JPH10257013A - 受信装置 - Google Patents
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- JPH10257013A JPH10257013A JP9061468A JP6146897A JPH10257013A JP H10257013 A JPH10257013 A JP H10257013A JP 9061468 A JP9061468 A JP 9061468A JP 6146897 A JP6146897 A JP 6146897A JP H10257013 A JPH10257013 A JP H10257013A
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- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチパスによって生じる周波数軸方向の伝
送路歪みを効果的に補償する受信装置を提供する。 【解決手段】 同期検波によってディジタルデータ系列
を復調するＯＦＤＭ受信機において、受信機は、受信信
号の周波数スペクトルと参照信号の周波数スペクトルと
を用いて伝送路応答の周波数特性を求め、伝送路応答の
周波数特性を周波数軸方向でフィルタリングする。この
とき受信した遅延波の遅延時間を測定し、その測定結果
からフィルタの帯域幅を設定する。フィルタリングされ
た伝送路応答の周波数特性によって受信信号の波形の歪
みを補償し、歪み補償後の受信波形を用いてディジタル
データ系列を復調する。
送路歪みを効果的に補償する受信装置を提供する。 【解決手段】 同期検波によってディジタルデータ系列
を復調するＯＦＤＭ受信機において、受信機は、受信信
号の周波数スペクトルと参照信号の周波数スペクトルと
を用いて伝送路応答の周波数特性を求め、伝送路応答の
周波数特性を周波数軸方向でフィルタリングする。この
とき受信した遅延波の遅延時間を測定し、その測定結果
からフィルタの帯域幅を設定する。フィルタリングされ
た伝送路応答の周波数特性によって受信信号の波形の歪
みを補償し、歪み補償後の受信波形を用いてディジタル
データ系列を復調する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば直交周波数
分割多重信号（以下ＯＦＤＭ信号と称す）を伝送する無
線通信システムに用いる受信装置に関する。
分割多重信号（以下ＯＦＤＭ信号と称す）を伝送する無
線通信システムに用いる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年の無線通信システムには、データや
画像信号、ディジタル放送などの大容量の情報の無線伝
送能力が必要とされている。このため、無線通信システ
ムには、16値ＱＡΜ、64値ＱΑΜなどといった高効率の
変調方式を用いることが必須となっている。この16値Ｑ
ＡＭ、64値ＱＡＭは、振幅と位相のそれぞれに情報を載
せて変調する変調方式である。
画像信号、ディジタル放送などの大容量の情報の無線伝
送能力が必要とされている。このため、無線通信システ
ムには、16値ＱＡΜ、64値ＱΑΜなどといった高効率の
変調方式を用いることが必須となっている。この16値Ｑ
ＡＭ、64値ＱＡＭは、振幅と位相のそれぞれに情報を載
せて変調する変調方式である。
【０００３】したがって、従来の無線通信システムの受
信装置（以下受信機と称す）は、16値ＱＡＭ、64値ＱＡ
Ｍなどの変調方式で変調された無線信号を受信する受信
手段と、受信された信号を同期検波することによって元
のデータ系列に復調する復調手段とを具備して構成され
ている。
信装置（以下受信機と称す）は、16値ＱＡＭ、64値ＱＡ
Ｍなどの変調方式で変調された無線信号を受信する受信
手段と、受信された信号を同期検波することによって元
のデータ系列に復調する復調手段とを具備して構成され
ている。
【０００４】ところで、この種の無線通信システムで
は、マルチパスなどの劣悪な伝搬環境によって信号波形
の振幅及び位相に大きな歪みが生じる。このため、この
ように歪みが生じた無線信号を無線機で受信しその受信
信号をそのまま用いて同期検波などを行うと、元のデー
タ系列とは全く異なる受信データ系列を得る結果とな
る。 そこで、受信機で同期検波を行う上では、振幅歪
みおよび位相歪みをキャンセルする技術もしくは緩和す
る技術を導入する必要がある。
は、マルチパスなどの劣悪な伝搬環境によって信号波形
の振幅及び位相に大きな歪みが生じる。このため、この
ように歪みが生じた無線信号を無線機で受信しその受信
信号をそのまま用いて同期検波などを行うと、元のデー
タ系列とは全く異なる受信データ系列を得る結果とな
る。 そこで、受信機で同期検波を行う上では、振幅歪
みおよび位相歪みをキャンセルする技術もしくは緩和す
る技術を導入する必要がある。
【０００５】伝送路の歪みを緩和する技術の一つに、送
信機から参照信号を送信し、受信機で受信した参照信号
の波形から伝送路の歪みを求めるという技術がある。
信機から参照信号を送信し、受信機で受信した参照信号
の波形から伝送路の歪みを求めるという技術がある。
【０００６】伝送路の歪みが求められれば、受信信号か
ら元の送信信号を推定することが可能となり、受信特性
を改善することができる。
ら元の送信信号を推定することが可能となり、受信特性
を改善することができる。
【０００７】例えば直交周波数分割多重信号（ＯＦＤＭ
信号）などが伝送される環境においてＯＦＤＭ信号を受
信機で受信する場合は、各受信参照サブキャリア信号
と、受信機内で生成された各送信参照サブキャリア信号
とを用いて、伝送路の伝送路応答（周波数特性）を算出
するが、各サブキャリアにおける伝送路応答には、受信
機内で生じる熱雑音などが含まれている。算出された伝
送路応答を周波数軸上でフィルタリングすると、雑音成
分を抑制でき、受信機で算出する伝送路応答を、伝送路
応答真値に近づけることができる。
信号）などが伝送される環境においてＯＦＤＭ信号を受
信機で受信する場合は、各受信参照サブキャリア信号
と、受信機内で生成された各送信参照サブキャリア信号
とを用いて、伝送路の伝送路応答（周波数特性）を算出
するが、各サブキャリアにおける伝送路応答には、受信
機内で生じる熱雑音などが含まれている。算出された伝
送路応答を周波数軸上でフィルタリングすると、雑音成
分を抑制でき、受信機で算出する伝送路応答を、伝送路
応答真値に近づけることができる。
【０００８】この場合、フィルタの帯域幅を適正値に設
定する必要がある。
定する必要がある。
【０００９】つまり、フィルタの帯域幅が適正値より広
く設定された場合は、フィルタリング後も雑音が多く含
まれることになる。また帯域幅が適正値より狭く設定さ
れた場合は、伝送路応答そのものが歪むことがあり、ど
ちらの場合も優れた受信特性を得ることができない。
く設定された場合は、フィルタリング後も雑音が多く含
まれることになる。また帯域幅が適正値より狭く設定さ
れた場合は、伝送路応答そのものが歪むことがあり、ど
ちらの場合も優れた受信特性を得ることができない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
無線通信システムの受信機、つまり受信装置では、伝搬
環境によって得られる伝送路の伝送路応答（周波数特
性）が大きく異なり、また受信装置が移動しながら無線
信号の受信を行う場合には伝搬環境が激しく変化するこ
とがあるため、フィルタの帯域幅を伝搬環境に適した値
に設定するのはほとんど困難であるという問題があっ
た。
無線通信システムの受信機、つまり受信装置では、伝搬
環境によって得られる伝送路の伝送路応答（周波数特
性）が大きく異なり、また受信装置が移動しながら無線
信号の受信を行う場合には伝搬環境が激しく変化するこ
とがあるため、フィルタの帯域幅を伝搬環境に適した値
に設定するのはほとんど困難であるという問題があっ
た。
【００１１】本発明はこのような課題を解決するために
なされたもので、フィルタの帯域幅を伝搬環境に適した
値に設定し、これにより受信特性を向上することのでき
る無線装置を提供することを目的としている。
なされたもので、フィルタの帯域幅を伝搬環境に適した
値に設定し、これにより受信特性を向上することのでき
る無線装置を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の発明の受信装置は、直交周波数分割
多重信号を受信する受信手段と、前記受信手段により受
信された直交周波数分割多重信号を周波数スペクトル信
号に変換する変換手段と、参照用の周波数スペクトル信
号を生成する信号生成手段と、前記信号生成手段により
生成された参照用の周波数スペクトル信号と前記変換手
段により変換された周波数スペクトル信号とから伝送路
応答を算出する算出手段と、前記算出手段により算出さ
れた伝送路応答をフィルタリングするフィルタ手段と、
前記受信手段により受信されるマルチパスによる遅延波
の遅延時間を測定する遅延波測定手段と、前記遅延波測
定手段により測定された遅延波の遅延時間に基づいて前
記フィルタ手段の帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、
前記変換手段により変換された周波数スペクトル信号と
前記フィルタ手段によりフィルタリングされた伝送路応
答とを基に、マルチパスによる周波数軸方向の歪みを補
償する歪み補償手段と、前記歪み補償手段により歪み補
償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタル
データ系列を復調する復調手段と具備することを特徴と
する。
に、請求項１記載の発明の受信装置は、直交周波数分割
多重信号を受信する受信手段と、前記受信手段により受
信された直交周波数分割多重信号を周波数スペクトル信
号に変換する変換手段と、参照用の周波数スペクトル信
号を生成する信号生成手段と、前記信号生成手段により
生成された参照用の周波数スペクトル信号と前記変換手
段により変換された周波数スペクトル信号とから伝送路
応答を算出する算出手段と、前記算出手段により算出さ
れた伝送路応答をフィルタリングするフィルタ手段と、
前記受信手段により受信されるマルチパスによる遅延波
の遅延時間を測定する遅延波測定手段と、前記遅延波測
定手段により測定された遅延波の遅延時間に基づいて前
記フィルタ手段の帯域幅を設定する帯域幅設定手段と、
前記変換手段により変換された周波数スペクトル信号と
前記フィルタ手段によりフィルタリングされた伝送路応
答とを基に、マルチパスによる周波数軸方向の歪みを補
償する歪み補償手段と、前記歪み補償手段により歪み補
償された受信周波数スペクトル信号を用いてディジタル
データ系列を復調する復調手段と具備することを特徴と
する。
【００１３】マルチパスによって生じた周波数軸方向の
伝送路特性は、受信信号と参照信号とを用いて算出され
るが、算出した伝送路応答には雑音も付加されているた
め、フィルタリングによる雑音抑制が必要となる。
伝送路特性は、受信信号と参照信号とを用いて算出され
るが、算出した伝送路応答には雑音も付加されているた
め、フィルタリングによる雑音抑制が必要となる。
【００１４】そこで、この請求項１記載の発明では、マ
ルチパスによる遅延波の遅延時間を測定し、その測定結
果（遅延時間）に基づいてフィルタ手段の帯域幅を設定
するので、フィルタ手段の帯域幅を適正値に設定するこ
とができ、受信特性を向上することができる。
ルチパスによる遅延波の遅延時間を測定し、その測定結
果（遅延時間）に基づいてフィルタ手段の帯域幅を設定
するので、フィルタ手段の帯域幅を適正値に設定するこ
とができ、受信特性を向上することができる。
【００１５】請求項２記載の発明の受信装置は、請求項
１記載の受信装置において、前記帯域幅設定手段は、前
記測定手段により複数回測定されたマルチパスによる遅
延波の遅延時間に基づいて前記フィルタ手段の帯域幅を
設定することを特徴としている。
１記載の受信装置において、前記帯域幅設定手段は、前
記測定手段により複数回測定されたマルチパスによる遅
延波の遅延時間に基づいて前記フィルタ手段の帯域幅を
設定することを特徴としている。
【００１６】この請求項２記載の発明の場合、マルチパ
スによる遅延波の遅延時間を複数回測定してその結果に
基づいてフィルタ手段の帯域幅を設定するので、フィル
タ手段の帯域幅の設定精度を向上することができる。ま
た、伝搬環境が瞬時的に変化した場合にフィルタ手段の
帯域設定の変更を防ぐことができる。
スによる遅延波の遅延時間を複数回測定してその結果に
基づいてフィルタ手段の帯域幅を設定するので、フィル
タ手段の帯域幅の設定精度を向上することができる。ま
た、伝搬環境が瞬時的に変化した場合にフィルタ手段の
帯域設定の変更を防ぐことができる。
【００１７】請求項３記載の発明の受信装置は、請求項
２記載の受信装置において、前記帯域幅設定手段は、前
記遅延波測定手段により測定された遅延波の中で受信レ
ベルが規定値以上のものの遅延時間を使用して前記フィ
ルタ手段の帯域幅を設定することを特徴としている。
２記載の受信装置において、前記帯域幅設定手段は、前
記遅延波測定手段により測定された遅延波の中で受信レ
ベルが規定値以上のものの遅延時間を使用して前記フィ
ルタ手段の帯域幅を設定することを特徴としている。
【００１８】伝送路応答は、ある程度受信レベルの高い
遅延波に影響を受ける。
遅延波に影響を受ける。
【００１９】そこで、この請求項３記載の発明では、フ
ィルタ手段の帯域幅設定に、受信レベルのある程度高い
遅延波の遅延時間を用いる。これにより、受信装置に複
数の遅延波が到着した場合でも、フィルタ手段の帯域幅
を伝送路に適した値に設定することができる。
ィルタ手段の帯域幅設定に、受信レベルのある程度高い
遅延波の遅延時間を用いる。これにより、受信装置に複
数の遅延波が到着した場合でも、フィルタ手段の帯域幅
を伝送路に適した値に設定することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の受信装置に係る第
１実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機の構成を示す図
である。
１実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機の構成を示す図
である。
【００２１】同図に示すように、この同期検波型ＯＦＤ
Μ受信機は、アンテナ１、受信部２、遅延時間測定部
３、帯域幅設定部４、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
５、伝送路応答算出部７、フィルタ８、歪み補償部９、
復調器１０などから構成されている。 なお、図示して
いないが送信機からは、マルチパスによる遅延波の遅延
時間を測定するために、時間軸方向で相関性の強い遅延
時間測定用シンボルを定期的に送信しているものとす
る。
Μ受信機は、アンテナ１、受信部２、遅延時間測定部
３、帯域幅設定部４、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
５、伝送路応答算出部７、フィルタ８、歪み補償部９、
復調器１０などから構成されている。 なお、図示して
いないが送信機からは、マルチパスによる遅延波の遅延
時間を測定するために、時間軸方向で相関性の強い遅延
時間測定用シンボルを定期的に送信しているものとす
る。
【００２２】アンテナ１はＯＦＤΜシンボルを受信す
る。受信部２はアンテナ１を通じて得られたＯＦＤΜシ
ンボルの受信信号処理（受信されたＯＦＤΜシンボルが
どういうシンボルであるかの確認処理など）を行い、測
定用シンボルの受信が確認されると、受信測定用シンボ
ルを遅延時間測定部３に出力する。また受信部２はそれ
以外のＯＦＤＭシンボル（通常のＯＦＤＭデータシンボ
ル）が受信されると、高速フーリエ変換部５へ出力す
る。遅延時間測定部３は入力された受信測定用シンボル
を用いて遅延波の遅延時間を測定する。帯域幅設定部４
は遅延時間測定部３で測定された遅延波の遅延時間から
フィルタ８の適切な帯域幅を決定し決定した帯域幅をフ
ィルタ８に設定する。高速フーリエ変換部５はＯＦＤＭ
データシンボルが入力されると、それを高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）により周波数軸方向の信号に変換する。ま
た高速フーリエ変換部５は、受信部２がデータシンボル
を受信すると、データシンボルを周波数軸方向の信号に
変換する。なお、遅延時間測定用シンボルがＦＦＴ後に
受信参照シンボルとして用いられる場合には、高速フー
リエ変換部５に入力され、周波数軸方向の信号に変換さ
れるが、ＦＦＴの必要が無い場合は、遅延時間測定用シ
ンボルを高速フーリエ変換部５に入力しなくてもよい。
伝送路応答算出部７は、伝送路応答を算出するための受
信参照シンボルを受信部２が受信した場合、高速フーリ
エ変換５の出力と送信参照シンボル生成部６で生成され
た送信参照シンボルとを用いて伝送路応答の周波数特性
を算出する。フィルタ８は伝送路応答算出部７の出力に
含まれている雑音成分を、帯域幅設定部４により周波数
軸方向に設定された帯域幅でフィルタリング（抑止）し
出力する。歪み補償部９はフィルタ８の出力と高速フー
リエ変換部５の出力とを用いて受信データシンボルの歪
みを補償し復調器１０へ出力する。復調器１０は歪み補
償部９から入力された信号を用いて各サブキャリア信号
の復調を行い、ディジタルデータ系列に変換して出力す
る。
る。受信部２はアンテナ１を通じて得られたＯＦＤΜシ
ンボルの受信信号処理（受信されたＯＦＤΜシンボルが
どういうシンボルであるかの確認処理など）を行い、測
定用シンボルの受信が確認されると、受信測定用シンボ
ルを遅延時間測定部３に出力する。また受信部２はそれ
以外のＯＦＤＭシンボル（通常のＯＦＤＭデータシンボ
ル）が受信されると、高速フーリエ変換部５へ出力す
る。遅延時間測定部３は入力された受信測定用シンボル
を用いて遅延波の遅延時間を測定する。帯域幅設定部４
は遅延時間測定部３で測定された遅延波の遅延時間から
フィルタ８の適切な帯域幅を決定し決定した帯域幅をフ
ィルタ８に設定する。高速フーリエ変換部５はＯＦＤＭ
データシンボルが入力されると、それを高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）により周波数軸方向の信号に変換する。ま
た高速フーリエ変換部５は、受信部２がデータシンボル
を受信すると、データシンボルを周波数軸方向の信号に
変換する。なお、遅延時間測定用シンボルがＦＦＴ後に
受信参照シンボルとして用いられる場合には、高速フー
リエ変換部５に入力され、周波数軸方向の信号に変換さ
れるが、ＦＦＴの必要が無い場合は、遅延時間測定用シ
ンボルを高速フーリエ変換部５に入力しなくてもよい。
伝送路応答算出部７は、伝送路応答を算出するための受
信参照シンボルを受信部２が受信した場合、高速フーリ
エ変換５の出力と送信参照シンボル生成部６で生成され
た送信参照シンボルとを用いて伝送路応答の周波数特性
を算出する。フィルタ８は伝送路応答算出部７の出力に
含まれている雑音成分を、帯域幅設定部４により周波数
軸方向に設定された帯域幅でフィルタリング（抑止）し
出力する。歪み補償部９はフィルタ８の出力と高速フー
リエ変換部５の出力とを用いて受信データシンボルの歪
みを補償し復調器１０へ出力する。復調器１０は歪み補
償部９から入力された信号を用いて各サブキャリア信号
の復調を行い、ディジタルデータ系列に変換して出力す
る。
【００２３】以下、この同期検波型ＯＦＤΜ受信機の動
作を説明する。
作を説明する。
【００２４】図２はこの同期検波型ＯＦＤΜ受信機の動
作を示すフローチャートである。
作を示すフローチャートである。
【００２５】同図に示すように、この同期検波型ＯＦＤ
Μ受信機の場合、受信部２でＯＦＤΜシンボルを受信す
ると（ステップ101 ）、受信シンボルが時間軸上で相関
性の強い遅延時間測定用シンボルであるか否かを判定す
る（ステップ102 ）。
Μ受信機の場合、受信部２でＯＦＤΜシンボルを受信す
ると（ステップ101 ）、受信シンボルが時間軸上で相関
性の強い遅延時間測定用シンボルであるか否かを判定す
る（ステップ102 ）。
【００２６】そして、受信シンボルが遅延時間測定用シ
ンボルであった場合（ステップ102のYes ）、その受信
測定用シンボルは遅延時間測定部３に出力され、遅延時
間測定部３によって、マルチパスによる遅延波の遅延時
間が測定される（ステップ103 ）。その測定結果は、帯
域幅設定部４へ出力されてフィルタ８の帯域幅が設定さ
れる（ステップ104 ）。
ンボルであった場合（ステップ102のYes ）、その受信
測定用シンボルは遅延時間測定部３に出力され、遅延時
間測定部３によって、マルチパスによる遅延波の遅延時
間が測定される（ステップ103 ）。その測定結果は、帯
域幅設定部４へ出力されてフィルタ８の帯域幅が設定さ
れる（ステップ104 ）。
【００２７】一方、受信シンボルが遅延時間測定用のシ
ンボルでない場合（ステップ102 のNo）、または受信シ
ンボルが遅延時間測定用のシンボルであっても、伝送路
応答を算出するための参照信号でもある場合には、その
受信シンボルは高速フーリエ変換部５へ出力されて高速
フーリエ変換され（ステップ105 ）、周波数軸方向の信
号に変換され、伝送路応答算出部７に出力される。
ンボルでない場合（ステップ102 のNo）、または受信シ
ンボルが遅延時間測定用のシンボルであっても、伝送路
応答を算出するための参照信号でもある場合には、その
受信シンボルは高速フーリエ変換部５へ出力されて高速
フーリエ変換され（ステップ105 ）、周波数軸方向の信
号に変換され、伝送路応答算出部７に出力される。
【００２８】また、受信部２が伝送路応答を算出するた
めの参照シンボルを受信した場合（ステップ106 のYes
）、送信参照シンボル生成部６により送信参照シンボ
ルが生成されて伝送路応答算出部７に出力される。
めの参照シンボルを受信した場合（ステップ106 のYes
）、送信参照シンボル生成部６により送信参照シンボ
ルが生成されて伝送路応答算出部７に出力される。
【００２９】伝送路応答算出部７には、高速フーリエ変
換５の出力（周波数軸方向の信号に変換された受信参照
シンボル）と送信参照シンボル生成部６で生成された送
信参照シンボルとが入力されるので、伝送路応答算出部
７は、それらのシンボルを用いて伝送路応答（周波数特
性）を算出し（ステップ107 ）、算出した伝送路応答を
フィルタリングするためにフィルタ８へ出力する。フィ
ルタ８では、設定された適正な帯域幅の周波数軸上でフ
ィルタリングされ（ステップ108 ）、雑音成分が抑圧さ
れる。
換５の出力（周波数軸方向の信号に変換された受信参照
シンボル）と送信参照シンボル生成部６で生成された送
信参照シンボルとが入力されるので、伝送路応答算出部
７は、それらのシンボルを用いて伝送路応答（周波数特
性）を算出し（ステップ107 ）、算出した伝送路応答を
フィルタリングするためにフィルタ８へ出力する。フィ
ルタ８では、設定された適正な帯域幅の周波数軸上でフ
ィルタリングされ（ステップ108 ）、雑音成分が抑圧さ
れる。
【００３０】また高速フーリエ変換後の受信データシン
ボルは、フィルタリングされた伝送路応答によって歪み
が補償され（ステップ109 ）、復調部１０に出力され
る。
ボルは、フィルタリングされた伝送路応答によって歪み
が補償され（ステップ109 ）、復調部１０に出力され
る。
【００３１】復調部１０では、歪み補償後の受信データ
シンボルからディジタルデータ系列を復調し（ステップ
110 ）、それを出力する（ステップ111 ）。
シンボルからディジタルデータ系列を復調し（ステップ
110 ）、それを出力する（ステップ111 ）。
【００３２】図３は横軸をＯＦＤΜのサブキャリア番
号、縦軸を伝送路応答としたときの伝送路応答算出部７
の出力（実線）、フィルタ８の出力（一点鎖線）および
伝送路の真値（点線）を示す特性図である。
号、縦軸を伝送路応答としたときの伝送路応答算出部７
の出力（実線）、フィルタ８の出力（一点鎖線）および
伝送路の真値（点線）を示す特性図である。
【００３３】この特性図では、サブキャリア間隔 1［ｋ
Ｈｚ］、信号を伝送するサブキャリア数 100、ＦＦΤ規
模 128、変調方式ＱＰＳＫのＯＦＤΜに対し、Ｅb ／Ｎ
o ＝10［ｄΒ］、遅延波の遅延時間τ＝30［μｓｅ
ｃ］、Ｄ／Ｕ＝ 0［ｄΒ］としたときの２波モデル伝送
路について計算機シミュレーションを行うことにより、
各サブキャリアの伝送路応答を求めている。
Ｈｚ］、信号を伝送するサブキャリア数 100、ＦＦΤ規
模 128、変調方式ＱＰＳＫのＯＦＤΜに対し、Ｅb ／Ｎ
o ＝10［ｄΒ］、遅延波の遅延時間τ＝30［μｓｅ
ｃ］、Ｄ／Ｕ＝ 0［ｄΒ］としたときの２波モデル伝送
路について計算機シミュレーションを行うことにより、
各サブキャリアの伝送路応答を求めている。
【００３４】伝送路応答の周波数軸方向のフィルタリン
グには、タップ長32、ロールオフ係数 0.5の低域通過ロ
ールオフフィルタを用いている。伝送路応答算出部７の
出力は周波数軸方向にフィルタリングされるため、フィ
ルタ８の帯域幅は時間領域で設定される。ＯＦＤΜのサ
ブキャリア間隔をＷ［Ｈｚ］、フィルタの時間領域での
片側帯域幅をＢ［ 1／Ｈｚ］とする。フィルタの時間領
域の正規化帯域幅を、シンボル長 1／Ｗに対する時間領
域の片側帯域幅と定義すると、正規化帯域幅はΒＷで表
される。ΒＷ＝ 0.5のときは、雑音成分がすべて通過す
る。
グには、タップ長32、ロールオフ係数 0.5の低域通過ロ
ールオフフィルタを用いている。伝送路応答算出部７の
出力は周波数軸方向にフィルタリングされるため、フィ
ルタ８の帯域幅は時間領域で設定される。ＯＦＤΜのサ
ブキャリア間隔をＷ［Ｈｚ］、フィルタの時間領域での
片側帯域幅をＢ［ 1／Ｈｚ］とする。フィルタの時間領
域の正規化帯域幅を、シンボル長 1／Ｗに対する時間領
域の片側帯域幅と定義すると、正規化帯域幅はΒＷで表
される。ΒＷ＝ 0.5のときは、雑音成分がすべて通過す
る。
【００３５】この図３では、ＢＷ＝ 0.1のときのフィル
タ出力の一例が示されている。図３のＯＦＤΜは、15番
目から 114番目までのサブキャリアを用いて信号を伝送
する。この図より、受信参照シンボルと受信機で生成さ
れた送信参照シンボルとを用いて算出された伝送路応答
には、受信機で付加される雑音成分が含まれており、細
かい凹凸が目立つことが判る。また周波数軸方向にフィ
ルタリングして得られた伝送路応答は雑音成分が抑制さ
れ、伝送路応答の真値に近付くことが確認できる。 こ
のように受信機は、フィルタ８の帯域幅を適正な値に設
定する必要があり、このときビット誤り率特性が最適と
なる。遅延波の遅延時間をパラメータとして、横軸に伝
送路応答をフィルタリングするフィルタ８の正規化帯域
幅ＢＷ、縦軸にＯＦＤＭシンボルのビット誤り率を示し
たグラフを図４に示す。
タ出力の一例が示されている。図３のＯＦＤΜは、15番
目から 114番目までのサブキャリアを用いて信号を伝送
する。この図より、受信参照シンボルと受信機で生成さ
れた送信参照シンボルとを用いて算出された伝送路応答
には、受信機で付加される雑音成分が含まれており、細
かい凹凸が目立つことが判る。また周波数軸方向にフィ
ルタリングして得られた伝送路応答は雑音成分が抑制さ
れ、伝送路応答の真値に近付くことが確認できる。 こ
のように受信機は、フィルタ８の帯域幅を適正な値に設
定する必要があり、このときビット誤り率特性が最適と
なる。遅延波の遅延時間をパラメータとして、横軸に伝
送路応答をフィルタリングするフィルタ８の正規化帯域
幅ＢＷ、縦軸にＯＦＤＭシンボルのビット誤り率を示し
たグラフを図４に示す。
【００３６】この図４において、伝送路の遅延時間τ
は、10［μｓｅｃ］と 100［μｓｅｃ］の２波モデルで
あり、希望波対干渉波Ｄ／Ｕ＝ 5［ｄΒ］である。ＯＦ
ＤＭのサブキャリア間隔は 1［ｋＨｚ］、信号を伝送す
るサブキャリア数は 200、ガードタイムは 250［μｓｅ
ｃ］、変調方式はＱＰＳＫであり、フィルタ８はタップ
長64、ロールオフ係数 0.5の低域通過ロールオフフィル
タである。この図４より、フィルタ８の帯域幅によって
ビット誤り率が異なることが判る。特にＤ／Ｕ＝5［ｄ
Ｂ］のときの方が、フィルタの帯域幅の影響が顕著に表
れている。ビット誤り率が最小となるときの帯域幅は、
遅延波の遅延時間に大きく影響され、伝送路の遅延時間
τ＝10［μｓｅｃ］の場合は、ΒＷ＝0.02〜0.10程度、
伝送路の遅延時間τ＝10［μｓｅｃ］の場合は、ＢＷ＝
0.10〜0.20程度に設定することが望ましい。
は、10［μｓｅｃ］と 100［μｓｅｃ］の２波モデルで
あり、希望波対干渉波Ｄ／Ｕ＝ 5［ｄΒ］である。ＯＦ
ＤＭのサブキャリア間隔は 1［ｋＨｚ］、信号を伝送す
るサブキャリア数は 200、ガードタイムは 250［μｓｅ
ｃ］、変調方式はＱＰＳＫであり、フィルタ８はタップ
長64、ロールオフ係数 0.5の低域通過ロールオフフィル
タである。この図４より、フィルタ８の帯域幅によって
ビット誤り率が異なることが判る。特にＤ／Ｕ＝5［ｄ
Ｂ］のときの方が、フィルタの帯域幅の影響が顕著に表
れている。ビット誤り率が最小となるときの帯域幅は、
遅延波の遅延時間に大きく影響され、伝送路の遅延時間
τ＝10［μｓｅｃ］の場合は、ΒＷ＝0.02〜0.10程度、
伝送路の遅延時間τ＝10［μｓｅｃ］の場合は、ＢＷ＝
0.10〜0.20程度に設定することが望ましい。
【００３７】図５はこの第１実施形態の同期検波型ＯＦ
ＤΜ受信機の第２の動作例を示すフローチャートであ
る。
ＤΜ受信機の第２の動作例を示すフローチャートであ
る。
【００３８】この第２の動作例では、算出した伝送路応
答をフィルタリングするフィルタの帯域幅を複数回の遅
延時間測定によって決定する場合について説明する。
答をフィルタリングするフィルタの帯域幅を複数回の遅
延時間測定によって決定する場合について説明する。
【００３９】図５に示すように、この第２の動作例の場
合、受信部２でＯＦＤΜシンボルを受信すると（ステッ
プ201 ）、受信シンボルが時間軸上で相関性の強い遅延
時間測定用シンボルであるか否かを判定する（ステップ
202 ）。
合、受信部２でＯＦＤΜシンボルを受信すると（ステッ
プ201 ）、受信シンボルが時間軸上で相関性の強い遅延
時間測定用シンボルであるか否かを判定する（ステップ
202 ）。
【００４０】そして、受信シンボルが遅延時間測定用シ
ンボルであった場合（ステップ202のYes ）、その受信
測定用シンボルは遅延時間測定部３に出力され、遅延時
間測定部３によって、マルチパスによる遅延時間が測定
される（ステップ203 ）。その測定結果は、帯域幅設定
部４へ出力される。
ンボルであった場合（ステップ202のYes ）、その受信
測定用シンボルは遅延時間測定部３に出力され、遅延時
間測定部３によって、マルチパスによる遅延時間が測定
される（ステップ203 ）。その測定結果は、帯域幅設定
部４へ出力される。
【００４１】帯域幅設定部４では、過去複数回の測定結
果が蓄積されており、その過去複数回の測定結果が参照
される（ステップ204 ）。この参照により例えば過去複
数回の平均値が算出され、その算出結果を用いてフィル
タ８の帯域幅が設定される（ステップ205 ）。なお、平
均値ばかりでなく、例えば複数回の遅延時間測定結果を
それぞれ重み付けて合成した結果を用いて帯域幅を決定
してもよい。
果が蓄積されており、その過去複数回の測定結果が参照
される（ステップ204 ）。この参照により例えば過去複
数回の平均値が算出され、その算出結果を用いてフィル
タ８の帯域幅が設定される（ステップ205 ）。なお、平
均値ばかりでなく、例えば複数回の遅延時間測定結果を
それぞれ重み付けて合成した結果を用いて帯域幅を決定
してもよい。
【００４２】一方、受信シンボルが遅延時間測定用シン
ボルでない場合（ステップ202 のNo）、または受信シン
ボルが遅延時間測定用シンボルであっても伝送路応答を
算出するための参照シンボルとして用いられる場合に
は、受信シンボルは高速フーリエ変換部５へ出力されて
高速フーリエ変換され（ステップ206 ）、周波数軸方向
の信号に変換され、伝送路応答算出部７に出力される。
ボルでない場合（ステップ202 のNo）、または受信シン
ボルが遅延時間測定用シンボルであっても伝送路応答を
算出するための参照シンボルとして用いられる場合に
は、受信シンボルは高速フーリエ変換部５へ出力されて
高速フーリエ変換され（ステップ206 ）、周波数軸方向
の信号に変換され、伝送路応答算出部７に出力される。
【００４３】また、受信部２が伝送路応答を算出するた
めの参照シンボルを受信した場合（ステップ207 のYes
）、送信参照シンボル生成部６により送信参照シンボ
ルが生成されて伝送路応答算出部７に出力される。
めの参照シンボルを受信した場合（ステップ207 のYes
）、送信参照シンボル生成部６により送信参照シンボ
ルが生成されて伝送路応答算出部７に出力される。
【００４４】伝送路応答算出部７には、高速フーリエ変
換５の出力（周波数軸方向の信号に変換された受信参照
シンボル）と送信参照シンボル生成部６で生成された送
信参照シンボルとが入力されるので、伝送路応答算出部
７は、それらのシンボルを用いて伝送路応答（周波数特
性）を算出し（ステップ208 ）、算出した伝送路応答を
フィルタリングするためにフィルタ８へ出力する。フィ
ルタ８では、設定された適正な帯域幅の周波数軸上でフ
ィルタリングされ（ステップ209 ）、雑音成分が抑圧さ
れる。
換５の出力（周波数軸方向の信号に変換された受信参照
シンボル）と送信参照シンボル生成部６で生成された送
信参照シンボルとが入力されるので、伝送路応答算出部
７は、それらのシンボルを用いて伝送路応答（周波数特
性）を算出し（ステップ208 ）、算出した伝送路応答を
フィルタリングするためにフィルタ８へ出力する。フィ
ルタ８では、設定された適正な帯域幅の周波数軸上でフ
ィルタリングされ（ステップ209 ）、雑音成分が抑圧さ
れる。
【００４５】また高速フーリエ変換後の受信データシン
ボルは、フィルタリングされた伝送路応答によって歪み
が補償され（ステップ210 ）、復調部１０に出力され
る。
ボルは、フィルタリングされた伝送路応答によって歪み
が補償され（ステップ210 ）、復調部１０に出力され
る。
【００４６】復調部１０では、歪み補償後の受信データ
シンボルからディジタルデータ系列を復調し（ステップ
211 ）、それを出力する（ステップ212 ）。
シンボルからディジタルデータ系列を復調し（ステップ
211 ）、それを出力する（ステップ212 ）。
【００４７】このようにこの第１実施形態の同期検波型
ＯＦＤΜ受信機によれば、受信した参照シンボルと送信
参照シンボルとを用いて算出される伝送路応答を、周波
数軸方向にフィルタリングし、フィルタリングされた伝
送路応答で受信シンボルの歪みを補償することにより受
信信号の歪み補償を行う上で、フィルタ８に適正な帯域
幅の値を設定できるようになり、受信特性を向上するこ
とができる。
ＯＦＤΜ受信機によれば、受信した参照シンボルと送信
参照シンボルとを用いて算出される伝送路応答を、周波
数軸方向にフィルタリングし、フィルタリングされた伝
送路応答で受信シンボルの歪みを補償することにより受
信信号の歪み補償を行う上で、フィルタ８に適正な帯域
幅の値を設定できるようになり、受信特性を向上するこ
とができる。
【００４８】すなわち、受信機で求めた伝送路応答を周
波数軸上でフィルタリングするフィルタ８の帯域幅を適
正値に設定でき、同期検波を効果的に行うことができ
る。
波数軸上でフィルタリングするフィルタ８の帯域幅を適
正値に設定でき、同期検波を効果的に行うことができ
る。
【００４９】また、この第２の動作例のように、過去に
複数回測定された遅延波の遅延時間の平均値を計算して
その計算結果に基づいてフィルタ８の帯域幅を設定する
ことにより、フィルタ８の帯域幅の設定精度を高めるこ
とができると共に、瞬時的な伝搬環境の変化でフィルタ
８の帯域設定が変更されるのを防ぐことできる。
複数回測定された遅延波の遅延時間の平均値を計算して
その計算結果に基づいてフィルタ８の帯域幅を設定する
ことにより、フィルタ８の帯域幅の設定精度を高めるこ
とができると共に、瞬時的な伝搬環境の変化でフィルタ
８の帯域設定が変更されるのを防ぐことできる。
【００５０】なお、帯域幅設定部４で過去に遅延波を複
数回測定した結果を参照する場合、上記以外に例えば遅
延時間測定部３に遅延波の遅延時間と共に受信電力レベ
ルを測定させておき、帯域幅設定部４に入力された遅延
時間および受信電力レベルの測定データを所定回数分蓄
積しておき、所定回数測定後、その中から受信電力レベ
ルがある程度高い遅延波を選び出し、その遅延波の遅延
時間を用いることにより、受信機に複数の遅延波が到着
した場合でもフィルタ８の帯域幅を伝送路に適した値に
設定することができる。この結果、周波数軸上の波形歪
み、特にマルチパスによる歪みの影響を緩和することに
より、受信特性を向上することができる。
数回測定した結果を参照する場合、上記以外に例えば遅
延時間測定部３に遅延波の遅延時間と共に受信電力レベ
ルを測定させておき、帯域幅設定部４に入力された遅延
時間および受信電力レベルの測定データを所定回数分蓄
積しておき、所定回数測定後、その中から受信電力レベ
ルがある程度高い遅延波を選び出し、その遅延波の遅延
時間を用いることにより、受信機に複数の遅延波が到着
した場合でもフィルタ８の帯域幅を伝送路に適した値に
設定することができる。この結果、周波数軸上の波形歪
み、特にマルチパスによる歪みの影響を緩和することに
より、受信特性を向上することができる。
【００５１】なお、第１実施形態では、受信機が一つの
参照シンボルを用いて伝送路応答を算出する場合の構成
を示したが、複数シンボルを用いて伝送路応答を算出し
てもよい。
参照シンボルを用いて伝送路応答を算出する場合の構成
を示したが、複数シンボルを用いて伝送路応答を算出し
てもよい。
【００５２】次に、本発明に係る第２実施形態の同期検
波型ＯＦＤΜ受信機について説明する。
波型ＯＦＤΜ受信機について説明する。
【００５３】図６は本発明に係る第２実施形態の同期検
波型ＯＦＤΜ受信機の構成を示す図である。なお上記第
１の実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機と同じ構成に
は同一の符号を付しその説明は省略する。
波型ＯＦＤΜ受信機の構成を示す図である。なお上記第
１の実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機と同じ構成に
は同一の符号を付しその説明は省略する。
【００５４】この第２実施形態は、同期検波型ＯＦＤΜ
受信機に予め既知の送信参照シンボルの周波数スペクト
ル信号を用意しておく場合の例である。
受信機に予め既知の送信参照シンボルの周波数スペクト
ル信号を用意しておく場合の例である。
【００５５】図６に示すように、アンテナ１、受信部
２、遅延時間測定部３、帯域幅設定部４、高速フーリエ
変換部（ＦＦＴ）５、伝送路応答算出部７、フィルタ
８、歪み補償部９、復調器１０、切替部１１、遅延部１
２、変調部１３などから構成されている。
２、遅延時間測定部３、帯域幅設定部４、高速フーリエ
変換部（ＦＦＴ）５、伝送路応答算出部７、フィルタ
８、歪み補償部９、復調器１０、切替部１１、遅延部１
２、変調部１３などから構成されている。
【００５６】送信参照シンボル生成部６は、受信部２で
受信された既知参照シンボルの周波数軸方向の信号を生
成し切替部１１に出力する。切替部１１は送信参照シン
ボル生成部６と変調部１３とから入力された２つの信号
を切り替えながら伝送路応答算出部７に出力する。高速
フーリエ変換部５は変換した信号を歪み補償部９と遅延
部１２とに出力する。遅延部１２は入力された信号を一
シンボル分遅延させた後、伝送路応答算出部７に出力す
る。伝送路応答算出部７は遅延部１２の出力と切替部１
１の出力とを用いて伝送路応答を算出しフィルタ８へ出
力する。なおここでは、フィルタ８の出力をそのまま歪
み補償部９の入力信号としているが、フィルタ８の出力
を複数シンボル分用いて歪み補償に用いる伝送路応答を
算出してもよい。変調部１３は復調器１０により復調さ
れたディジタルデータ系列をシンボルへ再変調し、その
シンボルを切替部１１へ出力する。これは次のシンボル
の歪み補償に用いる伝送路応答を算出するためである。
伝送路応答算出部７は、遅延部１２により遅延された受
信データシンボルと、変調部１３から出力された再変調
後の送信参照シンボルとを用いて、次のシンボルの歪み
を補償する伝送路応答を算出する。
受信された既知参照シンボルの周波数軸方向の信号を生
成し切替部１１に出力する。切替部１１は送信参照シン
ボル生成部６と変調部１３とから入力された２つの信号
を切り替えながら伝送路応答算出部７に出力する。高速
フーリエ変換部５は変換した信号を歪み補償部９と遅延
部１２とに出力する。遅延部１２は入力された信号を一
シンボル分遅延させた後、伝送路応答算出部７に出力す
る。伝送路応答算出部７は遅延部１２の出力と切替部１
１の出力とを用いて伝送路応答を算出しフィルタ８へ出
力する。なおここでは、フィルタ８の出力をそのまま歪
み補償部９の入力信号としているが、フィルタ８の出力
を複数シンボル分用いて歪み補償に用いる伝送路応答を
算出してもよい。変調部１３は復調器１０により復調さ
れたディジタルデータ系列をシンボルへ再変調し、その
シンボルを切替部１１へ出力する。これは次のシンボル
の歪み補償に用いる伝送路応答を算出するためである。
伝送路応答算出部７は、遅延部１２により遅延された受
信データシンボルと、変調部１３から出力された再変調
後の送信参照シンボルとを用いて、次のシンボルの歪み
を補償する伝送路応答を算出する。
【００５７】続いて、図７のフローチャートを参照して
この第２実施形態の同期検波型ＯＦＤＭ受信機の動作を
説明する。
この第２実施形態の同期検波型ＯＦＤＭ受信機の動作を
説明する。
【００５８】この第２実施形態の同期検波型ＯＦＤＭ受
信機の場合、受信部２がＯＦＤＭシンボルを受信すると
（ステップ301 ）、受信部２は受信シンボルが時間軸上
で相関性の強い遅延時間測定用シンボルであるか否かを
判定する（ステップ302 ）。そして、受信シンボルが遅
延時間測定用シンボルであった場合（ステップ302のYes
）、その受信測定用シンボルは遅延時間測定部３に出
力され、遅延時間測定部３により遅延波の遅延時間が測
定される（ステップ303 ）。この遅延時間は一回あるい
は複数回測定される。その測定結果は逐次帯域幅設定部
４に出力される。
信機の場合、受信部２がＯＦＤＭシンボルを受信すると
（ステップ301 ）、受信部２は受信シンボルが時間軸上
で相関性の強い遅延時間測定用シンボルであるか否かを
判定する（ステップ302 ）。そして、受信シンボルが遅
延時間測定用シンボルであった場合（ステップ302のYes
）、その受信測定用シンボルは遅延時間測定部３に出
力され、遅延時間測定部３により遅延波の遅延時間が測
定される（ステップ303 ）。この遅延時間は一回あるい
は複数回測定される。その測定結果は逐次帯域幅設定部
４に出力される。
【００５９】帯域幅設定部４では、逐次入力される測定
結果がｎ回分蓄積されており、そのｎ回の測定結果が参
照される（ステップ304 ）。そして、この参照により帯
域幅設定部４は伝送路応答をフィルタリングするフィル
タ８の帯域幅を決定し、その帯域幅をフィルタ８に設定
する（ステップ305 ）。
結果がｎ回分蓄積されており、そのｎ回の測定結果が参
照される（ステップ304 ）。そして、この参照により帯
域幅設定部４は伝送路応答をフィルタリングするフィル
タ８の帯域幅を決定し、その帯域幅をフィルタ８に設定
する（ステップ305 ）。
【００６０】一方、受信シンボルが遅延時間測定用のシ
ンボルでない場合（ステップ302 のNo）、または受信シ
ンボルが遅延時間測定用のシンボルであっても伝送路応
答を算出するための参照信号となる場合には、受信シン
ボルは、高速フーリエ変換部５へ出力されて高速フーリ
エ変換され（ステップ306 ）、周波数軸方向の信号に変
換され、伝送路応答算出部７に出力される。
ンボルでない場合（ステップ302 のNo）、または受信シ
ンボルが遅延時間測定用のシンボルであっても伝送路応
答を算出するための参照信号となる場合には、受信シン
ボルは、高速フーリエ変換部５へ出力されて高速フーリ
エ変換され（ステップ306 ）、周波数軸方向の信号に変
換され、伝送路応答算出部７に出力される。
【００６１】また、受信部２が伝送路応答を算出するた
めの既知の参照シンボルを受信した場合（ステップ307
のYes ）、送信参照シンボル生成部６により既知の送信
参照シンボルが生成されて切替部１１を通じて伝送路応
答算出部７へ出力される。
めの既知の参照シンボルを受信した場合（ステップ307
のYes ）、送信参照シンボル生成部６により既知の送信
参照シンボルが生成されて切替部１１を通じて伝送路応
答算出部７へ出力される。
【００６２】伝送路応答算出部７では、周波数軸方向の
信号に変換された受信既知参照シンボルと、送信参照シ
ンボル生成部６からの送信参照シンボルとを基に、伝送
路応答が算出される（ステップ308 ）。その算出された
伝送路応答はフィルタ８に出力され、周波数軸方向にフ
ィルタリングされる（ステップ309 ）。このフィルタリ
ングにより雑音成分が抑圧された伝送路応答が得られ
る。
信号に変換された受信既知参照シンボルと、送信参照シ
ンボル生成部６からの送信参照シンボルとを基に、伝送
路応答が算出される（ステップ308 ）。その算出された
伝送路応答はフィルタ８に出力され、周波数軸方向にフ
ィルタリングされる（ステップ309 ）。このフィルタリ
ングにより雑音成分が抑圧された伝送路応答が得られ
る。
【００６３】受信部２により、既知の参照シンボルの次
に送信されたデータシンボルが受信されると、受信デー
タシンボルは、高速フーリエ変換によって周波数軸方向
の信号に変換された後、一時刻前のシンボルを用いて生
成された伝送路応答によって歪みが補償され（ステップ
310 ）、歪み補償されたシンボルが復調部１０へ出力さ
れる。復調部１０では、歪み補償後のシンボルからディ
ジタルデータ系列が復調されて（ステップ311 ）、その
ディジタルデータ系列は変調部１３に出力される（ステ
ップ312 ）。
に送信されたデータシンボルが受信されると、受信デー
タシンボルは、高速フーリエ変換によって周波数軸方向
の信号に変換された後、一時刻前のシンボルを用いて生
成された伝送路応答によって歪みが補償され（ステップ
310 ）、歪み補償されたシンボルが復調部１０へ出力さ
れる。復調部１０では、歪み補償後のシンボルからディ
ジタルデータ系列が復調されて（ステップ311 ）、その
ディジタルデータ系列は変調部１３に出力される（ステ
ップ312 ）。
【００６４】変調部１３では、入力されたディジタルデ
ータ系列を再変調し（ステップ313）、再変調したシン
ボルを切替部１２へ出力する。この再変調シンボルは、
次のシンボルの歪みを補償するための伝送路応答の算出
に用いる送信参照シンボルとされる（ステップ314 ）。
そして、フレーム最後のシンボルが受信されるまで、一
時刻前のシンボルを用いて算出された伝送路応答による
受信信号の歪みの補償を繰り返す（ステップ315 ）。
ータ系列を再変調し（ステップ313）、再変調したシン
ボルを切替部１２へ出力する。この再変調シンボルは、
次のシンボルの歪みを補償するための伝送路応答の算出
に用いる送信参照シンボルとされる（ステップ314 ）。
そして、フレーム最後のシンボルが受信されるまで、一
時刻前のシンボルを用いて算出された伝送路応答による
受信信号の歪みの補償を繰り返す（ステップ315 ）。
【００６５】すなわち、この第２実施形態の同期検波型
ＯＦＤＭ受信機では、受信データシンボルは、一時刻前
のシンボルから算出された伝送路応答によって歪みが補
償され、ディジタルデータ系列に復調される。
ＯＦＤＭ受信機では、受信データシンボルは、一時刻前
のシンボルから算出された伝送路応答によって歪みが補
償され、ディジタルデータ系列に復調される。
【００６６】このようにこの第２実施形態の同期検波型
ＯＦＤＭ受信機によれば、伝送路応答を算出する場合
に、送信機で送信した既知の参照シンボルの他に、復調
後に再変調したデータシンボルも参照シンボルとして用
いるので、現実の伝搬環境により近いデータを利用でき
るようになり、フィルタ８の帯域幅設定精度をさらに高
めることができる。
ＯＦＤＭ受信機によれば、伝送路応答を算出する場合
に、送信機で送信した既知の参照シンボルの他に、復調
後に再変調したデータシンボルも参照シンボルとして用
いるので、現実の伝搬環境により近いデータを利用でき
るようになり、フィルタ８の帯域幅設定精度をさらに高
めることができる。
【００６７】なお、この第２実施形態では、一時刻前の
シンボルから算出された伝送路応答を用いてシンボルの
波形等化を行うことについて説明したが、波形等化に用
いる伝送路応答は、例えば複数回の伝送路応答算出結果
の平均値や複数回の各伝送路応答算出結果にそれぞれ重
み付けて合成した結果を用いてもよい。
シンボルから算出された伝送路応答を用いてシンボルの
波形等化を行うことについて説明したが、波形等化に用
いる伝送路応答は、例えば複数回の伝送路応答算出結果
の平均値や複数回の各伝送路応答算出結果にそれぞれ重
み付けて合成した結果を用いてもよい。
【００６８】ここで、図８を参照して上述した同期検波
型ＯＦＤＭ受信機が時間軸方向に相関性の強い遅延時間
測定用シンボルを受信した場合の自己相関値測定結果に
ついて説明する。図８は時間軸方向に相関性の強い遅延
時間測定用シンボルを受信した場合の自己相関値測定結
果を示す図である。
型ＯＦＤＭ受信機が時間軸方向に相関性の強い遅延時間
測定用シンボルを受信した場合の自己相関値測定結果に
ついて説明する。図８は時間軸方向に相関性の強い遅延
時間測定用シンボルを受信した場合の自己相関値測定結
果を示す図である。
【００６９】同図において、横軸は受信信号の到着時
刻、縦軸は到着時刻に対する相関値出力を示す。
刻、縦軸は到着時刻に対する相関値出力を示す。
【００７０】この図８の自己相関値測定結果をみると、
複数の遅延波が存在する場合、時間軸方向に相関性の強
い遅延時間測定用シンボルを受信すると、所望波の到着
時刻ｔo の他に、遅延波による相関値のピークが現れて
いることが判る。
複数の遅延波が存在する場合、時間軸方向に相関性の強
い遅延時間測定用シンボルを受信すると、所望波の到着
時刻ｔo の他に、遅延波による相関値のピークが現れて
いることが判る。
【００７１】この自己相関値測定結果では、時刻ｔ1 か
らｔ4 に、受信遅延波による相関値のピークが存在す
る。このうち、相関値がしきい値を越えるのは、時刻ｔ
1 に到着する受信信号と、時刻ｔ2 に到着する受信信号
とであり、帯域幅設定部４は、所望信号からの遅延が大
きい時刻ｔ2 の遅延時間τ2 を選択して、この遅延時間
τ2 からフィルタリングする帯域幅の適正値を判定し、
それをフィルタ８の帯域幅として設定する。
らｔ4 に、受信遅延波による相関値のピークが存在す
る。このうち、相関値がしきい値を越えるのは、時刻ｔ
1 に到着する受信信号と、時刻ｔ2 に到着する受信信号
とであり、帯域幅設定部４は、所望信号からの遅延が大
きい時刻ｔ2 の遅延時間τ2 を選択して、この遅延時間
τ2 からフィルタリングする帯域幅の適正値を判定し、
それをフィルタ８の帯域幅として設定する。
【００７２】次に、本発明に係る第３実施形態の同期検
波型ＯＦＤＭ受信機について説明する。図９は本発明に
係る第３実施形態の同期検波型ＯＦＤＭ受信機の構成を
示す図である。この第３実施形態は、同期検波型ＯＦＤ
Ｍ受信機が送信参照シンボルのデータ系列を自ら用意す
る場合の例である。
波型ＯＦＤＭ受信機について説明する。図９は本発明に
係る第３実施形態の同期検波型ＯＦＤＭ受信機の構成を
示す図である。この第３実施形態は、同期検波型ＯＦＤ
Ｍ受信機が送信参照シンボルのデータ系列を自ら用意す
る場合の例である。
【００７３】図９に示すように、この第３実施形態の同
期検波型ＯＦＤＭ受信機は、図６に示した第２実施形態
における送信シンボル生成部６および切替部１１などを
有しておらず、その代わりに送信参照データシンボル系
列生成部１４を有している。この第３実施形態の同期検
波型ＯＦＤＭ受信機の動作は、第２実施形態の動作とほ
ぼ等しいため、異なる動作のみについて説明する。
期検波型ＯＦＤＭ受信機は、図６に示した第２実施形態
における送信シンボル生成部６および切替部１１などを
有しておらず、その代わりに送信参照データシンボル系
列生成部１４を有している。この第３実施形態の同期検
波型ＯＦＤＭ受信機の動作は、第２実施形態の動作とほ
ぼ等しいため、異なる動作のみについて説明する。
【００７４】この第３実施形態の同期検波型ＯＦＤＭ受
信機の場合、受信機が用意する送信既知参照シンボルの
生成の仕方が異なる。
信機の場合、受信機が用意する送信既知参照シンボルの
生成の仕方が異なる。
【００７５】すなわち、受信部２が伝送路応答を算出す
るための参照シンボルとして用いられる既知参照シンボ
ルを受信すると、送信参照データ系列生成部１４では、
送信参照シンボルのディジタルデータ系列を生成する。
変調部１３は、送信参照データ系列生成部の出力を変調
し、送信既知参照シンボルを生成する。
るための参照シンボルとして用いられる既知参照シンボ
ルを受信すると、送信参照データ系列生成部１４では、
送信参照シンボルのディジタルデータ系列を生成する。
変調部１３は、送信参照データ系列生成部の出力を変調
し、送信既知参照シンボルを生成する。
【００７６】このようにこの第３実施形態の無線機によ
れば、送信参照シンボルが受信されない環境において
も、フィルタ８に適正な帯域幅の値を設定することがで
きる。
れば、送信参照シンボルが受信されない環境において
も、フィルタ８に適正な帯域幅の値を設定することがで
きる。
【００７７】
【発明の効果】以上説明したように請求項１記載の発明
によれば、フィルタ手段の帯域幅を伝搬環境に適した値
に設定でき、受信特性を向上することができる。
によれば、フィルタ手段の帯域幅を伝搬環境に適した値
に設定でき、受信特性を向上することができる。
【００７８】また、請求項２記載の発明によれば、フィ
ルタ手段の帯域幅の設定精度を向上することができる。
また、伝搬環境が瞬時的に変化した場合にフィルタ手段
の帯域の設定変更を防ぐことができる。
ルタ手段の帯域幅の設定精度を向上することができる。
また、伝搬環境が瞬時的に変化した場合にフィルタ手段
の帯域の設定変更を防ぐことができる。
【００７９】さらに、請求項３記載の発明によれば、受
信機に複数の遅延波が到着した場合でもフィルタ手段の
帯域幅を伝搬環境に適した値に設定することができる。
信機に複数の遅延波が到着した場合でもフィルタ手段の
帯域幅を伝搬環境に適した値に設定することができる。
【００８０】すなわち、周波数軸上の波形歪み、特にマ
ルチパスによる歪みの影響を緩和することにより、受信
特性を向上することができる。
ルチパスによる歪みの影響を緩和することにより、受信
特性を向上することができる。
【図１】本発明に係る第１実施形態の同期検波型ＯＦＤ
Μ受信機の構成を示すブロック図。
Μ受信機の構成を示すブロック図。
【図２】第１実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機の第
１の動作例を示すフローチャート。
１の動作例を示すフローチャート。
【図３】第１実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機の伝
送路応答特性。
送路応答特性。
【図４】第１実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機のフ
ィルタの帯域幅に対するビット誤り率特性。
ィルタの帯域幅に対するビット誤り率特性。
【図５】第１実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機の第
２の動作例を示すフローチャート。
２の動作例を示すフローチャート。
【図６】本発明に係る第２実施形態の同期検波型ＯＦＤ
Μ受信機の構成を示すブロック図。
Μ受信機の構成を示すブロック図。
【図７】この第２実施形態の同期検波型ＯＦＤΜ受信機
の動作を示すフローチャート。
の動作を示すフローチャート。
【図８】本発明に係る遅延時間測定結果を示す図。
【図９】本発明に係る第３実施形態の同期検波型ＯＦＤ
Μ受信機の構成を示すブロック図。
Μ受信機の構成を示すブロック図。
１…受信アンテナ、２…受信部、３…遅延時間測定部、
４…帯域幅設定部、５…高速フーリエ変換部、６…送信
参照シンボル生成部、７…伝送路応答算出部、８…フィ
ルタ、９…歪み補償部、１０…復調部、１１…切替部、
１２…遅延部、１３…変調部、１４…送信参照データ系
列生成部。
４…帯域幅設定部、５…高速フーリエ変換部、６…送信
参照シンボル生成部、７…伝送路応答算出部、８…フィ
ルタ、９…歪み補償部、１０…復調部、１１…切替部、
１２…遅延部、１３…変調部、１４…送信参照データ系
列生成部。
Claims (3)
- 【請求項１】 直交周波数分割多重信号を受信する受信
手段と、 前記受信手段により受信された直交周波数分割多重信号
を周波数スペクトル信号に変換する変換手段と、 参照用の周波数スペクトル信号を生成する信号生成手段
と、 前記信号生成手段により生成された参照用の周波数スペ
クトル信号と前記変換手段により変換された周波数スペ
クトル信号とから伝送路応答を算出する算出手段と、 前記算出手段により算出された伝送路応答をフィルタリ
ングするフィルタ手段と、 前記受信手段により受信されるマルチパスによる遅延波
の遅延時間を測定する遅延波測定手段と、 前記遅延波測定手段により測定された遅延波の遅延時間
に基づいて前記フィルタ手段の帯域幅を設定する帯域幅
設定手段と、 前記変換手段により変換された周波数スペクトル信号と
前記フィルタ手段によりフィルタリングされた伝送路応
答とを基に、マルチパスによる周波数軸方向の歪みを補
償する歪み補償手段と、 前記歪み補償手段により歪み補償された受信周波数スペ
クトル信号を用いてディジタルデータ系列を復調する復
調手段とを具備することを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の受信装置において、 前記帯域幅設定手段は、 前記測定手段により複数回測定されたマルチパスによる
遅延波の遅延時間に基づいて前記フィルタ手段の帯域幅
を設定することを特徴とする受信装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の受信装置において、 前記帯域幅設定手段は、 前記遅延波測定手段により測定された遅延波の中で受信
レベルが規定値以上のものの遅延時間を使用して前記フ
ィルタ手段の帯域幅を設定することを特徴とする受信装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9061468A JPH10257013A (ja) | 1997-03-14 | 1997-03-14 | 受信装置 |
| US09/041,120 US6219334B1 (en) | 1997-03-14 | 1998-03-12 | Receiving apparatus for receiving orthogonal frequency division multiplexing signal and receiving method thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9061468A JPH10257013A (ja) | 1997-03-14 | 1997-03-14 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10257013A true JPH10257013A (ja) | 1998-09-25 |
Family
ID=13171922
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9061468A Pending JPH10257013A (ja) | 1997-03-14 | 1997-03-14 | 受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6219334B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10257013A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001103032A (ja) * | 1999-07-23 | 2001-04-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ変復調回路 |
| EP1030488A3 (en) * | 1999-02-18 | 2002-08-14 | Nippon Telegraph and Telephone Corporation | Coherent detection system for multicarrier signals |
| JP2002232390A (ja) * | 2001-02-06 | 2002-08-16 | Fujitsu General Ltd | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| JP2003032221A (ja) * | 2001-07-18 | 2003-01-31 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定装置 |
| US6754291B1 (en) | 1999-03-12 | 2004-06-22 | Nec Corp | Method and device of outputting demodulation result in soft-decision decoding and receiver |
| WO2005109712A1 (ja) * | 2004-05-07 | 2005-11-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ofdm受信装置及びofdm受信方法 |
| JP2006014027A (ja) * | 2004-06-28 | 2006-01-12 | Sony Corp | 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム |
| JP2008295104A (ja) * | 2008-09-08 | 2008-12-04 | Kddi Corp | 伝送路特性推定装置、コンピュータプログラム |
| JP2010541362A (ja) * | 2007-09-25 | 2010-12-24 | トムソン ライセンシング | 多重搬送波受信機に使用する自己適応型周波数補間器 |
| JP2011101297A (ja) * | 2009-11-09 | 2011-05-19 | Mitsubishi Electric Corp | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Families Citing this family (45)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI102340B1 (fi) * | 1997-01-16 | 1998-11-13 | Nokia Telecommunications Oy | Tiedonsiirtomenetelmä ja radiojärjestelmä |
| JP3466422B2 (ja) * | 1997-05-28 | 2003-11-10 | 株式会社ケンウッド | 受信装置 |
| EP2154854B1 (en) | 1998-01-06 | 2012-03-07 | Mosaid Technologies Incorporated | Multicarrier modulation system with variable symbol rates |
| JP3724940B2 (ja) * | 1998-01-08 | 2005-12-07 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍダイバーシチ受信装置 |
| EP1039713B1 (en) * | 1999-03-26 | 2006-05-31 | Nec Corporation | Reduction of delay in multicarrier receivers |
| WO2000065756A1 (en) * | 1999-04-22 | 2000-11-02 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Ofdm packet communication receiver |
| US6510186B1 (en) * | 1999-05-28 | 2003-01-21 | Nortel Networks Limited | Signal time of arrival estimation method and system |
| US6560445B1 (en) * | 1999-10-22 | 2003-05-06 | General Dynamics Decision Systems, Inc. | Radio communication system and method of operation |
| US6477210B2 (en) * | 2000-02-07 | 2002-11-05 | At&T Corp. | System for near optimal joint channel estimation and data detection for COFDM systems |
| JP3581294B2 (ja) | 2000-03-31 | 2004-10-27 | 株式会社東芝 | 受信装置 |
| US6850481B2 (en) * | 2000-09-01 | 2005-02-01 | Nortel Networks Limited | Channels estimation for multiple input—multiple output, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system |
| US6785523B2 (en) | 2001-05-04 | 2004-08-31 | Atheros Communications, Inc. | Self-correlation detection in automatic gain calibration |
| US6721547B2 (en) | 2001-05-04 | 2004-04-13 | Atheros Communications, Inc. | In-band and out-of-band signal detection for automatic gain calibration systems |
| WO2002091104A2 (en) * | 2001-05-04 | 2002-11-14 | Atheros Communications, Inc. | Self-correlation detection and in-band and out-of-band signal detection for automatic gain calibration systems |
| JP3438138B2 (ja) * | 2001-06-20 | 2003-08-18 | 富士通株式会社 | 伝送路特性の周期的変動に対する等化処理方法及び装置 |
| JP3777105B2 (ja) * | 2001-06-21 | 2006-05-24 | アルプス電気株式会社 | 直交周波数分割多重信号復調回路 |
| JP3798656B2 (ja) * | 2001-06-22 | 2006-07-19 | 株式会社ケンウッド | 直交周波数分割多重信号受信装置、受信装置、直交周波数分割多重信号受信方法及び受信方法 |
| US7133474B2 (en) * | 2001-07-31 | 2006-11-07 | Motorola, Inc. | Method and system for timing recovery and delay spread estimation in a communication system |
| US7173990B2 (en) * | 2001-12-27 | 2007-02-06 | Dsp Group Inc. | Joint equalization, soft-demapping and phase error correction in wireless system with receive diversity |
| US7209433B2 (en) * | 2002-01-07 | 2007-04-24 | Hitachi, Ltd. | Channel estimation and compensation techniques for use in frequency division multiplexed systems |
| US7173991B2 (en) * | 2002-06-17 | 2007-02-06 | Hitachi, Ltd. | Methods and apparatus for spectral filtering channel estimates |
| US7139340B2 (en) * | 2002-06-28 | 2006-11-21 | Hitachi, Ltd. | Robust OFDM carrier recovery methods and apparatus |
| US20040228417A1 (en) * | 2003-05-12 | 2004-11-18 | Mcnc Research And Development Institute | Communication system with adaptive channel correction |
| EP1580949B1 (en) * | 2004-03-23 | 2008-08-20 | Infineon Technologies AG | Phase and frequency synchronizer for OFDM receivers using a preamble, pilots and information data |
| US7953039B2 (en) | 2005-04-21 | 2011-05-31 | Samsung Elecronics Co., Ltd. | System and method for channel estimation in a delay diversity wireless communication system |
| KR100728221B1 (ko) * | 2005-12-08 | 2007-06-13 | 한국전자통신연구원 | 터보부호 ｏｆｄｍ 시스템용 반복적 잔류 주파수 위상 보정장치 및 그 방법 |
| WO2007066984A1 (en) * | 2005-12-08 | 2007-06-14 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Apparatus and method for correcting iterative residual frequency and phase in turbo coded ofdm system |
| US7801250B2 (en) * | 2006-05-24 | 2010-09-21 | General Dynamics Advanced Information Systems, Inc. | Low latency analog QAM coherent demodulation algorithm |
| JP4854610B2 (ja) * | 2007-07-05 | 2012-01-18 | パナソニック株式会社 | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| US20100074346A1 (en) * | 2008-09-22 | 2010-03-25 | Acorn Technologies, Inc. | Channel estimation in ofdm receivers |
| US9762414B2 (en) | 2009-02-04 | 2017-09-12 | Acorn Technologies, Inc. | Least squares channel identification for OFDM Systems |
| US8761274B2 (en) * | 2009-02-04 | 2014-06-24 | Acorn Technologies, Inc. | Least squares channel identification for OFDM systems |
| CN103283282B (zh) * | 2010-12-27 | 2016-07-06 | 日本电气株式会社 | 移动电话终端及其通信状态转移方法 |
| US8903001B2 (en) | 2011-11-10 | 2014-12-02 | Marvell World Trade Ltd. | Channel estimation with decision feedback |
| US8824527B2 (en) | 2011-11-15 | 2014-09-02 | Acorn Technologies, Inc. | OFDM receiver with time domain channel estimation |
| US9350587B1 (en) | 2012-11-30 | 2016-05-24 | Marvell International Ltd. | System and method for timing error estimation |
| US9031123B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-05-12 | Acorn Technologies, Inc. | Communication system and method using subspace interference cancellation |
| US8897353B2 (en) | 2013-03-15 | 2014-11-25 | Acorn Technologies, Inc. | Block time domain channel estimation in OFDM system |
| US9154337B2 (en) | 2013-03-15 | 2015-10-06 | Acorn Technologies, Inc. | Non-linear time domain channel estimation in OFDM systems |
| US8804808B1 (en) | 2014-01-14 | 2014-08-12 | The Aerospace Corporation | Dynamic equalization systems and methods for use with a receiver for a multipath channel |
| US9628122B1 (en) | 2016-07-25 | 2017-04-18 | The Aerospace Corporation | Circuits and methods for reducing interference that spectrally overlaps a desired signal based on dynamic gain control and/or equalization |
| US10056675B1 (en) | 2017-08-10 | 2018-08-21 | The Aerospace Corporation | Systems and methods for reducing directional interference based on adaptive excision and beam repositioning |
| US11212015B2 (en) | 2020-05-19 | 2021-12-28 | The Aerospace Corporation | Interference suppression using machine learning |
| US11146422B1 (en) * | 2020-07-29 | 2021-10-12 | U-Blox Ag | Method and system for adjusting the bandwidth of a frequency domain smoothing filter for channel tracking loop in an OFDM communication system |
| US12092717B2 (en) * | 2020-12-15 | 2024-09-17 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Feedback secured wireless ranging |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2159540T3 (es) * | 1993-02-08 | 2001-10-16 | Koninkl Philips Electronics Nv | Receptor, con multiplexor de division ortogonal de frecuencia, con compensacion para retardos diferenciales. |
| US5802117A (en) * | 1996-02-08 | 1998-09-01 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for joint frequency offset and timing estimation of a multicarrier modulation system |
-
1997
- 1997-03-14 JP JP9061468A patent/JPH10257013A/ja active Pending
-
1998
- 1998-03-12 US US09/041,120 patent/US6219334B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1030488A3 (en) * | 1999-02-18 | 2002-08-14 | Nippon Telegraph and Telephone Corporation | Coherent detection system for multicarrier signals |
| US6608863B1 (en) | 1999-02-18 | 2003-08-19 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Coherent detection system for multicarrier modulation |
| US6754291B1 (en) | 1999-03-12 | 2004-06-22 | Nec Corp | Method and device of outputting demodulation result in soft-decision decoding and receiver |
| JP2001103032A (ja) * | 1999-07-23 | 2001-04-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ変復調回路 |
| JP2002232390A (ja) * | 2001-02-06 | 2002-08-16 | Fujitsu General Ltd | Ｏｆｄｍ復調装置 |
| JP2003032221A (ja) * | 2001-07-18 | 2003-01-31 | Japan Radio Co Ltd | 伝送路特性測定装置 |
| WO2005109712A1 (ja) * | 2004-05-07 | 2005-11-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Ofdm受信装置及びofdm受信方法 |
| US7519122B2 (en) | 2004-05-07 | 2009-04-14 | Panasonic Corporation | OFDM reception apparatus and OFDM reception method |
| JP2006014027A (ja) * | 2004-06-28 | 2006-01-12 | Sony Corp | 無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム |
| JP2010541362A (ja) * | 2007-09-25 | 2010-12-24 | トムソン ライセンシング | 多重搬送波受信機に使用する自己適応型周波数補間器 |
| US8699588B2 (en) | 2007-09-25 | 2014-04-15 | Thomson Licensing | Self-adaptive frequency interpolator for use in a multi-carrier receiver |
| JP2008295104A (ja) * | 2008-09-08 | 2008-12-04 | Kddi Corp | 伝送路特性推定装置、コンピュータプログラム |
| JP2011101297A (ja) * | 2009-11-09 | 2011-05-19 | Mitsubishi Electric Corp | Ｏｆｄｍ復調装置 |
Also Published As
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