JPH1022844A - 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路 - Google Patents
送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路Info
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- JPH1022844A JPH1022844A JP8176036A JP17603696A JPH1022844A JP H1022844 A JPH1022844 A JP H1022844A JP 8176036 A JP8176036 A JP 8176036A JP 17603696 A JP17603696 A JP 17603696A JP H1022844 A JPH1022844 A JP H1022844A
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- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪
み補償回路に関し、高価で、しかも重量のあるスペクト
ラムアナライザを使用しないで済むようにすることを課
題とする。 【解決手段】 入力手段２が、異なる周波数の２つの基
準信号を電力増幅器１よりも前段で入力する。これを、
プリディストーション回路５および電力増幅器１を経
て、電力増幅器１の所定部から取り出す。この取り出さ
れた信号には３次相互変調歪み成分が含まれている筈で
ある。この取り出された信号を基に、抽出手段３が、２
基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分を抽出す
る。検波手段４は、抽出された周波数成分を検波して直
流電圧を出力する。抽出手段３が抽出した周波数成分
は、３次相互変調歪み成分と相関があるので、直流電圧
値は、３次相互変調歪み成分の大きさを表している。
み補償回路に関し、高価で、しかも重量のあるスペクト
ラムアナライザを使用しないで済むようにすることを課
題とする。 【解決手段】 入力手段２が、異なる周波数の２つの基
準信号を電力増幅器１よりも前段で入力する。これを、
プリディストーション回路５および電力増幅器１を経
て、電力増幅器１の所定部から取り出す。この取り出さ
れた信号には３次相互変調歪み成分が含まれている筈で
ある。この取り出された信号を基に、抽出手段３が、２
基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分を抽出す
る。検波手段４は、抽出された周波数成分を検波して直
流電圧を出力する。抽出手段３が抽出した周波数成分
は、３次相互変調歪み成分と相関があるので、直流電圧
値は、３次相互変調歪み成分の大きさを表している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、送信機の非線形歪
み検出回路および非線形歪み補償回路に関し、特に、非
線形性により３次相互変調歪みを発生する送信機の非線
形歪み検出回路および非線形歪み補償回路に関する。
み検出回路および非線形歪み補償回路に関し、特に、非
線形性により３次相互変調歪みを発生する送信機の非線
形歪み検出回路および非線形歪み補償回路に関する。
【０００２】多重無線装置等では、送信機で発生する非
線形歪みを抑圧するためにプリディストーション回路
（プリディストータ）を用いて歪み補償を行う。プリデ
ィストーション回路は、電力増幅器（高出力増幅器）よ
りも前段に設けられ、電力増幅器で発生する非線形歪み
に対してちょうど逆位相になる信号を予め作成するもの
である。そうしたプリディストーション回路を最適調整
するためには、３次相互変調歪み成分をモニタする必要
がある。本発明は、そうした３次相互変調歪み成分を簡
単にモニタする回路を提供するとともに、プリディスト
ーション回路を自動的に最適調整する回路を提供するも
のである。
線形歪みを抑圧するためにプリディストーション回路
（プリディストータ）を用いて歪み補償を行う。プリデ
ィストーション回路は、電力増幅器（高出力増幅器）よ
りも前段に設けられ、電力増幅器で発生する非線形歪み
に対してちょうど逆位相になる信号を予め作成するもの
である。そうしたプリディストーション回路を最適調整
するためには、３次相互変調歪み成分をモニタする必要
がある。本発明は、そうした３次相互変調歪み成分を簡
単にモニタする回路を提供するとともに、プリディスト
ーション回路を自動的に最適調整する回路を提供するも
のである。
【０００３】
【従来の技術】従来、プリディストーション回路を最適
調整するために、送信機に異なる周波数の２つの連続波
ＣＷ(Continuous Wave) を入力し、送信機の出力側にス
ペクトラムアナライザを接続して出力を監視する方法が
あった。なお、２つの連続波を入力する他に、変調波や
１つの連続波を入力することもある。
調整するために、送信機に異なる周波数の２つの連続波
ＣＷ(Continuous Wave) を入力し、送信機の出力側にス
ペクトラムアナライザを接続して出力を監視する方法が
あった。なお、２つの連続波を入力する他に、変調波や
１つの連続波を入力することもある。
【０００４】一般に、送信機を高能率に作動させるため
に、電力増幅器（高出力増幅器）を非線形部分で使用す
ることが多い。そのため、その非線形性により発生する
歪みをプリディストーション回路により補償するように
している。このプリディストーション回路を調整するに
は、送信機の出力信号に現れる非線形歪みをモニタする
必要がある。非線形歪みをモニタする具体的な方法とし
て、２つの連続波を中間周波増幅器に入力し、電力増幅
器の出力側に現れる信号を監視する。例えば、６５ＭＨ
ｚ，７０ＭＨｚの２つの連続波を中間周波増幅器に入力
し、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚにアップコンバー
トする。図１７に示すように、８０６５ＭＨｚを周波数
ｆ1 、８０７０ＭＨｚを周波数ｆ2 としたとき、これら
を電力増幅器に入力すると、前述の非線形性に起因し
て、電力増幅器の出力側に周波数（２ｆ1 −ｆ2 ），
（２ｆ2 −ｆ1 ）の３次相互変調歪み成分（以下、これ
を「ＩＭ (Intermodulation)３」と呼ぶ）が発生する。
周波数周波数（２ｆ1 −ｆ2 ）は８０６０ＭＨｚ、周波
数（２ｆ2 −ｆ1 ）は８０７５ＭＨｚである。スペクト
ラムアナライザにより、これらのＩＭ３を監視し、ＩＭ
３が最小となるように、プリディストーション回路を調
整することが行われる。
に、電力増幅器（高出力増幅器）を非線形部分で使用す
ることが多い。そのため、その非線形性により発生する
歪みをプリディストーション回路により補償するように
している。このプリディストーション回路を調整するに
は、送信機の出力信号に現れる非線形歪みをモニタする
必要がある。非線形歪みをモニタする具体的な方法とし
て、２つの連続波を中間周波増幅器に入力し、電力増幅
器の出力側に現れる信号を監視する。例えば、６５ＭＨ
ｚ，７０ＭＨｚの２つの連続波を中間周波増幅器に入力
し、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚにアップコンバー
トする。図１７に示すように、８０６５ＭＨｚを周波数
ｆ1 、８０７０ＭＨｚを周波数ｆ2 としたとき、これら
を電力増幅器に入力すると、前述の非線形性に起因し
て、電力増幅器の出力側に周波数（２ｆ1 −ｆ2 ），
（２ｆ2 −ｆ1 ）の３次相互変調歪み成分（以下、これ
を「ＩＭ (Intermodulation)３」と呼ぶ）が発生する。
周波数周波数（２ｆ1 −ｆ2 ）は８０６０ＭＨｚ、周波
数（２ｆ2 −ｆ1 ）は８０７５ＭＨｚである。スペクト
ラムアナライザにより、これらのＩＭ３を監視し、ＩＭ
３が最小となるように、プリディストーション回路を調
整することが行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この従来の調整方法で
は、ＩＭ３である８０６０ＭＨｚや８０７５ＭＨｚの各
信号が、８０６５ＭＨｚや８０７０ＭＨｚの本来の各信
号に、僅か５ＭＨｚの差でそれぞれ接近しているので、
ＩＭ３をモニタするにはスペクトラムアナライザが必要
であった。
は、ＩＭ３である８０６０ＭＨｚや８０７５ＭＨｚの各
信号が、８０６５ＭＨｚや８０７０ＭＨｚの本来の各信
号に、僅か５ＭＨｚの差でそれぞれ接近しているので、
ＩＭ３をモニタするにはスペクトラムアナライザが必要
であった。
【０００６】一方、こうしたマイクロ波帯のスペクトラ
ムアナライザは高価で、しかも重量のある測定機である
ので、特に、パネル交換やメインテナンスの時のよう
に、送信機をその設置場所で調整しなければならない場
合などは、非常に不都合であった。
ムアナライザは高価で、しかも重量のある測定機である
ので、特に、パネル交換やメインテナンスの時のよう
に、送信機をその設置場所で調整しなければならない場
合などは、非常に不都合であった。
【０００７】なお、スペクトラムアナライザを使用せ
ず、ＩＭ３の例えば８０６０ＭＨｚの信号を取り出して
直流電圧に変換し、その電圧値をモニタする方法も考え
られるが、８０６０ＭＨｚの信号を取り出すためには、
８０６０ＭＨｚの信号を通過させ、８０６５ＭＨｚの信
号を６０ｄＢ程度落とす非常に急峻なフィルタが必要と
なり、非線形歪み検出回路が高コスト化してしまうとい
う問題がある。
ず、ＩＭ３の例えば８０６０ＭＨｚの信号を取り出して
直流電圧に変換し、その電圧値をモニタする方法も考え
られるが、８０６０ＭＨｚの信号を取り出すためには、
８０６０ＭＨｚの信号を通過させ、８０６５ＭＨｚの信
号を６０ｄＢ程度落とす非常に急峻なフィルタが必要と
なり、非線形歪み検出回路が高コスト化してしまうとい
う問題がある。
【０００８】本発明はこのような点に鑑みてなされたも
のであり、高価で、しかも重量のあるスペクトラムアナ
ライザを使用せずに、非線形歪み補償回路を調整するこ
とを可能とする送信機の非線形歪み検出回路、およびこ
の非線形歪み検出回路を利用した非線形歪み補償回路を
提供することを目的とする。
のであり、高価で、しかも重量のあるスペクトラムアナ
ライザを使用せずに、非線形歪み補償回路を調整するこ
とを可能とする送信機の非線形歪み検出回路、およびこ
の非線形歪み検出回路を利用した非線形歪み補償回路を
提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明では上記目的を達
成するために、図１に示すように、異なる周波数の２つ
の基準信号を電力増幅器１よりも前段で入力する入力手
段２と、電力増幅器１の所定部から取り出した信号を基
に、前記２基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分
を抽出する抽出手段３と、抽出手段３で抽出された周波
数成分を検波する検波手段４とを有することを特徴とす
る送信機の非線形歪み検出回路が提供される。
成するために、図１に示すように、異なる周波数の２つ
の基準信号を電力増幅器１よりも前段で入力する入力手
段２と、電力増幅器１の所定部から取り出した信号を基
に、前記２基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分
を抽出する抽出手段３と、抽出手段３で抽出された周波
数成分を検波する検波手段４とを有することを特徴とす
る送信機の非線形歪み検出回路が提供される。
【００１０】以上のような構成において、送信機として
は、電力増幅器１よりも前段にプリディストーション回
路５が設置される。このプリディストーション回路５を
調整するために、入力手段２が、異なる周波数の２つの
基準信号を電力増幅器１およびプリディストーション回
路５よりも前段で入力する。この２つの基準信号が、プ
リディストーション回路５を経て電力増幅器１の所定部
から取り出されると、その取り出された中にＩＭ３（３
次相互変調歪み成分）が含まれる。それらを基に、抽出
手段３が、２つの基準信号の各周波数の差の２倍の周波
数成分を抽出する。この差の２倍の周波数成分は、ＩＭ
３に応じて発生するものである。すなわち、図１７に示
すように、周波数ｆ1，ｆ2 の２つの信号が電力増幅器
１に入力すると、その非線形性に起因して、周波数が
（２ｆ1 −ｆ2 ），（２ｆ2 −ｆ1 ）であるＩＭ３が電
力増幅器１から出力されるばかりでなく、周波数（ｆ2
−ｆ1 ），２（ｆ2 −ｆ1 ），３（ｆ2 −ｆ1 ）等の各
信号が出力される。周波数（ｆ2 −ｆ1 ）の信号は、周
波数ｆ1 ，ｆ2 の各信号の積として出力されるものであ
り、そのレベルは非線形性と無関係である。しかし、周
波数２（ｆ2 −ｆ1 ）の信号は、周波数ｆ1 の信号と周
波数（２ｆ2 −ｆ1 ）のＩＭ３との積、または周波数ｆ
2 と周波数（２ｆ1 −ｆ2 ）のＩＭ３との積として出力
されるものであるので、そのレベルは非線形性に依存す
る。したがって、周波数２（ｆ2 −ｆ1 ）の信号を、非
線形歪み検出の対象にすることができる。しかも、周波
数ｆ1 を８０６５ＭＨｚ、周波数ｆ2 を８０７０ＭＨｚ
としたとき、周波数２（ｆ2 −ｆ1 ）は１０ＭＨｚであ
るので、緩いフィルタを使用して抽出することが可能で
ある。しかも、周波数３（ｆ2 −ｆ1 ）である１５ＭＨ
ｚの信号のレベルは、１０ＭＨｚの信号のレベルよりも
低いので、厳しく切る必要がないので、周波数２（ｆ2
−ｆ1 ）を抽出するためのフィルタは低コストのもので
足りる。
は、電力増幅器１よりも前段にプリディストーション回
路５が設置される。このプリディストーション回路５を
調整するために、入力手段２が、異なる周波数の２つの
基準信号を電力増幅器１およびプリディストーション回
路５よりも前段で入力する。この２つの基準信号が、プ
リディストーション回路５を経て電力増幅器１の所定部
から取り出されると、その取り出された中にＩＭ３（３
次相互変調歪み成分）が含まれる。それらを基に、抽出
手段３が、２つの基準信号の各周波数の差の２倍の周波
数成分を抽出する。この差の２倍の周波数成分は、ＩＭ
３に応じて発生するものである。すなわち、図１７に示
すように、周波数ｆ1，ｆ2 の２つの信号が電力増幅器
１に入力すると、その非線形性に起因して、周波数が
（２ｆ1 −ｆ2 ），（２ｆ2 −ｆ1 ）であるＩＭ３が電
力増幅器１から出力されるばかりでなく、周波数（ｆ2
−ｆ1 ），２（ｆ2 −ｆ1 ），３（ｆ2 −ｆ1 ）等の各
信号が出力される。周波数（ｆ2 −ｆ1 ）の信号は、周
波数ｆ1 ，ｆ2 の各信号の積として出力されるものであ
り、そのレベルは非線形性と無関係である。しかし、周
波数２（ｆ2 −ｆ1 ）の信号は、周波数ｆ1 の信号と周
波数（２ｆ2 −ｆ1 ）のＩＭ３との積、または周波数ｆ
2 と周波数（２ｆ1 −ｆ2 ）のＩＭ３との積として出力
されるものであるので、そのレベルは非線形性に依存す
る。したがって、周波数２（ｆ2 −ｆ1 ）の信号を、非
線形歪み検出の対象にすることができる。しかも、周波
数ｆ1 を８０６５ＭＨｚ、周波数ｆ2 を８０７０ＭＨｚ
としたとき、周波数２（ｆ2 −ｆ1 ）は１０ＭＨｚであ
るので、緩いフィルタを使用して抽出することが可能で
ある。しかも、周波数３（ｆ2 −ｆ1 ）である１５ＭＨ
ｚの信号のレベルは、１０ＭＨｚの信号のレベルよりも
低いので、厳しく切る必要がないので、周波数２（ｆ2
−ｆ1 ）を抽出するためのフィルタは低コストのもので
足りる。
【００１１】かくして、抽出手段３が、２つの基準信号
の各周波数の差の２倍の周波数成分を簡単に抽出する。
抽出手段３で抽出された周波数成分を、検波手段４が検
波して周波数成分のレベルに応じた直流電圧を出力す
る。
の各周波数の差の２倍の周波数成分を簡単に抽出する。
抽出手段３で抽出された周波数成分を、検波手段４が検
波して周波数成分のレベルに応じた直流電圧を出力す
る。
【００１２】この直流電圧を安価で軽量な電圧計でモニ
タし、プリディストーション回路５を調整する。これに
より、高価で、しかも重量のあるスペクトラムアナライ
ザを使用せずに、プリディストーション回路５を調整す
ることが可能となる。
タし、プリディストーション回路５を調整する。これに
より、高価で、しかも重量のあるスペクトラムアナライ
ザを使用せずに、プリディストーション回路５を調整す
ることが可能となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。まず、第１の実施の形態の原理構
成を、図１を参照して説明する。第１の実施の形態は非
線形歪み検出回路であり、異なる周波数の２つの基準信
号を電力増幅器１よりも前段で入力する入力手段２と、
電力増幅器１の所定部から取り出した信号を基に、２基
準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分を抽出する抽
出手段３と、抽出手段３で抽出された周波数成分を検波
する検波手段４とから構成される。
に基づいて説明する。まず、第１の実施の形態の原理構
成を、図１を参照して説明する。第１の実施の形態は非
線形歪み検出回路であり、異なる周波数の２つの基準信
号を電力増幅器１よりも前段で入力する入力手段２と、
電力増幅器１の所定部から取り出した信号を基に、２基
準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分を抽出する抽
出手段３と、抽出手段３で抽出された周波数成分を検波
する検波手段４とから構成される。
【００１４】図２は第１の実施の形態の詳しい構成を示
す図である。なお、図１に示した構成と図２に示す構成
との対応関係については、この詳しい構成の説明の後に
記述する。
す図である。なお、図１に示した構成と図２に示す構成
との対応関係については、この詳しい構成の説明の後に
記述する。
【００１５】図２において、ＦＥＴＱ１はＧａＡｓＦＥ
Ｔであり、送信機の電力増幅器（高出力増幅器）を構成
する。ＦＥＴＱ１のドレイン端子（Ｄ）は、マイクロス
トリップライン１１に接続され、低周波カット用のコン
デンサＣ１を介してＲＦ出力端子１２に接続される。ま
た、ＦＥＴＱ１のドレイン端子（Ｄ）には、分布定数の
コイルＬ１、コンデンサＣ２、およびチョークコイルＬ
２を介してドレインバイアス電圧が印加されている。例
えば、中間周波増幅器に、６５ＭＨｚ，７０ＭＨｚの２
基準信号が入力され、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ
にアップコンバートされた場合、ＦＥＴＱ１のドレイン
端子（Ｄ）には、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ以外
に、８０６０ＭＨｚ，８０７５ＭＨｚや、５ＭＨｚ，１
０ＭＨｚ，１５ＭＨｚ等の各信号が出力される。このう
ちの５ＭＨｚ，１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号を、コ
イルＬ１およびコンデンサＣ２によるローパスフィルタ
により通過させる。チョークコイルＬ２は、交流分を全
て阻止する。
Ｔであり、送信機の電力増幅器（高出力増幅器）を構成
する。ＦＥＴＱ１のドレイン端子（Ｄ）は、マイクロス
トリップライン１１に接続され、低周波カット用のコン
デンサＣ１を介してＲＦ出力端子１２に接続される。ま
た、ＦＥＴＱ１のドレイン端子（Ｄ）には、分布定数の
コイルＬ１、コンデンサＣ２、およびチョークコイルＬ
２を介してドレインバイアス電圧が印加されている。例
えば、中間周波増幅器に、６５ＭＨｚ，７０ＭＨｚの２
基準信号が入力され、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ
にアップコンバートされた場合、ＦＥＴＱ１のドレイン
端子（Ｄ）には、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ以外
に、８０６０ＭＨｚ，８０７５ＭＨｚや、５ＭＨｚ，１
０ＭＨｚ，１５ＭＨｚ等の各信号が出力される。このう
ちの５ＭＨｚ，１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号を、コ
イルＬ１およびコンデンサＣ２によるローパスフィルタ
により通過させる。チョークコイルＬ２は、交流分を全
て阻止する。
【００１６】コンデンサＣ２とチョークコイルＬ２との
間には、バンドパスフィルタ１３が接続される。バンド
パスフィルタ１３は、コイルＬ３，Ｌ４およびコンデン
サＣ３〜Ｃ５から構成され、１０ＭＨｚの信号を通過さ
せるものである。バンドパスフィルタ１３には検波回路
１４が接続される。検波回路１４は、ダイオードＤ１、
抵抗Ｒ１、および貫通コンデンサＣ６から構成され、入
力した１０ＭＨｚの信号を検波して、その信号レベルに
応じた直流電圧値を発生するものである。
間には、バンドパスフィルタ１３が接続される。バンド
パスフィルタ１３は、コイルＬ３，Ｌ４およびコンデン
サＣ３〜Ｃ５から構成され、１０ＭＨｚの信号を通過さ
せるものである。バンドパスフィルタ１３には検波回路
１４が接続される。検波回路１４は、ダイオードＤ１、
抵抗Ｒ１、および貫通コンデンサＣ６から構成され、入
力した１０ＭＨｚの信号を検波して、その信号レベルに
応じた直流電圧値を発生するものである。
【００１７】図３は、図２に示す構成を回路図で表した
ものである。こうした構成により、ＦＥＴＱ１のドレイ
ン端子（Ｄ）に出力された信号のうち、１０ＭＨｚの信
号だけが、バンドパスフィルタ１３を経由して検波回路
１４へ送られ、ＩＭ３のレベルに応じた直流電圧を得る
ことができる。この直流電圧を電圧計でモニタして、こ
の直流電圧値が最小になるように、プリディストーショ
ン回路を手動で調整する。プリディストーション回路は
ＦＥＴで構成され、ＦＥＴのゲートバイアス電圧を変化
させることにより、ＩＭ３のレベルを調整できる。
ものである。こうした構成により、ＦＥＴＱ１のドレイ
ン端子（Ｄ）に出力された信号のうち、１０ＭＨｚの信
号だけが、バンドパスフィルタ１３を経由して検波回路
１４へ送られ、ＩＭ３のレベルに応じた直流電圧を得る
ことができる。この直流電圧を電圧計でモニタして、こ
の直流電圧値が最小になるように、プリディストーショ
ン回路を手動で調整する。プリディストーション回路は
ＦＥＴで構成され、ＦＥＴのゲートバイアス電圧を変化
させることにより、ＩＭ３のレベルを調整できる。
【００１８】なお、図１に示す抽出手段３は、図２のバ
ンドパスフィルタ１３に対応し、図１に示す検波手段４
は、図２の検波回路１４に対応する。図１に示す入力手
段２は図２には図示されない。
ンドパスフィルタ１３に対応し、図１に示す検波手段４
は、図２の検波回路１４に対応する。図１に示す入力手
段２は図２には図示されない。
【００１９】チョークコイルＬ２は、大きな直流ドレイ
ンバイアス電流を通すとともに、交流分を全て阻止する
必要があるために、鉄芯が用いられてインダクタンスを
上げている。
ンバイアス電流を通すとともに、交流分を全て阻止する
必要があるために、鉄芯が用いられてインダクタンスを
上げている。
【００２０】つぎに、第２の実施の形態を説明する。図
４は、第２の実施の形態の構成を示す図である。第２の
実施の形態の構成は、第１の実施の形態の構成と基本的
には同じである。そのため、同一構成部分には同一参照
符号を付してその説明を省略し、異なる部分だけを説明
する。
４は、第２の実施の形態の構成を示す図である。第２の
実施の形態の構成は、第１の実施の形態の構成と基本的
には同じである。そのため、同一構成部分には同一参照
符号を付してその説明を省略し、異なる部分だけを説明
する。
【００２１】第２の実施の形態では、ＦＥＴＱ１のゲー
ト端子（Ｇ）に、コイルＬ１、コンデンサＣ２、および
チップコイルＬ５を介してゲートバイアス電圧を印加す
る。チップコイルＬ５は交流分の阻止を行うためのコイ
ルである。コンデンサＣ２とチップコイルＬ５との間
に、バンドパスフィルタ１３が接続され、バンドパスフ
ィルタ１３に検波回路１４が接続される。
ト端子（Ｇ）に、コイルＬ１、コンデンサＣ２、および
チップコイルＬ５を介してゲートバイアス電圧を印加す
る。チップコイルＬ５は交流分の阻止を行うためのコイ
ルである。コンデンサＣ２とチップコイルＬ５との間
に、バンドパスフィルタ１３が接続され、バンドパスフ
ィルタ１３に検波回路１４が接続される。
【００２２】第１の実施の形態のように、ＦＥＴＱ１の
出力側であるドレイン端子（Ｄ）からＩＭ３を検出する
ことが本来の方法であるが、ＦＥＴＱ１の入力側である
ゲート端子にも、ＩＭ３は存在する。この入力側のＩＭ
３を検出することでも、歪み検出回路として実用上問題
がない場合には、第２の実施の形態が有効である。すな
わち、第１の実施の形態では、チョークコイルＬ２が必
要なため、大型化およびコストアップが避けられない。
しかし、第２の実施の形態では、バイアス電源から流れ
る電流量が小さいゲート端子を、ＩＭ３の検出用に利用
するために、交流分阻止用のコイルＬ５は、安価で実装
が容易なチップコイルが使用できる。
出力側であるドレイン端子（Ｄ）からＩＭ３を検出する
ことが本来の方法であるが、ＦＥＴＱ１の入力側である
ゲート端子にも、ＩＭ３は存在する。この入力側のＩＭ
３を検出することでも、歪み検出回路として実用上問題
がない場合には、第２の実施の形態が有効である。すな
わち、第１の実施の形態では、チョークコイルＬ２が必
要なため、大型化およびコストアップが避けられない。
しかし、第２の実施の形態では、バイアス電源から流れ
る電流量が小さいゲート端子を、ＩＭ３の検出用に利用
するために、交流分阻止用のコイルＬ５は、安価で実装
が容易なチップコイルが使用できる。
【００２３】図５は、図４に示す構成を回路図で表した
ものである。つぎに、第３の実施の形態を説明する。図
６は、第３の実施の形態の構成を示す回路図である。第
３の実施の形態の構成は、第１の実施の形態の構成と基
本的には同じである。そのため、同一構成部分には同一
参照符号を付してその説明を省略し、異なる部分だけを
説明する。
ものである。つぎに、第３の実施の形態を説明する。図
６は、第３の実施の形態の構成を示す回路図である。第
３の実施の形態の構成は、第１の実施の形態の構成と基
本的には同じである。そのため、同一構成部分には同一
参照符号を付してその説明を省略し、異なる部分だけを
説明する。
【００２４】第３の実施の形態では、第１の実施の形態
のバンドパスフィルタ１３の代わりに差動増幅回路１５
を使用する。なお図６では、ＦＥＴＱ１、コイルＬ１、
コンデンサＣ２、チョークコイルＬ２等の図示を省略し
ている。
のバンドパスフィルタ１３の代わりに差動増幅回路１５
を使用する。なお図６では、ＦＥＴＱ１、コイルＬ１、
コンデンサＣ２、チョークコイルＬ２等の図示を省略し
ている。
【００２５】差動増幅回路１５は、差動増幅器１５ａと
ローパスフィルタ１５ｂとから構成される。ローパスフ
ィルタ１５ｂは、コンデンサＣ７，Ｃ８とコイルＬ６と
からなり、カットオフ周波数を５ＭＨｚと１０ＭＨｚと
の間に設定する。差動増幅回路１５には５ＭＨｚ，１０
ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が入力されるので、差動増
幅回路１５の−端子には、ローパスフィルタ１５ｂから
５ＭＨｚの信号が入力される。差動増幅回路１５の＋端
子には５ＭＨｚ，１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が入
力され、その結果、差動増幅回路１５の出力端子からは
１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が出力される。このう
ち、１５ＭＨｚの信号レベルは１０ＭＨｚの信号レベル
に比べ小さいので、事実上１０ＭＨｚの信号が検波回路
１４へ出力されると見做すことができる。
ローパスフィルタ１５ｂとから構成される。ローパスフ
ィルタ１５ｂは、コンデンサＣ７，Ｃ８とコイルＬ６と
からなり、カットオフ周波数を５ＭＨｚと１０ＭＨｚと
の間に設定する。差動増幅回路１５には５ＭＨｚ，１０
ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が入力されるので、差動増
幅回路１５の−端子には、ローパスフィルタ１５ｂから
５ＭＨｚの信号が入力される。差動増幅回路１５の＋端
子には５ＭＨｚ，１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が入
力され、その結果、差動増幅回路１５の出力端子からは
１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が出力される。このう
ち、１５ＭＨｚの信号レベルは１０ＭＨｚの信号レベル
に比べ小さいので、事実上１０ＭＨｚの信号が検波回路
１４へ出力されると見做すことができる。
【００２６】このように、バンドパスフィルタ１３の代
わりに差動増幅回路１５を使用するようにしてもよい。
これにより、高価なバンドパスフィルタを備える必要が
なくなる。なお、第３の実施の形態の差動増幅回路１５
を第２の実施の形態のバンドパスフィルタ１３に対して
も適用することも可能である。
わりに差動増幅回路１５を使用するようにしてもよい。
これにより、高価なバンドパスフィルタを備える必要が
なくなる。なお、第３の実施の形態の差動増幅回路１５
を第２の実施の形態のバンドパスフィルタ１３に対して
も適用することも可能である。
【００２７】つぎに、第４の実施の形態を説明する。図
７は、第４の実施の形態の構成を示す図である。第４の
実施の形態の構成は、第１の実施の形態の構成と基本的
には同じである。そのため、同一構成部分には同一参照
符号を付してその説明を省略し、異なる部分だけを説明
する。
７は、第４の実施の形態の構成を示す図である。第４の
実施の形態の構成は、第１の実施の形態の構成と基本的
には同じである。そのため、同一構成部分には同一参照
符号を付してその説明を省略し、異なる部分だけを説明
する。
【００２８】第４の実施の形態では、第１の実施の形態
のコンデンサＣ１と送信出力端子１２との間のマイクロ
ストリップラインにカップラ１６を設けて、ＩＭ３を取
り出す構成である。
のコンデンサＣ１と送信出力端子１２との間のマイクロ
ストリップラインにカップラ１６を設けて、ＩＭ３を取
り出す構成である。
【００２９】一般に送信機は、送信出力レベルを検出し
て送信出力を制御する送信出力レベル制御回路が備える
ことが多い。その送信出力レベルを検出するための回路
が、カップラ１６、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ２、コイル
Ｌ７、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、貫通コン
デンサＣ１０から構成される。カップラ１６で８０６５
ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ，８０６０ＭＨｚ，８０７５Ｍ
Ｈｚの各信号が取り出され、ダイオードＤ２を経ること
により、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ，８０６０Ｍ
Ｈｚ，８０７５ＭＨｚの各信号以外に、５ＭＨｚ，１０
ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号および直流分が作られる。
これらの信号のうちから、コイルＬ７およびコンデンサ
Ｃ９のローパスフィルタにより、５ＭＨｚ，１０ＭＨ
ｚ，１５ＭＨｚの各信号および直流分を取り出し、さら
に抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、貫通コンデンサＣ１０の平滑回
路により、これらを平均化して出力することが行われて
いる。
て送信出力を制御する送信出力レベル制御回路が備える
ことが多い。その送信出力レベルを検出するための回路
が、カップラ１６、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ２、コイル
Ｌ７、コンデンサＣ９、抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、貫通コン
デンサＣ１０から構成される。カップラ１６で８０６５
ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ，８０６０ＭＨｚ，８０７５Ｍ
Ｈｚの各信号が取り出され、ダイオードＤ２を経ること
により、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚ，８０６０Ｍ
Ｈｚ，８０７５ＭＨｚの各信号以外に、５ＭＨｚ，１０
ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号および直流分が作られる。
これらの信号のうちから、コイルＬ７およびコンデンサ
Ｃ９のローパスフィルタにより、５ＭＨｚ，１０ＭＨ
ｚ，１５ＭＨｚの各信号および直流分を取り出し、さら
に抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、貫通コンデンサＣ１０の平滑回
路により、これらを平均化して出力することが行われて
いる。
【００３０】第４の実施の形態では、この送信出力レベ
ル検出回路を流用する。すなわち、バンドパスフィルタ
１３を、コイルＬ７およびコンデンサＣ９のローパスフ
ィルタの後に接続して、１０ＭＨｚの信号だけを取り出
す。バンドパスフィルタ１３の後には検波回路１４を接
続する。
ル検出回路を流用する。すなわち、バンドパスフィルタ
１３を、コイルＬ７およびコンデンサＣ９のローパスフ
ィルタの後に接続して、１０ＭＨｚの信号だけを取り出
す。バンドパスフィルタ１３の後には検波回路１４を接
続する。
【００３１】これにより、送信出力レベル検出回路が設
けられている送信機の場合には、簡単にＩＭ３に対応す
る直流電圧を得ることが可能である。図８は、図７に示
す構成を回路図で表したものである。
けられている送信機の場合には、簡単にＩＭ３に対応す
る直流電圧を得ることが可能である。図８は、図７に示
す構成を回路図で表したものである。
【００３２】つぎに、第５の実施の形態を説明する。第
５の実施の形態は非線形歪み検出回路である。まず、第
５の実施の形態の動作原理を図９を参照して説明する。
一般に電力増幅器に非線形性がある場合に、単一の周波
数ｆの連続波ＣＷを電力増幅器に入力すると、周波数２
ｆ，３ｆ．．といった高調波成分を出力する。このうち
の周波数３ｆの高調波成分のレベルは、ＩＭ３と相関関
係がある。したがって、周波数３ｆの高調波成分を取り
出して検波してそのレベルを求めるようにすれば、この
レベルをモニタすることにより、プリディストーション
回路を調整することができる。なお、周波数ｆが例えば
８０７０ＭＨｚである場合に、周波数３ｆは２４２１０
ＭＨｚであり、隣接の周波数２ｆは１６１４０ＭＨｚで
あるので、周波数３ｆの信号を取り出すフィルタは安価
に作ることができる。
５の実施の形態は非線形歪み検出回路である。まず、第
５の実施の形態の動作原理を図９を参照して説明する。
一般に電力増幅器に非線形性がある場合に、単一の周波
数ｆの連続波ＣＷを電力増幅器に入力すると、周波数２
ｆ，３ｆ．．といった高調波成分を出力する。このうち
の周波数３ｆの高調波成分のレベルは、ＩＭ３と相関関
係がある。したがって、周波数３ｆの高調波成分を取り
出して検波してそのレベルを求めるようにすれば、この
レベルをモニタすることにより、プリディストーション
回路を調整することができる。なお、周波数ｆが例えば
８０７０ＭＨｚである場合に、周波数３ｆは２４２１０
ＭＨｚであり、隣接の周波数２ｆは１６１４０ＭＨｚで
あるので、周波数３ｆの信号を取り出すフィルタは安価
に作ることができる。
【００３３】図１０は、第５の実施の形態の構成を示す
図である。第５の実施の形態の構成は、第１の実施の形
態の構成と基本的には同じである。そのため、同一構成
部分には同一参照符号を付してその説明を省略し、異な
る部分だけを説明する。
図である。第５の実施の形態の構成は、第１の実施の形
態の構成と基本的には同じである。そのため、同一構成
部分には同一参照符号を付してその説明を省略し、異な
る部分だけを説明する。
【００３４】第５の実施の形態では、中間周波増幅器
に、例えば７０ＭＨｚの基準信号を入力し、８０７０Ｍ
Ｈｚ（＝ｆ）にアップコンバートする。これがＦＥＴＱ
１に入力されると、その非線形性に起因して、ＦＥＴＱ
１のドレイン端子（Ｄ）から、８０７０ＭＨｚ以外に、
１６１４０ＭＨｚ（＝２ｆ），２４２１０ＭＨｚ（＝３
ｆ）等の各信号が出力される。
に、例えば７０ＭＨｚの基準信号を入力し、８０７０Ｍ
Ｈｚ（＝ｆ）にアップコンバートする。これがＦＥＴＱ
１に入力されると、その非線形性に起因して、ＦＥＴＱ
１のドレイン端子（Ｄ）から、８０７０ＭＨｚ以外に、
１６１４０ＭＨｚ（＝２ｆ），２４２１０ＭＨｚ（＝３
ｆ）等の各信号が出力される。
【００３５】そこで、コンデンサＣ１と送信出力端子１
２との間のマイクロストリップラインにカップラ１８を
設けて、８０７０ＭＨｚ，１６１４０ＭＨｚ，２４２１
０ＭＨｚ等の各信号を取り出す。カップラ１８にバンド
パスフィルタ１９を接続し、２４２１０ＭＨｚの信号だ
けを抽出する。バンドパスフィルタ１９は、平行に並ん
だ３本のマイクロストリップラインから構成され、中央
のラインの長さが２４２１０ＭＨｚの信号の波長の１／
２に設定されており、両側のラインにおいては、中央の
ラインと並んでいる各部分の長さが、２４２１０ＭＨｚ
の信号の波長の１／４に設定されている。これにより、
バンドパスフィルタ１９は２４２１０ＭＨｚに共振する
ものである。
２との間のマイクロストリップラインにカップラ１８を
設けて、８０７０ＭＨｚ，１６１４０ＭＨｚ，２４２１
０ＭＨｚ等の各信号を取り出す。カップラ１８にバンド
パスフィルタ１９を接続し、２４２１０ＭＨｚの信号だ
けを抽出する。バンドパスフィルタ１９は、平行に並ん
だ３本のマイクロストリップラインから構成され、中央
のラインの長さが２４２１０ＭＨｚの信号の波長の１／
２に設定されており、両側のラインにおいては、中央の
ラインと並んでいる各部分の長さが、２４２１０ＭＨｚ
の信号の波長の１／４に設定されている。これにより、
バンドパスフィルタ１９は２４２１０ＭＨｚに共振する
ものである。
【００３６】このバンドパスフィルタ１９により２４２
１０ＭＨｚの信号だけが抽出され、これが、検波回路へ
送られる。検波回路は、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ６，Ｒ
７、貫通コンデンサＣ１２から構成され、検波回路の中
に、コイルＬ８、コンデンサＣ１１からなるローパスフ
ィルタも含まれる。これらによって、２４２１０ＭＨｚ
（＝３ｆ）の信号レベルに応じた直流電圧値が得られ
る。この直流電圧値は、前述のようにＩＭ３の大きさと
相関があるので、この直流電圧値をモニタしてプリディ
ストーション回路を調整する。
１０ＭＨｚの信号だけが抽出され、これが、検波回路へ
送られる。検波回路は、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ６，Ｒ
７、貫通コンデンサＣ１２から構成され、検波回路の中
に、コイルＬ８、コンデンサＣ１１からなるローパスフ
ィルタも含まれる。これらによって、２４２１０ＭＨｚ
（＝３ｆ）の信号レベルに応じた直流電圧値が得られ
る。この直流電圧値は、前述のようにＩＭ３の大きさと
相関があるので、この直流電圧値をモニタしてプリディ
ストーション回路を調整する。
【００３７】図１１は、図１０に示す構成を回路図で表
したものである。つぎに、第６の実施の形態を説明す
る。第６の実施の形態は非線形歪み検出回路である。
したものである。つぎに、第６の実施の形態を説明す
る。第６の実施の形態は非線形歪み検出回路である。
【００３８】図１２は第６の実施の形態の構成を示す回
路図である。すなわち、通常の送信機の構成である中間
周波増幅器２０、ミキサ（アップコンバータ）２１、局
部発振器２２、電力増幅器（高出力増幅器）２３におい
て、ミキサ２１と局部発振器２２との間に分岐部２４を
設けて、局部発振器２２の局部発振信号をミキサ（ダウ
ンコンバータ）２６へ送り、また、電力増幅器２３の後
に分岐部２５を設けて送信出力信号の一部をミキサ２６
へ送る。例えば、中間周波増幅器２０に６５ＭＨｚ，７
０ＭＨｚの２基準信号を入力して、局部発振器２２から
８０００ＭＨｚの局部発振信号を送ってミキサ２１で８
０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚにアップコンバートした
場合、電力増幅器２３からは、その非線形性に起因し
て、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚの他に、８０６０
ＭＨｚ，８０７５ＭＨｚのＩＭ３等が出力される。した
がって、局部発振器２２からの８０００ＭＨｚの局部発
振信号を使ってミキサ２６がダウンコンバートすると、
６０ＭＨｚ，６５ＭＨｚ，７０ＭＨｚ，７５ＭＨｚの各
信号が得られる。これらのうちの６０ＭＨｚおよび７５
ＭＨｚの各信号は、ＩＭ３に対応する。
路図である。すなわち、通常の送信機の構成である中間
周波増幅器２０、ミキサ（アップコンバータ）２１、局
部発振器２２、電力増幅器（高出力増幅器）２３におい
て、ミキサ２１と局部発振器２２との間に分岐部２４を
設けて、局部発振器２２の局部発振信号をミキサ（ダウ
ンコンバータ）２６へ送り、また、電力増幅器２３の後
に分岐部２５を設けて送信出力信号の一部をミキサ２６
へ送る。例えば、中間周波増幅器２０に６５ＭＨｚ，７
０ＭＨｚの２基準信号を入力して、局部発振器２２から
８０００ＭＨｚの局部発振信号を送ってミキサ２１で８
０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚにアップコンバートした
場合、電力増幅器２３からは、その非線形性に起因し
て、８０６５ＭＨｚ，８０７０ＭＨｚの他に、８０６０
ＭＨｚ，８０７５ＭＨｚのＩＭ３等が出力される。した
がって、局部発振器２２からの８０００ＭＨｚの局部発
振信号を使ってミキサ２６がダウンコンバートすると、
６０ＭＨｚ，６５ＭＨｚ，７０ＭＨｚ，７５ＭＨｚの各
信号が得られる。これらのうちの６０ＭＨｚおよび７５
ＭＨｚの各信号は、ＩＭ３に対応する。
【００３９】ミキサ２６の出力を、ダイオード等から構
成される非線形回路２７へ送る。その結果、非線形回路
２７で５ＭＨｚ，１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が発
生される。このうちの１０ＭＨｚの信号が、６０ＭＨｚ
および７５ＭＨｚの各信号に応じて発生するものである
ので、この１０ＭＨｚの信号がＩＭ３に対応しているこ
とになる。したがって、バンドパスフィルタ２８で１０
ＭＨｚの信号だけを抽出し、これを検波回路２９で検波
して、直流電圧に変換する。バンドパスフィルタ２８お
よび検波回路２９の各内部構成は、第１の実施の形態の
バンドパスフィルタ１３および検波回路１４と同じであ
る。
成される非線形回路２７へ送る。その結果、非線形回路
２７で５ＭＨｚ，１０ＭＨｚ，１５ＭＨｚの各信号が発
生される。このうちの１０ＭＨｚの信号が、６０ＭＨｚ
および７５ＭＨｚの各信号に応じて発生するものである
ので、この１０ＭＨｚの信号がＩＭ３に対応しているこ
とになる。したがって、バンドパスフィルタ２８で１０
ＭＨｚの信号だけを抽出し、これを検波回路２９で検波
して、直流電圧に変換する。バンドパスフィルタ２８お
よび検波回路２９の各内部構成は、第１の実施の形態の
バンドパスフィルタ１３および検波回路１４と同じであ
る。
【００４０】第６の実施の形態では、第１の実施の形態
のようなチョークコイルＬ２が不要である。また、第６
の実施の形態は、第４の実施の形態とは異なり、送信出
力レベル制御回路が備えられていないタイプの送信機に
も適用できるものである。
のようなチョークコイルＬ２が不要である。また、第６
の実施の形態は、第４の実施の形態とは異なり、送信出
力レベル制御回路が備えられていないタイプの送信機に
も適用できるものである。
【００４１】つぎに、第７の実施の形態を説明する。第
７の実施の形態は、第１〜第６の実施の形態のいずれか
の非線形歪み検出回路によって得られたＩＭ３対応電圧
を利用して非線形歪み補償を自動的に行うようにした非
線形歪み補償回路である。
７の実施の形態は、第１〜第６の実施の形態のいずれか
の非線形歪み検出回路によって得られたＩＭ３対応電圧
を利用して非線形歪み補償を自動的に行うようにした非
線形歪み補償回路である。
【００４２】図１３は第７の実施の形態の構成を示す回
路図である。すなわち、中間周波増幅器３０、プリディ
ストーション回路３１、中間周波増幅器３２、周波数変
換器３３、局部発振器３４、電力増幅器３５によって、
通常の送信機が構成される。電力増幅器３５は、図１４
に曲線４５に示すような入出力電力特性を示す。一方、
プリディストーション回路３１をＦＥＴＱ２で構成し、
そのゲート電圧Ｖｇ（負値）をピンチオフ電圧付近に設
定すると、プリディストーション回路３１の入出力電力
特性は、図１４に曲線４６に示すようになる。ＦＥＴＱ
２のゲート電圧Ｖｇを浅くする（ゲート電圧Ｖｇは負値
であり、その絶対値を小さくすること）と曲線４７に示
すようになる。したがって、従来は、ゲート電圧Ｖｇを
手動で調整し、電力増幅器３５の入出力電力特性をプリ
ディストーション回路３１の入出力電力特性で補償し
て、最終的に図１４の曲線４８のような線形特性を得る
ように調整していた。なお、図１４の曲線４６，４７か
ら分かるように、プリディストーション回路３１のＦＥ
ＴＱ２のゲート電圧Ｖｇと、ＩＭ３対応電圧との間に
は、図１５に示すような関係がある。すなわち、図１４
の曲線４８のような線形特性を得られるゲート電圧Ｖｇ
がＥ1 のとき、ＩＭ３対応電圧は最小の値Ｖ1 となり、
ゲート電圧ＶｇをこのＥ1 より浅くしても深くしても、
ＩＭ３対応電圧は最小の値Ｖ1 よりも大きくなる。
路図である。すなわち、中間周波増幅器３０、プリディ
ストーション回路３１、中間周波増幅器３２、周波数変
換器３３、局部発振器３４、電力増幅器３５によって、
通常の送信機が構成される。電力増幅器３５は、図１４
に曲線４５に示すような入出力電力特性を示す。一方、
プリディストーション回路３１をＦＥＴＱ２で構成し、
そのゲート電圧Ｖｇ（負値）をピンチオフ電圧付近に設
定すると、プリディストーション回路３１の入出力電力
特性は、図１４に曲線４６に示すようになる。ＦＥＴＱ
２のゲート電圧Ｖｇを浅くする（ゲート電圧Ｖｇは負値
であり、その絶対値を小さくすること）と曲線４７に示
すようになる。したがって、従来は、ゲート電圧Ｖｇを
手動で調整し、電力増幅器３５の入出力電力特性をプリ
ディストーション回路３１の入出力電力特性で補償し
て、最終的に図１４の曲線４８のような線形特性を得る
ように調整していた。なお、図１４の曲線４６，４７か
ら分かるように、プリディストーション回路３１のＦＥ
ＴＱ２のゲート電圧Ｖｇと、ＩＭ３対応電圧との間に
は、図１５に示すような関係がある。すなわち、図１４
の曲線４８のような線形特性を得られるゲート電圧Ｖｇ
がＥ1 のとき、ＩＭ３対応電圧は最小の値Ｖ1 となり、
ゲート電圧ＶｇをこのＥ1 より浅くしても深くしても、
ＩＭ３対応電圧は最小の値Ｖ1 よりも大きくなる。
【００４３】第７の実施の形態では、電力増幅器３５の
出力側にＩＭ３対応電圧出力部３６を設ける。このＩＭ
３対応電圧出力部３６は、第１〜第６の実施の形態のい
ずれかの非線形歪み検出回路に相当するものであり、Ｉ
Ｍ３に対応する直流電圧をＣＰＵ３７へ出力する。ＣＰ
Ｕ３７は、Ａ／Ｄコンバータ３７ａ、Ａレジスタ３７
ｂ、Ｂレジスタ３７ｃを含む。ＣＰＵ３７の出力はＤ／
Ａコンバータ３８およびＤ／Ａコンバータ３９へ送ら
れ、Ｄ／Ａコンバータ３８およびＤ／Ａコンバータ３９
の各出力はオペアンプ４０へ入力される。オペアンプ４
０の出力はオペアンプ４１等を経てプリディストーショ
ン回路３１へ接続される。
出力側にＩＭ３対応電圧出力部３６を設ける。このＩＭ
３対応電圧出力部３６は、第１〜第６の実施の形態のい
ずれかの非線形歪み検出回路に相当するものであり、Ｉ
Ｍ３に対応する直流電圧をＣＰＵ３７へ出力する。ＣＰ
Ｕ３７は、Ａ／Ｄコンバータ３７ａ、Ａレジスタ３７
ｂ、Ｂレジスタ３７ｃを含む。ＣＰＵ３７の出力はＤ／
Ａコンバータ３８およびＤ／Ａコンバータ３９へ送ら
れ、Ｄ／Ａコンバータ３８およびＤ／Ａコンバータ３９
の各出力はオペアンプ４０へ入力される。オペアンプ４
０の出力はオペアンプ４１等を経てプリディストーショ
ン回路３１へ接続される。
【００４４】ＣＰＵ３７の動作を図１６を参照して説明
する。図１６は、ＣＰＵ３７の処理手順を示すフローチ
ャートである。以下、ステップに沿って説明する。
する。図１６は、ＣＰＵ３７の処理手順を示すフローチ
ャートである。以下、ステップに沿って説明する。
【００４５】〔Ｓ１〕当初、Ａレジスタ３７ｂに初期値
を設定する。すなわち、オペアンプ４０からの出力を０
にし、そのときに、プリディストーション回路３１のＦ
ＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇが、図１５における比較的浅
い値Ｅ0 になるように、オペアンプ４１のプラス端子の
電源電圧値Ｅを予め設定する。そして、この状態で、Ｉ
Ｍ３対応電圧出力部３６から出力される電圧値Ｖ0 を求
め、これを初期値としてＡレジスタ３７ｂに設定する。
を設定する。すなわち、オペアンプ４０からの出力を０
にし、そのときに、プリディストーション回路３１のＦ
ＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇが、図１５における比較的浅
い値Ｅ0 になるように、オペアンプ４１のプラス端子の
電源電圧値Ｅを予め設定する。そして、この状態で、Ｉ
Ｍ３対応電圧出力部３６から出力される電圧値Ｖ0 を求
め、これを初期値としてＡレジスタ３７ｂに設定する。
【００４６】〔Ｓ２〕つぎに、ＦＥＴＱ２のゲート電圧
Ｖｇが或る方向に少し変わったときに、ＩＭ３対応電圧
出力部３６から出力された電圧値をＡ／Ｄコンバータ３
７ａを介してＢレジスタ３７ｃへ格納する。ステップＳ
１の実行直後には、ゲート電圧Ｖｇが、図１５において
値Ｅ0 から左方向へ変わり、ゲート電圧Ｖｇが深くな
る。
Ｖｇが或る方向に少し変わったときに、ＩＭ３対応電圧
出力部３６から出力された電圧値をＡ／Ｄコンバータ３
７ａを介してＢレジスタ３７ｃへ格納する。ステップＳ
１の実行直後には、ゲート電圧Ｖｇが、図１５において
値Ｅ0 から左方向へ変わり、ゲート電圧Ｖｇが深くな
る。
【００４７】〔Ｓ３〕Ａレジスタ３７ｂに格納されてい
る値をＤ／Ａコンバータ３８に送る。 〔Ｓ４〕Ｂレジスタ３７ｃに格納されている値をＤ／Ａ
コンバータ３９に送る。
る値をＤ／Ａコンバータ３８に送る。 〔Ｓ４〕Ｂレジスタ３７ｃに格納されている値をＤ／Ａ
コンバータ３９に送る。
【００４８】〔Ｓ５〕Ｂレジスタ３７ｃに格納されてい
る値をＡレジスタ３７ｂに書き込み、ステップＳ２へ戻
る。 このような手順により、ＩＭ３対応電圧の今回値がＤ／
Ａコンバータ３９から出力され、前回値がＤ／Ａコンバ
ータ３８から出力される。
る値をＡレジスタ３７ｂに書き込み、ステップＳ２へ戻
る。 このような手順により、ＩＭ３対応電圧の今回値がＤ／
Ａコンバータ３９から出力され、前回値がＤ／Ａコンバ
ータ３８から出力される。
【００４９】オペアンプ４０では、ＩＭ３対応電圧の今
回値が前回値よりも小さければ負電圧を出力し、その逆
ならば正電圧を出力する。オペアンプ４１では、負電圧
が入力されると、ＦＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇを深くす
る。反対に、正電圧が入力されると、ＦＥＴＱ２のゲー
ト電圧Ｖｇを浅くする。すなわち、ゲート電圧Ｖｇを深
くした結果、ＩＭ３対応電圧の今回値が前回値よりも小
さくなれば、非線形歪みが減少しているので、プリディ
ストーション回路３１のＦＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇを
さらに同じ方向（つまり深くなる方向）へ変化させる。
反対に、ゲート電圧Ｖｇを深くした結果、ＩＭ３対応電
圧の今回値が前回値よりも大きくなれば、非線形歪みが
増加しているので、プリディストーション回路３１のＦ
ＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇを、前回と反対の方向（つま
り浅くなる方向）へ変化させる。これを繰り返すことに
より、非線形歪みが最小となる最適点、つまりＩＭ３対
応電圧Ｖ1 、ゲート電圧Ｅ1 に収束する。
回値が前回値よりも小さければ負電圧を出力し、その逆
ならば正電圧を出力する。オペアンプ４１では、負電圧
が入力されると、ＦＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇを深くす
る。反対に、正電圧が入力されると、ＦＥＴＱ２のゲー
ト電圧Ｖｇを浅くする。すなわち、ゲート電圧Ｖｇを深
くした結果、ＩＭ３対応電圧の今回値が前回値よりも小
さくなれば、非線形歪みが減少しているので、プリディ
ストーション回路３１のＦＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇを
さらに同じ方向（つまり深くなる方向）へ変化させる。
反対に、ゲート電圧Ｖｇを深くした結果、ＩＭ３対応電
圧の今回値が前回値よりも大きくなれば、非線形歪みが
増加しているので、プリディストーション回路３１のＦ
ＥＴＱ２のゲート電圧Ｖｇを、前回と反対の方向（つま
り浅くなる方向）へ変化させる。これを繰り返すことに
より、非線形歪みが最小となる最適点、つまりＩＭ３対
応電圧Ｖ1 、ゲート電圧Ｅ1 に収束する。
【００５０】かくして、第７の実施の形態の非線形歪み
補償回路では、第１〜第６の実施の形態のいずれかの非
線形歪み検出回路によって得られたＩＭ３対応電圧を利
用して非線形歪み補償を自動的に行うことが可能とな
る。
補償回路では、第１〜第６の実施の形態のいずれかの非
線形歪み検出回路によって得られたＩＭ３対応電圧を利
用して非線形歪み補償を自動的に行うことが可能とな
る。
【００５１】
【発明の効果】以上説明したように本発明では、電力増
幅器から２基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分
を抽出する抽出手段と、この抽出された周波数成分を検
波する検波手段とを設けるようにした。これにより、３
次相互変調歪み成分（ＩＭ３）を直流電圧として検出す
ることができ、電圧計をモニタするだけで、プリディス
トーション回路を調整することができる。したがって、
現地のパネル交換やメンテナンスのときに、高価で思い
スペクトラムアナライザを持参する必要がなくなる。ま
た、工場での試験時にも、スペクトラムアナライザは不
要となる。
幅器から２基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分
を抽出する抽出手段と、この抽出された周波数成分を検
波する検波手段とを設けるようにした。これにより、３
次相互変調歪み成分（ＩＭ３）を直流電圧として検出す
ることができ、電圧計をモニタするだけで、プリディス
トーション回路を調整することができる。したがって、
現地のパネル交換やメンテナンスのときに、高価で思い
スペクトラムアナライザを持参する必要がなくなる。ま
た、工場での試験時にも、スペクトラムアナライザは不
要となる。
【００５２】さらに、非線形歪み量が、取扱いの容易な
直流電圧値となるので、非線形歪み補償を、この電圧値
を利用して自動的に行うことが可能となる。
直流電圧値となるので、非線形歪み補償を、この電圧値
を利用して自動的に行うことが可能となる。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】第１の実施の形態の詳しい構成を示す図であ
る。
る。
【図３】図２に示す構成に対応する回路図である。
【図４】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【図５】図４に示す構成に対応する回路図である。
【図６】第３の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図７】第４の実施の形態の構成を示す図である。
【図８】図７に示す構成に対応する回路図である。
【図９】第５の実施の形態の動作原理を説明する図であ
る。
る。
【図１０】第５の実施の形態の構成を示す図である。
【図１１】図１０に示す構成に対応する回路図である。
【図１２】第６の実施の形態の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図１３】第７の実施の形態の構成を示す図である。
【図１４】電力増幅器の入出力電力特性およびプリディ
ストーション回路の入出力電力特性を示す図である。
ストーション回路の入出力電力特性を示す図である。
【図１５】第７の実施の形態の動作を説明する図であ
る。
る。
【図１６】第７の実施の形態のＣＰＵの処理手順を示す
フローチャートである。
フローチャートである。
【図１７】２信号入力に対して発生する非線形歪みの周
波数スペクトラムを示す図である。
波数スペクトラムを示す図である。
１ 電力増幅器 ２ 入力手段 ３ 抽出手段 ４ 検波手段 ５ プリディストーション回路
Claims (11)
- 【請求項１】 非線形性により３次相互変調歪みを発生
する送信機の非線形歪み検出回路において、 異なる周波数の２つの基準信号を電力増幅器よりも前段
で入力する入力手段と、 前記電力増幅器の所定部から取り出した信号を基に、前
記２基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分を抽出
する抽出手段と、 前記抽出手段で抽出された周波数成分を検波する検波手
段と、 を有することを特徴とする送信機の非線形歪み検出回
路。 - 【請求項２】 前記入力手段は、前記送信機の中間周波
増幅回路に設けられることを特徴とする請求項１記載の
送信機の非線形歪み検出回路。 - 【請求項３】 前記所定部は、前記電力増幅器を構成す
る最終段のトランジスタの出力側であることを特徴とす
る請求項１記載の送信機の非線形歪み検出回路。 - 【請求項４】 前記所定部は、前記電力増幅器を構成す
る最終段のトランジスタの入力側であることを特徴とす
る請求項１記載の送信機の非線形歪み検出回路。 - 【請求項５】 前記抽出手段は、 前記差の２倍の周波数を通過させるバンドパスフィルタ
を含むことを特徴とする請求項１記載の送信機の非線形
歪み検出回路。 - 【請求項６】 前記抽出手段は、 前記差の各整数倍の周波数成分を抽出するフィルタと、 前記フィルタが抽出した各周波数成分のうちから、前記
差の２倍の周波数成分を抽出する差動増幅器と、 を含むことを特徴とする請求項１記載の送信機の非線形
歪み検出回路。 - 【請求項７】 前記抽出手段は、 前記電力増幅器の出力側から取り出した信号を検波して
送信出力レベルを検出する送信出力レベル検出手段と、 前記送信出力レベル検出手段が検波した後の信号を基
に、前記２基準信号の各周波数の差の２倍の周波数成分
を抽出するフィルタと、 を含むことを特徴とする請求項１記載の送信機の非線形
歪み検出回路。 - 【請求項８】 前記抽出手段は、 前記電力増幅器の出力側から取り出した信号を、前記送
信機の局部発振器から出力される局部発振信号を用いて
ダウンコンバートする周波数変換手段と、 前記周波数変換手段の出力信号が入力される非線形回路
と、 前記非線形回路の出力信号を基に、前記２基準信号の各
周波数の差の２倍の周波数成分を抽出するフィルタと、 を含むことを特徴とする請求項１記載の送信機の非線形
歪み検出回路。 - 【請求項９】 非線形性により３次相互変調歪みを発生
する送信機の非線形歪み検出回路において、 所定の周波数の基準信号を電力増幅器よりも前段で入力
する入力手段と、 前記電力増幅器の出力側から取り出した信号を基に、前
記基準信号の３倍の周波数成分を抽出する抽出手段と、 前記抽出手段で抽出された周波数成分を検波する検波手
段と、 を有することを特徴とする送信機の非線形歪み検出回
路。 - 【請求項１０】 非線形性により３次相互変調歪みを発
生する送信機の非線形歪み補償回路において、 少なくとも１つの基準信号を電力増幅器よりも前段で入
力する入力手段と、 前記電力増幅器の所定部から取り出した信号を基に、３
次相互変調歪みに関連する周波数成分を抽出する抽出手
段と、 前記抽出手段で抽出された周波数成分を検波して３次相
互変調歪み量に相当する直流電圧値を出力する検波手段
と、 前記電力増幅器よりも前段に設けられ、ＦＥＴで構成さ
れ、前記電力増幅器で発生する歪みを補償するプリディ
ストーション回路と、 前記検波手段が出力した直流電圧値に応じて、前記プリ
ディストーション回路のＦＥＴのゲートバイアスを調整
する制御手段と、 を有することを特徴とする送信機の非線形歪み補償回
路。 - 【請求項１１】 前記制御手段は、 前記プリディストーション回路のＦＥＴのゲートバイア
スを所定の方向に変化させるバイアス変化手段と、 前記バイアス変化手段による前記ゲートバイアスの変化
の結果、前記検波手段が出力した直流電圧値が小さくな
れば、前記バイアス変化手段に、ゲートバイアスを前記
所定の方向に更に変化させ、一方、前記検波手段が出力
した直流電圧値が大きくなれば、前記バイアス変化手段
に、ゲートバイアスを前記所定の方向と反対の方向に変
化させる調整手段と、 を含むことを特徴とする請求項１０記載の送信機の非線
形歪み補償回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8176036A JPH1022844A (ja) | 1996-07-05 | 1996-07-05 | 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路 |
| US08/799,482 US5909642A (en) | 1996-07-05 | 1997-02-12 | Nonlinear distortion detecting circuit and nonlinear distortion compensating circuit for transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8176036A JPH1022844A (ja) | 1996-07-05 | 1996-07-05 | 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1022844A true JPH1022844A (ja) | 1998-01-23 |
Family
ID=16006607
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8176036A Withdrawn JPH1022844A (ja) | 1996-07-05 | 1996-07-05 | 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5909642A (ja) |
| JP (1) | JPH1022844A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7085545B2 (en) | 2000-11-14 | 2006-08-01 | Sharp Kabushiki Kaisha | Transmission power control circuit |
| KR100625445B1 (ko) * | 1999-12-20 | 2006-09-18 | 주식회사 케이티 | 가변차수 전치왜곡장치 및 그의 제어 방법 |
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| JP4918366B2 (ja) * | 2004-02-13 | 2012-04-18 | トムソン ライセンシング | 送受信器における電力消費を削減する、電力増幅器の制御 |
| CN116054968A (zh) * | 2023-01-06 | 2023-05-02 | 广州开信通讯系统有限公司 | 一种多载波信号非线性失真矫正装置及方法 |
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- 1997-02-12 US US08/799,482 patent/US5909642A/en not_active Expired - Fee Related
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