JPH10248261A

JPH10248261A - リダンダンド電源装置

Info

Publication number: JPH10248261A
Application number: JP5208097A
Authority: JP
Inventors: Shinji Kaneko; 真二金子
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-03-06
Filing date: 1997-03-06
Publication date: 1998-09-14

Abstract

(57)【要約】【課題】リダンダンド電源装置に関し、電源装置の並
行運転時の逆流阻止用のダイオードを省略しても故障時
や装置交換時に正常な電源装置を保護できて、しかも、
従来装置に比べて通常動作時の電力損失を低減する。【解決手段】複数のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１，１
０２を並列接続したリダンダンド電源装置において、Ａ
Ｃ／ＤＣコンバータ１０１や１０２は、交流電圧を直流
電圧に変換する入力コンバータ１および出力コンバータ
２と、この出力コンバータ２の直流出力電圧を平滑化す
るコンデンサＣ３と、このコンデンサＣ３の平滑動作を
オン又はオフするコンデンサ制御用のトランジスタＱ３
と、このトランジスタＱ３のソース・ドレイン間電圧を
検出して電圧検出信号Ｓ２を出力する電圧検出回路５
と、交流電源のオンまたはオフを示す電源投入信号Ｓ１
と電圧検出信号Ｓ２とに基づいてトランジスタＱ３をオ
ン・オフ制御する制御回路６とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電力の連続供給
が要求される負荷機器を備えた放送局等の直流電源装置
に適用して好適なリダンダンド電源装置に関するもので
ある。更に詳しくは、直流電源装置の平滑用コンデンサ
の平滑動作を電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴとい
う）にてオン・オフ制御することにより、電源装置の並
行運転時の動作保護用ダイオードを省略できるようにす
ると共に、コンデンサ制御用としてオン抵抗の小さなＦ
ＥＴを用いることにより、通常動作時の電力損失を低減
することができるようにしたリダンダンド電源装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、画像処理装置やスイッチャー等の
負荷機器を連続して動作させることが要求される放送局
等において、複数の電源装置が負荷機器に対して並列に
接続され、片方の電源装置が故障しても他方の電源装置
から負荷機器へ直流電力が供給できるようなリダンダン
ド電源装置が使用されている。

【０００３】この種の電源装置の出力側には動作保護用
つまり逆流阻止用のダイオードが接続されており、正常
な電源装置から故障した電源装置へ電流が流れ込まない
ように、このダイオードによって阻止し、正常な電源装
置の動作を保護している。

【０００４】図９は、このようなダイオードを備えたＡ
Ｃ／ＤＣコンバータ（電源装置）を並列接続した従来の
リダンダンド電源装置の構成を示す図である。この図に
おいて、コネクタ３Ａを介して第１のＡＣ／ＤＣコンバ
ータ３０１が負荷機器４に接続されており、ＡＣ電圧が
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０１によってＤＣ電圧に変換さ
れると、このＤＣ電圧が駆動電圧として負荷機器４に供
給されるようになっている。

【０００５】同図に示すＡＣ／ＤＣコンバータ３０１で
は、ＡＣ電圧が入力コンバータ１によって一旦例えばＤ
Ｃ高電圧に変換され、このＤＣ高電圧が出力コンバータ
２にによって駆動電圧用の低電圧に変換される。

【０００６】また、出力コンバータ２の出力段には平滑
用のコンデンサＣ３が接続されており、このコンデンサ
Ｃ３によってＤＣ低電圧が平滑化されて安定化される。
コンデンサＣ３の出力側には逆流阻止用のダイオードＤ
４が設けられており、平滑化されたＤＣ低電圧がダイオ
ードＤ４を介してコネクタ３Ａに至るようになってい
る。

【０００７】同様に、第２のＡＣ／ＤＣコンバータ３０
２が第１のＡＣ／ＤＣコンバータ３０１と並列になるよ
うにコネクタ３Ｂを介して負荷機器４に接続されてお
り、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０２によって変換されたＤ
Ｃ低電圧が逆流阻止用のダイオードＤ４を介して負荷機
器４に供給される。ＡＣ／ＤＣコンバータ３０２内の入
力コンバータ１、出力コンバータ２、平滑用コンデンサ
Ｃ３およびダイオードＤ４の構成については、ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ３０１と同じである。

【０００８】このような逆流阻止用の一対のダイオード
Ｄ４を備えたリダンダンド電源装置では、２つの正常な
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０１，３０２によって等分づつ
負荷機器４に電力を供給しているときに、どちらか一方
のＡＣ／ＤＣコンバータが故障した場合でも負荷機器４
を正常に駆動することができる。

【０００９】例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０１の平
滑用コンデンサＣ３がショートしてＡＣ／ＤＣコンバー
タ３０１から負荷機器４へ電力が供給できなくなった場
合に、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０１が分担していた電力
分を、速やかにＡＣ／ＤＣコンバータ３０２から負荷機
器４へ供給することができる。このような構成のダイオ
ードの機能は二入力ＯＲ論理回路の機能と類似している
ため、ダイオードのＯＲ構成と呼ばれることが多い。

【００１０】また、故障したＡＣ／ＤＣコンバータ３０
１のダイオードＤ４は、正常動作中のＡＣ／ＤＣコンバ
ータ３０２からＡＣ／ＤＣコンバータ３０１へ電流が流
れ込まないように、ダイオードスイッチ（逆流阻止）と
して機能する。そのため、修理後のＡＣ／ＤＣコンバー
タ３０１を負荷機器４に接続するとき（以下装置交換時
という）でも、新しい方のダイオードＤ４の存在によっ
て、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０２から平滑用コンデンサ
Ｃ３へ大きなチャージ電流が流れ込むことがない。つま
り、ダイオードＤ４は逆流阻止用素子として機能する。

【００１１】これにより、故障時および装置交換時に負
荷機器４に電圧変動を与えることなく、負荷機器４に連
続して電力を供給することができる特徴を有している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
リダンダンド電源装置では負荷機器４の電力需要により
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０１や３０２等の出力電流を大
きく設計すると、ダイオード４での電力損失が大きくな
ったり、これによる発熱を無視することができなくな
る。

【００１３】ここで、図１０に示すような５Ｖ，１２０
Ａの電源装置の構成を例に挙げてダイオードＤ４の電力
損失を考えてみる。一般に、逆流阻止用のダイオードで
の電力損失を低減するために、複数のダイオードを並列
に接続して使用される。

【００１４】図１１は、縦軸が片対数目盛りの瞬時順電
流で、横軸が等分目盛りの瞬時順電圧である瞬時出力特
性（発熱による特性変化を考慮）を示す図であり、逆流
阻止用のダイオードＤ４として４個並列に接続して使用
した場合の大電流ショットキーダイオード（商品名；Ｃ
１２０Ｐ０４ＱＥ；平均整流電流Ｉo＝１２０Ａ、逆耐
圧ＶRRM＝４０Ｖ）の瞬時出力特性を示している。

【００１５】１個のダイオードが分担する出力電流は１
２０／４＝３０Ａであるから、このときの瞬時順電圧は
図１１からも読み取れるように、０．４５Ｖ位になる。
１個のダイオードで１２０Ａの出力電流を賄うとする
と、瞬時順電圧は０．７５Ｖ位になってしまう。

【００１６】また、ダイオードの接続による線路抵抗の
増加を１ｍΩ程度と見積ると、線路抵抗による電圧降下
は０．１２Ｖになる。従って、ダイオードＤ４の単純な
電力損失Ｐlossは電圧降下の総和が０．５７Ｖであるか
ら、Ｐloss＝１２０×０．５７＝６８．４Ｗとなる。

【００１７】しかし、ＡＣ電圧からＤＣ電圧に至る電力
変換効率を考慮すると、ダイオードＤ４における電力損
失は更に増加する。例えば、入力コンバータ１の電力変
換効率を９０％とし、出力コンバータ２の電力変換効率
を８０％とすると、電力損失は、Ｐloss＝（１２０×０．５７）／（０．９×０．８）＝
９５Ｗと大きくなってしまう。

【００１８】そこで、本発明では電源装置の並行運転時
の逆流阻止用のダイオードを省略しても、故障時や装置
交換時に正常動作中の片方の電源装置を保護できて、し
かも、従来装置に比べて通常動作時の電力損失を低減で
きるリダンダンド電源装置を提供することを目的とす
る。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この発明に係るリダンダ
ンド電源装置は、通常、平滑用コンデンサには出力電流
の１０〜２０％位しか平滑用の充電電流（以下リップル
電流という）を流さないことに着目して創作されたもの
であり、複数の電源装置を並列に接続して負荷機器に直
流電力を供給するリダンダンド電源装置において、これ
らの電源装置は、交流電源の供給を受けて交流電圧を直
流電圧に変換すると共に、逆流電流を阻止する機能を有
した整流用のダイオードを備えた電圧変換回路と、この
電圧変換回路の直流出力電圧を平滑化するコンデンサ
と、このコンデンサの平滑動作をオン又はオフするコン
デンサ制御用の電界効果トランジスタと、この電界効果
トランジスタのソース・ドレイン間電圧を検出して電圧
検出情報を出力する電圧検出回路と、交流電源のオンま
たはオフを検出して電源投入情報を出力する電源投入検
出回路と、電圧検出回路からの電圧検出情報と電源投入
検出回路からの電源投入情報とに基づいて電界効果トラ
ンジスタのゲート制御をする制御回路とを備えるもので
ある。

【００２０】本発明のリダンダンド電源装置では、平滑
用コンデンサにショート等の故障がなく電源装置が正常
な場合には、電源投入検出回路から「電源オン」の電源
投入情報と電圧検出回路から「電圧異常無し」の電圧検
出情報を入力した電圧制御回路が、コンデンサ制御用の
電界効果トランジスタをオンすることにより、平滑用コ
ンデンサにリップル電流を流すことができ、その電源装
置を通常動作させることができる。

【００２１】また、平滑用コンデンサのショート等によ
り電源装置が故障した場合、故障した側の電源装置にお
いて、電源投入検出回路から「電源オン」の電源投入情
報が入力されても、電圧検出回路からは「電圧異常有
り」の電圧検出情報を入力するので、電圧制御回路はコ
ンデンサ制御用の電界効果トランジスタをオフする。

【００２２】これにより、故障した電源装置の平滑用コ
ンデンサが負荷機器から切り離されるので、他の電源装
置の平滑用コンデンサを利用して故障した電源装置を動
作させることができる。

【００２３】従って、従来方式の電源装置のような動作
保護用ダイオードを省略しても、故障時や装置交換時に
片方の正常な電源装置を保護できると共に、瞬断を伴う
ことなく負荷機器に連続して電力を供給することができ
る。

【００２４】更に、本発明のリダンダンド電源装置で
は、通常動作時にコンデンサ制御用の電界効果トランジ
スタを介して流れるリップル電流は直流出力電流に比べ
て少ないので、直流出力電流を常時、逆流阻止用のダイ
オードに通電する従来方式に比べて電力損失を１／５〜
１／１０に低減することができる。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながらこの発
明の実施の形態について説明をする。

【００２６】（１）第１の実施の形態図１は第１の実施の形態としてのリダンダンド電源装置
の構成を示す図である。本実施の形態では複数の電源装
置を並列に接続して負荷機器に直流電力を供給すると
き、これらの電源装置の故障時や装置交換時に正常な電
源装置を保護するために、平滑用コンデンサの平滑動作
をオン又はオフ制御できるようにしたものである。

【００２７】このように制御するのは、元々備えられて
いる整流用のダイオードを逆流阻止用のダイオードとし
ても使用できることに着目したものであり、しかも、従
来方式の電源装置のように、出力電流を直接ダイオード
でスイッチングするより、平滑用コンデンサをスイッチ
ングした方が容易であり、かつ、電力損失が少なくなる
からである。

【００２８】本実施の形態では、リダンダンド電源装置
として図１に示すように２台のＡＣ／ＤＣコンバータ１
０１，１０２により構成する場合を説明する。この図に
おいて、コネクタ３Ａを介して第１のＡＣ／ＤＣコンバ
ータ１０１が負荷機器４に接続されており、ＡＣ電圧が
ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１によってＤＣ電圧に変換さ
れると、このＤＣ電圧が負荷機器４に供給されるように
なっている。

【００２９】同様に、コネクタ３Ｂを介して第２のＡＣ
／ＤＣコンバータ１０２が負荷機器４に接続されてお
り、ＡＣ電圧がＡＣ／ＤＣコンバータ１０２によってＤ
Ｃ電圧に変換されると、このＤＣ電圧が負荷機器４に供
給される。

【００３０】つまり、第１のＡＣ／ＤＣコンバータ１０
１は入力コンバータ１と出力コンバータ２とで構成され
る。ＡＣ電源には入力コンバータ１が接続されており、
電源が投入されるとＡＣ電圧が入力コンバータ１によっ
て直流高電圧に変換される。図１には示していないが図
２で説明するような入力コンバータ１に設けられた電源
投入検出回路によって電源のオン又はオフが検出され
る。ここで検出された電源のオン・オフは後述するよう
に電源投入信号（電源投入情報）Ｓ１として電源投入検
出回路から出力されるようになっている。

【００３１】入力コンバータ１の出力側には出力コンバ
ータ２が接続されており、直流高電圧が出力コンバータ
２によって直流低電圧に変換される。この出力コンバー
タ２の出力段には平滑用コンデンサＣ３が接続されてお
り、出力コンバータ２で変換された直流低電圧がコンデ
ンサＣ３によって平滑化される。

【００３２】平滑用コンデンサＣ３には、それと直列に
コンデンサ制御用のｎチャネルの電界効果トランジスタ
（以下単にトランジスタという）Ｑ３が設けられてお
り、コンデンサＣ３に流れるリップル電流がトランジス
タＱ３によってオン又はオフ制御される。

【００３３】トランジスタＱ３のドレインとコンデンサ
Ｃ３の−端子との接続点ｐ3には、電圧検出回路５が接
続されており、このトランジスタＱ３のソース・ドレイ
ン間電圧ＶSDが電圧検出回路５によって検出されると、
ここで検出された電圧ＶSDと予め設定された基準電圧
（Ｖak）とが比較され、その結果、電圧異常無しを示す
ロー・レベルの電圧検出信号（電圧検出情報）Ｓ２が電
圧検出回路５から出力されるようになっている。電圧検
出回路５の内部構成については図４で説明する。

【００３４】上述した入力コンバータ１、トランジスタ
Ｑ３および電圧検出回路５には制御回路６が接続されて
おり、入力コンバータ１から電源投入信号Ｓ１を入力
し、電圧検出回路５から電圧検出信号Ｓ２を入力した制
御回路６によってコンデンサ制御用のトランジスタＱ３
がオン・オフ制御されるようになっている。

【００３５】第２のＡＣ／ＤＣコンバータ１０２内の入
力コンバータ１、出力コンバータ２、平滑用コンデンサ
Ｃ３、トランジスタＱ３、電圧検出回路５および制御回
路６については第１のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１と同
じであるためその説明を省略する。

【００３６】上述したＡＣ電圧を直流高電圧に変換する
入力コンバータ１は、図２Ａに示すようにブリッジ整流
回路１１、電圧検出用の一対の抵抗Ｒ１，Ｒ２、出力保
持用のコンデンサＣ２および電源投入検出回路１２によ
って構成される。

【００３７】この図において、ヒューズＦを介してブリ
ッジ整流回路１１がＡＣ電圧に接続されており、ＡＣ電
圧がブリッジ整流回路１１によって全波整流される。ブ
リッジ整流回路１１の出力段には出力保持用のコンデン
サＣ２が接続されており、整流出力がコンデンサＣ２に
蓄積されるようになっている。

【００３８】整流出力側には一対の抵抗Ｒ１，Ｒ２が接
続されており、ＡＣ電源投入と共に整流出力電圧が抵抗
Ｒ１，Ｒ２によって検出されると、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接
続点ｐ１に接続された電源投入検出回路１２によって、
抵抗Ｒ１，Ｒ２による検出電圧が予め設定された基準値
と比較される。この結果、その検出電圧が基準値以上に
なると、電源オンを示す例えばロー・レベルの電源投入
信号Ｓ１が電源投入検出回路１２から制御回路６へ出力
されるようになっている。電源オフの場合は、補助電源
の供給を受けた電源投入検出回路１２からハイ・レベル
の信号Ｓ１が出力される。

【００３９】これにより、入力コンバータ１からロー・
レベルの信号Ｓ１を入力し、電圧検出回路５からロー・
レベルの信号Ｓ２を入力した制御回路６によって、コン
デンサ制御用のトランジスタＱ３をオンさせることがで
きる。

【００４０】入力コンバータ１の回路形式については図
２Ｂに示すような昇圧型の入力コンバータ１’により構
成してもよい。この入力コンバータ１’はブリッジ整流
回路１１、入力電圧検出用の一対の抵抗Ｒ１，Ｒ２、ノ
イズ減衰用のコンデンサＣ１、フライバック用のチョー
クコイルＬ１、スイッチング用のトランジスタＱ１、出
力保持用のコンデンサＣ２、出力電圧検出用の一対の抵
抗Ｒ３，Ｒ４および電圧制御回路１３によって構成され
る。

【００４１】この図において、ヒューズＦを介してブリ
ッジ整流回路１１がＡＣ電圧に接続されており、ＡＣ電
圧がブリッジ整流回路１１によって全波整流される。ブ
リッジ整流回路１１の出力段にはノイズ減衰用のコンデ
ンサＣ１が接続されており、整流ノイズがコンデンサＣ
１によって減衰される。

【００４２】整流出力側には一対の抵抗Ｒ１，Ｒ２が接
続されており、ＡＣ電源投入と共に整流出力電圧が抵抗
Ｒ１，Ｒ２によって検出されると、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接
続点ｐ１に接続された電圧制御回路１３によって、抵抗
Ｒ１，Ｒ２による検出電圧が基準値と比較される。この
結果、その検出電圧が基準値以上になると、電源オンを
示す電源投入信号Ｓ１が電圧制御回路１３から制御回路
６へ出力されると共にトランジスタＱ１がスイッチング
制御されるようになっている。

【００４３】このスイッチング制御によるフライバック
動作により、高電圧がコンデンサＣ２に蓄積される。コ
ンデンサＣ２の蓄積電圧が一対の抵抗Ｒ３，Ｒ４によっ
て検出されると、電圧制御回路１３では抵抗Ｒ３，Ｒ４
による検出電圧が基準値と比較される。この結果、その
検出電圧が基準値以上になると、電圧制御回路１３から
出力コンバータ２へ起動命令信号（ＤＣ−ＯＫ）が出力
される。

【００４４】これにより、出力コンバータ２を起動し、
制御回路６では入力コンバータ１’から電源投入信号Ｓ
１を入力し、電圧検出回路５から電圧検出信号Ｓ２を入
力した制御回路６によりコンデンサ制御用のトランジス
タＱ３をオン・オフ制御できる。

【００４５】上述した出力コンバータ２は図３に示すよ
うに変圧器Ｔ１、ダイオードＤ１，Ｄ２、平滑用のチョ
ークコイルＬ２、コンパレータ１４、基準電源１５、パ
ルス幅変調器（ＰＷＭ）１６、発振器１７、高周波増幅
器（ＲＦアンプ）１８およびスイッチング用のトランジ
スタＱ２によって構成される。

【００４６】図３には示していないが、出力保持用のコ
ンデンサＣ２の出力段（図２参照）には変圧器Ｔ１を介
してトランジスタＱ２が接続されており、コンデンサＣ
２に保持された直流高電圧がトランジスタＱ２のスイッ
チング動作によって交流化される。交流化された一次電
圧は所定の巻数比の変圧器Ｔ１によって降圧される。

【００４７】変圧器Ｔ１の出力側には整流用（逆流阻止
兼用）のダイオードＤ１，Ｄ２が接続されており、変圧
器Ｔ１の出力電圧がダイオードＤ１，Ｄ２によって全波
整流される。整流出力側にはチョークコイルＬ２が接続
されており、整流出力がチョークコイルＬ２および上述
したコンデンサＣ３によって平滑化されるようになって
いる。

【００４８】平滑化された出力電圧は負荷機器４に印加
されるが、出力コンバータ２の出力を安定化するため
に、図１に示したようなコネクタ３Ａを介して負荷機器
４とコンパレータ１４とが接続されており、負荷機器４
から受電端電圧（負荷端の駆動電圧）を入力し、基準電
源１５から基準電圧ＶREFを入力したコンパレータ１４
によって受電端電圧と基準電圧ＶREFとが比較される。
その比較結果に基づいてトランジスタＱ２のデューティ
を規定値にするためのパルス幅制御信号が出力される。

【００４９】コンパレータ１４の出力側にはパルス幅変
調器１６が接続されており、コンパレータ１４からパル
ス幅制御信号を入力し、発振器１７から基準周波数のパ
ルス信号を入力したパルス幅変調器１６によってパルス
幅が規定値に調整される。

【００５０】パルス幅変調器１６の出力段には変圧器Ｔ
２が接続されており、規定値に調整されたパルス信号が
変圧器Ｔ２の一次側に入力されて昇圧される。変圧器Ｔ
２の二次側には高周波増幅器１８が接続されており、昇
圧されたパルス信号が高周波増幅器１８によって増幅さ
れる。

【００５１】高周波増幅器１８の出力段にはスイッチン
グ用のトランジスタＱ２が接続されており、増幅された
パルス信号を入力したランジスタＱ２のスイッチング動
作によって、規定のデューティにより直流高電圧（コン
デンサＣ２に保持された電圧）が交流化される。

【００５２】これにより、フィードバック制御を行うこ
とができ、出力コンバータ２から負荷機器４へ安定した
低電圧・大電流を供給することができる。

【００５３】上述したソース・ドレイン間電圧ＶSDを検
出する電圧検出回路５は、図４に示すように定電圧ダイ
オードＤ３、電圧帰還用の抵抗Ｒ５，Ｒ７、電圧検出用
の抵抗Ｒ６，Ｒ８、コンパレータ１９、サイリスタ２
０、スイッチング用のｐｎｐ型バイポーラトランジスタ
Ｑ４によって構成される。

【００５４】平滑用コンデンサＣ３およびコンデンサ制
御用トランジスタＱ３の接続点ｐ3にはコンパレータ１
９（＋端子）が接続されており、トランジスタＱ３のソ
ース・ドレイン間の電圧ＶSDを入力し、定電圧ダイオー
ドＤ３のアノード・カソード間の電圧（基準電圧）Ｖak
を入力したコンパレータ１９によって電圧ＶSDと電圧Ｖ
akが比較される。

【００５５】この結果、例えばコンデンサＣ３が正常に
動作している場合は、電圧ＶSDが電圧Ｖakに比べて低く
なるので、コンパレータ１９からロー・レベルの信号Ｓ
21が出力される。また、コンデンサＣ３がショートして
異常動作している場合は、電圧Ｖakよりも電圧ＶSDが大
きくなるので、コンパレータ１９からハイ・レベルの信
号Ｓ21が出力される。

【００５６】コンパレータ１９の出力段には、抵抗Ｒ６
を介してゲートを接続したサイリスタ２０が設けられ、
サイリスタ２０のアノードが抵抗Ｒ７に接続され、その
カソードが接地線（ＧＮＤ）に接続されている。サイリ
スタ２０のアノードにはトランジスタＱ４のベースが接
続されており、トランジスタＱ４のエミッタは抵抗Ｒ５
を介してコンパレータ１９の−端子に接続されており、
そのコレクタには抵抗Ｒ８が接続されている。

【００５７】このような接続構成において、例えば、コ
ンパレータ１９からロー・レベルの信号Ｓ21を入力した
サイリスタ２０はオフしたままなので、抵抗Ｒ７には電
流が流れない。これにより、トランジスタＱ４はオフし
たままで、抵抗Ｒ８には電流が流れない。従って、コン
デンサＣ３の正常時には電圧検出回路５から制御回路６
へロー・レベルの電圧検出信号Ｓ２が出力される。

【００５８】また、コンパレータ１９からハイ・レベル
の信号Ｓ21を入力したサイリスタ２０はオンするので、
抵抗Ｒ７に電流が流れる。これにより、トランジスタＱ
４はオンするので、抵抗Ｒ８に電流が流れる。従って、
コンデンサＣ３の異常時には電圧検出回路５から制御回
路６へハイ・レベルの電圧検出信号Ｓ２が出力される。

【００５９】電圧検出回路５の出力段には二入力ＮＯＲ
（否定論理和）回路から成る制御回路６が接続されてお
り、コンデンサ制御用のトランジスタＱ３が制御回路６
によってオン・オフ制御される。

【００６０】つまり、入力コンバータ１からロー・レベ
ルの電源投入信号Ｓ１を入力し、電圧検出回路５からロ
ー・レベルの電圧検出信号Ｓ２を入力した場合のみ、制
御回路６からコンデンサ制御用のトランジスタＱ３のゲ
ートへハイ・レベルの制御信号Ｓ３が出力されるので、
このトランジスタＱ３はオンする。

【００６１】その他の入力論理、すなわち、信号Ｓ１＝
ロー・レベルで信号Ｓ２＝ハイ・レベルの場合、信号Ｓ
１＝ハイ・レベルで信号Ｓ２＝ロー・レベルの場合およ
び信号Ｓ１＝ハイ・レベルで信号Ｓ２＝ハイ・レベルの
場合は、いずれも、ロー・レベルの制御信号Ｓ３が制御
回路６からコンデンサ制御用のトランジスタＱ３のゲー
トへ出力されるので、このトランジスタＱ３はオフす
る。

【００６２】このように構成したリダンダンド電源装置
の正常時、故障時および装置交換時の動作について説明
する。通常、リダンダンド電源装置では各々のＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ１０１、１０２が単独で負荷機器４の電力
需要（１００％）に十分を賄える設備能力を持ってい
る。ここでは、同一電源容量の２台のＡＣ／ＤＣコンバ
ータ１０１，１０２を使用して並行運転を行う場合を例
に挙げる。

【００６３】このような電力供給条件で、例えば、平滑
用コンデンサＣ３にショート等の故障がなくＡＣ／ＤＣ
コンバータ１０１および１０２が正常な場合は、トラン
ジスタＱ３のソース・ドレイン間電圧ＶSDは定電圧ダイ
オードＤ３のアノード・カソード間電圧Ｖakよりも低く
なっている。従って、図２Ａに示したような電源投入検
出回路１２からロー・レベルの電源投入信号Ｓ１と電圧
検出回路５からロー・レベルの電圧検出信号Ｓ２を入力
した制御回路６によって、コンデンサ制御用のトランジ
スタＱ３へハイ・レベルの制御信号Ｓ３が出力されるの
で、トランジスタＱがオンする。

【００６４】これにより、各々のＡＣ／ＤＣコンバータ
１０１，１０２のトランジスタＱ３にはスイッチング周
波数のリップル電流が流れ、負荷機器４に対して１／２
づつの電力をＡＣ／ＤＣコンバータ１０１や１０２によ
って供給（通常動作）させることができる。

【００６５】また、２台のＡＣ／ＤＣコンバータ１０
１，１０２が既に負荷機器４に対して１／２づつの電力
を分担するように並行運転を行っている状態で、例えば
ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の平滑用コンデンサＣ３が
ショートして故障動作に陥った場合、ＡＣ／ＤＣコンバ
ータ１０１のトランジスタＱ３のソース・ドレイン間電
圧ＶSDが、定電圧ダイオードＤ３のアノード・カソード
間電圧Ｖakよりも高くなる。

【００６６】このため、電源投入検出回路１２からロー
・レベルの電源投入信号Ｓ１を入力し、電圧検出回路５
からハイ・レベルの電圧検出信号Ｓ２を入力した制御回
路６によって、コンデンサ制御用のトランジスタＱ３に
ロー・レベルの制御信号Ｓ３が出力されるので、トラン
ジスタＱがオフする。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバー
タ１０１の平滑用コンデンサＣ３が負荷機器４から切り
離される。

【００６７】従って、ショートしたコンデンサＣ３には
電流が流れ込まない。また、ダイオードＤ１，Ｄ２の存
在によって、変圧器Ｔ１の二次巻線側へも電流が流れな
いので負荷機器４への駆動電圧値は変動しない。このと
き、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０２の平滑用コンデンサＣ
３及び負荷機器４のパスコンと呼ばれる電解コンデンサ
を利用してＡＣ／ＤＣコンバータ１０１を継続して動作
する。つまり、１／２の電力は依然としてＡＣ／ＤＣコ
ンバータ１０１が分担することになる。

【００６８】なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の異常
状態は例えば制御回路６からの制御信号Ｓ３を監視する
ことよって判断でき、その場合には、ブザーを鳴らした
り、警告灯を点灯させるようにすればよい。

【００６９】また、故障したＡＣ／ＤＣコンバータ１０
１を並行運転から開放するときは、ＡＣ／ＤＣコンバー
タ１０１の電源をオフした状態で、そのＡＣ／ＤＣコン
バータ１０１を負荷機器４から切り離すようにすればよ
い。このとき、ＡＣ／ＤＣコンバータ１０１の電源オフ
の時点で、正常なＡＣ／ＤＣコンバータ１０２が１００
％の電力を負荷機器４に供給するようになり、ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータ１０１から負荷機器４へは電流が供給され
ない状態となるだけなので、受電端電圧（負荷機器４の
への駆動電圧）に変動はない。

【００７０】修理した後のＡＣ／ＤＣコンバータ１０１
を並行運転に復帰させるときは、そのＡＣ／ＤＣコンバ
ータ１０１の電源をオフした状態で、ＡＣ／ＤＣコンバ
ータ１０１を負荷機器４に接続する。このときコンデン
サＣ３への充電ルートはコンデンサ制御用のトランジス
タＱ３によって断たれているが、電源をオンすると制御
回路６の働きでトランジスタＱ３がオンして並列状態と
なる。

【００７１】次に、ＤＣ出力，５Ｖ／１２０ＡのＡＣ／
ＤＣコンバータ１０１，１０２のコンデンサ制御用のト
ランジスタＱ３の電力損失を計算する。

【００７２】図５はフォワード型のＡＣ／ＤＣコンバー
タ１０１，１０２の出力部分を示す図である。この図に
示す平滑用コンデンサＣ３として、この例では定格電圧
が６．３Ｖ、静電容量が１００００μＦ、インピーダン
スが３９ｍΩ（周波数１００Ｋｚ時）、許容リップル電
流が２．１２Ａ（周波数１００Ｋｚ時）の電解コンデン
サを使用した場合である。また、この計算例では８個の
コンデンサＣ３を並列に接続している。

【００７３】平滑用コンデンサＣ３の並列接続時の総合
インピーダンスは３９ｍΩ／８＝５ｍΩとなるが、実際
にはコンデンサＣ３のパターン抵抗やインダクタンスが
入るので、上述よりも大きな値となる。従って、インピ
ーダンスを小さくするには、コンデンサ制御用のトラン
ジスタＱ３のオン抵抗を限りなく小さくする必要があ
る。

【００７４】そこで、このトランジスタＱ３には超低オ
ン抵抗の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を複数並列に
して使用する。図６は縦軸が等分目盛りのオン抵抗で、
横軸が等分目盛りのドレイン電流であるオン特性を示す
図である。コンデンサ制御用のトランジスタＱ３として
は、図６に示すようなオン特性を有するＴＭＯＳパワー
ＦＥＴ（商品名；ＭＴＰ７５Ｎ０５ＨＤなど，Ｉd＝７
５Ａ、ＶDSS＝５０Ｖ、ＲDS(on)＝９．５ｍΩ）が適し
ている。

【００７５】ここで、平滑用コンデンサＣ３に流れるリ
ップル電流Ｉｒを出力電流Ｉ0＝１２０Ａの２０％とす
ると、Ｉｒ＝１２０Ａ×０．２＝２４Ａ_P-P、となる。

【００７６】また、トランジスタＱ３としてソース・ド
レイン間のオン抵抗が１０ｍΩのＦＥＴを４個並列に接
続して使用するとすれば、オン抵抗Ｒonは２．５ｍΩと
なる。従って、トランジスタＱ３における電力損失Ｐlo
ssは、Ｐloss＝（Ｉｒ／２√３）²×Ｒon・・・（１）で与えられ、具体的な数値を（１）式に代入すると、Ｐloss＝（２４／２√３）²×２．５＝０．１２Ｗとなり、常時、逆流阻止用のダイオードＤ４に直流出力
電流Ｉoを通電する従来方式による電力損失（９５Ｗ）
に比べて大幅に電力損失を低減することができる。電力
変換効率や線路抵抗を考慮しても無視できる損失といえ
る。なお、チョークコイルＬ２のインダクタンスの値を
大きくしたり、スイッチング周波数を高くすれば、リッ
プル電流Ｉｒは更に小さくできる。

【００７７】次に、平滑用コンデンサＣ３がショートし
たとき、トランジスタＱ３によってショート電流を遮断
できるか計算してみる。

【００７８】例えば、出力電流Ｉo＝１２０Ａ時のリッ
プル電流Ｉｒを２４Ａ_P-Pとし、トランジスタＱ３のオ
ン抵抗を２．５ｍΩとすれば、定常時のトランジスタＱ
３のソース・ドレイン間電圧ＶSDは３０ｍＶ程度とな
る。コンデンサＣ３のショート時に、仮に定常時の２倍
のリップル電流Ｉｒが流れて電圧ＶSD＝６０ｍＶが検出
されたとしても、トランジスタＱ３の電力損失は１．４
Ｗ程度なので、短絡電流によってトランジスタＱ３自体
が破壊されることはない。

【００７９】このように本実施の形態のリダンダンド電
源装置では平滑用コンデンサＣ３と接地線間にコンデン
サ制御用のトランジスタＱ３を設け、電源オフ時とコン
デンサＣ３の異常時等にトランジスタＱ３をオフするこ
とにより、従来方式の電源装置のようなＯＲ構成のダイ
オードが無くても、リダンダンド電源装置として動作さ
せることができると共に、片方の電源装置が故障しても
負荷機器４に連続して電力を供給することができる。

【００８０】しかも、従来方式のような逆流阻止用のダ
イオードＤ４を使用しない分、発熱が少なくなり、装置
内温度の上昇が少なくなる。従って、大電流ダイオード
と放熱器を必要としないので、コストダウンを図ること
ができる。

【００８１】なお、トランジスタＱ３として図７に示す
ようなゲートＧ，ソースＳ，ドレインＤ端子の他に電流
検出用のＭ，Ｋ端子を備えたセンスＦＥＴ（商品名；Ｍ
ＴＰ１０Ｎ１０Ｍ）を用いれば、リップル電流Ｉｒの検
出感度を更に高くすることができ、平滑用コンデンサＣ
３の劣化を早期に検出できる。（２）第２の実施の形態図８は第２の実施の形態としてのリダンダンド電源装置
の構成を示す図である。第２の実施の形態では、コンデ
ンサ制御用のトランジスタＱ３のソース・ドレイン間に
更に電流制限用の抵抗Ｒ９が並列に接続されるものであ
る。第１の実施の形態と同じ符号及び同じ名称のものは
同じ機能を有するためその説明を省略する。

【００８２】本実施の形態のリダンダンド電源装置で
は、例えば一方のＡＣ／ＤＣコンバータ２０１が既に動
作している状態で、他方のＡＣ／ＤＣコンバータ２０２
を接続して並列運転を行うとするときは、ＡＣ／ＤＣコ
ンバータ２０２の電源をオフした状態でコネクタ３Ｂを
負荷機器４に接続するようにする。

【００８３】このとき、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０２の
コンデンサ制御用のトランジスタＱ３はオフしている
が、既に動作中のＡＣ／ＤＣコンバータ２０１から他方
のＡＣ／ＤＣコンバータ２０２の平滑用コンデンサＣ３
へ充電電流が流れ込む。

【００８４】この場合、抵抗Ｒ９によって、そのときの
充電電流を制限できるから、負荷端の電圧変動を無視で
きる程度に抑えることができるようになる。

【００８５】

【発明の効果】以上説明したように本発明のリダンダン
ド電源装置では、電源投入情報と電圧検出情報とに応じ
て平滑用コンデンサの平滑動作をオン又はオフ制御する
電界効果トランジスタを設けている。

【００８６】従って、電源オフ時と平滑用コンデンサの
異常時等にコンデンサ制御用の電界効果トランジスタを
オフすることにより、従来方式の電源装置のようなＯＲ
構成の逆流阻止用のダイオードが無くても、正常な電源
装置を保護できると共に、負荷機器に対して安定した直
流電力を供給することができる。

【００８７】また、本発明のリダンダンド電源装置で
は、通常動作時にコンデンサ制御用のトランジスタを介
して流れるリップル電流は直流出力電流に比べて少ない
ことと、電界効果トランジスタのオン抵抗が低くできる
ので、直流出力電流を常時、逆流阻止用のダイオードに
通電する従来方式に比べて電力損失を１／５〜１／１０
に低減することができる。

【００８８】更に、逆流阻止用のダイオードを使用しな
い分、発熱が少なくなり、装置内温度の上昇を抑制でき
る。しかも、大電流ダイオードと放熱器を必要としない
ので、冷却手段などが不要になり、電源装置のコストダ
ウンを図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施の形態としてのリダンダンド電源装
置の構成を示す図である。

【図２】各実施の形態の入力コンバータの構成例を示す
図である。

【図３】各実施の形態の出力コンバータの構成例を示す
図である。

【図４】電圧検出回路及びコンデンサ用の制御回路の構
成例を示す図である。

【図５】コンデンサ制御用のトランジスタＱ３の電力損
失の計算例を示す図である。

【図６】コンデンサ制御用のトランジスタＱ３のオン抵
抗の特性を示す図である。

【図７】電流検出感度の高いセンスＦＥＴの構成例を示
す図である。

【図８】第２の実施の形態としてのリダンダンド電源装
置の構成を示す図である。

【図９】逆流阻止用のダイオードによるＯＲ構成の従来
のリダンダンド電源装置の構成を示す図である。

【図１０】逆流阻止用のダイオードの電力損失の計算例
を示す図である。

【図１１】逆流阻止用のダイオードの出力特性を示す図
である。

【符号の説明】

１・・・入力コンバータ、２・・・出力コンバータ、３
Ａ，３Ｂ・・・コネクタ、４・・・負荷機器（ＲＬ）、
５・・・電圧検出回路、６・・・制御回路、１１・・・
ブリッジ整流回路、１２・・・電源投入検出回路、１３
・・・電圧制御回路、１４，１９・・・コンパレータ、
１５・・・基準電源、１６・・・パルス幅変調器（ＰＷ
Ｍ）、１７・・・発振器、１８・・・高周波増幅器（Ｒ
Ｆアンプ）、２０・・・サイリスタ、１０１，１０２，
２０１，２０２，３０１，３０２・・・ＡＣ／ＤＣコン
バータ、Ｑ１〜Ｑ４・・・トランジスタ、Ｃ１〜Ｃ３・
・・コンデンサ、Ｒ１〜Ｒ９・・・抵抗、Ｄ１〜Ｄ４・
・・ダイオード、Ｔ１，Ｔ２・・・変圧器、Ｌ１，Ｌ２
・・・チョークコイル。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の電源装置を並列に接続して負荷機
器に直流電力を供給するリダンダンド電源装置におい
て、前記電源装置は、交流電源の供給を受けて交流電圧を直流電圧に変換する
と共に、逆流電流を阻止する機能を有した整流用のダイ
オードを備えた電圧変換回路と、前記電圧変換回路の直流出力電圧を平滑化するコンデン
サと、前記コンデンサの平滑動作をオン又はオフするコンデン
サ制御用の電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのソース・ドレイン間電圧を
検出して電圧検出情報を出力する電圧検出回路と、前記交流電源のオンまたはオフを検出して電源投入情報
を出力する電源投入検出回路と、前記電圧検出回路からの電圧検出情報と前記電源投入検
出回路からの電源投入情報とに基づいて前記電界効果ト
ランジスタのゲート制御をする制御回路とを備えること
を特徴とするリダンダンド電源装置。
【請求項２】前記電界効果トランジスタのソース・ド
レイン間に電流制限抵抗が並列に接続されるものである
ことを特徴とする請求項１に記載のリダンダンド電源装
置。