JPH10201286A - モータ駆動装置 - Google Patents
モータ駆動装置Info
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- JPH10201286A JPH10201286A JP8358711A JP35871196A JPH10201286A JP H10201286 A JPH10201286 A JP H10201286A JP 8358711 A JP8358711 A JP 8358711A JP 35871196 A JP35871196 A JP 35871196A JP H10201286 A JPH10201286 A JP H10201286A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/0077—Characterised by the use of a particular software algorithm
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＷＭ制御に起因するモータの鉄損を低減
し、モータの効率向上を図る。 【解決手段】 整流手段１０によって整流された直流電
圧が、回転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介してモータ
の駆動巻線１〜３に供給される。整流手段１０は、モー
タが所定回転数以下の場合には全波整流を行ない、モー
タが所定回転数以上になることで倍電圧整流を行なうよ
うに、コントロールユニット１１によってスイッチング
手段１４が制御される。所定回転数以下では、全波整流
による低い電圧が供給されるので、ＰＷＭ制御に起因す
るモータ電流の変化が小さくなり、鉄損を低減すること
ができる。
し、モータの効率向上を図る。 【解決手段】 整流手段１０によって整流された直流電
圧が、回転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介してモータ
の駆動巻線１〜３に供給される。整流手段１０は、モー
タが所定回転数以下の場合には全波整流を行ない、モー
タが所定回転数以上になることで倍電圧整流を行なうよ
うに、コントロールユニット１１によってスイッチング
手段１４が制御される。所定回転数以下では、全波整流
による低い電圧が供給されるので、ＰＷＭ制御に起因す
るモータ電流の変化が小さくなり、鉄損を低減すること
ができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電圧を回転速
度情報に応じたＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を
介してモータに印加することによってモータを駆動する
モータ駆動装置に関する。
度情報に応じたＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を
介してモータに印加することによってモータを駆動する
モータ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のモータ駆動装置の一例として、
ＤＣブラシレスモータの駆動装置が知られている。これ
は、周知のように、直流電源を、コミュテータを構成す
る三相ブリッジ接続の６個のスイッチング素子を介し
て、三相Ｙ結線されたモータの駆動巻線に印加するよう
にしたものである。各スイッチング素子は、モータの永
久磁石ロータの位置検出に基づいて例えばモータの駆動
巻線に誘起される誘起電圧に基づいて与えられる転流制
御信号によってオン／オフされ、これにより、モータ電
流の転流が行なわれて永久磁石ロータが回転駆動され
る。各スイッチング素子に与えられる転流制御信号は回
転速度情報に応じてＰＷＭ制御され、そのパルス幅を変
えることによってモータの駆動巻線に印加される平均電
圧すなわちモータの回転速度の可変が行なわれるように
なっている。
ＤＣブラシレスモータの駆動装置が知られている。これ
は、周知のように、直流電源を、コミュテータを構成す
る三相ブリッジ接続の６個のスイッチング素子を介し
て、三相Ｙ結線されたモータの駆動巻線に印加するよう
にしたものである。各スイッチング素子は、モータの永
久磁石ロータの位置検出に基づいて例えばモータの駆動
巻線に誘起される誘起電圧に基づいて与えられる転流制
御信号によってオン／オフされ、これにより、モータ電
流の転流が行なわれて永久磁石ロータが回転駆動され
る。各スイッチング素子に与えられる転流制御信号は回
転速度情報に応じてＰＷＭ制御され、そのパルス幅を変
えることによってモータの駆動巻線に印加される平均電
圧すなわちモータの回転速度の可変が行なわれるように
なっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
駆動装置では、コミュテータを構成するスイッチング素
子に印加される直流電源の電圧によって、モータの最高
回転数が制限される。すなわち、モータの駆動巻線に誘
起される誘起電圧はモータの回転数が高くなるに従って
大となるので、誘起電圧がデューティ比１００％の転流
制御信号によって与えられる電圧に達するとモータの駆
動巻線に電流が流れ込まなくなり、それ以上回転数が上
がらなくなる。そのため、モータの回転領域を広げると
いう観点から、直流電源の電圧として高い電圧が望まれ
る。
駆動装置では、コミュテータを構成するスイッチング素
子に印加される直流電源の電圧によって、モータの最高
回転数が制限される。すなわち、モータの駆動巻線に誘
起される誘起電圧はモータの回転数が高くなるに従って
大となるので、誘起電圧がデューティ比１００％の転流
制御信号によって与えられる電圧に達するとモータの駆
動巻線に電流が流れ込まなくなり、それ以上回転数が上
がらなくなる。そのため、モータの回転領域を広げると
いう観点から、直流電源の電圧として高い電圧が望まれ
る。
【０００４】しかしながら、このような観点から直流電
源の電圧を高く設定すると、モータの回転領域が広がる
反面、高い電源電圧がＰＷＭによるチョッピングを介し
てモータに印加されることとなるので、特に低速および
中速の回転領域でＰＷＭ制御に起因するモータ電流の変
化が大きくなる。そのため、磁束の変化によるヒステリ
シスループが大きくなって、鉄損が増大するという問題
がある。
源の電圧を高く設定すると、モータの回転領域が広がる
反面、高い電源電圧がＰＷＭによるチョッピングを介し
てモータに印加されることとなるので、特に低速および
中速の回転領域でＰＷＭ制御に起因するモータ電流の変
化が大きくなる。そのため、磁束の変化によるヒステリ
シスループが大きくなって、鉄損が増大するという問題
がある。
【０００５】図８は鉄損の増大を説明するための説明図
で、（ａ）はモータの駆動巻線に流れるモータ電流波
形、（ｂ）はモータの駆動巻線に印加される電圧波形を
示している。モータの回転数が低い場合、ＰＷＭによる
チョッピングを介してスイッチング素子に与えられる転
流制御信号はそのパルス幅が小さくなるので、駆動巻線
に印加される電圧パルスの幅も小さくなり、図８に示す
ようにモータ電流が振幅の大きな鋸歯状になって電流変
化が大きくなる。直流電源の電圧が高く設定されている
と、それに応じて駆動巻線に印加される電圧パルスの電
圧値も高くなるので、モータ電流も大きくなって電流変
化が更に大きくなる。この結果、磁束の変化によるヒス
テリシスループが大きくなり、鉄損が増大することとな
る。
で、（ａ）はモータの駆動巻線に流れるモータ電流波
形、（ｂ）はモータの駆動巻線に印加される電圧波形を
示している。モータの回転数が低い場合、ＰＷＭによる
チョッピングを介してスイッチング素子に与えられる転
流制御信号はそのパルス幅が小さくなるので、駆動巻線
に印加される電圧パルスの幅も小さくなり、図８に示す
ようにモータ電流が振幅の大きな鋸歯状になって電流変
化が大きくなる。直流電源の電圧が高く設定されている
と、それに応じて駆動巻線に印加される電圧パルスの電
圧値も高くなるので、モータ電流も大きくなって電流変
化が更に大きくなる。この結果、磁束の変化によるヒス
テリシスループが大きくなり、鉄損が増大することとな
る。
【０００６】本発明は上記観点に基づいてなされたもの
で、その目的は、ＰＷＭ制御に起因する鉄損を低減しモ
ータの効率向上を図ることのできるモータ駆動装置を提
供することにある。
で、その目的は、ＰＷＭ制御に起因する鉄損を低減しモ
ータの効率向上を図ることのできるモータ駆動装置を提
供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明においては、直流
電源を回転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介してモータ
に印加することによって前記モータを駆動するモータ駆
動装置において、交流電源を全波整流または倍電圧整流
し、全波整流された電圧または倍電圧整流された電圧を
前記直流電圧として供給する整流手段と、前記モータの
回転数が所定回転数以下の場合に前記整流手段が全波整
流を行なうように制御し、前記モータの回転数が前記所
定回転数以上の場合に前記整流手段が倍電圧整流を行な
うように制御する制御手段とを有するモータ駆動装置に
よって、上記目的を達成する。
電源を回転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介してモータ
に印加することによって前記モータを駆動するモータ駆
動装置において、交流電源を全波整流または倍電圧整流
し、全波整流された電圧または倍電圧整流された電圧を
前記直流電圧として供給する整流手段と、前記モータの
回転数が所定回転数以下の場合に前記整流手段が全波整
流を行なうように制御し、前記モータの回転数が前記所
定回転数以上の場合に前記整流手段が倍電圧整流を行な
うように制御する制御手段とを有するモータ駆動装置に
よって、上記目的を達成する。
【０００８】上記構成によれば、モータが所定回転数以
下の場合には全波整流された電圧が直流電圧として与え
られ、モータが所定回転数以上になることで倍電圧整流
された電圧すなわち全波整流された電圧の２倍の電圧が
直流電圧として与えられる。所定回転数以下では低い電
圧が供給されるので、ＰＷＭ制御に起因するモータ電流
の変化が小さくなり、鉄損を低減することができる。し
かも、所定回転数以上では高い電圧が供給されるので、
モータの回転領域が狭められることもない。
下の場合には全波整流された電圧が直流電圧として与え
られ、モータが所定回転数以上になることで倍電圧整流
された電圧すなわち全波整流された電圧の２倍の電圧が
直流電圧として与えられる。所定回転数以下では低い電
圧が供給されるので、ＰＷＭ制御に起因するモータ電流
の変化が小さくなり、鉄損を低減することができる。し
かも、所定回転数以上では高い電圧が供給されるので、
モータの回転領域が狭められることもない。
【０００９】また、本発明においては、直流電圧を回転
速度情報に応じたＰＷＭ制御を介して空調装置のコンプ
レッサを駆動するモータに印加することによって前記モ
ータを駆動するモータ駆動装置において、交流電源を全
波整流または倍電圧整流し、全波整流された電圧または
倍電圧整流された電圧を前記直流電圧として供給する整
流手段と、前記空調装置が冷房運転の場合に前記整流手
段が全波整流を行なうように制御し、前記空調装置が暖
房運転の場合に前記整流手段が倍電圧整流を行なうよう
に制御する制御手段とを有するモータ駆動装置によっ
て、上記目的を達成する。
速度情報に応じたＰＷＭ制御を介して空調装置のコンプ
レッサを駆動するモータに印加することによって前記モ
ータを駆動するモータ駆動装置において、交流電源を全
波整流または倍電圧整流し、全波整流された電圧または
倍電圧整流された電圧を前記直流電圧として供給する整
流手段と、前記空調装置が冷房運転の場合に前記整流手
段が全波整流を行なうように制御し、前記空調装置が暖
房運転の場合に前記整流手段が倍電圧整流を行なうよう
に制御する制御手段とを有するモータ駆動装置によっ
て、上記目的を達成する。
【００１０】上記構成によれば、空調装置が冷房運転の
場合には全波整流された電圧が直流電圧として与えら
れ、暖房運転の場合には倍電圧整流された電圧すなわち
全波整流された電圧の２倍の電圧が直流電圧として与え
られる。冷房運転では暖房運転の場合よりも低い電圧が
供給されるので、ＰＷＭ制御に起因するモータ電流の変
化が小さくなり、鉄損を低減することができる。冷房運
転では暖房運転の場合と比較してコンプレッサを駆動す
るモータを高回転で運転する必要がないので、ＰＷＭ制
御を介して供給される直流電圧を低くしても冷房運転に
支障を来すことはない。また、暖房運転では高い電圧が
供給されるから、より大きな能力を必要とする暖房運転
に支障を来すこともない。
場合には全波整流された電圧が直流電圧として与えら
れ、暖房運転の場合には倍電圧整流された電圧すなわち
全波整流された電圧の２倍の電圧が直流電圧として与え
られる。冷房運転では暖房運転の場合よりも低い電圧が
供給されるので、ＰＷＭ制御に起因するモータ電流の変
化が小さくなり、鉄損を低減することができる。冷房運
転では暖房運転の場合と比較してコンプレッサを駆動す
るモータを高回転で運転する必要がないので、ＰＷＭ制
御を介して供給される直流電圧を低くしても冷房運転に
支障を来すことはない。また、暖房運転では高い電圧が
供給されるから、より大きな能力を必要とする暖房運転
に支障を来すこともない。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の一例
を示す構成図、図２は図１の構成における誘起電圧Ａ，
Ｂ，Ｃ、センサレス信号ＺA ，ＺB ，ＺC および転流制
御信号Ａu ，ＡL ，Ｂu ，ＢL ，Ｃu ，ＣL を表す波形
図である。
を示す構成図、図２は図１の構成における誘起電圧Ａ，
Ｂ，Ｃ、センサレス信号ＺA ，ＺB ，ＺC および転流制
御信号Ａu ，ＡL ，Ｂu ，ＢL ，Ｃu ，ＣL を表す波形
図である。
【００１２】図１において、１，２，３は三相Ｙ結線さ
れたＤＣブラシレスモータの駆動巻線、４，５，６，
７，８，９は駆動巻線１〜３の転流を制御するためのコ
ミュテータを構成する三相ブリッジ接続の６個のスイッ
チングトランジスタ、１０はスイッチングトランジスタ
４〜９のコレクタ・エミッタ回路に直流電圧を印加する
整流手段である。スイッチングトランジスタ４〜９のベ
ースには、コントロールユニット１１から転流制御信号
Ａu 〜ＣL が与えられるようになっている。転流制御信
号Ａu 〜ＣL は、後述のセンサレス信号ＺA 〜ＺC に基
づいて生成され、モータが回転速度情報に応じた回転数
となるようにＰＷＭでチョッピングされてスイッチング
トランジスタ４〜９に与えられる。スイッチングトラン
ジスタ４〜９はこのような転流制御信号Ａu 〜ＣL に従
ってオン／オフし、これにより、駆動巻線１〜３に対す
るモータ電流の転流が行なわれて図示しない永久磁石ロ
ータが回転駆動されると共に、回転速度情報に応じた転
流制御信号Ａu 〜ＣL のＰＷＭ制御を介して駆動巻線１
〜３に印加される平均電圧が可変されて速度制御が行な
われるようになっている。
れたＤＣブラシレスモータの駆動巻線、４，５，６，
７，８，９は駆動巻線１〜３の転流を制御するためのコ
ミュテータを構成する三相ブリッジ接続の６個のスイッ
チングトランジスタ、１０はスイッチングトランジスタ
４〜９のコレクタ・エミッタ回路に直流電圧を印加する
整流手段である。スイッチングトランジスタ４〜９のベ
ースには、コントロールユニット１１から転流制御信号
Ａu 〜ＣL が与えられるようになっている。転流制御信
号Ａu 〜ＣL は、後述のセンサレス信号ＺA 〜ＺC に基
づいて生成され、モータが回転速度情報に応じた回転数
となるようにＰＷＭでチョッピングされてスイッチング
トランジスタ４〜９に与えられる。スイッチングトラン
ジスタ４〜９はこのような転流制御信号Ａu 〜ＣL に従
ってオン／オフし、これにより、駆動巻線１〜３に対す
るモータ電流の転流が行なわれて図示しない永久磁石ロ
ータが回転駆動されると共に、回転速度情報に応じた転
流制御信号Ａu 〜ＣL のＰＷＭ制御を介して駆動巻線１
〜３に印加される平均電圧が可変されて速度制御が行な
われるようになっている。
【００１３】整流手段１０は、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 ，
Ｄ3 ，Ｄ4 からなる単相ブリッジ整流回路１２と、電解
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 からなるコンデンサ回路１
３と、スイッチング手段１４とを有している。単相ブリ
ッジ整流回路１２の入力端子ａ，ｂは交流電源１５に接
続されている。交流電源１５は本例ではＡＣ１００Ｖで
ある。コンデンサ回路１３のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ
3 は、コンデンサＣ1とＣ2 との直列接続が単相ブリッ
ジ整流回路１２の出力端子ｃ，ｄに接続されていると共
に、コンデンサＣ3 がコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直列接続
と並列に単相ブリッジ整流回路１２の出力端子ｃ，ｄに
接続されている。スイッチング手段１４は、一端が単相
ブリッジ整流回路１２の出力端子ｂに接続され、他端が
コンデンサ回路１３のコンデンサＣ1 とＣ2 との間に接
続されている。このような構成の整流手段１０は、スイ
ッチング手段１４がオフ状態では、全波整流動作を行な
い、これによってコンデンサ回路１３を本例では１４１
Ｖにチャージし、この直流電圧をスイッチングトランジ
スタ４〜９のコレクタ・エミッタ回路に供給する。すな
わち、スイッチング手段１４がオフ状態では、交流電源
１５の半波が入力端子ａ，ダイオードＤ1 ，出力端子
ｃ，コンデンサ回路１３，出力端子ｄ，ダイオード
Ｄ4 ，入力端子ｂを通して流れ、次の半波が入力端子
ｂ，ダイオードＤ3 ，出力端子ｃ，コンデンサ回路１
３，出力端子ｄ，ダイオードＤ2 ，入力端子ａを通して
流れて全波整流動作が行なわれ、１４１Ｖの直流電圧が
スイッチングトランジスタ４〜９に供給される。一方、
スイッチング手段１４がオン状態では、倍電圧整流動作
を行ない、これによってコンデンサ回路１３を全波整流
のときの２倍の２８２Ｖにチャージし、これをスイッチ
ングトランジスタ４〜９のコレクタ・エミッタ回路に供
給する。すなわち、スイッチング手段１４がオン状態で
は、交流電源１５の半波が入力端子ａ，ダイオードＤ
1 ，出力端子ｃ，コンデンサ回路１３のコンデンサ
Ｃ1 ，スイッチング手段１４，入力端子ｂを通して流れ
てコンデンサ回路１３のコンデンサＣ1 が１４１Ｖにチ
ャージされ、次の半波が入力端子ｂ，スイッチング手段
１４，コンデンサ回路１３のコンデンサＣ2 ，出力端子
ｄ，ダイオードＤ2 ，入力端子ａを通して流れてコンデ
ンサ回路１３のコンデンサＣ2 が１４１Ｖにチャージさ
れ、コンデンサ回路１３のコンデンサＣ3 が１４１Ｖの
倍の２８２Ｖにチャージされる倍電圧整流動作が行なわ
れ、２８２Ｖの直流電圧がスイッチングトランジスタ４
〜９に供給される。単相ブリッジ整流回路１２のダイオ
ードＤ3 ，Ｄ4 は、全波整流動作の場合には整流素子と
して積極的に機能し、倍電圧整流動作の場合には過負荷
などによるコンデンサ回路１３の極性の反転防止を図る
ための保護用として機能するので、ダイオードＤ3 ，Ｄ
4の一層の有効利用が図られる。スイッチング手段１４
は、コントロールユニット１１によって、ＤＣブラシレ
スモータの回転数が所定回転数以下の場合にオフ状態、
ＤＣブラシレスモータの回転数が所定回転数以上の場合
にオン状態に制御される。所定回転数は、全波整流動作
によって供給される電圧すなわち本例では１４１Ｖで運
転可能な最高回転数以下に設定される。
Ｄ3 ，Ｄ4 からなる単相ブリッジ整流回路１２と、電解
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 からなるコンデンサ回路１
３と、スイッチング手段１４とを有している。単相ブリ
ッジ整流回路１２の入力端子ａ，ｂは交流電源１５に接
続されている。交流電源１５は本例ではＡＣ１００Ｖで
ある。コンデンサ回路１３のコンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ
3 は、コンデンサＣ1とＣ2 との直列接続が単相ブリッ
ジ整流回路１２の出力端子ｃ，ｄに接続されていると共
に、コンデンサＣ3 がコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の直列接続
と並列に単相ブリッジ整流回路１２の出力端子ｃ，ｄに
接続されている。スイッチング手段１４は、一端が単相
ブリッジ整流回路１２の出力端子ｂに接続され、他端が
コンデンサ回路１３のコンデンサＣ1 とＣ2 との間に接
続されている。このような構成の整流手段１０は、スイ
ッチング手段１４がオフ状態では、全波整流動作を行な
い、これによってコンデンサ回路１３を本例では１４１
Ｖにチャージし、この直流電圧をスイッチングトランジ
スタ４〜９のコレクタ・エミッタ回路に供給する。すな
わち、スイッチング手段１４がオフ状態では、交流電源
１５の半波が入力端子ａ，ダイオードＤ1 ，出力端子
ｃ，コンデンサ回路１３，出力端子ｄ，ダイオード
Ｄ4 ，入力端子ｂを通して流れ、次の半波が入力端子
ｂ，ダイオードＤ3 ，出力端子ｃ，コンデンサ回路１
３，出力端子ｄ，ダイオードＤ2 ，入力端子ａを通して
流れて全波整流動作が行なわれ、１４１Ｖの直流電圧が
スイッチングトランジスタ４〜９に供給される。一方、
スイッチング手段１４がオン状態では、倍電圧整流動作
を行ない、これによってコンデンサ回路１３を全波整流
のときの２倍の２８２Ｖにチャージし、これをスイッチ
ングトランジスタ４〜９のコレクタ・エミッタ回路に供
給する。すなわち、スイッチング手段１４がオン状態で
は、交流電源１５の半波が入力端子ａ，ダイオードＤ
1 ，出力端子ｃ，コンデンサ回路１３のコンデンサ
Ｃ1 ，スイッチング手段１４，入力端子ｂを通して流れ
てコンデンサ回路１３のコンデンサＣ1 が１４１Ｖにチ
ャージされ、次の半波が入力端子ｂ，スイッチング手段
１４，コンデンサ回路１３のコンデンサＣ2 ，出力端子
ｄ，ダイオードＤ2 ，入力端子ａを通して流れてコンデ
ンサ回路１３のコンデンサＣ2 が１４１Ｖにチャージさ
れ、コンデンサ回路１３のコンデンサＣ3 が１４１Ｖの
倍の２８２Ｖにチャージされる倍電圧整流動作が行なわ
れ、２８２Ｖの直流電圧がスイッチングトランジスタ４
〜９に供給される。単相ブリッジ整流回路１２のダイオ
ードＤ3 ，Ｄ4 は、全波整流動作の場合には整流素子と
して積極的に機能し、倍電圧整流動作の場合には過負荷
などによるコンデンサ回路１３の極性の反転防止を図る
ための保護用として機能するので、ダイオードＤ3 ，Ｄ
4の一層の有効利用が図られる。スイッチング手段１４
は、コントロールユニット１１によって、ＤＣブラシレ
スモータの回転数が所定回転数以下の場合にオフ状態、
ＤＣブラシレスモータの回転数が所定回転数以上の場合
にオン状態に制御される。所定回転数は、全波整流動作
によって供給される電圧すなわち本例では１４１Ｖで運
転可能な最高回転数以下に設定される。
【００１４】ＤＣブラシレスモータが回転している状態
では、駆動巻線１〜３から誘起電圧Ａ，Ｂ，Ｃが与えら
れる。１６，１７，１８はコンパレータで、コンパレー
タ１６〜１８は、駆動巻線１〜３からの誘起電圧Ａ，
Ｂ，Ｃと、駆動巻線１〜３の仮想中性点を構成する抵抗
１９，２０，２１による中性点電位とを入力し、パルス
整形されたセンサレス信号ＺA ，ＺB ，ＺC をコントロ
ールユニット１１に与える。センサレス信号ＺA 〜ＺC
は、その立上りエッジおよび立下りエッジが駆動巻線１
〜３に誘起される誘起電圧Ａ，Ｂ，Ｃのゼロクロスポイ
ントを表している。
では、駆動巻線１〜３から誘起電圧Ａ，Ｂ，Ｃが与えら
れる。１６，１７，１８はコンパレータで、コンパレー
タ１６〜１８は、駆動巻線１〜３からの誘起電圧Ａ，
Ｂ，Ｃと、駆動巻線１〜３の仮想中性点を構成する抵抗
１９，２０，２１による中性点電位とを入力し、パルス
整形されたセンサレス信号ＺA ，ＺB ，ＺC をコントロ
ールユニット１１に与える。センサレス信号ＺA 〜ＺC
は、その立上りエッジおよび立下りエッジが駆動巻線１
〜３に誘起される誘起電圧Ａ，Ｂ，Ｃのゼロクロスポイ
ントを表している。
【００１５】コントロールユニット１１は、コンパレー
タ１６〜１８からのセンサレス信号ＺA 〜ＺC に加えて
スタート信号および回転速度情報を入力し、図４のフロ
ーチャートに従って、ＤＣブラシレスモータを起動した
後センサレス信号ＺA 〜ＺCに基づいて転流制御信号Ａ
u 〜ＣL を生成して回転速度情報に従うＰＷＭ制御を介
してスイッチングトランジスタ４〜９のベースに与える
と共に、整流手段１０のスイッチング手段１４をオン／
オフする。
タ１６〜１８からのセンサレス信号ＺA 〜ＺC に加えて
スタート信号および回転速度情報を入力し、図４のフロ
ーチャートに従って、ＤＣブラシレスモータを起動した
後センサレス信号ＺA 〜ＺCに基づいて転流制御信号Ａ
u 〜ＣL を生成して回転速度情報に従うＰＷＭ制御を介
してスイッチングトランジスタ４〜９のベースに与える
と共に、整流手段１０のスイッチング手段１４をオン／
オフする。
【００１６】ＤＣブラシレスモータの起動の一例とし
て、コントロールユニット１１は、周波数が徐々に増加
する同期信号をスイッチングトランジスタ４〜９のベー
スに与え、駆動巻線１〜３に回転速度が漸増する回転磁
界を発生させて永久磁石ロータの回転を開始させ、例え
ば誘起電圧Ａ〜Ｃが安定出力される状態となる所定時間
の経過あるいは所定の回転速度に達することで、誘起電
圧Ａ〜Ｃすなわちセンサレス信号ＺA 〜ＺC に基づいて
生成される転流制御信号Ａu 〜ＣL によるセンサレス運
転に移行する。
て、コントロールユニット１１は、周波数が徐々に増加
する同期信号をスイッチングトランジスタ４〜９のベー
スに与え、駆動巻線１〜３に回転速度が漸増する回転磁
界を発生させて永久磁石ロータの回転を開始させ、例え
ば誘起電圧Ａ〜Ｃが安定出力される状態となる所定時間
の経過あるいは所定の回転速度に達することで、誘起電
圧Ａ〜Ｃすなわちセンサレス信号ＺA 〜ＺC に基づいて
生成される転流制御信号Ａu 〜ＣL によるセンサレス運
転に移行する。
【００１７】センサレス運転の一例として、コントロー
ルユニット１１は、図３で説明するようにセンサレス信
号ＺA 〜ＺC に基づいて次回の転流周期を決定し、決定
された転流周期から転流タイミングを設定し、設定され
た転流タイミングになることで、センサレス信号ＺA 〜
ＺC の状態に応じて予め割当てられている転流制御信号
Ａu 〜ＣL を、回転速度情報に従うＰＷＭでチョッピン
グしてスイッチングトランジスタ４〜９に出力する。図
３は転流周期の決定を説明するための説明図で、Ｔn-1
は今回の転流周期、Ｔn は次回の転流周期、ｈはセンサ
レス信号ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジ、ｔact
は今回の転流周期Ｔn-1 の開始時点からセンサレス信号
ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジｈが実際に与えら
れるまでの時間を表す実ゼロクロス時間、ｔref は今回
の転流周期Ｔn-1 の開始時点からセンサレス信号ＺA 〜
ＺC の立上り又は立下りエッジｈが与えられるべき目標
時間を表す目標ゼロクロス時間である。起動からセンサ
レス運転への移行当初においては、所定の転流周期が設
定され所定の転流制御信号がスイッチングトランジスタ
４〜９に与えられることで、今回の転流周期Ｔn-1 が開
始される。今回の転流周期Ｔn-1 が開始されると、セン
サレス信号ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジｈが発
生するまでの実ゼロクロス時間ｔact が検出され、目標
ゼロクロス時間ｔref との差Δｔn-1 ＝ｔref −ｔact
が演算される。目標ゼロクロス時間ｔref は今回の転流
周期Ｔn-1 に基づいて、 ｔref ＝（ｊ／ｋ）・Ｔn-1 に従って設定され、通常、ｊ＝１，ｋ＝２として転流周
期の中央になるように設定される。次に、差Δｔn-1 に
応じて次回の転流周期の積分値Ｔinが、 Ｔin＝Ｋi ・Δｔn-1 ＋Ｔin-1 ここで、Ｋi は積分定数、Ｔin-1は今回の転流周期の積
分値である、に従って積分演算される。そして、差Δｔ
n-1 および次回の転流周期の積分値Ｔin-1に応じて、セ
ンサレス信号ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジｈが
目標ゼロクロス時間ｔref で発生するように、次回の転
流周期Ｔn が、 Ｔn ＝ＫP ・Δｔn-1 ＋Ｔin ここで、ＫP は比例定数である、に従う比例演算によっ
て決定される。そして、上述したように、この決定され
た転流周期から転流タイミングが認識され、転流タイミ
ングになることで、センサレス信号ＺA 〜ＺC の状態に
応じて予め割当てられている転流制御信号Ａu 〜ＣL
が、回転速度情報に従うＰＷＭでチョッピングされて出
力される。転流制御信号Ａu 〜ＣL は、図２に示すセン
サレス信号ＺA 〜ＺC の状態１〜６に応じて夫々割当て
られている。すなわち、本例では、ＺA 〜ＺC ＝（０，
０，１）の状態１ではＡu ＝０，ＡL ＝１，Ｂu ＝０，
ＢL ＝０，Ｃu ＝１，ＣL ＝０が割当てられ、ＺA 〜Ｚ
C ＝（０，１，０）の状態２ではＡu ＝０，ＡL ＝０，
Ｂu ＝１，ＢL ＝０，Ｃu ＝０，ＣL ＝１が割当てら
れ、ＺA 〜ＺC ＝（０，１，１）の状態３ではＡu ＝
０，ＡL ＝１，Ｂu ＝１，ＢL ＝０，Ｃu ＝０，ＣL ＝
０が割当てられ、ＺA 〜ＺC ＝（１，０，０）の状態４
ではＡu ＝１，ＡL ＝０，Ｂu＝０，ＢL ＝１，Ｃu ＝
０，ＣL ＝０が割当てられ、ＺA 〜ＺC ＝（１，０，
１）の状態５ではＡu ＝０，ＡL ＝０，Ｂu ＝０，ＢL
＝１，Ｃu ＝１，ＣL ＝０が割当てられ、ＺA 〜ＺC ＝
（１，１，０）の状態６ではＡu ＝１，ＡL ＝０，Ｂu
＝０，ＢL ＝０，Ｃu ＝０，ＣL ＝１が割当てられてい
る。転流タイミングになることで、その時のセンサレス
信号ＺA 〜ＺC の状態１〜６に対応する転流制御信号Ａ
u 〜ＣL が、回転速度情報に従うＰＷＭ制御を介してス
イッチングトランジスタ４〜９に与えられることとな
る。
ルユニット１１は、図３で説明するようにセンサレス信
号ＺA 〜ＺC に基づいて次回の転流周期を決定し、決定
された転流周期から転流タイミングを設定し、設定され
た転流タイミングになることで、センサレス信号ＺA 〜
ＺC の状態に応じて予め割当てられている転流制御信号
Ａu 〜ＣL を、回転速度情報に従うＰＷＭでチョッピン
グしてスイッチングトランジスタ４〜９に出力する。図
３は転流周期の決定を説明するための説明図で、Ｔn-1
は今回の転流周期、Ｔn は次回の転流周期、ｈはセンサ
レス信号ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジ、ｔact
は今回の転流周期Ｔn-1 の開始時点からセンサレス信号
ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジｈが実際に与えら
れるまでの時間を表す実ゼロクロス時間、ｔref は今回
の転流周期Ｔn-1 の開始時点からセンサレス信号ＺA 〜
ＺC の立上り又は立下りエッジｈが与えられるべき目標
時間を表す目標ゼロクロス時間である。起動からセンサ
レス運転への移行当初においては、所定の転流周期が設
定され所定の転流制御信号がスイッチングトランジスタ
４〜９に与えられることで、今回の転流周期Ｔn-1 が開
始される。今回の転流周期Ｔn-1 が開始されると、セン
サレス信号ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジｈが発
生するまでの実ゼロクロス時間ｔact が検出され、目標
ゼロクロス時間ｔref との差Δｔn-1 ＝ｔref −ｔact
が演算される。目標ゼロクロス時間ｔref は今回の転流
周期Ｔn-1 に基づいて、 ｔref ＝（ｊ／ｋ）・Ｔn-1 に従って設定され、通常、ｊ＝１，ｋ＝２として転流周
期の中央になるように設定される。次に、差Δｔn-1 に
応じて次回の転流周期の積分値Ｔinが、 Ｔin＝Ｋi ・Δｔn-1 ＋Ｔin-1 ここで、Ｋi は積分定数、Ｔin-1は今回の転流周期の積
分値である、に従って積分演算される。そして、差Δｔ
n-1 および次回の転流周期の積分値Ｔin-1に応じて、セ
ンサレス信号ＺA 〜ＺC の立上り又は立下りエッジｈが
目標ゼロクロス時間ｔref で発生するように、次回の転
流周期Ｔn が、 Ｔn ＝ＫP ・Δｔn-1 ＋Ｔin ここで、ＫP は比例定数である、に従う比例演算によっ
て決定される。そして、上述したように、この決定され
た転流周期から転流タイミングが認識され、転流タイミ
ングになることで、センサレス信号ＺA 〜ＺC の状態に
応じて予め割当てられている転流制御信号Ａu 〜ＣL
が、回転速度情報に従うＰＷＭでチョッピングされて出
力される。転流制御信号Ａu 〜ＣL は、図２に示すセン
サレス信号ＺA 〜ＺC の状態１〜６に応じて夫々割当て
られている。すなわち、本例では、ＺA 〜ＺC ＝（０，
０，１）の状態１ではＡu ＝０，ＡL ＝１，Ｂu ＝０，
ＢL ＝０，Ｃu ＝１，ＣL ＝０が割当てられ、ＺA 〜Ｚ
C ＝（０，１，０）の状態２ではＡu ＝０，ＡL ＝０，
Ｂu ＝１，ＢL ＝０，Ｃu ＝０，ＣL ＝１が割当てら
れ、ＺA 〜ＺC ＝（０，１，１）の状態３ではＡu ＝
０，ＡL ＝１，Ｂu ＝１，ＢL ＝０，Ｃu ＝０，ＣL ＝
０が割当てられ、ＺA 〜ＺC ＝（１，０，０）の状態４
ではＡu ＝１，ＡL ＝０，Ｂu＝０，ＢL ＝１，Ｃu ＝
０，ＣL ＝０が割当てられ、ＺA 〜ＺC ＝（１，０，
１）の状態５ではＡu ＝０，ＡL ＝０，Ｂu ＝０，ＢL
＝１，Ｃu ＝１，ＣL ＝０が割当てられ、ＺA 〜ＺC ＝
（１，１，０）の状態６ではＡu ＝１，ＡL ＝０，Ｂu
＝０，ＢL ＝０，Ｃu ＝０，ＣL ＝１が割当てられてい
る。転流タイミングになることで、その時のセンサレス
信号ＺA 〜ＺC の状態１〜６に対応する転流制御信号Ａ
u 〜ＣL が、回転速度情報に従うＰＷＭ制御を介してス
イッチングトランジスタ４〜９に与えられることとな
る。
【００１８】図４は図１の構成の動作フローチャート
で、図４を併用して図１の構成の動作を以下に説明す
る。
で、図４を併用して図１の構成の動作を以下に説明す
る。
【００１９】スタート信号が与えられることでコントロ
ールユニット１１は、図４のフローを開始し、ステップ
３０で整流手段１０が全波整流動作をするようにスイッ
チング手段１４をオフ状態にした後、ステップ３１で構
成説明で述べたような方法によりＤＣブラシレスモータ
を起動する。その後ステップ３２に入り、例えば誘起電
圧Ａ〜Ｃが安定出力される状態となる所定時間の経過あ
るいは所定の回転速度に達することで、ステップ３３の
センサレス運転に移行する。ステップ３３では、構成説
明で述べたような方法によりセンサレス運転を行ない、
転流制御信号Ａu 〜ＣL を回転速度情報に従ってＰＷＭ
制御する。次いでステップ３４の実回転数の検出に入
り、例えば少なくともひとつのセンサレス信号ＺA 〜Ｚ
C の立上りエッジ又は立下りエッジの周期に基づいてモ
ータの実回転数を検出し、次のステップ３５で、検出し
た実回転数が所定回転数以上か否かを判断する。所定回
転数は、構成説明で述べたように、全波整流動作によっ
て供給される電圧すなわち本例では１４１Ｖで運転可能
な最高回転数以下に設定されている。モータの実回転数
が所定回転数以下であれば、ステップ３５からステップ
３６に入り、スイッチング手段１４のオフ制御を経てス
テップ３３に戻る。スイッチング手段１４がオフ状態に
されることで、整流手段１０が全波整流動作を行ない、
１４１Ｖの直流電圧がスイッチングトランジスタ４〜９
に供給される。モータの実回転数が所定回転数以上であ
れば、ステップ３５からステップ３７に入り、スイッチ
ング手段１４のオン制御を経てステップ３３に戻る。ス
イッチング手段１４がオン状態にされることで、整流手
段１０が倍電圧整流動作を行ない、１４１Ｖの２倍の２
８２Ｖの直流電圧がスイッチングトランジスタ４〜９に
供給される。
ールユニット１１は、図４のフローを開始し、ステップ
３０で整流手段１０が全波整流動作をするようにスイッ
チング手段１４をオフ状態にした後、ステップ３１で構
成説明で述べたような方法によりＤＣブラシレスモータ
を起動する。その後ステップ３２に入り、例えば誘起電
圧Ａ〜Ｃが安定出力される状態となる所定時間の経過あ
るいは所定の回転速度に達することで、ステップ３３の
センサレス運転に移行する。ステップ３３では、構成説
明で述べたような方法によりセンサレス運転を行ない、
転流制御信号Ａu 〜ＣL を回転速度情報に従ってＰＷＭ
制御する。次いでステップ３４の実回転数の検出に入
り、例えば少なくともひとつのセンサレス信号ＺA 〜Ｚ
C の立上りエッジ又は立下りエッジの周期に基づいてモ
ータの実回転数を検出し、次のステップ３５で、検出し
た実回転数が所定回転数以上か否かを判断する。所定回
転数は、構成説明で述べたように、全波整流動作によっ
て供給される電圧すなわち本例では１４１Ｖで運転可能
な最高回転数以下に設定されている。モータの実回転数
が所定回転数以下であれば、ステップ３５からステップ
３６に入り、スイッチング手段１４のオフ制御を経てス
テップ３３に戻る。スイッチング手段１４がオフ状態に
されることで、整流手段１０が全波整流動作を行ない、
１４１Ｖの直流電圧がスイッチングトランジスタ４〜９
に供給される。モータの実回転数が所定回転数以上であ
れば、ステップ３５からステップ３７に入り、スイッチ
ング手段１４のオン制御を経てステップ３３に戻る。ス
イッチング手段１４がオン状態にされることで、整流手
段１０が倍電圧整流動作を行ない、１４１Ｖの２倍の２
８２Ｖの直流電圧がスイッチングトランジスタ４〜９に
供給される。
【００２０】このように、モータの回転数が所定回転数
以下の場合には、整流手段１０が全波整流動作を行な
い、所定回転数以上の場合と比較して１／２の直流電圧
が供給されるので、低速および中速制御のためにＰＷＭ
制御された転流制御信号Ａu 〜ＣL のパルス幅が小さく
なり駆動巻線１〜３に印加される電圧パルスの幅が小さ
くなっても、電圧パルスの電圧値は所定回転数以上の場
合の１／２になる。そのため、モータ電流も小さくな
り、その電流変化も小となるので、磁束の変化によるヒ
ステリシスループが小さくなり鉄損が減少する。所定回
転数以上では整流手段１０が倍電圧整流動作を行ない所
定回転数以下の場合の２倍の直流電圧が供給されるの
で、モータの回転領域を狭めることもない。また、所定
回転数以下では上述したようにモータ電流が小さくなる
ので、スイッチングトランジスタ４〜９のオン損失が低
減される。
以下の場合には、整流手段１０が全波整流動作を行な
い、所定回転数以上の場合と比較して１／２の直流電圧
が供給されるので、低速および中速制御のためにＰＷＭ
制御された転流制御信号Ａu 〜ＣL のパルス幅が小さく
なり駆動巻線１〜３に印加される電圧パルスの幅が小さ
くなっても、電圧パルスの電圧値は所定回転数以上の場
合の１／２になる。そのため、モータ電流も小さくな
り、その電流変化も小となるので、磁束の変化によるヒ
ステリシスループが小さくなり鉄損が減少する。所定回
転数以上では整流手段１０が倍電圧整流動作を行ない所
定回転数以下の場合の２倍の直流電圧が供給されるの
で、モータの回転領域を狭めることもない。また、所定
回転数以下では上述したようにモータ電流が小さくなる
ので、スイッチングトランジスタ４〜９のオン損失が低
減される。
【００２１】図５は本発明の実施の形態の別の例を示す
構成図、図６は図５の構成によって制御される空調装置
の一例を示す構成図である。
構成図、図６は図５の構成によって制御される空調装置
の一例を示す構成図である。
【００２２】本例では、空調装置が冷房運転の場合に整
流手段１０が全波整流動作を行ない、空調装置が暖房運
転の場合に整流手段１０が倍電圧整流動作を行なうよう
に、コントロールユニット４０によって整流手段１０の
スイッチング手段１４がオン／オフ制御される。駆動巻
線１〜３を有するＤＣブラシレスモータ４１は、コント
ロールユニット４０によって、先の例で述べたように起
動およびセンサレス信号ＺA 〜ＺC に基づくセンサレス
運転が行なわれると共に、回転速度情報に従う転流制御
信号Ａu 〜ＣL のＰＷＭ制御により速度制御が行なわれ
る。
流手段１０が全波整流動作を行ない、空調装置が暖房運
転の場合に整流手段１０が倍電圧整流動作を行なうよう
に、コントロールユニット４０によって整流手段１０の
スイッチング手段１４がオン／オフ制御される。駆動巻
線１〜３を有するＤＣブラシレスモータ４１は、コント
ロールユニット４０によって、先の例で述べたように起
動およびセンサレス信号ＺA 〜ＺC に基づくセンサレス
運転が行なわれると共に、回転速度情報に従う転流制御
信号Ａu 〜ＣL のＰＷＭ制御により速度制御が行なわれ
る。
【００２３】ＤＣブラシレスモータ４１は図６の空調装
置のコンプレッサ４２を駆動する。図６の空調装置は四
方弁４３の切換えによって暖房運転または冷房運転が行
なわれる。暖房運転においては、コンプレッサ４２の吐
出側ａから四方弁４３，室内熱交換器４４，膨張弁４
５，室外熱交換器４６，四方弁４３，アキュムレータ４
７を経てコンプレッサ４２の吸入側ｂに至る暖房サイク
ルが形成されるように、四方弁４３がコントロールユニ
ット４０によって切換えられる。冷房運転においては、
コンプレッサ４２の吐出側ａから四方弁４３，室外熱交
換器４６，膨張弁４５，室内熱交換器４４，四方弁４
３，アキュムータ４７を経てコンプレッサ４２の吸入側
ｂに至る冷房サイクルが形成されるように、四方弁４３
がコントロールユニット４０によって切換えられる。
置のコンプレッサ４２を駆動する。図６の空調装置は四
方弁４３の切換えによって暖房運転または冷房運転が行
なわれる。暖房運転においては、コンプレッサ４２の吐
出側ａから四方弁４３，室内熱交換器４４，膨張弁４
５，室外熱交換器４６，四方弁４３，アキュムレータ４
７を経てコンプレッサ４２の吸入側ｂに至る暖房サイク
ルが形成されるように、四方弁４３がコントロールユニ
ット４０によって切換えられる。冷房運転においては、
コンプレッサ４２の吐出側ａから四方弁４３，室外熱交
換器４６，膨張弁４５，室内熱交換器４４，四方弁４
３，アキュムータ４７を経てコンプレッサ４２の吸入側
ｂに至る冷房サイクルが形成されるように、四方弁４３
がコントロールユニット４０によって切換えられる。
【００２４】コントロールユニット４０は、コンパレー
タ１６〜１８からのセンサレス信号ＺA 〜ＺC に加えて
スタート信号，停止信号，暖房／冷房情報および回転速
度情報を入力し、図７のフローチャートに従って、ＤＣ
ブラシレスモータを起動した後センサレス信号ＺA 〜Ｚ
C に基づいて転流制御信号Ａu 〜ＣL を生成して回転速
度情報に従うＰＷＭ制御を介してスイッチングトランジ
スタ４〜９のベースに与えると共に、四方弁４３の切換
え、整流手段１０のスイッチング手段１４のオン／オフ
を実行する。その他の構成は先の例で述べた通りであ
る。
タ１６〜１８からのセンサレス信号ＺA 〜ＺC に加えて
スタート信号，停止信号，暖房／冷房情報および回転速
度情報を入力し、図７のフローチャートに従って、ＤＣ
ブラシレスモータを起動した後センサレス信号ＺA 〜Ｚ
C に基づいて転流制御信号Ａu 〜ＣL を生成して回転速
度情報に従うＰＷＭ制御を介してスイッチングトランジ
スタ４〜９のベースに与えると共に、四方弁４３の切換
え、整流手段１０のスイッチング手段１４のオン／オフ
を実行する。その他の構成は先の例で述べた通りであ
る。
【００２５】図７は図５の構成の動作フローチャート
で、図７を併用して図５の構成の動作を以下に説明す
る。
で、図７を併用して図５の構成の動作を以下に説明す
る。
【００２６】スタート信号が与えられることでコントロ
ールユニット４０は、図７のフローを開始し、ステップ
５０で暖房／冷房情報を取り込んだ後、次のステップ５
１で暖房か冷房かを判断する。冷房であれば、ステップ
５１からステップ５２に入り、冷房サイクルが形成され
るように空調装置の四方弁４３を切換えて冷房設定を行
ない、次のステップ５３で整流手段１０のスイッチング
手段１４をオフ状態にした後、ステップ５４に入る。ス
イッチング手段１４がオフ状態にされることで、整流手
段１０は全波整流動作を行ない、１４１Ｖの直流電圧が
スイッチングトランジスタ４〜９に供給される。暖房で
あれば、ステップ５１からステップ５５に入り、暖房サ
イクルが形成されるように空調装置の四方弁４３を切換
えて暖房設定を行ない、次のステップ５６で整流手段１
０のスイッチング手段１４をオン状態にした後、ステッ
プ５４に入る。スイッチング手段１４がオン状態にされ
ることで、整流手段１０は倍電圧整流動作を行ない、１
４１Ｖの２倍の２８２Ｖの直流電圧がスイッチングトラ
ンジスタ４〜９に供給される。ステップ５４では先の例
で述べたような方法によりＤＣブラシレスモータ４１を
起動する。その後ステップ５７に入り、例えば誘起電圧
Ａ〜Ｃが安定出力される状態となる所定時間の経過ある
いは所定の回転速度に達することで、ステップ５８のセ
ンサレス運転に移行する。ステップ５８では、先の例で
述べたような方法によりセンサレス運転を行ない、転流
制御信号Ａu 〜ＣL を回転速度情報に従ってＰＷＭ制御
する。次いでステップ５９のモータ停止判断に入る。本
例では、停止信号が与えられた場合および暖房／冷房の
切換えが行なわれた場合すなわち暖房から冷房に或は冷
房から暖房に切換えが行なわれた場合に、モータ停止と
判断される。暖房／冷房の切換えが行なわれたか否かは
暖房／冷房情報に基づいて認識される。ステップ５９で
モータ停止と判断しなければステップ５８に戻ってモー
タのセンサレス運転を継続し、モータ停止と判断すれば
ステップ６０に入ってＤＣブラシレスモータの運転を停
止した後ステップ６１に入る。ステップ６１では、モー
タの停止が停止信号によるものか又は暖房／冷房の切換
えによるものかを判断する。停止信号によるものであれ
ば、図７の制御を終了する。暖房／冷房の切換えによる
ものであればステップ５０に戻り、空調装置の四方弁４
３および整流手段１０のスイッチング手段１４を暖房／
冷房の切換えに応じて制御した後、ＤＣブラシレスモー
タ４１を起動してセンサレス運転を再開する。
ールユニット４０は、図７のフローを開始し、ステップ
５０で暖房／冷房情報を取り込んだ後、次のステップ５
１で暖房か冷房かを判断する。冷房であれば、ステップ
５１からステップ５２に入り、冷房サイクルが形成され
るように空調装置の四方弁４３を切換えて冷房設定を行
ない、次のステップ５３で整流手段１０のスイッチング
手段１４をオフ状態にした後、ステップ５４に入る。ス
イッチング手段１４がオフ状態にされることで、整流手
段１０は全波整流動作を行ない、１４１Ｖの直流電圧が
スイッチングトランジスタ４〜９に供給される。暖房で
あれば、ステップ５１からステップ５５に入り、暖房サ
イクルが形成されるように空調装置の四方弁４３を切換
えて暖房設定を行ない、次のステップ５６で整流手段１
０のスイッチング手段１４をオン状態にした後、ステッ
プ５４に入る。スイッチング手段１４がオン状態にされ
ることで、整流手段１０は倍電圧整流動作を行ない、１
４１Ｖの２倍の２８２Ｖの直流電圧がスイッチングトラ
ンジスタ４〜９に供給される。ステップ５４では先の例
で述べたような方法によりＤＣブラシレスモータ４１を
起動する。その後ステップ５７に入り、例えば誘起電圧
Ａ〜Ｃが安定出力される状態となる所定時間の経過ある
いは所定の回転速度に達することで、ステップ５８のセ
ンサレス運転に移行する。ステップ５８では、先の例で
述べたような方法によりセンサレス運転を行ない、転流
制御信号Ａu 〜ＣL を回転速度情報に従ってＰＷＭ制御
する。次いでステップ５９のモータ停止判断に入る。本
例では、停止信号が与えられた場合および暖房／冷房の
切換えが行なわれた場合すなわち暖房から冷房に或は冷
房から暖房に切換えが行なわれた場合に、モータ停止と
判断される。暖房／冷房の切換えが行なわれたか否かは
暖房／冷房情報に基づいて認識される。ステップ５９で
モータ停止と判断しなければステップ５８に戻ってモー
タのセンサレス運転を継続し、モータ停止と判断すれば
ステップ６０に入ってＤＣブラシレスモータの運転を停
止した後ステップ６１に入る。ステップ６１では、モー
タの停止が停止信号によるものか又は暖房／冷房の切換
えによるものかを判断する。停止信号によるものであれ
ば、図７の制御を終了する。暖房／冷房の切換えによる
ものであればステップ５０に戻り、空調装置の四方弁４
３および整流手段１０のスイッチング手段１４を暖房／
冷房の切換えに応じて制御した後、ＤＣブラシレスモー
タ４１を起動してセンサレス運転を再開する。
【００２７】このように、空調装置が冷房運転の場合に
は、整流手段１０が全波整流動作を行ない、暖房運転の
場合と比較して１／２の直流電圧が供給されるので、Ｐ
ＷＭ制御された転流制御信号Ａu 〜ＣL のパルス幅が小
さくなり駆動巻線１〜３に印加される電圧パルスの幅が
小さくなっても、電圧パルスの電圧値は暖房運転の場合
の１／２になる。そのため、モータ電流も小さくなり、
その電流変化も小となるので、磁束の変化によるヒステ
リシスループが小さくなり鉄損が減少する。冷房運転で
は暖房運転の場合と比較してコンプレッサ４２を駆動す
るモータ４１を高回転で運転する必要がないので、ＰＷ
Ｍ制御された転流制御信号Ａu 〜ＣL を介して供給され
る直流電圧を低くしても冷房運転に支障を来すことはな
い。また、冷房運転では上述したようにモータ電流が小
さくなるので、スイッチングトランジスタ４〜９のオン
損失が低減される。一方、暖房運転では整流手段１０が
倍電圧整流動作を行ない冷房運転時の２倍の直流電圧が
供給されるから、より大きな能力を必要とする暖房運転
に支障を来すこともない。
は、整流手段１０が全波整流動作を行ない、暖房運転の
場合と比較して１／２の直流電圧が供給されるので、Ｐ
ＷＭ制御された転流制御信号Ａu 〜ＣL のパルス幅が小
さくなり駆動巻線１〜３に印加される電圧パルスの幅が
小さくなっても、電圧パルスの電圧値は暖房運転の場合
の１／２になる。そのため、モータ電流も小さくなり、
その電流変化も小となるので、磁束の変化によるヒステ
リシスループが小さくなり鉄損が減少する。冷房運転で
は暖房運転の場合と比較してコンプレッサ４２を駆動す
るモータ４１を高回転で運転する必要がないので、ＰＷ
Ｍ制御された転流制御信号Ａu 〜ＣL を介して供給され
る直流電圧を低くしても冷房運転に支障を来すことはな
い。また、冷房運転では上述したようにモータ電流が小
さくなるので、スイッチングトランジスタ４〜９のオン
損失が低減される。一方、暖房運転では整流手段１０が
倍電圧整流動作を行ない冷房運転時の２倍の直流電圧が
供給されるから、より大きな能力を必要とする暖房運転
に支障を来すこともない。
【００２８】以上述べた例ではＤＣブラシレスモータの
駆動を例に述べたが、これに限定するものではなく、回
転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介して直流電圧を供給
しモータの回転速度を制御するものに広く適用すること
ができる。
駆動を例に述べたが、これに限定するものではなく、回
転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介して直流電圧を供給
しモータの回転速度を制御するものに広く適用すること
ができる。
【００２９】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、整
流手段によって、モータが所定回転数以下の場合には全
波整流された直流電圧が回転速度情報に応じたＰＷＭ制
御を介してモータに供給され、モータが所定回転数以上
になることで倍電圧整流された直流電圧すなわち全波整
流時の２倍の直流電圧がＰＷＭ制御を介して供給され
る。そのため、低速および中速制御のためにＰＷＭ制御
によりモータに印加される電圧パルスの幅が小さくなっ
ても、電圧パルスの電圧値は所定回転数以上の場合の１
／２になるので、モータ電流が小さくなってその電流変
化が小となり、磁束の変化によるヒステリシスループが
小さくなって鉄損が減少する。所定回転数以上では倍電
圧整流動作により所定回転数以下の場合の２倍の直流電
圧が供給されるので、モータの回転領域を狭めることも
ない。また、所定回転数以下ではモータ電流が小さくな
るので、ＰＷＭでスイッチングされる素子のオン損失が
低減される。
流手段によって、モータが所定回転数以下の場合には全
波整流された直流電圧が回転速度情報に応じたＰＷＭ制
御を介してモータに供給され、モータが所定回転数以上
になることで倍電圧整流された直流電圧すなわち全波整
流時の２倍の直流電圧がＰＷＭ制御を介して供給され
る。そのため、低速および中速制御のためにＰＷＭ制御
によりモータに印加される電圧パルスの幅が小さくなっ
ても、電圧パルスの電圧値は所定回転数以上の場合の１
／２になるので、モータ電流が小さくなってその電流変
化が小となり、磁束の変化によるヒステリシスループが
小さくなって鉄損が減少する。所定回転数以上では倍電
圧整流動作により所定回転数以下の場合の２倍の直流電
圧が供給されるので、モータの回転領域を狭めることも
ない。また、所定回転数以下ではモータ電流が小さくな
るので、ＰＷＭでスイッチングされる素子のオン損失が
低減される。
【００３０】また、本発明よれば、整流手段によって、
空調装置が冷房運転の場合には全波整流された直流電圧
が回転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介してモータに供
給され、空調装置が暖房運転の場合には倍電圧整流され
た直流電圧すなわち全波整流時の２倍の直流電圧がＰＷ
Ｍ制御を介して供給される。そのため、冷房運転時にお
いて、ＰＷＭ制御によりモータに印加される電圧パルス
の幅が小さくなっても、電圧パルスの電圧値は暖房運転
の場合の１／２になるので、モータ電流が小さくなって
その電流変化が小となり、磁束の変化によるヒステリシ
スループが小さくなって鉄損が減少する。また、冷房運
転ではモータ電流が小さくなるので、ＰＷＭでスイッチ
ングされる素子のオン損失が低減される。
空調装置が冷房運転の場合には全波整流された直流電圧
が回転速度情報に応じたＰＷＭ制御を介してモータに供
給され、空調装置が暖房運転の場合には倍電圧整流され
た直流電圧すなわち全波整流時の２倍の直流電圧がＰＷ
Ｍ制御を介して供給される。そのため、冷房運転時にお
いて、ＰＷＭ制御によりモータに印加される電圧パルス
の幅が小さくなっても、電圧パルスの電圧値は暖房運転
の場合の１／２になるので、モータ電流が小さくなって
その電流変化が小となり、磁束の変化によるヒステリシ
スループが小さくなって鉄損が減少する。また、冷房運
転ではモータ電流が小さくなるので、ＰＷＭでスイッチ
ングされる素子のオン損失が低減される。
【００３１】また、本発明によれば、オフ状態では全波
整流動作を行ないオン状態では倍電圧整流動作を行なう
ように単相ブリッジ整流回路とコンデンサ回路との間に
挿入されたスイッチング手段のオン／オフによって低圧
と高圧の２種類の整流出力を与えるようにしているの
で、極めて簡単な構成で低圧と高圧の２種類の整流出力
を与えることができる。更に、倍電圧整流動作の場合に
コンデンサ回路の保護用として機能し整流動作には積極
的には機能しない単相ブリッジ整流回路の整流素子が全
波整流動作の場合には整流動作に積極的に機能すること
となるため、単相ブリッジ整流回路の整流素子の一層の
有効利用を図ることができる。
整流動作を行ないオン状態では倍電圧整流動作を行なう
ように単相ブリッジ整流回路とコンデンサ回路との間に
挿入されたスイッチング手段のオン／オフによって低圧
と高圧の２種類の整流出力を与えるようにしているの
で、極めて簡単な構成で低圧と高圧の２種類の整流出力
を与えることができる。更に、倍電圧整流動作の場合に
コンデンサ回路の保護用として機能し整流動作には積極
的には機能しない単相ブリッジ整流回路の整流素子が全
波整流動作の場合には整流動作に積極的に機能すること
となるため、単相ブリッジ整流回路の整流素子の一層の
有効利用を図ることができる。
【図１】図１は本発明の実施の形態の一例を示す構成図
である。
である。
【図２】図２は図１の構成における誘起電圧、センサレ
ス信号および転流制御信号を表す波形図である。
ス信号および転流制御信号を表す波形図である。
【図３】図３は転流周期の決定を説明するための説明図
である。
である。
【図４】図４は図１の構成の動作フローチャートであ
る。
る。
【図５】図５は本発明の実施の形態の別の例を示す構成
図である。
図である。
【図６】図６は図５の構成によって制御される空調装置
の一例を示す構成図である。
の一例を示す構成図である。
【図７】図７は図５の構成の動作フローチャートであ
る。
る。
【図８】図８は鉄損の増大を説明するための説明図であ
る。
る。
１〜３ ＤＣブラシレスモータの駆動巻線 ４〜９ スイッチングトランジスタ １０ 整流手段 １１ コントロールユニット １２ 単相ブリッジ整流回路 １３ コンデンサ回路 １４ スイッチング手段 １５ 交流電源 ４０ コントロールユニット ４１ ＤＣブラシレスモータ ４２ コンプレッサ
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電圧を回転速度情報に応じたＰＷＭ
制御を介してモータに印加することによって前記モータ
を駆動するモータ駆動装置において、 交流電源を全波整流または倍電圧整流し、全波整流され
た電圧または倍電圧整流された電圧を前記直流電圧とし
て供給する整流手段と、 前記モータの回転数が所定回転数以下の場合に前記整流
手段が全波整流を行なうように制御し、前記モータの回
転数が前記所定回転数以上の場合に前記整流手段が倍電
圧整流を行なうように制御する制御手段とを有するモー
タ駆動装置。 - 【請求項２】 前記モータがＤＣブラシレスモータであ
り、 前記整流手段が、前記交流電源が印加される単相ブリッ
ジ整流回路と、前記単相ブリッジ整流回路の整流電圧で
チャージされるコンデンサ回路と、オフ状態では全波整
流動作を行ないオン状態では倍電圧整流動作を行なうよ
うに、前記単相ブリッジ整流回路と前記コンデンサ回路
との間に挿入されたスイッチング手段とを有し、 前記制御手段が、前記ＤＣブラシレスモータの回転数が
前記所定回転数以下の場合に前記スイッチング手段をオ
フ状態に制御し、前記ＤＣブラシレスモータの回転数が
前記所定回転数以上の場合に前記スイッチング手段をオ
ン状態に制御する請求項１に記載のモータ駆動装置。 - 【請求項３】 前記所定回転数が全波整流された電圧で
運転可能な最高回転数以下に設定された請求項１または
２に記載のモータ駆動装置。 - 【請求項４】 直流電圧を回転速度情報に応じたＰＷＭ
制御を介して空調装置のコンプレッサを駆動するモータ
に印加することによって前記モータを駆動するモータ駆
動装置において、 交流電源を全波整流または倍電圧整流し、全波整流され
た電圧または倍電圧整流された電圧を前記直流電圧とし
て供給する整流手段と、 前記空調装置が冷房運転の場合に前記整流手段が全波整
流を行なうように制御し、前記空調装置が暖房運転の場
合に前記整流手段が倍電圧整流を行なうように制御する
制御手段とを有するモータ駆動装置。 - 【請求項５】 前記モータがＤＣブラシレスモータであ
り、 前記整流手段が、前記交流電源が印加される単相ブリッ
ジ整流回路と、前記単相ブリッジ整流回路の整流電圧で
チャージされるコンデンサ回路と、オフ状態では全波整
流動作を行ないオン状態では倍電圧整流動作を行なうよ
うに、前記単相ブリッジ整流回路と前記コンデンサ回路
との間に挿入されたスイッチング手段とを有し、 前記制御手段が、前記空調装置が冷房運転の場合に前記
スイッチング手段をオフ状態に制御し、前記空調装置が
暖房運転の場合に前記スイッチング手段をオン状態に制
御する請求項４に記載のモータ駆動装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8358711A JPH10201286A (ja) | 1996-12-30 | 1996-12-30 | モータ駆動装置 |
| US08/991,898 US5915070A (en) | 1996-12-30 | 1997-12-17 | Motor driving apparatus for pulse-width modulation controlling a DC voltage according to a rotation speed setting information |
| KR1019970075206A KR19980064755A (ko) | 1996-12-30 | 1997-12-27 | 모우터 구동장치 |
| CN97108597A CN1191411A (zh) | 1996-12-30 | 1997-12-30 | 电动机驱动装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8358711A JPH10201286A (ja) | 1996-12-30 | 1996-12-30 | モータ駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10201286A true JPH10201286A (ja) | 1998-07-31 |
Family
ID=18460727
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8358711A Pending JPH10201286A (ja) | 1996-12-30 | 1996-12-30 | モータ駆動装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5915070A (ja) |
| JP (1) | JPH10201286A (ja) |
| KR (1) | KR19980064755A (ja) |
| CN (1) | CN1191411A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001128432A (ja) * | 1999-09-10 | 2001-05-11 | Jianzhun Electric Mach Ind Co Ltd | 交流電源駆動式直流ブラシレス電動機 |
| EP1022844A3 (en) * | 1999-01-19 | 2002-04-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Power supply device and air conditioner using the same |
| JP2006006046A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Daikin Ind Ltd | コンバータ制御方法及びコンバータ制御装置並びに空調機及びその制御方法及び制御装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP3783598B2 (ja) * | 2001-09-28 | 2006-06-07 | 松下電器産業株式会社 | インバータエアコン |
| DE10149756A1 (de) * | 2001-10-04 | 2003-04-10 | Picanol Nv | Verfahren zum Antreiben und Antrieb für eine Maschine |
| JP4001060B2 (ja) * | 2003-02-18 | 2007-10-31 | 富士電機システムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| EP2871769B1 (de) * | 2004-06-04 | 2017-01-04 | Belimo Holding AG | Bürstenloser DC-Motor |
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| JP4792849B2 (ja) | 2005-07-15 | 2011-10-12 | パナソニック株式会社 | 空気調和機の直流電源装置 |
| JP2008005632A (ja) * | 2006-06-22 | 2008-01-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動装置及びモータ駆動方法並びにディスク駆動装置 |
| RU2360353C1 (ru) * | 2007-12-27 | 2009-06-27 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский энергетический институт (технический университет)" (ГОУВПО "МЭИ (ТУ)") | Способ управления гистерезисным электроприводом механизма |
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| US9419547B2 (en) * | 2012-06-11 | 2016-08-16 | Tai-Her Yang | Switch type DC electric machine having auxiliary excitation winding and conduction ring and brush |
| US12140345B2 (en) * | 2016-10-25 | 2024-11-12 | Regal Beloit America, Inc. | Multi-capacity compressor with variable speed drive and method of use |
| CN110971172A (zh) * | 2018-09-30 | 2020-04-07 | 广东美芝制冷设备有限公司 | 压缩机的控制电路 |
| US11722086B2 (en) * | 2019-05-17 | 2023-08-08 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor drive device |
| US12212253B2 (en) | 2022-12-20 | 2025-01-28 | Regal Beloit America, Inc. | Controller and drive circuits for electric motors |
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-
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- 1996-12-30 JP JP8358711A patent/JPH10201286A/ja active Pending
-
1997
- 1997-12-17 US US08/991,898 patent/US5915070A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-27 KR KR1019970075206A patent/KR19980064755A/ko not_active Ceased
- 1997-12-30 CN CN97108597A patent/CN1191411A/zh active Pending
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|---|---|
| CN1191411A (zh) | 1998-08-26 |
| KR19980064755A (ko) | 1998-10-07 |
| US5915070A (en) | 1999-06-22 |
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