋ωＲ
を乗じる第６の比例要素と、前記第４、第５および第６
の比例要素の出力を加算して、ｑ軸側補正信号（iqcom
p）を出力する第２の加算器とを有し、これにより前記
電流指令から前記交流電流信号への全体の伝達特性のｄ
軸ｑ軸間の干渉をなくすことを特徴とする請求項１１記
載の電流形変換器。
【請求項１６】前記フィルタ要素、比例要素（ゲイ
ン）および加算器は、変換器角速度をω、交流側負荷の
等価回路をインダクタンス、抵抗、誘起電圧で模擬した
ときの抵抗値をＲ、インダクタンス値をＬとした場合、
前記第１の回転座標変換手段からの交流側コンデンサ電
圧信号のｄ軸電圧信号（vd）およびｑ軸電圧信号（vq）
をそれぞれ濾波する第１および第２のフィルタ要素と、
前記第２の回転座標変換手段からの交流側電流検出信号
のｄ軸電流信号（id）およびｑ軸電流信号（iq）をそれ
ぞれ濾波する第３および第４のフィルタ要素と、前記第
１のフィルタ要素の出力信号にゲインαを乗じる第１の
比例要素と、前記第２のフィルタ要素の出力信号にゲイ
ン２ωを乗じる第２の比例要素と、前記第４のフィルタ
要素の出力信号にゲインωＬα−ωＲを乗じる第３の比
例要素と、前記第１、第２および第３の比例要素の出力
を加算して、ｄ軸側補正信号（idcomp）を出力する第１
の加算器と、前記第１のフィルタ要素の出力信号にゲイ
ン−２ωを乗じる第４の比例要素と、前記第２のフィル
タ要素の出力信号にゲインαを乗じる第５の比例要素
と、前記第３のフィルタ要素の出力信号にゲイン−ωＬ
α＋ωＲを乗じる第６の比例要素と、前記第４、第５お
よび第６の比例要素の出力を加算して、ｑ軸側補正信号
（iqcomp）を出力する第２の加算器とを有し、これによ
り前記電流指令から前記交流電流信号への全体の伝達特
性のｄ軸ｑ軸間の干渉をなくすことを特徴とする請求項
１２記載の電流形変換器。