JPH10242947A - 遅延検波復調方式 - Google Patents
遅延検波復調方式Info
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- JPH10242947A JPH10242947A JP9041750A JP4175097A JPH10242947A JP H10242947 A JPH10242947 A JP H10242947A JP 9041750 A JP9041750 A JP 9041750A JP 4175097 A JP4175097 A JP 4175097A JP H10242947 A JPH10242947 A JP H10242947A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims abstract description 69
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 claims abstract description 36
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims abstract description 16
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims abstract description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 14
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 16
- 238000012937 correction Methods 0.000 abstract description 14
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 3
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000002195 synergetic effect Effects 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0857—Joint weighting using maximum ratio combining techniques, e.g. signal-to- interference ratio [SIR], received signal strenght indication [RSS]
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ダイバーシチの合成回路と誤差拡散型の遅延
検波回路とを用いた復調方式において、両回路の効果を
相乗的に享受しえる構成を提供する。 【解決手段】 遅延検波復調方式において、ダイバーシ
チ型の複数の受信系と、各受信系の出力をそれぞれ瞬時
位相を検出する瞬時位相検出回路と、前記瞬時位相検出
回路の出力から１シンボル間の位相差を演算する演算回
路と、前記各受信系の演算回路の出力を合成する合成回
路と、該合成回路で合成した後に誤差拡散型の遅延検波
を行う遅延検波回路と、復調論理を行う復調論理回路と
からなることを特徴とする。
検波回路とを用いた復調方式において、両回路の効果を
相乗的に享受しえる構成を提供する。 【解決手段】 遅延検波復調方式において、ダイバーシ
チ型の複数の受信系と、各受信系の出力をそれぞれ瞬時
位相を検出する瞬時位相検出回路と、前記瞬時位相検出
回路の出力から１シンボル間の位相差を演算する演算回
路と、前記各受信系の演算回路の出力を合成する合成回
路と、該合成回路で合成した後に誤差拡散型の遅延検波
を行う遅延検波回路と、復調論理を行う復調論理回路と
からなることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動無線機用基地
局等のダイバーシチ方式の遅延検波復調方式に関し、特
に、合成ダイバーシチ方式と誤差拡散型の遅延検波回路
とにおける誤り率を向上した遅延検波復調方式に関す
る。
局等のダイバーシチ方式の遅延検波復調方式に関し、特
に、合成ダイバーシチ方式と誤差拡散型の遅延検波回路
とにおける誤り率を向上した遅延検波復調方式に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】一般に、移動通信システムにおいて、デ
ジタル変調信号を検波する際には、種々の方式が用いら
れているが、ヘテロダイン同期検波方式や包絡線検波方
式に比べて、バーストフレーム効率がよく、しかもレイ
リーフェージング下における誤り率特性が良い等の特性
から、いわゆる遅延検波方式が用いられる。
ジタル変調信号を検波する際には、種々の方式が用いら
れているが、ヘテロダイン同期検波方式や包絡線検波方
式に比べて、バーストフレーム効率がよく、しかもレイ
リーフェージング下における誤り率特性が良い等の特性
から、いわゆる遅延検波方式が用いられる。
【０００３】この遅延検波方式においては、デジタル変
調信号を入力信号として受信し、この入力信号は、例え
ば復調器の前段階において位相変化を示す信号（以下、
「瞬時位相信号」と称する）とされ、この瞬時位相信号
が復調器に入力される。復調器は１シンボル遅延して遅
延瞬時位相信号を出力し、瞬時位相信号と遅延瞬時位相
信号とを減算器に入力され、差が求められて遅延検波が
行われ、その差が判定器に入力されて、データ判定がな
され、１シンボル前に入力された遅延瞬時位相信号と今
入力された瞬時位相信号とが一致したときには差がなく
負の値が、一致しないときは正の値が出力され、シンボ
ルの位相に応じた２ビットのデータが出力される。特
に、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shif
t Keying）方式で変調された通信に対する受信機側での
復調に際して、この遅延検波方式が適切に用いられてい
る。
調信号を入力信号として受信し、この入力信号は、例え
ば復調器の前段階において位相変化を示す信号（以下、
「瞬時位相信号」と称する）とされ、この瞬時位相信号
が復調器に入力される。復調器は１シンボル遅延して遅
延瞬時位相信号を出力し、瞬時位相信号と遅延瞬時位相
信号とを減算器に入力され、差が求められて遅延検波が
行われ、その差が判定器に入力されて、データ判定がな
され、１シンボル前に入力された遅延瞬時位相信号と今
入力された瞬時位相信号とが一致したときには差がなく
負の値が、一致しないときは正の値が出力され、シンボ
ルの位相に応じた２ビットのデータが出力される。特
に、ＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shif
t Keying）方式で変調された通信に対する受信機側での
復調に際して、この遅延検波方式が適切に用いられてい
る。
【０００４】一方、誤差拡散型の遅延検波による復調方
式については、特開平８ー３２６４０号公報で説明され
ており、通信経路上等で重畳する雑音に比して、受信信
号レベルが十分高いレベルで受信した場合ほど、データ
誤り率の改善が大きいとしている。
式については、特開平８ー３２６４０号公報で説明され
ており、通信経路上等で重畳する雑音に比して、受信信
号レベルが十分高いレベルで受信した場合ほど、データ
誤り率の改善が大きいとしている。
【０００５】本公報による具体的な構成について、図５
を参照しつつ説明する。従前の遅延検波方式は、例えば
ＤＱＰＳＫ変調のデジタル変調信号が入力信号１０１と
して入力され、該入力信号を瞬時位相変化を示す瞬時位
相信号に変換される。例えば１シンボルの遅延時間を有
する遅延回路３１に入力され、該遅延回路３１の入出力
信号を減算器４１Ａに入力して、当該入出力信号の差を
出力することで遅延検波が行われる。本公報の先行技術
によれば、減算器４１Ａの出力は、判定器（ＤＥＴ）に
入力される。例えばシンボルの位相に応じた２ビットの
データとしてデータ判定が行われる。
を参照しつつ説明する。従前の遅延検波方式は、例えば
ＤＱＰＳＫ変調のデジタル変調信号が入力信号１０１と
して入力され、該入力信号を瞬時位相変化を示す瞬時位
相信号に変換される。例えば１シンボルの遅延時間を有
する遅延回路３１に入力され、該遅延回路３１の入出力
信号を減算器４１Ａに入力して、当該入出力信号の差を
出力することで遅延検波が行われる。本公報の先行技術
によれば、減算器４１Ａの出力は、判定器（ＤＥＴ）に
入力される。例えばシンボルの位相に応じた２ビットの
データとしてデータ判定が行われる。
【０００６】しかしながら、本公報による発明は、上述
の遅延検波方式では、無線電波を介在してきた信号に重
畳する雑音により、判定器の出力で、符号誤り率が劣化
するので、誤り訂正符号を追加することなく、遅延検波
回路を改善することを目的として提案したものである。
本公報の誤差拡散型の遅延検波回路は、例えば１シンボ
ルの遅延時間を有する複数の遅延回路３１〜３３を備
え、減算器４１Ａ，４１Ｂで各遅延回路３１，３３の入
出力信号の位相差を検出して位相差信号を出力し、判定
誤差演算部（ＭＯＤ）４２Ａ，４２Ｂで遅延検波した際
得られる位相差点と理想的な位相差との誤差を求め、ま
たは、遅延回路３１，３３の入出力信号間の位相差とＩ
−Ｑ位相平面上に規定された位相点とを比較してその誤
差信号を求める。この誤差信号に乗算器４３Ａ，４３Ｂ
で予め定めた重み係数を乗算して重み付けして位相補正
量２１１，２１２を得る。次に、加算器４４Ａは第１の
遅延瞬時移送信号１０２及び位相補正量２１１とを加算
して、第１の補正瞬時位相信号１１１を出力する。同様
にして、減算器４４Ｂは第２の遅延瞬時移送信号１０３
及び位相補正量２１２とを減算して差を求め、第２の補
正瞬時位相信号１１２を出力する。これら、第１及び第
２の補正瞬時位相信号１１１，１１２は、減算器４５Ａ
に与えられて差を求められる。減算器４５Ａの出力は、
判定器（ＤＥＴ）９９に与えられて、ここでデータ判定
が行われ、判定結果９９１として復調データが出力され
る。
の遅延検波方式では、無線電波を介在してきた信号に重
畳する雑音により、判定器の出力で、符号誤り率が劣化
するので、誤り訂正符号を追加することなく、遅延検波
回路を改善することを目的として提案したものである。
本公報の誤差拡散型の遅延検波回路は、例えば１シンボ
ルの遅延時間を有する複数の遅延回路３１〜３３を備
え、減算器４１Ａ，４１Ｂで各遅延回路３１，３３の入
出力信号の位相差を検出して位相差信号を出力し、判定
誤差演算部（ＭＯＤ）４２Ａ，４２Ｂで遅延検波した際
得られる位相差点と理想的な位相差との誤差を求め、ま
たは、遅延回路３１，３３の入出力信号間の位相差とＩ
−Ｑ位相平面上に規定された位相点とを比較してその誤
差信号を求める。この誤差信号に乗算器４３Ａ，４３Ｂ
で予め定めた重み係数を乗算して重み付けして位相補正
量２１１，２１２を得る。次に、加算器４４Ａは第１の
遅延瞬時移送信号１０２及び位相補正量２１１とを加算
して、第１の補正瞬時位相信号１１１を出力する。同様
にして、減算器４４Ｂは第２の遅延瞬時移送信号１０３
及び位相補正量２１２とを減算して差を求め、第２の補
正瞬時位相信号１１２を出力する。これら、第１及び第
２の補正瞬時位相信号１１１，１１２は、減算器４５Ａ
に与えられて差を求められる。減算器４５Ａの出力は、
判定器（ＤＥＴ）９９に与えられて、ここでデータ判定
が行われ、判定結果９９１として復調データが出力され
る。
【０００７】こうして、少なくとも一回の位相補正を行
うようにして、誤り訂正符号を付加することなく、即ち
情報伝送速度を低下させることもなく、誤り率の劣化を
改善することができる、としている。
うようにして、誤り訂正符号を付加することなく、即ち
情報伝送速度を低下させることもなく、誤り率の劣化を
改善することができる、としている。
【０００８】上記誤差拡散型の遅延検波回路をダイバー
シチ方式の受信回路に適用した参考例を図４に示す。図
４において、各受信系１〜４からのベースバンドの信号
は瞬時位相を検出する瞬時位相検出回路５〜８と、この
瞬時位相検出回路５〜８の出力をそれぞれ誤差を拡散し
て検波する上記誤差拡散型の遅延検波回路２２〜２５
と、遅延検波回路２２〜２５の出力を合成する合成回路
１３と、合成回路１３の出力を復調する復調論理回路と
で構成される例が考えられる。
シチ方式の受信回路に適用した参考例を図４に示す。図
４において、各受信系１〜４からのベースバンドの信号
は瞬時位相を検出する瞬時位相検出回路５〜８と、この
瞬時位相検出回路５〜８の出力をそれぞれ誤差を拡散し
て検波する上記誤差拡散型の遅延検波回路２２〜２５
と、遅延検波回路２２〜２５の出力を合成する合成回路
１３と、合成回路１３の出力を復調する復調論理回路と
で構成される例が考えられる。
【０００９】しかしながら、移動無線用の基地局におい
て、各移動局から所定のレベル以上の入力信号の場合
は、上記誤差拡散型の遅延検波方式で十分正確なデータ
検出が可能であるが、上記入力信号レベルが低くなるほ
ど、誤り率の改善は小さくなり、更に信号レベルが下が
り重畳雑音の割合が増すと、逆に誤り率が劣化してしま
う問題があった。
て、各移動局から所定のレベル以上の入力信号の場合
は、上記誤差拡散型の遅延検波方式で十分正確なデータ
検出が可能であるが、上記入力信号レベルが低くなるほ
ど、誤り率の改善は小さくなり、更に信号レベルが下が
り重畳雑音の割合が増すと、逆に誤り率が劣化してしま
う問題があった。
【００１０】特に、複数のアンテナを介して入力される
場合の合成ダイバーシチのような、ダイバーシチ効果の
大きいダイバーシチ方式の場合は、ある一定の誤り率が
得られる時の各受信系毎への信号入力レベルが低いた
め、各受信系からの入力信号を合成する動作の前に、誤
差拡散型の遅延検波方式を適用すると、弱電界レベルに
なったときに、誤り率の改善が見られなくなってしまう
という問題があった。
場合の合成ダイバーシチのような、ダイバーシチ効果の
大きいダイバーシチ方式の場合は、ある一定の誤り率が
得られる時の各受信系毎への信号入力レベルが低いた
め、各受信系からの入力信号を合成する動作の前に、誤
差拡散型の遅延検波方式を適用すると、弱電界レベルに
なったときに、誤り率の改善が見られなくなってしまう
という問題があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従って、従来技術によ
れば、受信信号に重畳する雑音レベルに対する信号レベ
ルの比が低い入力レベルで使用する場合には、合成ダイ
バーシチを行う受信機は誤差拡散型の遅延検波を行って
も、十分な誤り率改善効果が得られなかった。
れば、受信信号に重畳する雑音レベルに対する信号レベ
ルの比が低い入力レベルで使用する場合には、合成ダイ
バーシチを行う受信機は誤差拡散型の遅延検波を行って
も、十分な誤り率改善効果が得られなかった。
【００１２】よって、本発明の目的は、合成ダイバーシ
チを行う受信機において、誤差拡散回路の効果を十分に
発揮させ、受信機の誤り率を改善することで、結果的に
受信感度特性を向上することである。
チを行う受信機において、誤差拡散回路の効果を十分に
発揮させ、受信機の誤り率を改善することで、結果的に
受信感度特性を向上することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の復調方式は、合
成ダイバーシチ機能と、誤差拡散型の遅延検波機能の回
路から構成されている。
成ダイバーシチ機能と、誤差拡散型の遅延検波機能の回
路から構成されている。
【００１４】本発明による遅延検波復調方式は、ダイバ
ーシチ型の複数の受信系と、各受信系の出力をそれぞれ
瞬時位相を検出する瞬時位相検出回路と、前記瞬時位相
検出回路の出力から１シンボル間の位相差を演算する演
算回路と、前記各受信系の演算回路の出力を合成する合
成回路と、該合成回路で合成を行った後に誤差拡散型の
遅延検波を行う遅延検波回路と、復調論理を行う復調論
理回路とからなることを特徴とする。
ーシチ型の複数の受信系と、各受信系の出力をそれぞれ
瞬時位相を検出する瞬時位相検出回路と、前記瞬時位相
検出回路の出力から１シンボル間の位相差を演算する演
算回路と、前記各受信系の演算回路の出力を合成する合
成回路と、該合成回路で合成を行った後に誤差拡散型の
遅延検波を行う遅延検波回路と、復調論理を行う復調論
理回路とからなることを特徴とする。
【００１５】また、上記遅延検波復調方式において、受
信信号に重畳する雑音による誤差を、前記遅延検波回路
によって複数シンボル間で補正し合うことで誤差を拡散
することを特徴とする。また、上記遅延検波復調方式に
おいて、前記演算回路は所定の重み付け係数を乗算する
乗算回路を有することを特徴とする。さらに、上記遅延
検波復調方式において、前記合成回路で位相差合成を行
った後に遅延回路と加算器により瞬時位相に補正して前
記遅延検波回路を設けたことを特徴とする。
信信号に重畳する雑音による誤差を、前記遅延検波回路
によって複数シンボル間で補正し合うことで誤差を拡散
することを特徴とする。また、上記遅延検波復調方式に
おいて、前記演算回路は所定の重み付け係数を乗算する
乗算回路を有することを特徴とする。さらに、上記遅延
検波復調方式において、前記合成回路で位相差合成を行
った後に遅延回路と加算器により瞬時位相に補正して前
記遅延検波回路を設けたことを特徴とする。
【００１６】具体的には、４基合成ダイバーシチを例に
説明すると、４組の受信系回路（図１の１〜４）の１シ
ンボル区間位相変化量を合成する手段（図１の１３）
と、合成後の位相変化量の誤差を複数シンボル区間で補
正し合う手段（図１の１４）を有する。また、位相差合
成後に誤差を補正するという、手段の順序も特徴であ
る。具体的には、合成回路（図１の１３）の出力を誤差
拡散回路（図１の１４）に供給する。
説明すると、４組の受信系回路（図１の１〜４）の１シ
ンボル区間位相変化量を合成する手段（図１の１３）
と、合成後の位相変化量の誤差を複数シンボル区間で補
正し合う手段（図１の１４）を有する。また、位相差合
成後に誤差を補正するという、手段の順序も特徴であ
る。具体的には、合成回路（図１の１３）の出力を誤差
拡散回路（図１の１４）に供給する。
【００１７】本発明によれば、信号入力レベルが低く、
重畳している雑音レベルの割合が高い場合においても、
先に位相差合成を行うことで雑音レベルに対する信号レ
ベルの比を高く、誤り誤差を改善している。
重畳している雑音レベルの割合が高い場合においても、
先に位相差合成を行うことで雑音レベルに対する信号レ
ベルの比を高く、誤り誤差を改善している。
【００１８】このため、受信機への信号入力レベルが低
い場合でも、誤差拡散型の遅延検波の効果を発揮するこ
とが可能となり、合成ダイバーシチ効果との相乗効果に
よって誤り率が改善され、受信特性が向上する。
い場合でも、誤差拡散型の遅延検波の効果を発揮するこ
とが可能となり、合成ダイバーシチ効果との相乗効果に
よって誤り率が改善され、受信特性が向上する。
【００１９】
［第１の実施形態］本発明の実施形態について、図１を
参照して詳細に説明する。本実施形態による復調方式
は、高周波信号からベースバンドの信号に変換する各受
信系１〜４と、各受信系１〜４毎の瞬時位相を検出する
ための瞬時位相検出回路５〜８と、１シンボル区間での
位相変化量を求めるための位相差演算回路９〜１２と、
この１シンボル区間での位相変化量を合成する合成回路
１３と、合成された位相変化量を複数シンボル間で補正
し合う誤差を拡散するための補正回路１４と、復調を行
う復調論理回路１５から構成される。
参照して詳細に説明する。本実施形態による復調方式
は、高周波信号からベースバンドの信号に変換する各受
信系１〜４と、各受信系１〜４毎の瞬時位相を検出する
ための瞬時位相検出回路５〜８と、１シンボル区間での
位相変化量を求めるための位相差演算回路９〜１２と、
この１シンボル区間での位相変化量を合成する合成回路
１３と、合成された位相変化量を複数シンボル間で補正
し合う誤差を拡散するための補正回路１４と、復調を行
う復調論理回路１５から構成される。
【００２０】また、図２は、受信機の入力レベルに対す
るビット誤り率（％）の関係のグラフである。該グラフ
によれば、単に１つの遅延回路とその入出力信号間の位
相差をとる減算器とで構成される従来の遅延検波方式の
場合の特性１７と、複数の遅延回路とその遅延回路の入
出力信号間の位相差をとり、判定誤差演算部（ＭＯＤ）
で誤差信号を出力し重み付けする誤差拡散型遅延検波方
式の場合の特性１８とを示している。さらに、複数のア
ンテナに入力して受信検波して合成することによるダイ
バーシチ効果を示す合成ダイバーシチによる場合の特性
をそれぞれ特性１９，１６に示す。
るビット誤り率（％）の関係のグラフである。該グラフ
によれば、単に１つの遅延回路とその入出力信号間の位
相差をとる減算器とで構成される従来の遅延検波方式の
場合の特性１７と、複数の遅延回路とその遅延回路の入
出力信号間の位相差をとり、判定誤差演算部（ＭＯＤ）
で誤差信号を出力し重み付けする誤差拡散型遅延検波方
式の場合の特性１８とを示している。さらに、複数のア
ンテナに入力して受信検波して合成することによるダイ
バーシチ効果を示す合成ダイバーシチによる場合の特性
をそれぞれ特性１９，１６に示す。
【００２１】次に、本発明の実施形態の動作について図
１，２を参照して説明する。瞬時位相検出回路５〜８
で、各受信系１〜４毎の瞬時位相を検出し、遅延回路を
用いた演算回路９〜１２で１シンボル区間での位相変化
量を演算し、その出力を合成回路１３に供給する。より
具体的には、図５の減算器４１Ａを瞬時位相回路５とし
て瞬時位相差を検出し、図５の判定誤差演算部（ＭＯ
Ｄ）４２Ａで遅延検波した際得られる位相差点と理想的
な位相差との誤差を求めて、または、遅延回路３１の入
出力信号間の位相差とＩ−Ｑ位相平面上に規定された位
相点とを比較してその誤差信号を求めて、この誤差信号
に乗算器４３Ａで予め定めた重み係数を乗算して重み付
けして位相補正量２１１を得て、１シンボル区間での位
相変化量を求める。このように、例えば受信系１につい
ては、受信信号のベースバンド信号は図５の入力信号１
０１となり、遅延回路３１と減算器４１Ａとで瞬時位相
検出回路５を構成し、次に判定誤差演算部４２Ａと乗算
器４３Ａとで１シンボル間位相差演算回路９を構成して
いる。受信系１〜４はそれぞれ同様な構成を有してい
る。なお、受信系１〜４はそれぞれ移動局からの無線電
波を検出する不図示のアンテナがスペース的に離間して
配置されている。
１，２を参照して説明する。瞬時位相検出回路５〜８
で、各受信系１〜４毎の瞬時位相を検出し、遅延回路を
用いた演算回路９〜１２で１シンボル区間での位相変化
量を演算し、その出力を合成回路１３に供給する。より
具体的には、図５の減算器４１Ａを瞬時位相回路５とし
て瞬時位相差を検出し、図５の判定誤差演算部（ＭＯ
Ｄ）４２Ａで遅延検波した際得られる位相差点と理想的
な位相差との誤差を求めて、または、遅延回路３１の入
出力信号間の位相差とＩ−Ｑ位相平面上に規定された位
相点とを比較してその誤差信号を求めて、この誤差信号
に乗算器４３Ａで予め定めた重み係数を乗算して重み付
けして位相補正量２１１を得て、１シンボル区間での位
相変化量を求める。このように、例えば受信系１につい
ては、受信信号のベースバンド信号は図５の入力信号１
０１となり、遅延回路３１と減算器４１Ａとで瞬時位相
検出回路５を構成し、次に判定誤差演算部４２Ａと乗算
器４３Ａとで１シンボル間位相差演算回路９を構成して
いる。受信系１〜４はそれぞれ同様な構成を有してい
る。なお、受信系１〜４はそれぞれ移動局からの無線電
波を検出する不図示のアンテナがスペース的に離間して
配置されている。
【００２２】ここで各受信系１〜４への高周波入力信号
は雑音が重畳されているため、演算回路９〜１２の出力
も雑音誤差を含んでいる。この雑音誤差を含んだ１シン
ボル区間での位相変化量の位相差演算信号は合成回路１
３で合成される。この合成回路１３での合成により、各
位相差演算信号の重なる部分が強調された信号となり、
信号成分は高レベルとなる。
は雑音が重畳されているため、演算回路９〜１２の出力
も雑音誤差を含んでいる。この雑音誤差を含んだ１シン
ボル区間での位相変化量の位相差演算信号は合成回路１
３で合成される。この合成回路１３での合成により、各
位相差演算信号の重なる部分が強調された信号となり、
信号成分は高レベルとなる。
【００２３】合成回路１３で合成された位相差演算信号
は、複数シンボル間の誤差拡散回路１４に入力され、例
えば図５に示す誤差拡散型の遅延検波回路により、少な
くとも一回の位相補正を行うようにして、符号誤り率を
改善している。複数シンボル間の誤差拡散回路１４の出
力は、例えば図５の判定器９９でのデータ判定が行わ
れ、データの復調が復調論理回路によって、変調された
元のデータが検出される。
は、複数シンボル間の誤差拡散回路１４に入力され、例
えば図５に示す誤差拡散型の遅延検波回路により、少な
くとも一回の位相補正を行うようにして、符号誤り率を
改善している。複数シンボル間の誤差拡散回路１４の出
力は、例えば図５の判定器９９でのデータ判定が行わ
れ、データの復調が復調論理回路によって、変調された
元のデータが検出される。
【００２４】こうして、先に位相差合成を行うことで、
信号成分に対する雑音比が改善される。この結果は図２
の符号１６に示す特性となり、受信機入力レベルが低く
ても、ビット誤り率を改善することができる。従って、
誤差補正・拡散を行う回路１４の効果を得るために必要
な各受信系１〜４への入力信号レベルが合成ダイバーシ
チ効果の分だけ改善される（図２の特性１５）。
信号成分に対する雑音比が改善される。この結果は図２
の符号１６に示す特性となり、受信機入力レベルが低く
ても、ビット誤り率を改善することができる。従って、
誤差補正・拡散を行う回路１４の効果を得るために必要
な各受信系１〜４への入力信号レベルが合成ダイバーシ
チ効果の分だけ改善される（図２の特性１５）。
【００２５】このように、誤差拡散型の遅延検波回路に
よって、マルチシンボル間で遅延検波を行うことがで
き、受信信号に重畳する誤差を拡散し、補正をすること
で、誤り率劣化を防ぐことができる。この誤差拡散型遅
延検波による受信感度改善は、誤り率が１×１０-2の点
では０．７ｄＢであった。さらに、合成ダイバーシチに
適用する場合に、合成を行った後に誤差拡散型の遅延検
波回路を用いているので、合成ダイバーシチの効果を享
受した上で、誤差拡散による効果をも享受して、相乗効
果を実現する。
よって、マルチシンボル間で遅延検波を行うことがで
き、受信信号に重畳する誤差を拡散し、補正をすること
で、誤り率劣化を防ぐことができる。この誤差拡散型遅
延検波による受信感度改善は、誤り率が１×１０-2の点
では０．７ｄＢであった。さらに、合成ダイバーシチに
適用する場合に、合成を行った後に誤差拡散型の遅延検
波回路を用いているので、合成ダイバーシチの効果を享
受した上で、誤差拡散による効果をも享受して、相乗効
果を実現する。
【００２６】［第２の実施形態］本発明の実施形態を、
図３を参照して説明する。空間ダイバーシチの４つのア
ンテナに接続されて高周波信号をベースバンドの、例え
ばＤＱＰＳＫの符号信号に変換する受信系１〜４と、受
信系１〜４毎に瞬時位相を検出する瞬時位相検出回路５
〜８と、受信系１〜４毎の位相差信号に判定誤差演算し
て重み付け係数を乗算する位相差演算回路９〜１２と、
位相差演算回路９〜１２の出力について位相差合成を行
う合成回路１３と、誤差補正を行う遅延回路２０と加算
器２１と、誤差拡散型の遅延検波復調回路１４と、遅延
検波復調回路１４の出力から復調する復調論理回路１５
とから構成される。
図３を参照して説明する。空間ダイバーシチの４つのア
ンテナに接続されて高周波信号をベースバンドの、例え
ばＤＱＰＳＫの符号信号に変換する受信系１〜４と、受
信系１〜４毎に瞬時位相を検出する瞬時位相検出回路５
〜８と、受信系１〜４毎の位相差信号に判定誤差演算し
て重み付け係数を乗算する位相差演算回路９〜１２と、
位相差演算回路９〜１２の出力について位相差合成を行
う合成回路１３と、誤差補正を行う遅延回路２０と加算
器２１と、誤差拡散型の遅延検波復調回路１４と、遅延
検波復調回路１４の出力から復調する復調論理回路１５
とから構成される。
【００２７】また、遅延回路２０と加算器２１とによる
位相差信号から瞬時位相信号への変換は、理論的な位相
差とのずれを検出して瞬時位相に補正値を加えるための
もので、合成回路１３の出力の合成位相差から、瞬時合
成位相を求めるため、１シンボル期間の遅延を行い、遅
延前の合成信号と遅延後の合成信号を加算して、合成後
の瞬時位相を再現する。
位相差信号から瞬時位相信号への変換は、理論的な位相
差とのずれを検出して瞬時位相に補正値を加えるための
もので、合成回路１３の出力の合成位相差から、瞬時合
成位相を求めるため、１シンボル期間の遅延を行い、遅
延前の合成信号と遅延後の合成信号を加算して、合成後
の瞬時位相を再現する。
【００２８】つぎに、本実施形態の動作について、図
２、図３を参照して説明する。各受信系１〜４毎の１シ
ンボル区間での位相変化量を、位相差演算回路９〜１２
で求め、その出力を合成回路１３に供給する。
２、図３を参照して説明する。各受信系１〜４毎の１シ
ンボル区間での位相変化量を、位相差演算回路９〜１２
で求め、その出力を合成回路１３に供給する。
【００２９】ここで各受信系１〜４への高周波入力信号
は雑音が重畳されており、演算回路９〜１２の出力も雑
音誤差を含んでいるが、先に位相差合成を行うことで信
号成分に対する雑音比が、図２の特性１６で示すよう
に、改善され、誤差拡散型の遅延検波回路１４の効果を
得るために、必要な各受信系１〜４への入力信号レベル
が、図２の特性１９に対して、合成ダイバーシチ効果の
分だけ改善される。
は雑音が重畳されており、演算回路９〜１２の出力も雑
音誤差を含んでいるが、先に位相差合成を行うことで信
号成分に対する雑音比が、図２の特性１６で示すよう
に、改善され、誤差拡散型の遅延検波回路１４の効果を
得るために、必要な各受信系１〜４への入力信号レベル
が、図２の特性１９に対して、合成ダイバーシチ効果の
分だけ改善される。
【００３０】但し、誤差拡散型の遅延検波回路１４は、
その前段階で理論的な位相差とのずれを検出して、瞬時
位相に補正値を加えることで、前後の各シンボルへの誤
差を拡散し、また前後の各シンボルから補正を受ける方
式であるため、合成位相差を瞬時位相データに変換する
必要がある。このため、合成回路１３の出力と、これを
遅延回路２０でタイミング遅延させた１シンボル過去の
合成位相差を加算器２１で累積加算している。
その前段階で理論的な位相差とのずれを検出して、瞬時
位相に補正値を加えることで、前後の各シンボルへの誤
差を拡散し、また前後の各シンボルから補正を受ける方
式であるため、合成位相差を瞬時位相データに変換する
必要がある。このため、合成回路１３の出力と、これを
遅延回路２０でタイミング遅延させた１シンボル過去の
合成位相差を加算器２１で累積加算している。
【００３１】図３に本実施形態における４基受信合成ダ
イバーシチとして記載したが、受信機の数は４基に限ら
ず、何基であっても良く、位相差ではなく瞬時位相を合
成しても良い。
イバーシチとして記載したが、受信機の数は４基に限ら
ず、何基であっても良く、位相差ではなく瞬時位相を合
成しても良い。
【００３２】また、遅延検波を行う際に誤差の補正を瞬
時位相に対して行うのではなく、位相差に対して行うよ
うに改良すれば、遅延回路２０と加算器２１は不要であ
る。
時位相に対して行うのではなく、位相差に対して行うよ
うに改良すれば、遅延回路２０と加算器２１は不要であ
る。
【００３３】更に、複数シンボル区間で誤差を補正し合
い、誤差を前後のシンボルに拡散していく復調方式であ
れば、遅延検波に限らず同期検波等の他の検波方式を適
用することもできる。
い、誤差を前後のシンボルに拡散していく復調方式であ
れば、遅延検波に限らず同期検波等の他の検波方式を適
用することもできる。
【００３４】上記各実施形態によれば、ダイバーシチア
ンテナから入力された各入力信号レベルが低い場合で
も、図２に示すように、誤り率の改善が認められ、ダイ
バーシチ効果と誤差拡散型の遅延回路による誤り率向上
を相乗的に奏し得ることとなる。また、誤差拡散型の遅
延検波回路は、図５に示す遅延回路を３段用いるだけで
なく、５段又は７段と増加することにより誤り率を向上
することができるので、本発明においても多段の遅延回
路を用いてもよい。
ンテナから入力された各入力信号レベルが低い場合で
も、図２に示すように、誤り率の改善が認められ、ダイ
バーシチ効果と誤差拡散型の遅延回路による誤り率向上
を相乗的に奏し得ることとなる。また、誤差拡散型の遅
延検波回路は、図５に示す遅延回路を３段用いるだけで
なく、５段又は７段と増加することにより誤り率を向上
することができるので、本発明においても多段の遅延回
路を用いてもよい。
【００３５】
【発明の効果】本発明によれば、誤差拡散型の遅延検波
回路の前に、ダイバーシチ配置の受信系の出力の合成を
行うことにより、受信入力レベルが低い場合でも、誤差
拡散型検波回路へ供給される信号の対雑音比が改善され
ているので、誤差拡散型検波方式による誤り率改善効果
と、合成ダイバーシチ効果とで相乗効果を得ることで、
受信機の誤り率特性が向上することである。
回路の前に、ダイバーシチ配置の受信系の出力の合成を
行うことにより、受信入力レベルが低い場合でも、誤差
拡散型検波回路へ供給される信号の対雑音比が改善され
ているので、誤差拡散型検波方式による誤り率改善効果
と、合成ダイバーシチ効果とで相乗効果を得ることで、
受信機の誤り率特性が向上することである。
【００３６】また、ベースバンドによる特性改善によ
り、複雑で難度の高い高周波回路設計を行う必要性を軽
減し、回路構成を簡易化できるので、小型・軽量で低消
費電力の無線機の実現である。
り、複雑で難度の高い高周波回路設計を行う必要性を軽
減し、回路構成を簡易化できるので、小型・軽量で低消
費電力の無線機の実現である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の動作を示す誤り率曲線を示すグラフで
ある。
ある。
【図３】本発明の実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】従来技術の構成を示すブロック図である。
【図５】従来技術の誤差拡散型の遅延検波回路の回路図
である。
である。
１〜４ 受信機 ５〜８ 瞬時位相検出回路 ９〜１２ 位相差演算回路 １３ 合成回路 １４，２２〜２５ 誤差拡散型の検波回路 １５ 復調論理回路 １６〜１９ 誤り率曲線概略 ２０ 遅延回路 ２１ 加算器
Claims (4)
- 【請求項１】 ダイバーシチ型の複数の受信系と、各受
信系の出力をそれぞれ瞬時位相を検出する瞬時位相検出
回路と、前記瞬時位相検出回路の出力から１シンボル間
の位相差を演算する演算回路と、前記各受信系の演算回
路の出力を合成する合成回路と、該合成回路で合成を行
った後に誤差拡散型の遅延検波を行う遅延検波回路と、
復調論理を行う復調論理回路とからなることを特徴とす
る遅延検波復調方式。 - 【請求項２】 請求項１に記載されたる遅延検波復調方
式において、受信信号に重畳する雑音による誤差を、前
記遅延検波回路によって複数シンボル間で補正し合うこ
とで誤差を拡散することを特徴とする遅延検波復調方
式。 - 【請求項３】 請求項１に記載された遅延検波復調方式
において、前記演算回路は所定の重み付け係数を乗算す
る乗算回路を有することを特徴とする遅延検波復調方
式。 - 【請求項４】 請求項１に記載された遅延検波復調方式
において、前記合成回路で位相差合成を行った後に遅延
回路と加算器により瞬時位相に補正して前記遅延検波回
路を設けたことを特徴とする遅延検波復調方式。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9041750A JP3037184B2 (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | 遅延検波復調方式 |
| SG1998000443A SG64477A1 (en) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | Delay detection demodulation system |
| GB9804159A GB2324008B (en) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | Delay detection and phase demodulation system in a diversity receiver |
| CN98107015A CN1115020C (zh) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | 延迟检测解调系统 |
| AU56338/98A AU734979B2 (en) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | Delay detection demodulation system |
| US09/030,939 US6122333A (en) | 1997-02-26 | 1998-02-26 | Delay detection demodulation system |
| HK99100436.4A HK1015575B (en) | 1997-02-26 | 1999-02-02 | Delay detection and phase demodulation system in a diversity receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9041750A JP3037184B2 (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | 遅延検波復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10242947A true JPH10242947A (ja) | 1998-09-11 |
| JP3037184B2 JP3037184B2 (ja) | 2000-04-24 |
Family
ID=12617108
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9041750A Expired - Fee Related JP3037184B2 (ja) | 1997-02-26 | 1997-02-26 | 遅延検波復調方式 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6122333A (ja) |
| JP (1) | JP3037184B2 (ja) |
| CN (1) | CN1115020C (ja) |
| AU (1) | AU734979B2 (ja) |
| GB (1) | GB2324008B (ja) |
| SG (1) | SG64477A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010283758A (ja) * | 2009-06-08 | 2010-12-16 | Japan Radio Co Ltd | 等化復調切替方式 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU2003286785A1 (en) * | 2002-11-01 | 2004-06-07 | Magnolia Broadband Inc. | Processing diversity signals using a delay |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5621769A (en) * | 1992-06-08 | 1997-04-15 | Novatel Communications Ltd. | Adaptive-sequence-estimation apparatus employing diversity combining/selection |
| US5465271A (en) * | 1993-08-20 | 1995-11-07 | General Electric Company | Post detection weighted vector combining diversity receivers using phase metrics for mobile and indoor radio channels |
| JP2850942B2 (ja) * | 1994-07-13 | 1999-01-27 | 日本電気株式会社 | 復調器 |
| US5553102A (en) * | 1994-12-01 | 1996-09-03 | Motorola, Inc. | Diversity reception communication system with maximum ratio combining method |
| JPH1013254A (ja) * | 1996-06-20 | 1998-01-16 | Saitama Nippon Denki Kk | 遅延検波合成ダイバーシチ回路 |
-
1997
- 1997-02-26 JP JP9041750A patent/JP3037184B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-02-26 GB GB9804159A patent/GB2324008B/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-02-26 CN CN98107015A patent/CN1115020C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1998-02-26 US US09/030,939 patent/US6122333A/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-02-26 AU AU56338/98A patent/AU734979B2/en not_active Ceased
- 1998-02-26 SG SG1998000443A patent/SG64477A1/en unknown
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010283758A (ja) * | 2009-06-08 | 2010-12-16 | Japan Radio Co Ltd | 等化復調切替方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9804159D0 (en) | 1998-04-22 |
| GB2324008B (en) | 1999-05-12 |
| AU734979B2 (en) | 2001-06-28 |
| AU5633898A (en) | 1998-09-03 |
| GB2324008A (en) | 1998-10-07 |
| CN1115020C (zh) | 2003-07-16 |
| CN1199961A (zh) | 1998-11-25 |
| SG64477A1 (en) | 1999-04-27 |
| JP3037184B2 (ja) | 2000-04-24 |
| US6122333A (en) | 2000-09-19 |
| HK1015575A1 (en) | 1999-10-15 |
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