JPH10271176A - 信号波形発生方法および信号波形発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 面積、消費電力が小さく、高精度の電圧源を
必要としない信号波形発生器を提供する。 【解決手段】 ベースバンド信号の同相成分信号および
直交成分信号にそれぞれ基準電圧を加えるための加算器
２１および加算器２２と基準電圧源２３との間にオフセ
ット調整回路２４を挿入し、オフセット調整回路２４で
基準電圧源２３からの基準電圧を調整し、オフセット調
整を行う。ここでオフセット調整を行うので、Ｄ／Ａ変
換器１の面積と消費電力を小さくできると同時に基準電
圧源２３の誤差を補正することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パーソナルハンデ
ィホンシステム（いわゆる、ＰＨＳ）のようなディジタ
ル通信に用いられるベースバンド信号の信号波形発生方
法および信号波形発生器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】第１の従来例の信号波形発生器につい
て、以下に説明する。図３は第１の従来例の信号波形発
生器の構成を示すブロック図である。図３において、１
はＤ／Ａ変換器、２は第１のスイッチ、３は第２のスイ
ッチ、４は第３のスイッチ、５は第１のサンプルホール
ド回路、６は第２のサンプルホールド回路、７は第３の
サンプルホールド回路、８は第１のローパスフィルタ、
９は第２のローパスフィルタ、１０は第１の出力部、１
１は第２の出力部、１２は基準電圧源である。

【０００３】１３Ａ〜１３Ｈはそれぞれ抵抗、１５Ａ〜
１５Ｄはそれぞれオペアンプである。１９Ａはオペアン
プ１５Ｂおよび抵抗１３Ｃ，１３Ｄで構成された差動反
転増幅器、１９Ｂはオペアンプ１５Ｄおよび抵抗１３
Ｇ，１３Ｈで構成される差動反転増幅器、２０Ａはオペ
アンプ１５Ａおよび抵抗１３Ａ，１３Ｂで構成されたソ
ースホロワ回路、２０Ｂはオペアンプ１５Ｃおよび抵抗
１３Ｅ，１３Ｆで構成されたソースホロワ回路２０Ｂで
ある。

【０００４】第１の従来例の信号波形発生器では、図３
に示すように、オフセット電圧を加えたベースバンド信
号のディジタルデータをＤ／Ａ変換器１の入力端に供給
し、Ｄ／Ａ変換器１の分岐した２つの出力端の一方に第
１のスイッチ２を介して第１のサンプルホールド回路５
の入力端を接続し、第１のサンプルホールド回路５の出
力端に第３のスイッチ４を介して第２のサンプルホール
ド回路６の入力端を接続し、第２のサンプルホールド回
路６の出力端に第１のローパスフィルタ８の入力端を接
続し、第１のローパスフィルタ８の出力端を第１の出力
部１０に接続している。

【０００５】また、Ｄ／Ａ変換器１の分岐した２つの出
力端の他方に第２のスイッチ３を介して第３のサンプル
ホールド回路７の入力端を接続し、第３のサンプルホー
ルド回路７の出力端に第２のローパスフィルタ９の入力
端を接続し、第２のローパスフィルタ９の出力端を第２
の出力部１１に接続している。第１の出力部１０はソー
スホロワ回路２０Ａと差動反転増幅器１９Ａを縦続接続
した構成であり、同様に第２の出力部１１はソースホロ
ワ回路２０Ｂと差動反転増幅器１９Ｂを縦続接続した構
成である。差動反転増幅器１９Ａ，１９Ｂを構成するオ
ペアンプ１５Ｂ，１５Ｄの非反転入力端には基準電圧源
１２から出力される基準電圧が直接印加され、ソースホ
ロワ回路２０Ａ，２０Ｂを構成するオペアンプ１５Ａ，
１５Ｃの非反転入力端には抵抗１３Ｂ，１３Ｆを介して
基準電圧源１２から出力される基準電圧が印加される。

【０００６】また、オペアンプ１５Ａ，１５Ｃの非反転
入力端には抵抗１３Ａ，１３Ｅを介して第１および第２
のローパスフィルタ８，９の出力電圧がそれぞれ印加さ
れる。また、オペアンプ１５Ａ，１５Ｃの反転入力端に
はオペアンプ１５Ａ，１５Ｃの出力電圧がそのまま印加
される。また、オペアンプ１５Ａ，１５Ｃの出力電圧
は、抵抗１３Ｃ，１３Ｇを介してオペアンプ１５Ｂ，１
５Ｄの反転入力端に印加され、オペアンプ１５Ｂ，１５
Ｄの出力電圧は抵抗１３Ｄ，１３Ｈを介してオペアンプ
１５Ｂ，１５Ｄの反転入力端に印加される。

【０００７】以上のように構成された第１の従来例の信
号波形発生器について、以下その動作を説明する。同相
成分信号と直交成分信号とに時分割で分けられたベース
バンド信号のディジタルデータには、後段の直交変調器
が最適になるようにオフセットデータが加えられてい
て、このディジタルデータはＤ／Ａ変換器１によりアナ
ログ信号に変換される。

【０００８】アナログ信号に変換されたベースバンド信
号とオフセットは、時分割の周期に同期したタイミング
で第１のスイッチ２と第３のスイッチ４とを交互に開閉
するとともに、第１のスイッチ２と第２のスイッチ３と
を交互に開閉すると、第１のサンプルホールド回路５と
第２のサンプルホールド回路６とにより同相成分信号と
して、また第３のサンプルホールド回路７により直交成
分信号として、両信号のタイミングを同期させて取り出
すことができる。

【０００９】同相成分信号と直交成分信号に分けて取り
出されたベースバンド信号、すなわち第２のサンプルホ
ールド回路６の出力信号と第３のサンプルホールド回路
７の出力信号は、第１のローパスフィルタ８と第２のロ
ーパスフィルタ９とによりそれぞれ波形整形され、ベー
スバンド信号のシグナルグラウンド電圧と正確に一致し
た基準電圧が基準電圧源１２から印加された第１の出力
部１０と第２の出力部１１とをそれぞれ通り、同相成分
信号Ｉと直交成分信号Ｑ、および同相成分信号の反転信
号ＮＩと直交成分信号の反転信号ＮＱとして直交変調器
（図示せず）に供給される。

【００１０】ここで、ベースバンド信号のシグナルグラ
ウンド電圧について説明する。ベースバンド信号はゼロ
を基準として、正と負の値をとる。この基準がベースバ
ンド信号のシグナルグラウンド電圧である。例えば、電
源電圧が＋Ｖ_DD〜０（Ｖ）の範囲で動作する回路であれ
ば、＋Ｖ_DD／２をシグナルグラウンド電圧に設定する。
オペアンプでベースバンド信号を増幅する場合に、オペ
アンプに入力する基準電圧をベースバンド信号のシグナ
ルグラウンドと一致させておかなければ、増幅した信号
が歪んでしまうからである。

【００１１】つぎに、特願平７−１３６３８８号に記載
されている第２の従来例の信号波形発生器について、図
４を参照しながら説明する。図４は第２の従来例の信号
波形発生器の一部の構成を示すブロック図である。図４
において、１はＤ／Ａ変換器、１６はオフセット調整回
路、１７は加算器である。

【００１２】第２の従来例の信号波形発生器は、ベース
バンド信号のディジタルデータをＤ／Ａ変換器１の入力
端に供給し、Ｄ／Ａ変換器１の出力端を加算器の一方の
入力端に接続し、オフセット調整回路１６の出力端を加
算器１７の他方の入力端に接続している。加算器１７の
出力端は、図示はしないが、２つに分岐され、２つに分
岐した出力端の一方は、図３のＤ／Ａ変換器１の出力端
に代わって、図３の第１のスイッチ２に接続され、２つ
に分岐した出力端の他方は図３のＤ／Ａ変換器１の出力
端に代わって、図３の第２のスイッチ３に接続されるこ
とになる。第１および第２のスイッチ２，３の後段の回
路は図１と同様である。

【００１３】以上のような構成を有する第２の従来例の
信号波形発生器について、以下その動作を説明する。同
相成分信号と直交成分信号に時分割で分けられたベース
バンド信号のディジタルデータは、Ｄ／Ａ変換器１によ
りアナログ信号に変換される。そして、アナログ信号に
変換されたベースバンド信号に対して、オフセット調整
回路１６の出力電圧を加算器１７でアナログ的に加算す
ることで、オフセット調整を行い、直交変調動作が最適
化されるようにしている。加算器１７の後段の動作は図
３の信号波形発生器と同様である。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
第１の従来例の信号波形発生器では、Ｄ／Ａ変換器１の
入力にベースバンド信号だけでなくオフセットデータを
含む。このため、ＰＨＳでは本来９ビット精度であるベ
ースバンド信号にオフセットデータが加わるため、例え
ば１０ビットの信号となる。その結果、Ｄ／Ａ変換器１
としては、セル数が２倍となった１０ビットの変換精度
のものが必要となり、Ｄ／Ａ変換器１を集積回路化する
場合に、Ｄ／Ａ変換器１の面積が大きくなり、またその
ため消費電力も大きくなるという問題があったさらに、
ベースバンド信号の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑ、
および同相成分信号の反転信号ＮＩと直交成分信号の反
転信号ＮＱを直交変調器（図示せず）に供給するために
は、第１および第２の出力部１０，１１に基準電圧とし
て正確にベースバンド信号のシグナルグラウンド電圧と
一致した電圧を与えなければならない。そしてこのため
には、基準電圧源１２として高精度の電圧源を使用する
必要がある。

【００１５】また、第２の従来例の信号波形発生器で
は、Ｄ／Ａ変換後にアナログ的にオフセット電圧を与え
るので、Ｄ／Ａ変換器１の入力にオフセット成分を含ま
せなくてもよくなり、Ｄ／Ａ変換器１の面積と消費電力
を第１の従来例に比べて小さくすることができる。しか
し、第１および第２の出力部１０，１１に対して基準電
圧源の基準電圧を直接入力しているため、基準電圧とし
てベースバンド信号のシグナルグラウンド電圧と正確に
一致した電圧を入力しなければならない点は第１の従来
例と同じである。

【００１６】本発明は、上記問題点を解決するもので、
Ｄ／Ａ変換器の面積と消費電力を削減でき、しかも高精
度の基準電圧源を必要としない信号波形発生方法および
信号波形発生器を提供することを目的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明の信号波形発生方法は、基準電圧をシグナル
グラウンド電圧に一致させるために基準電圧とシグナル
グラウンド電圧との誤差を補正するとともにベースバン
ド信号に対する直交変調動作を最適にするために基準電
圧に所定のオフセット電圧を加えることを特徴とする。
本発明の方法によると、Ｄ／Ａ変換後にアナログ的にオ
フセット電圧を加えるので、ベースバンド信号のディジ
タルデータにはオフセットデータを含ませる必要がなく
なり、その結果、Ｄ／Ａ変換精度を低くすることが可能
となり、Ｄ／Ａ変換器の面積と消費電力を削減すること
ができる。また、基準電圧をオフセット調整時に併せて
調整することが可能なことから、基準電圧源として高精
度のものを必要としなくなる。

【００１８】本発明の信号波形発生器は、基準電圧源の
出力電圧とシグナルグラウンド電圧との誤差をオフセッ
ト調整回路で調整するとともに、このオフセット調整回
路で直交変調回路の変調動作が最適となるようにオフセ
ット電圧を与えるように構成したことを特徴とする。本
発明の構成によると、オフセット調整回路にてＤ／Ａ変
換器の後段でベースバンド信号にオフセット電圧を与え
ることができ、Ｄ／Ａ変換器への入力にはオフセットデ
ータを含ませなくてもよいので、Ｄ／Ａ変換器の変換精
度を低くすることができ、集積回路化する場合のＤ／Ａ
変換器の面積と消費電力を削減することができる。ま
た、基準電圧をオフセット調整回路で調整することが可
能なことから、基準電圧源として高精度のものを必要と
しなくなる。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１記載の信号波形
発生方法は、ベースバンド信号のディジタルデータをデ
ィジタルアナログ変換してサンプルホールドし低域ろ波
した後に、ベースバンド信号のシグナルグラウンド電圧
に相当する基準電圧をベースバンド信号に加える方法で
あり、基準電圧をシグナルグラウンド電圧に一致させる
ために基準電圧とシグナルグラウンド電圧との誤差を補
正するとともにベースバンド信号に対する直交変調動作
を最適にするために基準電圧に所定のオフセット電圧を
加えることを特徴とする。

【００２０】この方法によると、Ｄ／Ａ変換後にアナロ
グ的にオフセット電圧を加えるので、ベースバンド信号
のディジタルデータにはオフセットデータを含ませる必
要がなくなり、その結果、Ｄ／Ａ変換精度を低くするこ
とが可能となる。また、基準電圧をオフセット調整時に
併せて調整することが可能となる。本発明の請求項２記
載の信号波形発生器は、ベースバンド信号の一方および
他方の成分信号のディジタルデータを時分割で入力する
Ｄ／Ａ変換器と、Ｄ／Ａ変換器の２つに分岐した出力端
の一方に一端を接続した第１のスイッチと、Ｄ／Ａ変換
器の２つに分岐した出力端の他方に一端を接続した第２
のスイッチと、第１のスイッチの他端に入力端を接続し
た第１のサンプルホールド回路と、第１のサンプルホー
ルド回路の出力端に一端を接続した第３のスイッチと、
第３のスイッチの他端に入力端を接続した第２のサンプ
ルホールド回路と、第２のサンプルホールド回路の出力
端に入力端を接続した第１のローパスフィルタと、第２
のスイッチの他端に入力端を接続した第３のサンプルホ
ールド回路と、第３のサンプルホールド回路の出力端に
入力端を接続した第２のローパスフィルタと、ベースバ
ンド信号のシグナルグラウンド電圧に相当する基準電圧
を発生する基準電圧源と、基準電圧源から発生する基準
電圧をシグナルグラウンド電圧に一致させるために基準
電圧とシグナルグラウンド電圧との誤差を補正するとと
もにベースバンド信号を直交変調する直交変調器の変調
動作を最適にするために基準電圧に所定のオフセット電
圧を加えた電圧を出力するオフセット調整回路と、第１
のローパスフィルタの出力端に一方の入力端を接続する
とともにオフセット調整回路の出力端に他方の入力端を
接続して第１のローパスフィルタの出力信号とオフセッ
ト調整回路の出力電圧とを加算して出力する第１の加算
器と、第２のローパスフィルタの出力端に一方の入力端
を接続するとともにオフセット調整回路の出力端に他方
の入力端を接続して第２のローパスフィルタの出力信号
とオフセット調整回路の出力電圧とを加算して出力する
第２の加算器とを備えている。そして、第１のスイッチ
と第２および第３のスイッチとをベースバンド信号の一
方および他方の成分信号の時分割の周期で交互にオンオ
フさせることにより、第１の加算器の出力信号をベース
バンド信号の一方の成分信号とし、第２の加算器の出力
信号をベースバンド信号の他方の成分信号としている。

【００２１】この発明の構成によると、オフセット調整
回路を設けたことにより、第１および第２の加算器に与
える電圧をベースバンド信号のシグナルグラウンド電位
と正確に等しくなるように基準電圧源の誤差を補正する
ことができるとともに、ベースバンド信号のオフセット
調整を行うことができる。本発明の請求項３記載の信号
波形発生器は、請求項１記載の信号波形発生器におい
て、第１の加算器が縦続接続した第１および第２の差動
反転増幅器からなり、第２の加算器が縦続接続した第３
および第４の差動反転増幅器からなる。

【００２２】この場合、第１の差動反転増幅器は、第１
のオペアンプの反転入力端子に第１の入力抵抗を介して
第１のローパスフィルタの出力端を接続し、第１のオペ
アンプの非反転入力端子にオフセット調整回路の出力端
を接続し、第１のオペアンプの出力端と反転入力端との
間に第１の帰還抵抗を接続した構成を有する。また、第
２の差動反転増幅器は、第２のオペアンプの反転入力端
子に第２の入力抵抗を介して第１のオペアンプの出力端
を接続し、第２のオペアンプの非反転入力端子にオフセ
ット調整回路の出力端を接続し、第２のオペアンプの出
力端と反転入力端との間に第２の帰還抵抗を接続した構
成を有する。

【００２３】また、第３の差動反転増幅器は、第３のオ
ペアンプの反転入力端子に第３の入力抵抗を介して第２
のローパスフィルタの出力端を接続し、第３のオペアン
プの非反転入力端子にオフセット調整回路の出力端を接
続し、第３のオペアンプの出力端と反転入力端との間に
第３の帰還抵抗を接続した構成を有する。また、第４の
差動反転増幅器は、第４のオペアンプの反転入力端子に
第４の入力抵抗を介して第３のオペアンプの出力端を接
続し、第４のオペアンプの非反転入力端子にオフセット
調整回路の出力端を接続し、第４のオペアンプの出力端
と反転入力端との間に第４の帰還抵抗を接続した構成を
有する。

【００２４】そして、第２のオペアンプの出力端からベ
ースバンド信号の一方の成分信号を取り出し、第１のオ
ペアンプの出力端からベースバンド信号の一方の成分信
号の反転信号を取り出し、第４のオペアンプの出力端か
らベースバンド信号の他方の成分信号を取り出し、第３
のオペアンプの出力端からベースバンド信号の他方の成
分信号の反転信号を取り出すようにしている。

【００２５】この発明の構成によると、第１の加算器か
らベースバンド信号の一方の成分およびその反転信号を
得ることができ、第２の加算器からベースバンド信号の
他方の成分およびその反転信号を得ることができる。以
下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら
説明する。 〔第１の実施の形態〕図１は本発明の第１の実施の形態
における信号波形発生器の構成を示すブロック図であ
る。図１において、１はベースバンド信号の一方および
他方の成分信号のディジタルデータを時分割で入力する
Ｄ／Ａ変換器である。２はＤ／Ａ変換器１の２つに分岐
した出力端の一方に一端を接続した第１のスイッチであ
る。３はＤ／Ａ変換器１の２つに分岐した出力端の他方
に一端を接続した第２のスイッチである。５は第１のス
イッチ２の他端に入力端を接続した第１のサンプルホー
ルド回路である。４は第１のサンプルホールド回路５の
出力端に一端を接続した第３のスイッチである。６は第
３のスイッチ４の他端に入力端を接続した第２のサンプ
ルホールド回路である。８は第２のサンプルホールド回
路６の出力端に入力端を接続した第１のローパスフィル
タである。７は第２のスイッチ３の他端に入力端を接続
した第３のサンプルホールド回路である。９は第３のサ
ンプルホールド回路７の出力端に入力端を接続した第２
のローパスフィルタである。２３はベースバンド信号の
シグナルグラウンド電圧に相当する基準電圧を発生する
基準電圧源である。２４は基準電圧源２３から発生する
基準電圧をシグナルグラウンド電圧に一致させるために
基準電圧とシグナルグラウンド電圧との誤差を補正する
とともにベースバンド信号を直交変調する直交変調器の
変調動作を最適にするために基準電圧に所定のオフセッ
ト電圧を加えた電圧を出力するオフセット調整回路であ
る。３１は第１のローパスフィルタ８の出力端に一方の
入力端を接続するとともにオフセット調整回路２４の出
力端に他方の入力端を接続して第１のローパスフィルタ
８の出力信号とオフセット調整回路２４の出力電圧とを
加算して出力する第１の加算器である。３２は第２のロ
ーパスフィルタ９の出力端に一方の入力端を接続すると
ともにオフセット調整回路２４の出力端に他方の入力端
を接続して第２のローパスフィルタ９の出力信号とオフ
セット調整回路２４の出力電圧とを加算して出力する第
２の加算器である。

【００２６】この場合、第１のスイッチ２と第２および
第３のスイッチ３，４とをベースバンド信号の一方およ
び他方の成分信号の時分割の周期で交互にオンオフさせ
ることにより、第１の加算器３１の出力信号をベースバ
ンド信号の同相成分信号とし、第２の加算器３２の出力
信号をベースバンド信号の直交成分信号としている。以
上のような構成の第１の実施の形態の信号波形発生器
は、第１および第２のローパスフィルタ８，９までは従
来例の図３の信号波形発生器と同様であり、以下の点が
従来例とは異なる。すなわち、従来例における出力部１
０，１１に代えて第１および第２の加算器２１，２２を
設け、また基準電圧源２３から出力される基準電圧をオ
フセット調整回路２４で調整し、第１のローパスフィル
タ８の出力信号とオフセット調整回路２４の出力電圧を
第１の加算器２１で加算し、第２のローパスフィルタ９
の出力信号とオフセット調整回路２４の出力電圧を第２
の加算器で加算している。そして、第１の加算器２１に
よる加算結果をベースバンド信号の同相成分信号Ｉとし
て直交変調器（図示せず）へ供給し、第２の加算器２２
による加算結果をベースバンド信号の直交成分信号とし
て直交変調器へ供給するようにしている。

【００２７】そして、このような構成の違いにより、オ
フセット調整回路２４にてＤ／Ａ変換器１の後段でベー
スバンド信号にオフセット電圧を与えることができ、Ｄ
／Ａ変換器１への入力にはオフセットデータを含ませな
くてもよいので、Ｄ／Ａ変換器１の変換精度を低くする
ことができ、集積回路化する場合のＤ／Ａ変換器１の面
積と消費電力を削減することができる。また、基準電圧
をオフセット調整回路２４で調整することが可能なこと
から、基準電圧源２３として高精度のものを必要としな
くなる。

【００２８】ここで、基準電圧の補正とオフセットの調
整の両方を行うためのオフセット調整回路２４の具体的
な回路の一例を図５に示す。図５において、入力へ基準
電圧源からの電圧が入力される。そして、基準電圧の誤
差の補正とオフセット電圧の調整を可変抵抗Ｒｖ１また
は可変抵抗Ｒｖ２で行う。基準電圧源の電圧よりも高い
電圧を出力する場合にはスイッチＳ１をオンにし、低い
電圧を出力する場合にはスイッチＳ２をオンにする。

【００２９】以上のように構成された第１の実施の形態
の信号波形発生器について、その動作を説明する。ま
ず、同相成分信号と直交成分信号に時分割で分けられた
ベースバンド信号のディジタルデータにはオフセットデ
ータは含まれておらず、このディジタルデータがＤ／Ａ
変換器１によりアナログ信号に変換される。アナログ信
号に変換されたベースバンド信号は、時分割の周期に同
期したタイミングで第１のスイッチ２と第３のスイッチ
４とを交互に開閉するとともに、第１のスイッチ２と第
２のスイッチ３とを交互に開閉すると、第１のサンプル
ホールド回路５と第２のサンプルホールド回路６とによ
り同相成分信号として、また第３のサンプルホールド回
路７により直交成分信号として、両信号のタイミングを
同期させて取り出すことができる。

【００３０】分けて取り出されたベースバンド信号の同
相成分信号と直交成分信号、すなわち第２のサンプルホ
ールド回路６と第３のサンプルホールド回路７の出力信
号は、第１のローパスフィルタ８と第２のローパスフィ
ルタ９とによりそれぞれ波形整形される。オフセット調
整回路２４では、基準電圧源２３の基準電圧に対して、
その誤差の補正とオフセット電圧の調整を行うことで、
直交変調器が最適になるように電圧を調整し、この調整
を行った基準電圧を第１および第２の加算器２１，２２
に与えることになる。

【００３１】したがって、第１の加算器２１では、第１
のローパスフィルタ８の出力信号とオフセット調整回路
１６の一方の出力端からの出力電圧とを加算し、直交変
調器（図示せず）へ同相成分信号Ｉとして出力する。ま
た、第２の加算器２２では、第２のローパスフィルタ９
の出力信号とオフセット調整回路１６の他方の出力端か
らの出力電圧とを加算し、直交変調器へ直交成分信号Ｑ
として出力することになる。直交変換器へ供給される同
相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑは、基準電圧がベー
スバンド信号のシグナルグラウンド電圧に正確に一致さ
せるとともに、直交変調に最適な状態にオフセット電圧
が加えられた状態となる。

【００３２】以上のように、この第１の実施の形態によ
れば、Ｄ／Ａ変換器１へ入力するベースバンド信号のデ
ィジタルデータにオフセットデータを含ませないため、
集積回路化する場合のＤ／Ａ変換器１の面積と消費電力
を削減できる。さらに、オフセット調整回路２４によっ
て加算器２１，２２に入力する電圧の調整を行うため、
基準電圧源２３の誤差を補正することもできる。

【００３３】〔第２の実施の形態〕図２は本発明の第２
の実施の形態における信号波形発生器の構成を示すブロ
ック図である。図２において、１はＤ／Ａ変換器、２は
第１のスイッチ、３は第２のスイッチ、４は第３のスイ
ッチ、５は第１のサンプルホールド回路、６は第２のサ
ンプルホールド回路、７は第３のサンプルホールド回
路、８は第１のローパスフィルタ、９は第２のローパス
フィルタ、２３は基準電圧源、２４はオフセット調整回
路で、以上は図１の構成と同様である。

【００３４】図１の構成と異なるのは、第１および第２
の加算器２１，２２に代えて、第１の加算器３１と第２
の加算器３２を用いた点である。第１の加算器３１は縦
続接続した第１および第２の差動反転増幅器３６Ａ，３
６Ｂからなり、第２の加算器３２は縦続接続した第３お
よび第４の差動反転増幅器３６Ｃ，３６Ｄからなる。こ
の場合、第１の差動反転増幅器３６Ａは、第１のオペア
ンプ３５Ａの反転入力端子に第１の入力抵抗３３Ａを介
して第１のローパスフィルタ８の出力端を接続し、第１
のオペアンプ３５Ａの非反転入力端子にオフセット調整
回路２４の出力端を接続し、第１のオペアンプ３５Ａの
出力端と反転入力端との間に第１の帰還抵抗３３Ｂを接
続した構成を有する。また、第２の差動反転増幅器３６
Ｂは、第２のオペアンプ３５Ｂの反転入力端子に第２の
入力抵抗３３Ｃを介して第１のオペアンプ３５Ａの出力
端を接続し、第２のオペアンプ３５Ｂの非反転入力端子
にオフセット調整回路２４の出力端を接続し、第２のオ
ペアンプ３５Ｂの出力端と反転入力端との間に第２の帰
還抵抗３３Ｄを接続した構成を有する。

【００３５】また、第３の差動反転増幅器３６Ｃは、第
３のオペアンプ３５Ｃの反転入力端子に第３の入力抵抗
３３Ｅを介して第２のローパスフィルタ９の出力端を接
続し、第３のオペアンプ３５Ｃの非反転入力端子にオフ
セット調整回路２４の出力端を接続し、第３のオペアン
プ３５Ｃの出力端と反転入力端との間に第３の帰還抵抗
３３Ｆを接続した構成を有する。また、第４の差動反転
増幅器３６Ｄは、第４のオペアンプ３５Ｄの反転入力端
子に第４の入力抵抗３３Ｇを介して第３のオペアンプ３
５Ｃの出力端を接続し、第４のオペアンプ３５Ｄの非反
転入力端子にオフセット調整回路２４の出力端を接続
し、第４のオペアンプ３５Ｄの出力端と反転入力端との
間に第４の帰還抵抗３３Ｈを接続した構成を有する。

【００３６】そして、第２のオペアンプ３５Ｂの出力端
からベースバンド信号の一方の成分信号を取り出し、第
１のオペアンプ３５Ａの出力端からベースバンド信号の
一方の成分信号の反転信号を取り出し、第４のオペアン
プ３５Ｄの出力端からベースバンド信号の他方の成分信
号を取り出し、第３のオペアンプ３５Ｃの出力端からベ
ースバンド信号の他方の成分信号の反転信号を取り出す
ようにしている。

【００３７】上記のように構成された信号波形発生器に
ついて、以下その動作を説明する。まず、同相成分信号
と直交成分信号に時分割で分けられたベースバンド信号
のディジタルデータをＤ／Ａ変換器１によりアナログ信
号に変換する。アナログ信号に変換されたベースバンド
信号の同相成分信号と直交成分信号は、時分割の周期に
同期したタイミングで第１のスイッチ２と第３のスイッ
チ４とを交互に開閉するとともに、第１のスイッチ２と
第２のスイッチ３とを交互に開閉すると、第１のサンプ
ルホールド回路５および第２のサンプルホールド回路６
により同相成分信号として、また第３のサンプルホール
ド回路７により直交成分信号として、両信号のタイミン
グを同期させて取り出すことができる。

【００３８】分けて取り出されたベースバンド信号の同
相成分信号と直交成分信号はそれぞれ第１のローパスフ
ィルタ８および第２のローパスフィルタ９により波形整
形される。オフセット調整回路２４では、第１の実施の
形態と同様に、基準電圧源２３の出力を基に、直交変調
器が最適になるように調整された出力電圧を発生し、第
１の加算器３１および第２の加算器３２を構成するオペ
アンプ３５Ａ〜３５Ｄの非反転入力端子に入力する。調
整された出力電圧が入力された第１の加算器３１および
第２の加算器３２では、第１の加算器３１の１段目の差
動反転増幅器３６Ａの出力端３７Ａ（すなわち、オペア
ンプ３５Ａの出力端）から同相成分信号の反転信号ＮＩ
が出力され、第１の加算器３１の２段目の差動反転増幅
器３６Ｂの出力端３７Ｂ（すなわち、オペアンプ３５Ｂ
の出力端）から同相成分信号Ｉが出力され、第２の加算
器３２の１段目の差動反転増幅器３６Ｃの出力端３７Ｃ
（すなわち、オペアンプ３５Ｃの出力端）から直交成分
信号の反転信号ＮＱが出力され、第２の加算器３２の２
段目の差動反転増幅器３６Ｄの出力端３７Ｄ（すなわ
ち、オペアンプ３５Ｄの出力端）から直交成分信号Ｑが
出力され、各々直交変調器へ供給される。

【００３９】以上のように、この実施の形態によると、
第１の加算器３１として縦続接続した２つの差動反転増
幅器３６Ａ，３６Ｂを設け、第２の加算器３２として縦
続接続した２つの差動反転増幅器３６Ｃ，３６Ｄを設け
たので、ベースバンド信号の反転出力も取り出すことが
でき、同期ノイズを除き、高精度化をさらに高めること
ができる。

【００４０】なお、上記各実施の形態において、ベース
バンド信号は時分割であるとしたが、複数のＤ／Ａ変換
器を使用して、時分割にしなくてもよいことは言うまで
もない。ここで、複数のＤ／Ａ変換器を使用して、ベー
スバンド信号を時分割にしない場合について、図５およ
び図６を参照して説明する。図５は図１の回路に対応す
るものであり、同図において、Ａａはベースバンド信号
の同相成分のディジタルデータを入力する第１のＤ／Ａ
変換器である。Ａｂはベースバンド信号の直交成分のデ
ィジタルデータを入力する第２のＤ／Ａ変換器である。
Ｂａは第１のＤ／Ａ変換器Ａａの出力端に接続した第１
のローパスフィルタで、Ｂｂは第２のＤ／Ａ変換器の出
力端に接続した第２のローパスフィルタである。第１の
ローパスフィルタＢａと第２のローパスフィルタＢｂの
後段は図１の回路と同様である。

【００４１】図６は図２の回路に対応するものであり、
第１のＤ／Ａ変換器Ａａと第２のＤ／Ａ変換器Ａｂと第
１のローパスフィルタＢａと第２のローパスフィルタＢ
ｂが設けられる点は図５と同様であり、第１のローパス
フィルタＢａと第２のローパスフィルタＢｂの後段は図
２の回路と同様である。ここで、図５および図６の回路
の動作について説明する。両回路ともに、同期のとれた
ベースバンド信号の同相成分と直交成分のディジタルデ
ータはそれぞれ第１のＤ／Ａ変換器Ａａと第２のＡ／Ｄ
変換器Ａｂに入力されてアナログ信号に変換される。そ
して、アナログ信号に変換された信号は、それぞれ第１
のローパスフィルタＢａと第２のローパスフィルタＢｂ
に入力されて波形整形される。これより後の動作は、図
１および図２に示したものと同じである。

【００４２】

【発明の効果】本発明の信号波形発生方法によれば、基
準電圧をシグナルグラウンド電圧に一致させるために基
準電圧とシグナルグラウンド電圧との誤差を補正すると
ともにベースバンド信号に対する直交変調動作を最適に
するために基準電圧に所定のオフセット電圧を加えるの
で、Ｄ／Ａ変換後にアナログ的にオフセット電圧を加え
るので、ベースバンド信号のディジタルデータにはオフ
セットデータを含ませる必要がなくなり、その結果、Ｄ
／Ａ変換精度を低くすることが可能となり、Ｄ／Ａ変換
器の面積と消費電力を削減することができる。また、基
準電圧をオフセット調整時に併せて調整することが可能
なことから、基準電圧源として高精度のものを必要とし
なくなる。

【００４３】また、本発明の信号波形発生器によれば、
基準電圧源の出力電圧とシグナルグラウンド電圧との誤
差をオフセット調整回路で調整するとともに、このオフ
セット調整回路で直交変調回路の変調動作が最適となる
ようにオフセット電圧を与えるように構成したので、オ
フセット調整回路にてＤ／Ａ変換器の後段でベースバン
ド信号にオフセット電圧を与えることができ、Ｄ／Ａ変
換器への入力にはオフセットデータを含ませなくてもよ
いので、Ｄ／Ａ変換器の変換精度を低くすることがで
き、集積回路化する場合のＤ／Ａ変換器の面積と消費電
力を削減することができる。また、基準電圧をオフセッ
ト調整回路で調整することが可能なことから、基準電圧
源として高精度のものを必要としなくなる。その結果、
Ｄ／Ａ変換器の面積と消費電力が小さく、かつ高精度の
基準電圧源を必要としない信号波形発生器を実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態における信号波形発
生器の構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の第２の実施の形態における信号波形発
生器の構成を示すブロック図である。

【図３】第１の従来例の信号波形発生器の構成を示すブ
ロック図である。

【図４】第２の従来例の信号波形発生器の一部の構成を
示すブロック図である。

【図５】オフセット調整回路の具体例を示す回路図であ
る。

【図６】信号波形発生器の第１の変形例を示す回路図で
ある。

【図７】信号波形発生器の第２の変形例を示す回路図で
ある。

【符号の説明】

１ Ｄ／Ａ変換器 ２ 第１のスイッチ ３ 第２のスイッチ ４ 第３のスイッチ ５ 第１のサンプルホールド回路 ６ 第２のサンプルホールド回路 ７ 第３のサンプルホールド回路 ８ 第１のローパスフィルタ ９ 第２のローパスフィルタ ２１ 第１の加算器 ２２ 第２の加算器 ２３ 基準電圧源 ２４ オフセット調整回路 ３１ 第１の加算器 ３２ 第２の加算器 ３３Ａ，３３Ｃ，３３Ｅ，３３Ｇ 入力抵抗 ３３Ｂ，３３Ｄ，３３Ｆ，３３Ｈ 帰還抵抗 ３５Ａ〜３５Ｄ オペアンプ ３６Ａ〜３６Ｄ 差動反転増幅器

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ベースバンド信号のディジタルデータを
   ディジタルアナログ変換してサンプルホールドし低域ろ
   波した後に、前記ベースバンド信号のシグナルグラウン
   ド電圧に相当する基準電圧を前記ベースバンド信号に加
   える信号波形発生方法であって、 前記基準電圧を前記シグナルグラウンド電圧に一致させ
   るために前記基準電圧と前記シグナルグラウンド電圧と
   の誤差を補正するとともに前記ベースバンド信号に対す
   る直交変調動作を最適にするために前記基準電圧に所定
   のオフセット電圧を加えることを特徴とする信号波形発
   生方法。
2. 【請求項２】 ベースバンド信号の一方および他方の成
   分信号のディジタルデータを時分割で入力するＤ／Ａ変
   換器と、前記Ｄ／Ａ変換器の２つに分岐した出力端の一
   方に一端を接続した第１のスイッチと、前記Ｄ／Ａ変換
   器の２つに分岐した出力端の他方に一端を接続した第２
   のスイッチと、前記第１のスイッチの他端に入力端を接
   続した第１のサンプルホールド回路と、前記第１のサン
   プルホールド回路の出力端に一端を接続した第３のスイ
   ッチと、前記第３のスイッチの他端に入力端を接続した
   第２のサンプルホールド回路と、前記第２のサンプルホ
   ールド回路の出力端に入力端を接続した第１のローパス
   フィルタと、前記第２のスイッチの他端に入力端を接続
   した第３のサンプルホールド回路と、前記第３のサンプ
   ルホールド回路の出力端に入力端を接続した第２のロー
   パスフィルタと、前記ベースバンド信号のシグナルグラ
   ウンド電圧に相当する基準電圧を発生する基準電圧源
   と、前記基準電圧源から発生する基準電圧を前記シグナ
   ルグラウンド電圧に一致させるために前記基準電圧と前
   記シグナルグラウンド電圧との誤差を補正するとともに
   前記ベースバンド信号を直交変調する直交変調器の変調
   動作を最適にするために前記基準電圧に所定のオフセッ
   ト電圧を加えた電圧を出力するオフセット調整回路と、
   前記第１のローパスフィルタの出力端に一方の入力端を
   接続するとともに前記オフセット調整回路の出力端に他
   方の入力端を接続して前記第１のローパスフィルタの出
   力信号と前記オフセット調整回路の出力電圧とを加算し
   て出力する第１の加算器と、前記第２のローパスフィル
   タの出力端に一方の入力端を接続するとともに前記オフ
   セット調整回路の出力端に他方の入力端を接続して前記
   第２のローパスフィルタの出力信号と前記オフセット調
   整回路の出力電圧とを加算して出力する第２の加算器と
   を備え、 前記第１のスイッチと前記第２および第３のスイッチと
   を前記ベースバンド信号の一方および他方の成分信号の
   時分割の周期で交互にオンオフさせることにより、前記
   第１の加算器の出力信号を前記ベースバンド信号の一方
   の成分信号とし、前記第２の加算器の出力信号を前記ベ
   ースバンド信号の他方の成分信号としたことを特徴とす
   る信号波形発生器。
3. 【請求項３】 第１の加算器が縦続接続した第１および
   第２の差動反転増幅器からなり、第２の加算器が縦続接
   続した第３および第４の差動反転増幅器からなり、 前記第１の差動反転増幅器が、第１のオペアンプの反転
   入力端子に第１の入力抵抗を介して第１のローパスフィ
   ルタの出力端を接続し、前記第１のオペアンプの非反転
   入力端子にオフセット調整回路の出力端を接続し、前記
   第１のオペアンプの出力端と反転入力端との間に第１の
   帰還抵抗を接続した構成を有し、 前記第２の差動反転増幅器が、第２のオペアンプの反転
   入力端子に第２の入力抵抗を介して前記第１のオペアン
   プの出力端を接続し、前記第２のオペアンプの非反転入
   力端子に前記オフセット調整回路の出力端を接続し、前
   記第２のオペアンプの出力端と反転入力端との間に第２
   の帰還抵抗を接続した構成を有し、 前記第３の差動反転増幅器が、第３のオペアンプの反転
   入力端子に第３の入力抵抗を介して第２のローパスフィ
   ルタの出力端を接続し、前記第３のオペアンプの非反転
   入力端子に前記オフセット調整回路の出力端を接続し、
   前記第３のオペアンプの出力端と反転入力端との間に第
   ３の帰還抵抗を接続した構成を有し、 前記第４の差動反転増幅器が、第４のオペアンプの反転
   入力端子に第４の入力抵抗を介して前記第３のオペアン
   プの出力端を接続し、前記第４のオペアンプの非反転入
   力端子に前記オフセット調整回路の出力端を接続し、前
   記第４のオペアンプの出力端と反転入力端との間に第４
   の帰還抵抗を接続した構成を有し、 前記第２のオペアンプの出力端からベースバンド信号の
   一方の成分信号を取り出し、前記第１のオペアンプの出
   力端から前記ベースバンド信号の一方の成分信号の反転
   信号を取り出し、前記第４のオペアンプの出力端から前
   記ベースバンド信号の他方の成分信号を取り出し、前記
   第３のオペアンプの出力端から前記ベースバンド信号の
   他方の成分信号の反転信号を取り出すようにした請求項
   １記載の信号波形発生器。