JPH10257117A - 受信デジタル信号の搬送周波数と受信局部発振器の周波数との間の周波数差を推定する装置、および対応する受信機 - Google Patents
受信デジタル信号の搬送周波数と受信局部発振器の周波数との間の周波数差を推定する装置、および対応する受信機Info
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- JPH10257117A JPH10257117A JP9361291A JP36129197A JPH10257117A JP H10257117 A JPH10257117 A JP H10257117A JP 9361291 A JP9361291 A JP 9361291A JP 36129197 A JP36129197 A JP 36129197A JP H10257117 A JPH10257117 A JP H10257117A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信デジタル信号の搬送周波数と、この受信
信号の受信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数と
の間の周波数差を推定する装置であって、アルベルティ
のアルゴリズムよりも広い帯域内で動作し、妨害要素が
存在する場合に前記アルゴリズムよりも感応性が低い周
波数推定装置を提供する。 【解決手段】 受信デジタル信号の搬送周波数と、この
受信信号の受信機であって受信信号の直角復調を行う受
信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数との間の周
波数差を推定する装置であって、受信フィルタの帯域内
で受信したノイズのレベルを検出する手段（２７）と、
ベースバンド変換受信信号について離散フーリエ変換を
計算する手段（２１）と、受信フィルタの中心周波数の
両側で検出されるエネルギーを累計する手段（２３）
と、前記エネルギー帯域からノイズレベルを減じる手段
（３０、３１）と、周波数差の推定値（ε）を供給す
る、合計エネルギーを比較する手段（３２〜３６）とを
含む装置。
信号の受信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数と
の間の周波数差を推定する装置であって、アルベルティ
のアルゴリズムよりも広い帯域内で動作し、妨害要素が
存在する場合に前記アルゴリズムよりも感応性が低い周
波数推定装置を提供する。 【解決手段】 受信デジタル信号の搬送周波数と、この
受信信号の受信機であって受信信号の直角復調を行う受
信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数との間の周
波数差を推定する装置であって、受信フィルタの帯域内
で受信したノイズのレベルを検出する手段（２７）と、
ベースバンド変換受信信号について離散フーリエ変換を
計算する手段（２１）と、受信フィルタの中心周波数の
両側で検出されるエネルギーを累計する手段（２３）
と、前記エネルギー帯域からノイズレベルを減じる手段
（３０、３１）と、周波数差の推定値（ε）を供給す
る、合計エネルギーを比較する手段（３２〜３６）とを
含む装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明の分野はデジタル信号
の伝送の分野であり、より詳細には、受信機が受信する
デジタル信号の搬送周波数と、この受信機内に含まれ、
受信信号の復調あるいは少なくとも中間周波数への変換
に使用する局部発振器の出力信号の周波数との間の周波
数差を推定するための装置に関する。
の伝送の分野であり、より詳細には、受信機が受信する
デジタル信号の搬送周波数と、この受信機内に含まれ、
受信信号の復調あるいは少なくとも中間周波数への変換
に使用する局部発振器の出力信号の周波数との間の周波
数差を推定するための装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明は、ドップラ効果、衛星の偏流、
および周波数変換装置の不安定性により、受信信号の周
波数偏移が生じる、衛星による信号伝送に特に適用され
る。衛星から信号を受信する地上局のレベルでは、受信
信号のベースバンド変換後、コンステレーション（cons
tellation）の回転が観察され、そのためアイダイアグ
ラムが最も開く時点においては受信信号を標本化するこ
とができない。
および周波数変換装置の不安定性により、受信信号の周
波数偏移が生じる、衛星による信号伝送に特に適用され
る。衛星から信号を受信する地上局のレベルでは、受信
信号のベースバンド変換後、コンステレーション（cons
tellation）の回転が観察され、そのためアイダイアグ
ラムが最も開く時点においては受信信号を標本化するこ
とができない。
【０００３】図１は、受信デジタル信号の搬送周波数と
受信局部発振器の周波数との間に存在する周波数差の推
定装置を含む既知のデジタル信号受信機の概略図であ
る。
受信局部発振器の周波数との間に存在する周波数差の推
定装置を含む既知のデジタル信号受信機の概略図であ
る。
【０００４】図１の受信機は、受信信号ＳＲが印加され
る直接変換直角復調装置を含む。より正確には、信号Ｓ
Ｒは、局部発振器１２から二つの復調信号をさらに受信
する二つの混合器１０、１１に印加され、うち一つ（１
０）は９０°移相器１３を介して受信する。混合器１０
および１１は、通常ナイキスト根通過域フィルタ（複合
ナイキストフィルタ）である受信フィルタ１６、１７が
続く二つのアナログ−デジタル変換装置（ＣＡＮ）１
４、１５にベースバンド信号を供給する。フィルタ１６
および１７は、変調信号ＳＲの帯域外の隣接するチャネ
ルの阻止を行い、変調信号ＳＲの位相成分および直角成
分をそれぞれ表わす列ＩおよびＱを供給する。各受信記
号はＫ個の標本（Ｋはたとえば４に等しい）に符号化さ
れる。列ＩおよびＱは、信号ＳＲと局部発振器１２の出
力信号との間の周波数差を決定するための推定装置１８
に印加される。この周波数差はεで示してあり、周波数
の自動制御を行うために局部発振器１２に印加される。
る直接変換直角復調装置を含む。より正確には、信号Ｓ
Ｒは、局部発振器１２から二つの復調信号をさらに受信
する二つの混合器１０、１１に印加され、うち一つ（１
０）は９０°移相器１３を介して受信する。混合器１０
および１１は、通常ナイキスト根通過域フィルタ（複合
ナイキストフィルタ）である受信フィルタ１６、１７が
続く二つのアナログ−デジタル変換装置（ＣＡＮ）１
４、１５にベースバンド信号を供給する。フィルタ１６
および１７は、変調信号ＳＲの帯域外の隣接するチャネ
ルの阻止を行い、変調信号ＳＲの位相成分および直角成
分をそれぞれ表わす列ＩおよびＱを供給する。各受信記
号はＫ個の標本（Ｋはたとえば４に等しい）に符号化さ
れる。列ＩおよびＱは、信号ＳＲと局部発振器１２の出
力信号との間の周波数差を決定するための推定装置１８
に印加される。この周波数差はεで示してあり、周波数
の自動制御を行うために局部発振器１２に印加される。
【０００５】推定装置１８は通常、アルベルティのアル
ゴリズムに従って動作する。このアルゴリズムの欠点
は、Ｄｓを記号伝送速度とする時、妨害要素が存在する
場合、Ｄｓ／４を超える周波数偏移ではこのアルゴリズ
ムが動作しないことである。これらの妨害要素は、衛星
による送信では、復調チャネルに隣接するチャネルで構
成される。これら隣接するチャネルのうちの一つが受信
フィルタの帯域内で±Ｄｓ／２に入ると直ちに推定装置
１８はこの隣接するチャネルに固定され、周波数差が測
定できなくなる。その結果、求める信号がなくなる。
ゴリズムに従って動作する。このアルゴリズムの欠点
は、Ｄｓを記号伝送速度とする時、妨害要素が存在する
場合、Ｄｓ／４を超える周波数偏移ではこのアルゴリズ
ムが動作しないことである。これらの妨害要素は、衛星
による送信では、復調チャネルに隣接するチャネルで構
成される。これら隣接するチャネルのうちの一つが受信
フィルタの帯域内で±Ｄｓ／２に入ると直ちに推定装置
１８はこの隣接するチャネルに固定され、周波数差が測
定できなくなる。その結果、求める信号がなくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明はこれらの欠点
を解消することをとくに目的とする。
を解消することをとくに目的とする。
【０００７】より詳細には、本発明の諸目的のうちの一
つは、受信デジタル信号の搬送周波数と、この受信信号
の受信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数との間
の周波数差を推定する装置であって、アルベルティのア
ルゴリズムよりも広い帯域内で動作し、妨害要素が存在
する場合このアルゴリズムよりも感応性が低い周波数推
定装置を提供することである。
つは、受信デジタル信号の搬送周波数と、この受信信号
の受信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数との間
の周波数差を推定する装置であって、アルベルティのア
ルゴリズムよりも広い帯域内で動作し、妨害要素が存在
する場合このアルゴリズムよりも感応性が低い周波数推
定装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的ならびに以下で
明らかになる他の目的は、受信デジタル信号の搬送周波
数と、この受信信号の直角復調を行うこの受信信号の受
信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数との間の周
波数差を推定する装置であって、 − 受信フィルタの帯域内で受信したノイズのレベルを
検出する手段と、 − ベースバンド変換受信信号について離散フーリエ変
換を計算する手段と、 − 受信フィルタの中心周波数の両側で検出されるエネ
ルギーを累計する手段と、 − 前記エネルギー帯域からノイズレベルを減じる手段
と、 − 周波数差の推定値を供給する、合計エネルギーを比
較する手段とを含む装置により達成される。
明らかになる他の目的は、受信デジタル信号の搬送周波
数と、この受信信号の直角復調を行うこの受信信号の受
信機内に含まれる局部発振器の信号の周波数との間の周
波数差を推定する装置であって、 − 受信フィルタの帯域内で受信したノイズのレベルを
検出する手段と、 − ベースバンド変換受信信号について離散フーリエ変
換を計算する手段と、 − 受信フィルタの中心周波数の両側で検出されるエネ
ルギーを累計する手段と、 − 前記エネルギー帯域からノイズレベルを減じる手段
と、 − 周波数差の推定値を供給する、合計エネルギーを比
較する手段とを含む装置により達成される。
【０００９】このような推定装置は、妨害要素がない場
合、Ｄｓ／２未満の周波数偏移について動作するという
長所を有する。
合、Ｄｓ／２未満の周波数偏移について動作するという
長所を有する。
【００１０】比較する手段は合計エネルギーの比を計算
する手段であると有利である。
する手段であると有利である。
【００１１】本発明の装置は、Ｄｓを記号伝送速度とす
る時、Ｄｓ／４より大きい周波数偏移を検出する手段を
含むことが好ましい。
る時、Ｄｓ／４より大きい周波数偏移を検出する手段を
含むことが好ましい。
【００１２】このＤｓ／４より大きい周波数偏移を検出
する手段は、計算する手段によって得られるスペクトル
の中央点（ｐｍ）のエネルギーレベルを、このスペクト
ルの−３ｄＢにおけるエネルギーレベルの直前に位置す
る二つの点のエネルギーレベルと比較し、二つのエネル
ギーレベルのうちの一つが中央点のエネルギーレベルよ
りも大きくなった時、前記局部発振器の周波数の±Ｄｓ
／４の偏移を発生させると有利である。
する手段は、計算する手段によって得られるスペクトル
の中央点（ｐｍ）のエネルギーレベルを、このスペクト
ルの−３ｄＢにおけるエネルギーレベルの直前に位置す
る二つの点のエネルギーレベルと比較し、二つのエネル
ギーレベルのうちの一つが中央点のエネルギーレベルよ
りも大きくなった時、前記局部発振器の周波数の±Ｄｓ
／４の偏移を発生させると有利である。
【００１３】本発明は、このような推定装置を含むデジ
タル信号の受信機にも関する。
タル信号の受信機にも関する。
【００１４】本発明の他の特徴および長所は、非限定的
な例として示した好ましい実施形態についての説明およ
び添付の図面を読むことにより明らかになろう。
な例として示した好ましい実施形態についての説明およ
び添付の図面を読むことにより明らかになろう。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は、先行技術を参照して前記
において説明した。
において説明した。
【００１６】図２は、本発明による周波数差の推定装置
の概略図である。
の概略図である。
【００１７】ベースバンドの列ＩおよびＱは、場合によ
って係数Ｍで受信ビットをデシメートする任意デシメー
タ２０に印加される。このデシメータ２０を使用するか
どうかは、多通信速度受信機の機能による。デシメータ
２０の出力部では、記号あたり少なくとも四つの標本が
利用可能である。デシメートされた列は、Ｎ個の点につ
いて離散フーリエ変換を計算する手段２１（ＦＦＴは高
速フーリエ変換を意味する）に印加され、計算したＦＦ
Ｔの点の振幅ＸｋおよびＹｋを示す信号を供給する。こ
れらの信号は、振幅ＸｋおよびＹｋの平方係数を計算す
る装置２２に印加される。したがって装置２２は出力側
に、Ｘk 2＋Ｙk 2の値のベクトルを供給する。これらのベ
クトルはそれぞれ、Ｎ個のＦＦＴの点から成る。Ｌ個の
連続するベクトルは、シフトユニット２４と協働する加
算器２３内で累計される。この加算は、スペクトルの平
滑化を行うこと、および、そうすることにより別々に採
ったＮ個のＦＦＴ点の分散を軽減することを目的とす
る。
って係数Ｍで受信ビットをデシメートする任意デシメー
タ２０に印加される。このデシメータ２０を使用するか
どうかは、多通信速度受信機の機能による。デシメータ
２０の出力部では、記号あたり少なくとも四つの標本が
利用可能である。デシメートされた列は、Ｎ個の点につ
いて離散フーリエ変換を計算する手段２１（ＦＦＴは高
速フーリエ変換を意味する）に印加され、計算したＦＦ
Ｔの点の振幅ＸｋおよびＹｋを示す信号を供給する。こ
れらの信号は、振幅ＸｋおよびＹｋの平方係数を計算す
る装置２２に印加される。したがって装置２２は出力側
に、Ｘk 2＋Ｙk 2の値のベクトルを供給する。これらのベ
クトルはそれぞれ、Ｎ個のＦＦＴの点から成る。Ｌ個の
連続するベクトルは、シフトユニット２４と協働する加
算器２３内で累計される。この加算は、スペクトルの平
滑化を行うこと、および、そうすることにより別々に採
ったＮ個のＦＦＴ点の分散を軽減することを目的とす
る。
【００１８】図３は、ＦＦＴのＬ＝１０００個のベクト
ルについての平滑後に得られるＮ＝１６点のＦＦＴの上
のスペクトルを示す図である。Ｅｂ／Ｎｏ比は３に等し
く、周波数偏移はＤｓ／２に等しい（隣接するチャネル
の帯域の半分が受信フィルタの帯域内に入ることから、
最も好ましいケースである）。検出されるエネルギーを
Ｅとする。この周波数差のためスペクトルの非対称性が
みられる。
ルについての平滑後に得られるＮ＝１６点のＦＦＴの上
のスペクトルを示す図である。Ｅｂ／Ｎｏ比は３に等し
く、周波数偏移はＤｓ／２に等しい（隣接するチャネル
の帯域の半分が受信フィルタの帯域内に入ることから、
最も好ましいケースである）。検出されるエネルギーを
Ｅとする。この周波数差のためスペクトルの非対称性が
みられる。
【００１９】前記の周波数差を推定するために、本発明
は、後記に記述するように、受信フィルタ１６および１
７（図１）の中心周波数の両側で検出されるエネルギー
から、受信スペクトル内に存在するノイズのレベルを差
し引いた後、これらのエネルギーを比較することを提案
する。
は、後記に記述するように、受信フィルタ１６および１
７（図１）の中心周波数の両側で検出されるエネルギー
から、受信スペクトル内に存在するノイズのレベルを差
し引いた後、これらのエネルギーを比較することを提案
する。
【００２０】累計されたＬ個のベクトルは、四つのモジ
ュール２６〜２９へのスペクトルの種々の点のスイッチ
ングを行うデマルチプレクサ２５に供給される。
ュール２６〜２９へのスペクトルの種々の点のスイッチ
ングを行うデマルチプレクサ２５に供給される。
【００２１】モジュール２６は、図３のスペクトルの低
帯域内に含まれるエネルギー、たとえば、ｂ1をスペク
トルの中心からある距離のところにある点とする時、点
０と点ｂ1−１との間に含まれるエネルギーを計算す
る。より詳細には、モジュール２６は以下の値を計算す
る。
帯域内に含まれるエネルギー、たとえば、ｂ1をスペク
トルの中心からある距離のところにある点とする時、点
０と点ｂ1−１との間に含まれるエネルギーを計算す
る。より詳細には、モジュール２６は以下の値を計算す
る。
【００２２】
【数１】
【００２３】この時、Ｅiを０とｂ1−１との間に含まれ
る点のエネルギーとする。
る点のエネルギーとする。
【００２４】反対にモジュール２８は、図３のスペクト
ルの高帯域内に含まれるエネルギー、たとえば、ｂ2を
スペクトルの中心から点ｂ1と同じ距離のところにある
点とする時、点ｂ2＋１と点Ｎ−１との間に含まれるエ
ネルギーを計算する。より詳細には、モジュール２８は
以下の値を計算する。
ルの高帯域内に含まれるエネルギー、たとえば、ｂ2を
スペクトルの中心から点ｂ1と同じ距離のところにある
点とする時、点ｂ2＋１と点Ｎ−１との間に含まれるエ
ネルギーを計算する。より詳細には、モジュール２８は
以下の値を計算する。
【００２５】
【数２】
【００２６】この時、Ｅiをｂ2＋１とＮ−１との間に含
まれる点のエネルギーとする。
まれる点のエネルギーとする。
【００２７】モジュール２７は、ノイズレベルに関する
情報を供給するために、点ｂ1およびｂ2の最小値を計算
する。図３では、点ｂ2はより高エネルギーレベルにあ
るため、このノイズレベルは点ｂ1によって与えられ
る。一般的に、中心周波数からおよそ±Ｄｓ／５のとこ
ろに位置するスペクトルの点を比較することにより、ノ
イズを推定する。点ｂ1およびｂ2は以下の関係式により
得ることができる。
情報を供給するために、点ｂ1およびｂ2の最小値を計算
する。図３では、点ｂ2はより高エネルギーレベルにあ
るため、このノイズレベルは点ｂ1によって与えられ
る。一般的に、中心周波数からおよそ±Ｄｓ／５のとこ
ろに位置するスペクトルの点を比較することにより、ノ
イズを推定する。点ｂ1およびｂ2は以下の関係式により
得ることができる。
【００２８】
【数３】
【００２９】ｎの値は、受信で使用されるナイキストフ
ィルタのロールオフに依存する。通常、そのようなロー
ルオフは０．３または０．４程度であり、ｎの値は５で
ある。
ィルタのロールオフに依存する。通常、そのようなロー
ルオフは０．３または０．４程度であり、ｎの値は５で
ある。
【００３０】モジュール２６と２８から出されるエネル
ギーのレベルから、モジュール２７によって与えられる
ノイズレベルを減ずるために減算手段３０、３１が設け
られる。したがってこれら減算手段３０、３１の出力部
では、図３において斜線で示した合計エネルギーレベル
が得られる。このようにして、受信フィルタの帯域内で
回収される可変ノイズレベルから解放される。
ギーのレベルから、モジュール２７によって与えられる
ノイズレベルを減ずるために減算手段３０、３１が設け
られる。したがってこれら減算手段３０、３１の出力部
では、図３において斜線で示した合計エネルギーレベル
が得られる。このようにして、受信フィルタの帯域内で
回収される可変ノイズレベルから解放される。
【００３１】これらの合計エネルギーレベルの差は判定
すべき周波数差に比例することから、本発明は、次にこ
れらの合計エネルギーレベルを比較することを提案す
る。この比較はたとえば以下に説明するようにして行う
ことができる。
すべき周波数差に比例することから、本発明は、次にこ
れらの合計エネルギーレベルを比較することを提案す
る。この比較はたとえば以下に説明するようにして行う
ことができる。
【００３２】減算手段３０、３１から出される合計エネ
ルギーは、対数変換装置３４、３５が続く絶対値回路３
２、３３に印加される。対数回路３４、３５の出力は、
推定εを供給する減算器３６に印加される。
ルギーは、対数変換装置３４、３５が続く絶対値回路３
２、３３に印加される。対数回路３４、３５の出力は、
推定εを供給する減算器３６に印加される。
【００３３】次に、各推定εについて、受信機の局部発
振器１２に行わせるべき周波数偏移を供給する変換表
に、推定値εが供給される（図１）。次に、万一残留周
波数偏移がある場合、加える補正をより細密に決めるこ
とができる別のアルゴリズムを用いて、この偏移が補正
される。
振器１２に行わせるべき周波数偏移を供給する変換表
に、推定値εが供給される（図１）。次に、万一残留周
波数偏移がある場合、加える補正をより細密に決めるこ
とができる別のアルゴリズムを用いて、この偏移が補正
される。
【００３４】図４は、Ｎ＝１６点かつＬ＝１０００につ
いて、記号時間に規格化した周波数差、すなわち妨害要
素がない場合のΔＦ＊Ｔｓに応じた推定εの変化を示す
図である。
いて、記号時間に規格化した周波数差、すなわち妨害要
素がない場合のΔＦ＊Ｔｓに応じた推定εの変化を示す
図である。
【００３５】−０．５から＋０．５の間に含まれ間隔
［−Ｄｓ／２、＋Ｄｓ／２］に対応する範囲内では、Ｅ
ｂ／Ｎｏ比の変化にかかわらずこの特性曲線４０は変化
しないことがわかる。
［−Ｄｓ／２、＋Ｄｓ／２］に対応する範囲内では、Ｅ
ｂ／Ｎｏ比の変化にかかわらずこの特性曲線４０は変化
しないことがわかる。
【００３６】したがって、ここまで記述した本発明によ
る装置は、±Ｄｓ／２に含まれる周波数偏移について、
すなわちアルベルティのアルゴリズムの二倍の範囲で動
作する。
る装置は、±Ｄｓ／２に含まれる周波数偏移について、
すなわちアルベルティのアルゴリズムの二倍の範囲で動
作する。
【００３７】図５は、復調チャネルのレベルを超える１
３ｄＢの両側に位置する隣接する二つのチャネル（強い
妨害要素）がある場合の推定εの変化を示す図である。
比較のため、図４の特徴（隣接するチャネルがない）に
対応する特性曲線４０も図示してある。特性曲線５０、
５１および５２は、それぞれ３、５および１０に等しい
Ｅｂ／Ｎｏについて、前記の隣接するチャネルがある場
合に得られる。これらの特性曲線は全て、Ｎ＝１６かつ
Ｌ＝１０００の場合に得られる。
３ｄＢの両側に位置する隣接する二つのチャネル（強い
妨害要素）がある場合の推定εの変化を示す図である。
比較のため、図４の特徴（隣接するチャネルがない）に
対応する特性曲線４０も図示してある。特性曲線５０、
５１および５２は、それぞれ３、５および１０に等しい
Ｅｂ／Ｎｏについて、前記の隣接するチャネルがある場
合に得られる。これらの特性曲線は全て、Ｎ＝１６かつ
Ｌ＝１０００の場合に得られる。
【００３８】Ｄｓ／４未満（ΔＦ＊Ｔｓが±０．２５に
含まれる）の偏移の場合、妨害要素のレベルの如何にか
かわらず、推定εは低いことがわかる。反対に、周波数
差ΔＦ＊Ｔｓがその限度を超えるとただちに推定値εの
きわめて明確な発散（勾配の符号の急な変化）が得られ
る。その結果、実行すべき周波数補正が曖昧になる。
含まれる）の偏移の場合、妨害要素のレベルの如何にか
かわらず、推定εは低いことがわかる。反対に、周波数
差ΔＦ＊Ｔｓがその限度を超えるとただちに推定値εの
きわめて明確な発散（勾配の符号の急な変化）が得られ
る。その結果、実行すべき周波数補正が曖昧になる。
【００３９】この欠点を解消するために、本発明は、記
号時間ΔＦ＊Ｔｓに規格化した周波数差がＤｓ／４より
大きいことを検出することを提案する。このためモジュ
ール２９は、図３のエネルギーレベルｂ3およびｂ4を、
当該帯域内で受信したスペクトルの中心点ｐｍと比較す
る。この中心点ｐｍは、等級０のＦＦＴについて得られ
る点である。この点は、Ｄｓ／２の周波数偏移について
最大レベルから３ｄＢ手前に位置する。点ｂ3およびｂ4
は通常、Ｎ／２±２のところに位置する。実際には、点
ｂ3およびｂ4は、±Ｄｓ／２に対応するスペクトルの点
であり、−３ｄＢのエネルギーレベルの手前側に位置す
るスペクトルの最初の点である。
号時間ΔＦ＊Ｔｓに規格化した周波数差がＤｓ／４より
大きいことを検出することを提案する。このためモジュ
ール２９は、図３のエネルギーレベルｂ3およびｂ4を、
当該帯域内で受信したスペクトルの中心点ｐｍと比較す
る。この中心点ｐｍは、等級０のＦＦＴについて得られ
る点である。この点は、Ｄｓ／２の周波数偏移について
最大レベルから３ｄＢ手前に位置する。点ｂ3およびｂ4
は通常、Ｎ／２±２のところに位置する。実際には、点
ｂ3およびｂ4は、±Ｄｓ／２に対応するスペクトルの点
であり、−３ｄＢのエネルギーレベルの手前側に位置す
るスペクトルの最初の点である。
【００４０】モジュール２９は、点ｂ3のエネルギーレ
ベルが点ｐｍのエネルギーレベルよりも高い場合には、
受信機の局部発振器に対し＋Ｄｓ／４の偏移を命じ、点
ｂ4のエネルギーレベルが点ｐｍのエネルギーレベルよ
りも高い場合には、−Ｄｓ／４の偏移を命じる。実際、
これらの二つの点のうちの一つがｐｍより高いエネルギ
ーを有する場合、それは、隣接する妨害要素のエネルギ
ーの一部分がナイキストフィルタの帯域内に位置するこ
とおよびＤｓ／４以上の値だけ分析が偏移することを意
味する。したがって、この±Ｄｓ／４の偏移により、付
与すべき唯一の周波数偏移ΔＦ＊Ｔｓ（一義的特性曲
線）しか推定値εに対応しない帯域内にスペクトルの中
心を再度置くことができる。したがってモジュール２９
は、Ｄｓ／４よりも大きい周波数偏移を検出する手段を
構成する。
ベルが点ｐｍのエネルギーレベルよりも高い場合には、
受信機の局部発振器に対し＋Ｄｓ／４の偏移を命じ、点
ｂ4のエネルギーレベルが点ｐｍのエネルギーレベルよ
りも高い場合には、−Ｄｓ／４の偏移を命じる。実際、
これらの二つの点のうちの一つがｐｍより高いエネルギ
ーを有する場合、それは、隣接する妨害要素のエネルギ
ーの一部分がナイキストフィルタの帯域内に位置するこ
とおよびＤｓ／４以上の値だけ分析が偏移することを意
味する。したがって、この±Ｄｓ／４の偏移により、付
与すべき唯一の周波数偏移ΔＦ＊Ｔｓ（一義的特性曲
線）しか推定値εに対応しない帯域内にスペクトルの中
心を再度置くことができる。したがってモジュール２９
は、Ｄｓ／４よりも大きい周波数偏移を検出する手段を
構成する。
【００４１】受信デジタル信号の搬送周波数と局部発振
器信号の周波数との間に存在する周波数偏移に応じて、
Ｌ個のベクトルの単数または複数の累計を連続して行う
ことができる。
器信号の周波数との間に存在する周波数偏移に応じて、
Ｌ個のベクトルの単数または複数の累計を連続して行う
ことができる。
【００４２】− 妨害要素がない場合、あるいは±Ｄｓ
／４より小さい偏移に関しては、Ｌ個のベクトルの累計
の後、収束がただちに得られる。
／４より小さい偏移に関しては、Ｌ個のベクトルの累計
の後、収束がただちに得られる。
【００４３】− ±Ｄｓ／４より大きい偏移があり妨害
要素がある場合、Ｌ個のベクトルについて二つの連続す
る累計、すなわち、±Ｄｓ／４の偏移分スペクトルを再
位置決めするための第一の累計と、信頼性のある推定値
εが得られるようにするための第二の累計とが必要であ
る。
要素がある場合、Ｌ個のベクトルについて二つの連続す
る累計、すなわち、±Ｄｓ／４の偏移分スペクトルを再
位置決めするための第一の累計と、信頼性のある推定値
εが得られるようにするための第二の累計とが必要であ
る。
【００４４】本発明の推定装置は、一記号あたり少なく
とも四つの標本を使用する変調で動作する伝送システム
に適用することができる。本装置は、衛星により送信さ
れるデータの受信およびＡＳＩＣレイアウトにとくに適
する。
とも四つの標本を使用する変調で動作する伝送システム
に適用することができる。本装置は、衛星により送信さ
れるデータの受信およびＡＳＩＣレイアウトにとくに適
する。
【図１】受信デジタル信号の搬送周波数と受信局部発振
器の周波数との間に存在する周波数差の推定装置を含む
既知のデジタル信号受信機の概略図である。
器の周波数との間に存在する周波数差の推定装置を含む
既知のデジタル信号受信機の概略図である。
【図２】本発明によるそのような周波数差の推定装置の
概略図である。
概略図である。
【図３】受信信号上で行われる連続するＦＦＴのＬ＝１
０００ベクトルについての平滑後に得られるＮ＝１６点
のＦＦＴの上のスペクトルを示す図である。
０００ベクトルについての平滑後に得られるＮ＝１６点
のＦＦＴの上のスペクトルを示す図である。
【図４】Ｎ＝１６点かつＬ＝１０００について、記号時
間に規格化した周波数差、すなわち妨害要素がない場合
のΔＦ＊Ｔｓに応じた推定値εの変化を示す図である。
間に規格化した周波数差、すなわち妨害要素がない場合
のΔＦ＊Ｔｓに応じた推定値εの変化を示す図である。
【図５】復調チャネルのレベルを超える１３ｄＢの両側
に位置する隣接する二つのチャネルで構成される妨害要
素がある場合のΔＦ＊Ｔｓに応じたこの推定値εの変化
を示す図である。
に位置する隣接する二つのチャネルで構成される妨害要
素がある場合のΔＦ＊Ｔｓに応じたこの推定値εの変化
を示す図である。
【符号の説明】 １０、１１ 混合器 １２ 局部発振器 １３ ９０°移相器 １４、１５ アナログ−デジタル変換装置 １６、１７ フィルタ １８ 推定装置 ２０ 任意デシメータ ２１ 離散フーリエ変換を計算する手段 ２２ 平方係数計算装置 ２３ 加算器 ２４ シフトユニット ２５ デマルチプレクサ ２６、２７、２８、２９ モジュール ３０、３１ 減算手段 ３２、３３ 絶対値回路 ３４、３５ 対数変換装置 ３６ 減算器 Ｉ、Ｑ ベースバンド ｐｍ スペクトルの中央点 ＳＲ 受信信号 Ｘｋ、Ｙｋ 振幅 ε 推定値
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アブデルクリム・フエラード フランス国、93300・オーベルビリエ、リ ユ・アンドレ・カルマン・バテイモン・シ ー・１
Claims (5)
- 【請求項１】 受信デジタル信号の搬送周波数と、この
受信信号の直角復調を行うこの受信信号の受信機内に含
まれる局部発振器の信号の周波数との間の周波数差を推
定する装置であって、 受信フィルタ（１６、１７）の帯域内で受信したノイズ
のレベルを検出する手段（２７）と、 ベースバンド（Ｉ、Ｑ）変換受信信号（ＳＲ）について
離散フーリエ変換を計算する手段（２１）と、 前記受信フィルタ（１６、１７）の中心周波数の両側で
検出されるエネルギーを累計する手段（２３）と、 前記エネルギー帯域から前記ノイズレベルを減じる手段
（３０、３１）と、 前記周波数差の推定値（ε）を供給する、合計エネルギ
ーを比較する手段（３２〜３６）とを含む装置。 - 【請求項２】 比較する手段（３２〜３６）が合計エネ
ルギーの比を計算する手段であることを特徴とする請求
項１に記載の装置。 - 【請求項３】 Ｄｓを記号伝送速度とする時、Ｄｓ／４
より大きい周波数偏移を検出する手段（２９）をさらに
含むことを特徴とする請求項１または２に記載の装置。 - 【請求項４】 Ｄｓ／４より大きい周波数偏移を検出す
る前記手段（２９）が、前記の計算する手段（２１）に
よって得られるスペクトルの中央点（ｐｍ）のエネルギ
ーレベルを、前記スペクトルの−３ｄＢにおけるエネル
ギーレベルの直前に位置する二つの点（ｂ3、ｂ4）のエ
ネルギーレベルと比較し、前記二つのエネルギーレベル
（ｂ3、ｂ4）のうちの一つが前記中央点（ｐｍ）のエネ
ルギーレベルよりも大きくなった時、前記局部発振器
（１２）の周波数の±Ｄｓ／４の偏移を発生させること
を特徴とする請求項３に記載の装置。 - 【請求項５】 請求項１から４のいずれか一項に記載の
装置を含むことを特徴とするデジタル信号の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9616195A FR2758038B1 (fr) | 1996-12-30 | 1996-12-30 | Dispositif d'estimation de l'ecart de frequence existant entre la frequence porteuse d'un signal numerique et la frequence d'un oscillateur local de reception, et recepteur correspondant |
| FR9616195 | 1996-12-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10257117A true JPH10257117A (ja) | 1998-09-25 |
Family
ID=9499283
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9361291A Pending JPH10257117A (ja) | 1996-12-30 | 1997-12-26 | 受信デジタル信号の搬送周波数と受信局部発振器の周波数との間の周波数差を推定する装置、および対応する受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6181750B1 (ja) |
| EP (1) | EP0851573B1 (ja) |
| JP (1) | JPH10257117A (ja) |
| CN (1) | CN1129239C (ja) |
| DE (1) | DE69710568T2 (ja) |
| FR (1) | FR2758038B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6693978B1 (en) | 1997-06-06 | 2004-02-17 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Carrier reproducing circuit |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10032822A1 (de) * | 2000-07-06 | 2002-01-24 | Siemens Ag | Vorrichtung zur Erzeugung eines Oszillatorsignals |
| US7110931B2 (en) * | 2001-03-12 | 2006-09-19 | Pulse Engineering, Inc. | Advanced electronic signal conditioning assembly and method |
| JP2004040367A (ja) | 2002-07-02 | 2004-02-05 | Pioneer Electronic Corp | 隣接妨害波除去機能付き受信機 |
| CN101039125B (zh) * | 2006-03-16 | 2013-03-13 | 湖北众友科技实业股份有限公司 | 用于td-scdma终端测试的频率偏差测量的方法和装置 |
| JP4768019B2 (ja) * | 2006-06-28 | 2011-09-07 | パナソニック株式会社 | 隣接チャンネル妨害検出装置、隣接チャンネル妨害検出方法、および集積回路 |
| CN112964929A (zh) * | 2021-01-14 | 2021-06-15 | 中国空气动力研究与发展中心设备设计与测试技术研究所 | 含噪多频衰减信号参数估计新算法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2526931B2 (ja) * | 1987-10-22 | 1996-08-21 | 国際電信電話株式会社 | Ｐｓｋ信号復調装置 |
| JPH03188738A (ja) * | 1989-12-19 | 1991-08-16 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | Ｐｓｋ信号復調方式及び装置 |
| US5103431A (en) * | 1990-12-31 | 1992-04-07 | Gte Government Systems Corporation | Apparatus for detecting sonar signals embedded in noise |
| US5272446A (en) * | 1991-11-29 | 1993-12-21 | Comsat | Digitally implemented fast frequency estimator/demodulator for low bit rate maritime and mobile data communications without the use of an acquisition preamble |
| US5995483A (en) * | 1996-08-22 | 1999-11-30 | Tellabs Operations, Inc. | Apparatus and method for upstream clock synchronization in a multi-point OFDM/DMT digital communication system |
-
1996
- 1996-12-30 FR FR9616195A patent/FR2758038B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-12-23 DE DE69710568T patent/DE69710568T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-23 EP EP97403134A patent/EP0851573B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-26 JP JP9361291A patent/JPH10257117A/ja active Pending
- 1997-12-29 US US08/998,811 patent/US6181750B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-30 CN CN97126410.4A patent/CN1129239C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6693978B1 (en) | 1997-06-06 | 2004-02-17 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Carrier reproducing circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1189023A (zh) | 1998-07-29 |
| DE69710568T2 (de) | 2002-10-10 |
| EP0851573B1 (fr) | 2002-02-20 |
| US6181750B1 (en) | 2001-01-30 |
| EP0851573A1 (fr) | 1998-07-01 |
| FR2758038B1 (fr) | 1999-01-29 |
| FR2758038A1 (fr) | 1998-07-03 |
| DE69710568D1 (de) | 2002-03-28 |
| CN1129239C (zh) | 2003-11-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |