JPH10257784A - メインスイッチ制御の改良された電力変換器及び三レベルまたはそれ以上の電圧レベルを有する電力変換器への適用 - Google Patents
メインスイッチ制御の改良された電力変換器及び三レベルまたはそれ以上の電圧レベルを有する電力変換器への適用Info
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- JPH10257784A JPH10257784A JP9360761A JP36076197A JPH10257784A JP H10257784 A JPH10257784 A JP H10257784A JP 9360761 A JP9360761 A JP 9360761A JP 36076197 A JP36076197 A JP 36076197A JP H10257784 A JPH10257784 A JP H10257784A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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-
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 効率の高い電力変換器を提供する。
【解決手段】 出力（Ｓ）を正のレール（ＶＲ＋）また
は負のレール（ＶＲ−）に接続する二つのメインスイッ
チ（Ｓ１、Ｓ２）と、負荷（Ｌ）中の電流を維持する二
つのフリーホイールダイオード（Ｄ１、Ｄ２）と、二つ
の緩衝コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）と、中間電圧を供給す
る容量性電圧分割器（ＤＣ）の中点（Ｍ）と出力（Ｓ）
との間に接続される二つの補助スイッチ（Ｔ１、Ｔ２）
に直列の補助インダクタ（ＬＡ）を備えた補助回路（Ｃ
Ａ）とを備えている。補助インダクタ（ＬＡ）とコンデ
ンサ（Ｃ１、Ｃ２）との間の電流の振動を検出し、振動
電流の遮断を検出し、この遮断に応答して、メインスイ
ッチ（Ｓ１；Ｓ２）の導通を引き起こす手段（ＣＡＰ
１、ＣＡＰ２；ＣＣ１、ＣＣ２；ＤＣＭ）が設けられて
いる。
は負のレール（ＶＲ−）に接続する二つのメインスイッ
チ（Ｓ１、Ｓ２）と、負荷（Ｌ）中の電流を維持する二
つのフリーホイールダイオード（Ｄ１、Ｄ２）と、二つ
の緩衝コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）と、中間電圧を供給す
る容量性電圧分割器（ＤＣ）の中点（Ｍ）と出力（Ｓ）
との間に接続される二つの補助スイッチ（Ｔ１、Ｔ２）
に直列の補助インダクタ（ＬＡ）を備えた補助回路（Ｃ
Ａ）とを備えている。補助インダクタ（ＬＡ）とコンデ
ンサ（Ｃ１、Ｃ２）との間の電流の振動を検出し、振動
電流の遮断を検出し、この遮断に応答して、メインスイ
ッチ（Ｓ１；Ｓ２）の導通を引き起こす手段（ＣＡＰ
１、ＣＡＰ２；ＣＣ１、ＣＣ２；ＤＣＭ）が設けられて
いる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、いわゆるソフトス
イッチングタイプの電力変換器、特に、英国Sheffield
における16th Universities Power Engineering Confer
enceで発表されたG.A.Fisherの論文「High Power Trans
istor Inverters−Potential for Single Device Opera
tion at 1000 A and 800 V」と、IEEE Transactions on
Industry Applications，vol.29，No.2，1993年３／４
月で発表されたW.McMurrayの論文「Resonant Snubbers
with Auxiliary Switches」、及び特許文献ＷＯ９２／
０５６２５に記載されている電力変換器に関する。
イッチングタイプの電力変換器、特に、英国Sheffield
における16th Universities Power Engineering Confer
enceで発表されたG.A.Fisherの論文「High Power Trans
istor Inverters−Potential for Single Device Opera
tion at 1000 A and 800 V」と、IEEE Transactions on
Industry Applications，vol.29，No.2，1993年３／４
月で発表されたW.McMurrayの論文「Resonant Snubbers
with Auxiliary Switches」、及び特許文献ＷＯ９２／
０５６２５に記載されている電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は、上述の刊行物に記載されている
タイプの変換器のアームを示している。この変換器アー
ムは、正のレールＶＲ＋と負のレールＶＲ−との間に供
給される直流電圧源からたとえば、電動機のような、主
に誘導性の負荷Ｌに給電するためのものである。このア
ームは、主に以下のものを備えている。
タイプの変換器のアームを示している。この変換器アー
ムは、正のレールＶＲ＋と負のレールＶＲ−との間に供
給される直流電圧源からたとえば、電動機のような、主
に誘導性の負荷Ｌに給電するためのものである。このア
ームは、主に以下のものを備えている。
【０００３】負荷Ｌに通じる出力ＳをそれぞれレールＶ
Ｒ＋またはレールＶＲ−に接続し得るたとえばＩＧＢＴ
タイプの二つのメインスイッチＳ１及びＳ２。
Ｒ＋またはレールＶＲ−に接続し得るたとえばＩＧＢＴ
タイプの二つのメインスイッチＳ１及びＳ２。
【０００４】出力Ｓをそれぞれ正のレールＶＲ＋または
負のレールＶＲ−に接続させることによって、負荷Ｌ中
の電流を維持することを可能にする二つのフリーホイー
ルダイオードＤ１及びＤ２。
負のレールＶＲ−に接続させることによって、負荷Ｌ中
の電流を維持することを可能にする二つのフリーホイー
ルダイオードＤ１及びＤ２。
【０００５】それぞれ、出力Ｓと正のレールＶＲ＋の
間、出力Ｓと負のレールＶＲ−の間にある二つの緩衝コ
ンデンサ。
間、出力Ｓと負のレールＶＲ−の間にある二つの緩衝コ
ンデンサ。
【０００６】特に、互いに向かい合う二つの一方向伝導
型の補助スイッチＴ１及びＴ２、たとえばサイリスタあ
るいは機能的に等価の回路に直列の補助インダクタＬＡ
を備えた補助回路ＣＡ。この補助回路は、容量性電圧分
割器ＤＣの中点Ｍと出力Ｓとの間に接続されている。こ
の分割器は、この中点Ｍにおいて、公称上、正のレール
ＶＲ＋と負のレールＶＲ−の電圧に対する中間電圧を供
給し、正のレールＶＲ＋と負のレールＶＲ−との間で直
列に接続された二つの分割コンデンサＣＶ１とＣＶ２を
備えている。
型の補助スイッチＴ１及びＴ２、たとえばサイリスタあ
るいは機能的に等価の回路に直列の補助インダクタＬＡ
を備えた補助回路ＣＡ。この補助回路は、容量性電圧分
割器ＤＣの中点Ｍと出力Ｓとの間に接続されている。こ
の分割器は、この中点Ｍにおいて、公称上、正のレール
ＶＲ＋と負のレールＶＲ−の電圧に対する中間電圧を供
給し、正のレールＶＲ＋と負のレールＶＲ−との間で直
列に接続された二つの分割コンデンサＣＶ１とＣＶ２を
備えている。
【０００７】この回路において、構成要素Ｓ１、Ｄ１、
Ｃ１、Ｔ１、ＣＶ１は、それぞれ構成要素Ｓ２、Ｄ２、
Ｃ２、Ｔ２、ＣＶ２と対になる、すなわち、それらは同
じ電気特性を示す。制御回路（不図示）は、このアーム
を備えた変換器のさまざまな点における電圧及び電流を
測定し、適切なプログラムにしたがって、以下に述べる
要領でたとえばｅｃ１として図面では概略だけが示され
ている制御電極に対する作用によって、メインスイッチ
Ｓ１及びＳ２と補助スイッチＴ１及びＴ２のトリガを制
御する。
Ｃ１、Ｔ１、ＣＶ１は、それぞれ構成要素Ｓ２、Ｄ２、
Ｃ２、Ｔ２、ＣＶ２と対になる、すなわち、それらは同
じ電気特性を示す。制御回路（不図示）は、このアーム
を備えた変換器のさまざまな点における電圧及び電流を
測定し、適切なプログラムにしたがって、以下に述べる
要領でたとえばｅｃ１として図面では概略だけが示され
ている制御電極に対する作用によって、メインスイッチ
Ｓ１及びＳ２と補助スイッチＴ１及びＴ２のトリガを制
御する。
【０００８】直流−直流変換器の場合における回路の動
作を図示するために、図１のアームはチョッパとして機
能し、どのスイッチも非導通であり、電流ＩLが導通し
ているフリーホイールダイオードＤ２によって負荷Ｌに
維持されている状態から始まるものとする。この場合、
ダイオードＤ２のしきい値電圧を無視すれば、出力Ｓ
は、レールＶＲ−の電位に等しく、たとえば０ボルトで
ある。同一容量のコンデンサＣＶ１とＣＶ２は、中点Ｍ
が中間電圧＋Ｖ／２となるように、以下＋Ｖと呼ぶレー
ルＶＲ＋とレールＶＲ−の間に存在する電圧で充電され
る。
作を図示するために、図１のアームはチョッパとして機
能し、どのスイッチも非導通であり、電流ＩLが導通し
ているフリーホイールダイオードＤ２によって負荷Ｌに
維持されている状態から始まるものとする。この場合、
ダイオードＤ２のしきい値電圧を無視すれば、出力Ｓ
は、レールＶＲ−の電位に等しく、たとえば０ボルトで
ある。同一容量のコンデンサＣＶ１とＣＶ２は、中点Ｍ
が中間電圧＋Ｖ／２となるように、以下＋Ｖと呼ぶレー
ルＶＲ＋とレールＶＲ−の間に存在する電圧で充電され
る。
【０００９】回路の切換は、補助スイッチＴ１が制御回
路によってトリガされる第一段階から始まる。補助スイ
ッチは導通し、補助インダクタＬＡは＋Ｖ／２（Ｔ１の
しきい値を無視している）と０Ｖ（Ｄ２のしきい値を無
視している）との間で給電される。これを通る電流ＩA
は直線的に増大する。この電流は、ダイオードＤ２中で
電流ＩLから差し引かれる。
路によってトリガされる第一段階から始まる。補助スイ
ッチは導通し、補助インダクタＬＡは＋Ｖ／２（Ｔ１の
しきい値を無視している）と０Ｖ（Ｄ２のしきい値を無
視している）との間で給電される。これを通る電流ＩA
は直線的に増大する。この電流は、ダイオードＤ２中で
電流ＩLから差し引かれる。
【００１０】ＩA＝ＩLになると、ダイオードＤ２が非導
通となる。出力Ｓは、もはやレールＶＲ−に接続されて
いない。この結果補助インダクタＬＡは、コンデンサＣ
１とＣ２と直列になり、これらのコンデンサ自体は互い
に並列に置かれる。電流の振動は、インダクタとコンデ
ンサとの間で始まる。この振動の最初の半周期におい
て、緩衝コンデンサＣ１とＣ２の中点、すなわち出力Ｓ
は、０から＋Ｖボルトに移る。
通となる。出力Ｓは、もはやレールＶＲ−に接続されて
いない。この結果補助インダクタＬＡは、コンデンサＣ
１とＣ２と直列になり、これらのコンデンサ自体は互い
に並列に置かれる。電流の振動は、インダクタとコンデ
ンサとの間で始まる。この振動の最初の半周期におい
て、緩衝コンデンサＣ１とＣ２の中点、すなわち出力Ｓ
は、０から＋Ｖボルトに移る。
【００１１】この結果スイッチＳ１は端子間に電圧がな
い状態でトリガされ、電流ＩLを流す。インダクタＬＡ
は、電位＋Ｖ／２における中点Ｍと、スイッチＴ１を介
して電位＋Ｖに保たれている出力Ｓとの間に接続された
状態になり、それを通る電流ＩAが直線的に減少するこ
とがわかる。この電流ＩAがゼロになると、補助スイッ
チＴ１は非導通となる。このために、そこを通る電流が
ゼロになるとオフとなる特性を有するサイリスタタイプ
のスイッチ、または等価の構成要素の組合わせ、たとえ
ばダイオードと直列のトランジスタまたはＩＧＢＴが使
用される。
い状態でトリガされ、電流ＩLを流す。インダクタＬＡ
は、電位＋Ｖ／２における中点Ｍと、スイッチＴ１を介
して電位＋Ｖに保たれている出力Ｓとの間に接続された
状態になり、それを通る電流ＩAが直線的に減少するこ
とがわかる。この電流ＩAがゼロになると、補助スイッ
チＴ１は非導通となる。このために、そこを通る電流が
ゼロになるとオフとなる特性を有するサイリスタタイプ
のスイッチ、または等価の構成要素の組合わせ、たとえ
ばダイオードと直列のトランジスタまたはＩＧＢＴが使
用される。
【００１２】最初の状態に戻るための他方向への切換え
は、上述の補助スイッチＴ１のように、補助スイッチＴ
２がトリガされる補助回路ＣＡによって、同様に行われ
る。さらに、スイッチＳ１は同様に非導通となる。出力
Ｓの電圧は、振動中には＋Ｖから０ボルトに移り、この
振動によって補助スイッチＴ２が非導通となり、この結
果ダイオードＤ２は電流ＩLにより導通する。
は、上述の補助スイッチＴ１のように、補助スイッチＴ
２がトリガされる補助回路ＣＡによって、同様に行われ
る。さらに、スイッチＳ１は同様に非導通となる。出力
Ｓの電圧は、振動中には＋Ｖから０ボルトに移り、この
振動によって補助スイッチＴ２が非導通となり、この結
果ダイオードＤ２は電流ＩLにより導通する。
【００１３】変換器のアームは他の形態、特に負荷が、
図１のアームと同じ二つの変換器アームの間に接続され
ている図２の形態で使用可能である。第二のアームの各
要素には、第一のアームと同じ参照符号を使用し、記
号”’”を追加している。追加及び変形形態として、イ
ンダクタＬＡ及びＬＡ’は、補助スイッチと点Ｓの間に
接続される代わりに、補助スイッチと中点Ｍとの間に接
続される。これは、ここで述べる動作の観点からは何ら
変化をもたらすものではない。図２の変換器のような二
つのアームの変換器において他の動作モードを適用する
ことも可能であり、特にインバータとして動作可能であ
る。二つのアームの各々の動作は、上記の動作に基づ
く。チョッパによる動作においては、左側のアームの動
作は、ダイオードＤ２とスイッチＴ１によるが、これに
対して、右側のアームの動作は、同期的にダイオードＤ
１’とスイッチＴ２’による。インバータによる動作に
おいては、正の半周期の後に、または正の半周期のいく
つかの部分の後に、上述の如く、負の半周期が一方では
ダイオードＤ１更にスイッチＴ２に係わり、他方では、
ダイオードＤ２’更にスイッチＴ１に係わる。
図１のアームと同じ二つの変換器アームの間に接続され
ている図２の形態で使用可能である。第二のアームの各
要素には、第一のアームと同じ参照符号を使用し、記
号”’”を追加している。追加及び変形形態として、イ
ンダクタＬＡ及びＬＡ’は、補助スイッチと点Ｓの間に
接続される代わりに、補助スイッチと中点Ｍとの間に接
続される。これは、ここで述べる動作の観点からは何ら
変化をもたらすものではない。図２の変換器のような二
つのアームの変換器において他の動作モードを適用する
ことも可能であり、特にインバータとして動作可能であ
る。二つのアームの各々の動作は、上記の動作に基づ
く。チョッパによる動作においては、左側のアームの動
作は、ダイオードＤ２とスイッチＴ１によるが、これに
対して、右側のアームの動作は、同期的にダイオードＤ
１’とスイッチＴ２’による。インバータによる動作に
おいては、正の半周期の後に、または正の半周期のいく
つかの部分の後に、上述の如く、負の半周期が一方では
ダイオードＤ１更にスイッチＴ２に係わり、他方では、
ダイオードＤ２’更にスイッチＴ１に係わる。
【００１４】これらのさまざまな場合において、変換器
アームの出力Ｓの電圧は、該出力Ｓにおける電圧が実際
に０から＋Ｖボルトに変わった場合に、すなわち補助回
路ＣＡの端子における電圧が逆転した場合に、いいかえ
れば、中点Ｍにおける電圧がちょうど＋Ｖ／２に等しく
なった場合に損失なく切り換わる。このために、電圧分
割器ＤＣのコンデンサＣＶ１とＣＶ２の容量は十分に大
きくなければならず、補助回路における抵抗損失を含
め、補助回路の導通段階に係わる構成要素の対称性はほ
ぼ完全なものでなければならない。経験から、これらの
条件は満たしにくく、これが問題となっている。
アームの出力Ｓの電圧は、該出力Ｓにおける電圧が実際
に０から＋Ｖボルトに変わった場合に、すなわち補助回
路ＣＡの端子における電圧が逆転した場合に、いいかえ
れば、中点Ｍにおける電圧がちょうど＋Ｖ／２に等しく
なった場合に損失なく切り換わる。このために、電圧分
割器ＤＣのコンデンサＣＶ１とＣＶ２の容量は十分に大
きくなければならず、補助回路における抵抗損失を含
め、補助回路の導通段階に係わる構成要素の対称性はほ
ぼ完全なものでなければならない。経験から、これらの
条件は満たしにくく、これが問題となっている。
【００１５】この不完全さにより、振動の半周期の終わ
りに、点Ｓにおける電圧は＋Ｖ／２ではなく、それより
低い電圧になる。その結果、メインスイッチＳ１の端子
間の電位差はゼロではなくなり、端子間に残留電圧が存
在するにもかかわらずスイッチが導通し、これにより、
メインスイッチにおいてエネルギーが消散される。これ
は、結果的に生じる熱を放出しなければならず、変換器
の効率が低下するという欠点となる。
りに、点Ｓにおける電圧は＋Ｖ／２ではなく、それより
低い電圧になる。その結果、メインスイッチＳ１の端子
間の電位差はゼロではなくなり、端子間に残留電圧が存
在するにもかかわらずスイッチが導通し、これにより、
メインスイッチにおいてエネルギーが消散される。これ
は、結果的に生じる熱を放出しなければならず、変換器
の効率が低下するという欠点となる。
【００１６】それにもかかわらずこのような不完全さは
不可避であるので、従来の解決策は、これを受入れ、そ
れに応じて電力変換器の寸法を決定することであった。
しかしここで、メインスイッチがいつ導通すべきである
かを決定するという新たな問題が生じる。電圧が端子間
においてゼロにならないので、損失のない切り換えとい
う利点を自動的に提供する技術、すなわち、メインスイ
ッチの導通をトリガするためにその端子間の電圧を、ゼ
ロを通過する際に検出する方策は得られない。この新た
な問題への従来の解決策は、端子間の電圧があらかじめ
設定された電圧しきい値以下に低下すると、メインスイ
ッチを導通させることである。その利点は、損失が規定
の最大値を超えることがなく、したがって変換器に過負
荷をかけることがない点である。
不可避であるので、従来の解決策は、これを受入れ、そ
れに応じて電力変換器の寸法を決定することであった。
しかしここで、メインスイッチがいつ導通すべきである
かを決定するという新たな問題が生じる。電圧が端子間
においてゼロにならないので、損失のない切り換えとい
う利点を自動的に提供する技術、すなわち、メインスイ
ッチの導通をトリガするためにその端子間の電圧を、ゼ
ロを通過する際に検出する方策は得られない。この新た
な問題への従来の解決策は、端子間の電圧があらかじめ
設定された電圧しきい値以下に低下すると、メインスイ
ッチを導通させることである。その利点は、損失が規定
の最大値を超えることがなく、したがって変換器に過負
荷をかけることがない点である。
【００１７】本発明は、この従来の解決策は、安全性の
観点から、一般的には過剰となる最大損失を受け入れざ
るを得ないということに鑑みなされたものである。
観点から、一般的には過剰となる最大損失を受け入れざ
るを得ないということに鑑みなされたものである。
【００１８】変換器の組立に際し、使用される構成部品
は、規定された許容範囲内のばらつきを有している。し
たがって上記のしきい値の計算は、このような許容範囲
に対応する最も不利な場合を想定することによって行わ
れる。ケースバイケースでしきい値を定めるためには、
製造及びテストの段階で特別の測定と、さらにしきい値
を調整するための手段を必要とする。これは経済的にみ
て許容できない。変換器は、常に最大負荷で動作するわ
けではない。これは、交流における動作のみならず、ほ
とんどの直流の場合にも当てはまる。希にしか発生しな
い最も不利な動作条件に対応することができるようにし
きい値が定められ、また安全性の要求を満すことは大幅
な効率の低下をもたらす。
は、規定された許容範囲内のばらつきを有している。し
たがって上記のしきい値の計算は、このような許容範囲
に対応する最も不利な場合を想定することによって行わ
れる。ケースバイケースでしきい値を定めるためには、
製造及びテストの段階で特別の測定と、さらにしきい値
を調整するための手段を必要とする。これは経済的にみ
て許容できない。変換器は、常に最大負荷で動作するわ
けではない。これは、交流における動作のみならず、ほ
とんどの直流の場合にも当てはまる。希にしか発生しな
い最も不利な動作条件に対応することができるようにし
きい値が定められ、また安全性の要求を満すことは大幅
な効率の低下をもたらす。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】したがって本発明は、
上記の新たな問題に対し、経済的に受け入れがたい要求
を含まず、電力変換器の効率という観点から十分な利点
をもたらすような、より満足のいく解決策を提案する。
上記の新たな問題に対し、経済的に受け入れがたい要求
を含まず、電力変換器の効率という観点から十分な利点
をもたらすような、より満足のいく解決策を提案する。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、出力変
換器は、対応のメインスイッチをオンにするための切り
換えプロセスにおいて、補助インダクタと緩衝コンデン
サとの間の電流の振動を検出する手段であって、補助回
路をオンにしこれにより振動電流が遮断され、該遮断に
応答して、対応のメインスイッチを導通させる手段を備
えている。
換器は、対応のメインスイッチをオンにするための切り
換えプロセスにおいて、補助インダクタと緩衝コンデン
サとの間の電流の振動を検出する手段であって、補助回
路をオンにしこれにより振動電流が遮断され、該遮断に
応答して、対応のメインスイッチを導通させる手段を備
えている。
【００２１】一つの実施形態によれば、前記検出は、補
助回路と負荷回路を流れる電流を実質的に常時評価する
ことを含み、これら二つの電流間の差が振動電流を表し
ている。
助回路と負荷回路を流れる電流を実質的に常時評価する
ことを含み、これら二つの電流間の差が振動電流を表し
ている。
【００２２】他の実施形態によれば、前記検出は、緩衝
コンデンサを流れる電流を実質的に常時評価すること、
特に該電流がゼロになるときに評価することを含んでい
る。
コンデンサを流れる電流を実質的に常時評価すること、
特に該電流がゼロになるときに評価することを含んでい
る。
【００２３】本発明は、振動電流がゼロになると、コン
デンサの端子間の電圧が、振動の半周期の終わりに最小
になるという事実に基づいている。これは、損失が最小
になるので、メインスイッチを導通させるのに最適の瞬
間である。
デンサの端子間の電圧が、振動の半周期の終わりに最小
になるという事実に基づいている。これは、損失が最小
になるので、メインスイッチを導通させるのに最適の瞬
間である。
【００２４】I.E.E.E.発行のP.E.S.C.96、1996年6月中
で発表されたP.P.Mokの「Control Complexities Relate
d to High Power Resonant Inverters」と題する論文に
おいては、ソフトスイッチングタイプの電力変換器であ
る図２Ｃの変換器において、その端子に接続されている
緩衝コンデンサが完全に放電された時にメインスイッチ
（１０４５ページ、左欄下）を導通させる技術を記載し
ている。この瞬間を検出するために、コンデンサ（同じ
ページ、右欄上）を流れる電流を評価する瞬間が考察さ
れているが、電圧を評価する方が容易であるのでこれは
採用されていない。本発明に係わる上記の新たな問題
は、この論文では触れられていない。緩衝コンデンサを
流れる電流を評価するという方策は、上記論文で述べら
れているが、すぐに放棄されており、上述の新たな問題
を解決するものではない。
で発表されたP.P.Mokの「Control Complexities Relate
d to High Power Resonant Inverters」と題する論文に
おいては、ソフトスイッチングタイプの電力変換器であ
る図２Ｃの変換器において、その端子に接続されている
緩衝コンデンサが完全に放電された時にメインスイッチ
（１０４５ページ、左欄下）を導通させる技術を記載し
ている。この瞬間を検出するために、コンデンサ（同じ
ページ、右欄上）を流れる電流を評価する瞬間が考察さ
れているが、電圧を評価する方が容易であるのでこれは
採用されていない。本発明に係わる上記の新たな問題
は、この論文では触れられていない。緩衝コンデンサを
流れる電流を評価するという方策は、上記論文で述べら
れているが、すぐに放棄されており、上述の新たな問題
を解決するものではない。
【００２５】以上に述べたことは、一つまたは二つのア
ーム、すなわち一つまたは二つの電圧レベルを有する電
力変換器に関するものである。さらに、ＩＥＥＥ ＰＥ
ＳＣ1996年、ｐ．1019−1026で発表されたJ.G.Choの論
文「Three level Auxiliary resonant commutated pole
inverter for high power applications」から、上記
のものと類似の三レベル電圧を有する変換器が知られて
いる。さらに、三つ以上のレベルの電力変換器も同様に
構成可能である。三つまたは三つより多いレベルを有す
る変換器の全てのレベルにおいて、メインスイッチのト
リガの最適条件を決定するという同じ問題がメインスイ
ッチ回路で生じる。本発明は、変換器に含まれる全ての
メインスイッチについて、上述のタイプの変換器に適用
される。
ーム、すなわち一つまたは二つの電圧レベルを有する電
力変換器に関するものである。さらに、ＩＥＥＥ ＰＥ
ＳＣ1996年、ｐ．1019−1026で発表されたJ.G.Choの論
文「Three level Auxiliary resonant commutated pole
inverter for high power applications」から、上記
のものと類似の三レベル電圧を有する変換器が知られて
いる。さらに、三つ以上のレベルの電力変換器も同様に
構成可能である。三つまたは三つより多いレベルを有す
る変換器の全てのレベルにおいて、メインスイッチのト
リガの最適条件を決定するという同じ問題がメインスイ
ッチ回路で生じる。本発明は、変換器に含まれる全ての
メインスイッチについて、上述のタイプの変換器に適用
される。
【００２６】添付の図面を参照して、本発明の実施形態
を説明する。
を説明する。
【００２７】
【発明の実施の形態】図３に示された本発明の実施形態
は、図１の変換器のアームの動作、または図２の変換器
のいずれか一つのアームの動作を制御するためのもので
ある。図３の装置は、導体中の電流を連続的に評価する
ことを可能にする電流のセンサを備えている。第一のセ
ンサＣＡＰ１は補助回路ＣＡに設けられ、特に補助イン
ダクタＬＡ中の電流を評価し、第二のセンサＣＡＰ２
は、負荷を流れる電流について同様に評価し、且つ／ま
たは第三のセンサＣＣ１と第四のセンサＣＣ２はそれぞ
れ緩衝コンデンサＣ１とＣ２を流れる電流を評価する。
これらのセンサは、入力端子ＩＣＭを介しての操作制御
命令と、入力端子ＩＦＣを介しての変換器の動作に関す
るその他の情報とを受取る操作制御装置ＤＣＭに接続さ
れる。これは、補助スイッチＴ１とＴ２の動作を制御す
る制御信号ＣＴ１及びＣＴ２、さらにメインスイッチＳ
１及びＳ２の動作を制御する信号ＣＳ１及びＣＳ２を与
える。電流センサは技術的にはよく知られている。本発
明の実施形態においては、市販されているホール効果型
センサを使用することができる。したがって、本発明の
実施形態は、二つのセンサ、即ち、ＣＡＰ１及びＣＡＰ
２、またはＣＣ１及びＣＣ２のみが必要とされるので低
コストで実現される。
は、図１の変換器のアームの動作、または図２の変換器
のいずれか一つのアームの動作を制御するためのもので
ある。図３の装置は、導体中の電流を連続的に評価する
ことを可能にする電流のセンサを備えている。第一のセ
ンサＣＡＰ１は補助回路ＣＡに設けられ、特に補助イン
ダクタＬＡ中の電流を評価し、第二のセンサＣＡＰ２
は、負荷を流れる電流について同様に評価し、且つ／ま
たは第三のセンサＣＣ１と第四のセンサＣＣ２はそれぞ
れ緩衝コンデンサＣ１とＣ２を流れる電流を評価する。
これらのセンサは、入力端子ＩＣＭを介しての操作制御
命令と、入力端子ＩＦＣを介しての変換器の動作に関す
るその他の情報とを受取る操作制御装置ＤＣＭに接続さ
れる。これは、補助スイッチＴ１とＴ２の動作を制御す
る制御信号ＣＴ１及びＣＴ２、さらにメインスイッチＳ
１及びＳ２の動作を制御する信号ＣＳ１及びＣＳ２を与
える。電流センサは技術的にはよく知られている。本発
明の実施形態においては、市販されているホール効果型
センサを使用することができる。したがって、本発明の
実施形態は、二つのセンサ、即ち、ＣＡＰ１及びＣＡＰ
２、またはＣＣ１及びＣＣ２のみが必要とされるので低
コストで実現される。
【００２８】最初に述べたように、通常の方法により、
図示のセンサから出力される信号によって、また入力Ｉ
ＦＣに達する不図示のセンサから出力される他の信号に
よって変換器の状態が知らされる運転制御システムＤＣ
Ｍは、運転プログラムを含んでおり、さらにその入力Ｉ
ＣＭに達する不図示の外部ソースからの制御信号に応答
して、ある導通状態から他の状態への変換器の切換えを
制御する。
図示のセンサから出力される信号によって、また入力Ｉ
ＦＣに達する不図示のセンサから出力される他の信号に
よって変換器の状態が知らされる運転制御システムＤＣ
Ｍは、運転プログラムを含んでおり、さらにその入力Ｉ
ＣＭに達する不図示の外部ソースからの制御信号に応答
して、ある導通状態から他の状態への変換器の切換えを
制御する。
【００２９】最初に述べた例を再び説明すると、ダイオ
ードＤ２によって電流ＩLが確立されると想定した場
合、切換えは、メインスイッチＳ１を導通させることか
らなるので、装置ＤＣＭはまず補助スイッチＴ１を導通
させ、これにより電流が確立され、補助回路ＣＡ中で増
大する。さらにダイオードＤ２を流れる電流が最終的に
ゼロになる。この瞬間に振動が始まり、振動電流が緩衝
コンデンサＣ１を放電し、緩衝コンデンサＣ２を充電す
る。制御装置ＤＣＭは、点Ｓにおける電圧の変化（専用
センサによって伝達される）によってこの振動の始まり
を検出し、センサＣＣ１及びＣＣ２が設けられている場
合には、コンデンサＣ２における電流の減少をセンサＣ
Ｃ２によって検出する。またはコンデンサＣ１における
電流の増大をセンサＣＣ１によって検出する。あるいは
また、当業者が容易に考えることができる他の手段によ
って検出することができる。
ードＤ２によって電流ＩLが確立されると想定した場
合、切換えは、メインスイッチＳ１を導通させることか
らなるので、装置ＤＣＭはまず補助スイッチＴ１を導通
させ、これにより電流が確立され、補助回路ＣＡ中で増
大する。さらにダイオードＤ２を流れる電流が最終的に
ゼロになる。この瞬間に振動が始まり、振動電流が緩衝
コンデンサＣ１を放電し、緩衝コンデンサＣ２を充電す
る。制御装置ＤＣＭは、点Ｓにおける電圧の変化（専用
センサによって伝達される）によってこの振動の始まり
を検出し、センサＣＣ１及びＣＣ２が設けられている場
合には、コンデンサＣ２における電流の減少をセンサＣ
Ｃ２によって検出する。またはコンデンサＣ１における
電流の増大をセンサＣＣ１によって検出する。あるいは
また、当業者が容易に考えることができる他の手段によ
って検出することができる。
【００３０】この瞬間から、装置ＤＣＭは、振動の半周
期の終わりに振動電流の遮断を検出する段階に入る。
期の終わりに振動電流の遮断を検出する段階に入る。
【００３１】一つの実施形態においては、この事象は、
センサＣＡＰ１及びＣＡＰ２によって値が制御装置ＤＣ
Ｍに伝達される電流ＩA及びＩLが等しくなるという事実
によって検出される。その瞬間に、制御装置ＤＣＭは、
出力ＣＳ１から、メインスイッチＳ１を導通させる信号
を与える。この後は上述の動作が行われる。
センサＣＡＰ１及びＣＡＰ２によって値が制御装置ＤＣ
Ｍに伝達される電流ＩA及びＩLが等しくなるという事実
によって検出される。その瞬間に、制御装置ＤＣＭは、
出力ＣＳ１から、メインスイッチＳ１を導通させる信号
を与える。この後は上述の動作が行われる。
【００３２】第二の実施形態においては、この事象は、
センサＣＣ２によって検出される緩衝コンデンサＣ１を
流れる電流またはセンサＣＣ２によって検出される緩衝
コンデンサＣ２を流れる電流がゼロになるという事実に
よって検出される。この第二の解決策は、前述の解決策
と等価である。
センサＣＣ２によって検出される緩衝コンデンサＣ１を
流れる電流またはセンサＣＣ２によって検出される緩衝
コンデンサＣ２を流れる電流がゼロになるという事実に
よって検出される。この第二の解決策は、前述の解決策
と等価である。
【００３３】当業者は、さらにこの事象を検出するため
の他の手段を見出すことができるであろう。本発明は、
適切に検出された上記事象がメインスイッチの導通を制
御することを特徴とする。
の他の手段を見出すことができるであろう。本発明は、
適切に検出された上記事象がメインスイッチの導通を制
御することを特徴とする。
【００３４】同一の操作条件で、他のメインスイッチＳ
の動作を制御するために対応の手段を使用できることは
説明を要しないであろう。
の動作を制御するために対応の手段を使用できることは
説明を要しないであろう。
【００３５】同様に、図４には、上記J.G.Choの論文「T
hree level Auxiliary resonant commutated pole inve
rter for high power applications」に記載されている
タイプの三レベル型変換器が示されている。制御回路Ｃ
Ｃ１（メインスイッチＳ１及びフリーホイールダイオー
ドＤ１）、ＣＣ２（メインスイッチＳ２及びフリーホイ
ールダイオードＤ２）、ＣＣ３（メインスイッチＳ３及
びフリーホイールダイオードＤ３）、ＣＣ４（メインス
イッチＳ４及びフリーホイールダイオードＤ４）の夫々
について、本願発明は、容量性電圧分割器ＣＶ１１、Ｃ
Ｖ１２、ＣＶ１３、ＣＶ１４の端子ＶＡ１、ＶＡ２、Ｖ
Ａ３に接続された補助回路ＣＡ１、ＣＡ２の制御の下
で、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を充電する電流に適用
される。
hree level Auxiliary resonant commutated pole inve
rter for high power applications」に記載されている
タイプの三レベル型変換器が示されている。制御回路Ｃ
Ｃ１（メインスイッチＳ１及びフリーホイールダイオー
ドＤ１）、ＣＣ２（メインスイッチＳ２及びフリーホイ
ールダイオードＤ２）、ＣＣ３（メインスイッチＳ３及
びフリーホイールダイオードＤ３）、ＣＣ４（メインス
イッチＳ４及びフリーホイールダイオードＤ４）の夫々
について、本願発明は、容量性電圧分割器ＣＶ１１、Ｃ
Ｖ１２、ＣＶ１３、ＣＶ１４の端子ＶＡ１、ＶＡ２、Ｖ
Ａ３に接続された補助回路ＣＡ１、ＣＡ２の制御の下
で、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３を充電する電流に適用
される。
【００３６】このように改良されたメインスイッチの制
御は、端子間の残留電圧が最小になる時に、メインスイ
ッチを導通させることを可能にし、これにより、電力変
換器の損失を制限することができる。さらに性能を高め
ることも可能にする。
御は、端子間の残留電圧が最小になる時に、メインスイ
ッチを導通させることを可能にし、これにより、電力変
換器の損失を制限することができる。さらに性能を高め
ることも可能にする。
【図１】本発明が適用される従来の電力変換器のアーム
の原理図である。
の原理図である。
【図２】本発明が適用される従来の電力変換器の回路図
である。
である。
【図３】本発明に従ってメインスイッチの導通を制御す
る手段を備えた図１のタイプの電力変換器を示す図であ
る。
る手段を備えた図１のタイプの電力変換器を示す図であ
る。
【図４】本発明が適用される三レベル型電力変換器を示
す図である。
す図である。
Ｃ１、Ｃ２ 緩衝コンデンサ Ｄ１、Ｄ２ フリーホイールダイオード Ｓ１、Ｓ２ メインスイッチ Ｔ1、Ｔ2 一方向伝導型補助スイッチ ＶＲ＋ 正のレール ＶＲ− 負のレール
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 クリスチヤン・ドレー フランス国、91420・モランジ、リユ・ ド・ウイスー・10 (72)発明者 ジヤン−ルイ・サネ フランス国、91640・フオントウネー・ レ・ブリ、ボワ・ド・カンカンポワ・11 (72)発明者 デイビツド・リユドニスキー カナダ国、トロント・エム・６・ピー・ ３・ビー・２、ジルムール・アベニユー・ 215
Claims (4)
- 【請求項１】 正のレール（ＶＲ＋）と負のレール（Ｖ
Ｒ−）との間に、 負荷（Ｌ）に通じる出力（Ｓ）をそれぞれ正のレール
（ＶＲ＋）または負のレール（ＶＲ−）に接続すること
を可能にする二つのメインスイッチ（Ｓ１及びＳ２）
と、 出力（Ｓ）をそれぞれ正のレール（ＶＲ＋）または負の
レール（ＶＲ−）に接続することによって負荷（Ｌ）中
の電流を維持することを可能にする二つのフリーホイー
ルダイオード（Ｄ１及びＤ２）と、 出力（Ｓ）と正のレール（ＶＲ＋）との間、及び出力
（Ｓ）と負のレール（ＶＲ−）との間にそれぞれ設けら
れている二つの緩衝コンデンサ（Ｃ１及びＣ２）と、 補助回路（ＣＡ）とを有する少なくとも１つのアームを
備える電力変換器であって、該補助回路は容量性電圧分
割器（ＤＣ）の中点（Ｍ）と出力（Ｓ）との間に接続さ
れた二つの向き合った一方向伝導型の補助スイッチ（Ｔ
1及びＴ2）に直列の補助インダクタ（ＬＡ）を有し、該
容量性電圧分割器は、正のレール（ＶＲ＋）と負のレー
ル（ＶＲ−）との間に直列に接続された二つの電圧分割
コンデンサ（ＣＶ１及びＣＶ２）を備え、前記中点
（Ｍ）において、正のレール（ＶＲ＋）及び負のレール
（ＶＲ−）の電圧に対する公称上の中間電圧を供給し、 該電力変換器は更に、対応のメインスイッチ（Ｓ１；Ｓ
２）をオンにするための切換えプロセス中の前記補助イ
ンダクタ（ＬＡ）と前記緩衝コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２）
との間の電流の振動を検出する手段であって、前記補助
回路（ＣＡ）をオンにし、これにより前記振動電流が遮
断され、該遮断に応答して、前記対応のメインスイッチ
（Ｓ１；Ｓ２）を導通させる手段（ＣＡＰ１、ＣＡＰ
２；ＣＣ１、ＣＣ２；ＤＣＭ）を備えていることを特徴
とする電力変換器。 - 【請求項２】 前記検出が、前記補助回路（ＣＡ）と負
荷回路（Ｌ）における電流を実質的に常時評価すること
を含み、これら二つの電流間の差が前記振動電流を表す
ことを特徴とする請求項１に記載の変換器。 - 【請求項３】 前記検出が、前記緩衝コンデンサ（Ｃ
１、Ｃ２）の電流を実質的に常時評価すること、特に該
電流がゼロになるときに評価することを含むことを特徴
とする請求項１に記載の変換器。 - 【請求項４】 三レベルまたはそれ以上の電圧レベルを
有する電力変換器のさまざまな段への請求項１から３の
いずれか一項の構成の適用。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9616191A FR2758019B1 (fr) | 1996-12-30 | 1996-12-30 | Convertisseur de puissance a commande amelioree des commutateurs principaux |
| FR9616191 | 1996-12-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10257784A true JPH10257784A (ja) | 1998-09-25 |
| JP4019130B2 JP4019130B2 (ja) | 2007-12-12 |
Family
ID=9499279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36076197A Expired - Fee Related JP4019130B2 (ja) | 1996-12-30 | 1997-12-26 | メインスイッチ制御の改良された電力変換器及び三レベルまたはそれ以上の電圧レベルを有する電力変換器への適用 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6046920A (ja) |
| EP (1) | EP0851569B1 (ja) |
| JP (1) | JP4019130B2 (ja) |
| AT (1) | ATE242934T1 (ja) |
| DE (1) | DE69722756T2 (ja) |
| FR (1) | FR2758019B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100759897B1 (ko) | 2006-08-02 | 2007-09-18 | 삼성전자주식회사 | 전류 검출 회로 및 방법 |
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| US5999417A (en) * | 1997-01-24 | 1999-12-07 | Fische, Llc | High efficiency power converter |
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1997
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