JPH10271177A - 直交変調波受信方法及び装置 - Google Patents
直交変調波受信方法及び装置Info
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- JPH10271177A JPH10271177A JP8735697A JP8735697A JPH10271177A JP H10271177 A JPH10271177 A JP H10271177A JP 8735697 A JP8735697 A JP 8735697A JP 8735697 A JP8735697 A JP 8735697A JP H10271177 A JPH10271177 A JP H10271177A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】中間周波数変換用周波数シンセサイザの周波数
ステップが受信チャネルの周波数ステップの整数倍に設
定されているＲＦ部からの中間周波数信号を準同期直交
検波する受信装置において、非希望波のイメージ成分に
よる受信特性の劣化を防止する。 【解決手段】ＲＦ部３０の周波数シンセサイザ３の周波
数ステップは、受信チャネルの周波数ステップの整数倍
に設定され、準同期検波器５の出力は、複数の周波数成
分を含む準同期直交信号となる。この準同期直交信号
は、Ａ／Ｄ変換器８でデジタル信号とされデジタル周波
数シフタ部３２に入力される。デジタル周波数シフタ部
３２では、所望の受信チャネルがベースバンドとなるよ
うに周波数変換器９により周波数シフトしてＬＰＦ１３
から希望波成分を出力するとともに、周波数変換器１１
により非希望波のベースバンド成分を検出し、両ベース
バンド成分に基づいて所定の演算を行って非希望波のイ
メージ成分を算出し、非希望波が所定レベル以上のとき
は、前記非希望波のイメージ成分をＬＰＦ１３の出力か
ら減算する。
ステップが受信チャネルの周波数ステップの整数倍に設
定されているＲＦ部からの中間周波数信号を準同期直交
検波する受信装置において、非希望波のイメージ成分に
よる受信特性の劣化を防止する。 【解決手段】ＲＦ部３０の周波数シンセサイザ３の周波
数ステップは、受信チャネルの周波数ステップの整数倍
に設定され、準同期検波器５の出力は、複数の周波数成
分を含む準同期直交信号となる。この準同期直交信号
は、Ａ／Ｄ変換器８でデジタル信号とされデジタル周波
数シフタ部３２に入力される。デジタル周波数シフタ部
３２では、所望の受信チャネルがベースバンドとなるよ
うに周波数変換器９により周波数シフトしてＬＰＦ１３
から希望波成分を出力するとともに、周波数変換器１１
により非希望波のベースバンド成分を検出し、両ベース
バンド成分に基づいて所定の演算を行って非希望波のイ
メージ成分を算出し、非希望波が所定レベル以上のとき
は、前記非希望波のイメージ成分をＬＰＦ１３の出力か
ら減算する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星通信や移動体
通信装置に用いられる受信装置に関し、特に、無線周波
数から中間周波数に変換する周波数変換器に無線周波数
を与えるシンセサイザの周波数ステップが、受信チャネ
ルの周波数ステップの整数倍であり、準同期直交検波器
の出力信号に周波数成分が残留する受信装置に関し、特
に隣接波などによる非希望波の干渉の影響が大きいシス
テムにおいて利用される、直交変調された変調波を受信
して信号を取り出す受信装置に関する。
通信装置に用いられる受信装置に関し、特に、無線周波
数から中間周波数に変換する周波数変換器に無線周波数
を与えるシンセサイザの周波数ステップが、受信チャネ
ルの周波数ステップの整数倍であり、準同期直交検波器
の出力信号に周波数成分が残留する受信装置に関し、特
に隣接波などによる非希望波の干渉の影響が大きいシス
テムにおいて利用される、直交変調された変調波を受信
して信号を取り出す受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の一般的な直交変調された
無線周波帯信号を受信する直交変調波受信装置のブロッ
ク図である。直交変調された受信信号は、低雑音増幅器
（ＬＮＡ）１０１によって電力増幅され、周波数変換器
１０２において周波数シンセサイザ１０３の出力周波数
と混合することにより無線周波数帯（ＲＦ）信号から中
間周波数帯（ＩＦ）信号に周波数変換される。
無線周波帯信号を受信する直交変調波受信装置のブロッ
ク図である。直交変調された受信信号は、低雑音増幅器
（ＬＮＡ）１０１によって電力増幅され、周波数変換器
１０２において周波数シンセサイザ１０３の出力周波数
と混合することにより無線周波数帯（ＲＦ）信号から中
間周波数帯（ＩＦ）信号に周波数変換される。
【０００３】周波数変換された前記ＩＦ信号は、バンド
パスフィルタ（ＢＰＦ）１０４により帯域制限され、準
同期直交検波器１０５で準同期検波され、準同期直交信
号が出力される。準同期検波された準同期直交信号は、
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７によって高調波成分
が除去された後、Ａ／Ｄ変換器１０８によってデジタル
信号に変換される。デジタル化された準同期直交信号
は、同期検波または遅延検波直交復調器１０９に入力さ
れ、受信信号が復調される。
パスフィルタ（ＢＰＦ）１０４により帯域制限され、準
同期直交検波器１０５で準同期検波され、準同期直交信
号が出力される。準同期検波された準同期直交信号は、
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７によって高調波成分
が除去された後、Ａ／Ｄ変換器１０８によってデジタル
信号に変換される。デジタル化された準同期直交信号
は、同期検波または遅延検波直交復調器１０９に入力さ
れ、受信信号が復調される。
【０００４】次に、無線周波数帯（ＲＦ）から中間周波
数（ＩＦ）に変換する周波数変換器に無線周波数を与え
るシンセサイザの周波数ステップが、受信チャネルの周
波数ステップの整数倍である場合を考える。
数（ＩＦ）に変換する周波数変換器に無線周波数を与え
るシンセサイザの周波数ステップが、受信チャネルの周
波数ステップの整数倍である場合を考える。
【０００５】図４において、直交変調された受信信号
は、ＬＮＡ１１０によって電力増幅され、周波数変換器
１１１において周波数シンセサイザ１１２の出力周波数
と混合することによりＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変
換される。周波数変換された前記ＩＦ信号は、ＢＰＦ１
１３により帯域制限され、準同期直交検波器１１４で準
同期検波され、準同期直交信号が出力される。前記周波
数シンセサイザ１１２の周波数ステップが受信チャネル
の周波数ステップのｎ倍（ｎは整数）である場合、前記
準同期検波器の出力信号は、±ｎ／２×ｆｓｃ（ｆｓ
ｃ：受信チャネルの周波数ステップ）の範囲内の周波数
成分を含む準同期直交信号となるため、準同期直交検波
の後段に所望のチャネルの信号を選択するためのデジタ
ル周波数シフタ１１８が挿入される。
は、ＬＮＡ１１０によって電力増幅され、周波数変換器
１１１において周波数シンセサイザ１１２の出力周波数
と混合することによりＲＦ信号からＩＦ信号に周波数変
換される。周波数変換された前記ＩＦ信号は、ＢＰＦ１
１３により帯域制限され、準同期直交検波器１１４で準
同期検波され、準同期直交信号が出力される。前記周波
数シンセサイザ１１２の周波数ステップが受信チャネル
の周波数ステップのｎ倍（ｎは整数）である場合、前記
準同期検波器の出力信号は、±ｎ／２×ｆｓｃ（ｆｓ
ｃ：受信チャネルの周波数ステップ）の範囲内の周波数
成分を含む準同期直交信号となるため、準同期直交検波
の後段に所望のチャネルの信号を選択するためのデジタ
ル周波数シフタ１１８が挿入される。
【０００６】即ち、ＬＰＦ１１６によって高調波成分が
除去された前記準同期直交信号は、Ａ／Ｄ変換器１１７
によってデジタル信号に変換された後、このデジタル化
された準同期直交信号は、デジタル周波数シフタ１１８
で周波数変換され、所望のチャネルの信号のみがべース
バンド信号に変換される。周波数変換されたべースバン
ド信号はＬＰＦ１２０を介して同期検波または遅延検波
直交復調器１２１に入力され、所望の受信信号が復調さ
れる。
除去された前記準同期直交信号は、Ａ／Ｄ変換器１１７
によってデジタル信号に変換された後、このデジタル化
された準同期直交信号は、デジタル周波数シフタ１１８
で周波数変換され、所望のチャネルの信号のみがべース
バンド信号に変換される。周波数変換されたべースバン
ド信号はＬＰＦ１２０を介して同期検波または遅延検波
直交復調器１２１に入力され、所望の受信信号が復調さ
れる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように、無線周波
数から中間周波数に変換する周波数変換器に無線周波数
を与える周波数シンセサイザの周波数ステップが、受信
チャネルの周波数ステップの整数倍に設定されている受
信機においては、準同期直交検波器の出力信号は、受信
チャネルの周波数ステップの整数倍の周波数成分を含む
準同期直交信号となる。この残留周波数成分中に、大き
な非希望波が存在すると、準同期直交検波器の振幅誤差
と位相誤差により、デジタル周波数シフタの出力で非希
望波のイメ―ジ成分が希望波に干渉し、受信特性の劣化
が生じる。
数から中間周波数に変換する周波数変換器に無線周波数
を与える周波数シンセサイザの周波数ステップが、受信
チャネルの周波数ステップの整数倍に設定されている受
信機においては、準同期直交検波器の出力信号は、受信
チャネルの周波数ステップの整数倍の周波数成分を含む
準同期直交信号となる。この残留周波数成分中に、大き
な非希望波が存在すると、準同期直交検波器の振幅誤差
と位相誤差により、デジタル周波数シフタの出力で非希
望波のイメ―ジ成分が希望波に干渉し、受信特性の劣化
が生じる。
【０００８】デジタル周波数シフタの出力で、非希望波
のイメージ成分が希望波に干渉する原理を以下に説明す
る。図５は、準同期直交検波器において振幅誤差α、位
相誤差θが存在する場合を想定したときの準同期直交検
波部のブロック図である。このとき、入力信号の周波数
をωとし、準同期直交検波器の局部発振器２０３の周波
数をωIとすると、準同期直交検波器の出力信号は、 Ｉ’＋ｊＱ’＝（Ｉｃｏｓωｔ＋Ｑｓｉｎωｔ）×｛ｃ
ｏｓωIｔ＋ｊ（１＋α）ｓｉｎ（ωIｔ＋θ）｝ となる。ＬＰＦ２０６の出力はα、θ＜＜１という条件
で１次近似すると、 Ｉ”＋ｊＱ”＝（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ{-j(ω-ωI)t}−
（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ{-j(ω-ωI)t}・(ｊθ＋α)／２ となる。よって、準同期直交検波器の入力における希望
波の周波数をωD＝ωI＋ω0とし、周波数ωDにＸ＝Ｉ＋
ｊＱなる信号が存在するとき、Ｘの複素共役をＸ*とす
ると、周波数ωD成分のＬＰＦ２０６の出力信号は、 Ｉ”＋ｊＱ”＝Ｘｅｘｐ(-jω0t)−Ｘ*ｅｘｐ(jω0t)・
(ｊθ＋α)／２（式１） となる。また、準同期直交検波器の入力における周波数
ωU＝ωl−ωoである非希望波が存在し、周波数ωUにＹ
＝Ｉ＋ｊＱなる信号が存在するとき、Ｙの複素共役をＹ
*とすると、周波数ωU成分のＬＰＦの出力信号は、 Ｉ”＋ｊＱ”＝Ｙｅｘｐ(jω0t)−Ｙ*ｅｘｐ(-jω0t)・
(ｊθ＋α)／２（式２） となる。非希望波が存在すると、デジタル周波数シフタ
の出力信号は、式１と式２の右辺の和になる。α＝θ＝
０であれば、ｅｘｐ(-jω0t)の項にはＸしか存在しない
が、αまたはθ≠０であると、−Ｙ*（ｊθ＋α）／２
の項が加算される。希望波に比ベて非希望波のレベルが
十分に大きい場合、つまりＹ＞＞Ｘである場合、−Ｙ*
（ｊθ＋α）／２の項が無視できない値となる。このと
き、デジタル周波数シフタは図６のように動作し、非希
望波のイメージ成分が希望波に干渉し、受信特性の劣化
をもたらす。
のイメージ成分が希望波に干渉する原理を以下に説明す
る。図５は、準同期直交検波器において振幅誤差α、位
相誤差θが存在する場合を想定したときの準同期直交検
波部のブロック図である。このとき、入力信号の周波数
をωとし、準同期直交検波器の局部発振器２０３の周波
数をωIとすると、準同期直交検波器の出力信号は、 Ｉ’＋ｊＱ’＝（Ｉｃｏｓωｔ＋Ｑｓｉｎωｔ）×｛ｃ
ｏｓωIｔ＋ｊ（１＋α）ｓｉｎ（ωIｔ＋θ）｝ となる。ＬＰＦ２０６の出力はα、θ＜＜１という条件
で１次近似すると、 Ｉ”＋ｊＱ”＝（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ{-j(ω-ωI)t}−
（Ｉ＋ｊＱ）ｅｘｐ{-j(ω-ωI)t}・(ｊθ＋α)／２ となる。よって、準同期直交検波器の入力における希望
波の周波数をωD＝ωI＋ω0とし、周波数ωDにＸ＝Ｉ＋
ｊＱなる信号が存在するとき、Ｘの複素共役をＸ*とす
ると、周波数ωD成分のＬＰＦ２０６の出力信号は、 Ｉ”＋ｊＱ”＝Ｘｅｘｐ(-jω0t)−Ｘ*ｅｘｐ(jω0t)・
(ｊθ＋α)／２（式１） となる。また、準同期直交検波器の入力における周波数
ωU＝ωl−ωoである非希望波が存在し、周波数ωUにＹ
＝Ｉ＋ｊＱなる信号が存在するとき、Ｙの複素共役をＹ
*とすると、周波数ωU成分のＬＰＦの出力信号は、 Ｉ”＋ｊＱ”＝Ｙｅｘｐ(jω0t)−Ｙ*ｅｘｐ(-jω0t)・
(ｊθ＋α)／２（式２） となる。非希望波が存在すると、デジタル周波数シフタ
の出力信号は、式１と式２の右辺の和になる。α＝θ＝
０であれば、ｅｘｐ(-jω0t)の項にはＸしか存在しない
が、αまたはθ≠０であると、−Ｙ*（ｊθ＋α）／２
の項が加算される。希望波に比ベて非希望波のレベルが
十分に大きい場合、つまりＹ＞＞Ｘである場合、−Ｙ*
（ｊθ＋α）／２の項が無視できない値となる。このと
き、デジタル周波数シフタは図６のように動作し、非希
望波のイメージ成分が希望波に干渉し、受信特性の劣化
をもたらす。
【０００９】本発明は、無線周波数から中間周波数に変
換する周波数変換器に無線周波数を与える周波数シンセ
サイザの周波数ステップが、受信チャネルの周波数ステ
ップの整数倍であり、準同期直交検波器の出力信号に周
波数成分が残留するため、準同期直交検波器の後段にデ
ジタル周波数シフタを有する直交変調波受信装置におい
て、準同期直交検波器の振幅誤差、および位相誤差が原
因で発生する、希望波の干渉波となる非希望波のイメー
ジ成分による受信特性の劣化を防止することを目的とす
るものである。
換する周波数変換器に無線周波数を与える周波数シンセ
サイザの周波数ステップが、受信チャネルの周波数ステ
ップの整数倍であり、準同期直交検波器の出力信号に周
波数成分が残留するため、準同期直交検波器の後段にデ
ジタル周波数シフタを有する直交変調波受信装置におい
て、準同期直交検波器の振幅誤差、および位相誤差が原
因で発生する、希望波の干渉波となる非希望波のイメー
ジ成分による受信特性の劣化を防止することを目的とす
るものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の直交変調波受信
装置は、周波数シフタ部において、非希望波のイメージ
成分を算出し、非希望波のレベルがあるしきい値を越え
たとき、算出された非希望波のイメージ成分を周波数シ
フタ部の出力から減じて希望波のみを抽出した後、復調
することにより、前記目的を達成するものである。
装置は、周波数シフタ部において、非希望波のイメージ
成分を算出し、非希望波のレベルがあるしきい値を越え
たとき、算出された非希望波のイメージ成分を周波数シ
フタ部の出力から減じて希望波のみを抽出した後、復調
することにより、前記目的を達成するものである。
【００１１】具体的には、準同期直交検波器の出力信号
をアナログ／デジタル変換する手段と、変換されたデジ
タル信号を周波数ｆ0（但し、ｆ0は受信チャネルの周波
数ステップの整数倍の周波数）で周波数変換する第１の
周波数変換器と、周波数ｆ0で周波数変換された信号か
ら希望波のベースバンド信号を抽出する第１のＬＰＦ
と、周波数（−ｆ0）で周波数変換する第２の周波数変
換器と、周波数（−ｆ0）で周波数変換された信号から
ベースバンド信号を抽出する第２のＬＰＦと、前記第１
のＬＰＦの出力信号と前記第２のＬＰＦの出力信号を乗
算する第１の乗算器と、前記第２のＬＰＦの出力信号を
二乗して出力する二乗器と、前記第１の乗算器の出力信
号を一定サンプル分積算する第１の積算器と、前記二乗
器の出力信号を一定サンプル分積算する第２の積算器
と、前記第１の積算器の積算信号を前記第２の積算器の
積算信号で除算する除算器と、前記第２のＬＰＦの出力
信号の複素共役を出力する複素共役算出器と、前記除算
器の出力信号と前記複素共役算出器の出力信号とを乗算
する第２の乗算器と、前記第１のＬＰＦの出力信号から
前記第２の乗算器の出力信号を減算する減算器と、前記
第２のＬＰＦの出力信号のレベルを判定する判別器と、
前記判別器の出力信号によって制御されるセレクタから
なるデジタル周波数シフタによって構成されている。
をアナログ／デジタル変換する手段と、変換されたデジ
タル信号を周波数ｆ0（但し、ｆ0は受信チャネルの周波
数ステップの整数倍の周波数）で周波数変換する第１の
周波数変換器と、周波数ｆ0で周波数変換された信号か
ら希望波のベースバンド信号を抽出する第１のＬＰＦ
と、周波数（−ｆ0）で周波数変換する第２の周波数変
換器と、周波数（−ｆ0）で周波数変換された信号から
ベースバンド信号を抽出する第２のＬＰＦと、前記第１
のＬＰＦの出力信号と前記第２のＬＰＦの出力信号を乗
算する第１の乗算器と、前記第２のＬＰＦの出力信号を
二乗して出力する二乗器と、前記第１の乗算器の出力信
号を一定サンプル分積算する第１の積算器と、前記二乗
器の出力信号を一定サンプル分積算する第２の積算器
と、前記第１の積算器の積算信号を前記第２の積算器の
積算信号で除算する除算器と、前記第２のＬＰＦの出力
信号の複素共役を出力する複素共役算出器と、前記除算
器の出力信号と前記複素共役算出器の出力信号とを乗算
する第２の乗算器と、前記第１のＬＰＦの出力信号から
前記第２の乗算器の出力信号を減算する減算器と、前記
第２のＬＰＦの出力信号のレベルを判定する判別器と、
前記判別器の出力信号によって制御されるセレクタから
なるデジタル周波数シフタによって構成されている。
【００１２】デジタル信号処理技術により、非希望波の
イメージ成分を容易に除去し、希望波を劣化なく抽出す
ることが可能である。また、非希望波のレべルを判定
し、該判定結果に応じて、算出された非希望波のイメー
ジ成分を減じる手段に制御を与える手段を設けることに
よって、非希望波のレべルが低い場合に発生する、非希
望波のイメージ成分の算出値の誤差の影響を除去するこ
とができる。
イメージ成分を容易に除去し、希望波を劣化なく抽出す
ることが可能である。また、非希望波のレべルを判定
し、該判定結果に応じて、算出された非希望波のイメー
ジ成分を減じる手段に制御を与える手段を設けることに
よって、非希望波のレべルが低い場合に発生する、非希
望波のイメージ成分の算出値の誤差の影響を除去するこ
とができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明の直交変調波受信装
置の実施の形態を示すブロック図であり、図２は本発明
において用いられる非希望波イメージ成分を算出する手
段を示すブロック図である。直交変調波受信装置は、Ｒ
Ｆ部３０、ＩＦ部３１、デジタル周波数シフタ部３２及
び同期検波または遅延検波直交復調器２５から構成され
ている。
置の実施の形態を示すブロック図であり、図２は本発明
において用いられる非希望波イメージ成分を算出する手
段を示すブロック図である。直交変調波受信装置は、Ｒ
Ｆ部３０、ＩＦ部３１、デジタル周波数シフタ部３２及
び同期検波または遅延検波直交復調器２５から構成され
ている。
【００１４】ＲＦ部３０は、入力信号を電力増幅する低
雑音増幅器（ＬＮＡ）１と、無線周波数帯（ＲＦ）信号
から中間周波数帯（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数
変換器２と、周波数変換器２に周波数変換用の無線周波
数信号を与える周波数シンセサイザ３を備えている。周
波数シンセサイザ３はその出力周波数ステップが受信チ
ャネルの周波数ステップの整数倍であることを特徴とす
る。
雑音増幅器（ＬＮＡ）１と、無線周波数帯（ＲＦ）信号
から中間周波数帯（ＩＦ）信号に周波数変換する周波数
変換器２と、周波数変換器２に周波数変換用の無線周波
数信号を与える周波数シンセサイザ３を備えている。周
波数シンセサイザ３はその出力周波数ステップが受信チ
ャネルの周波数ステップの整数倍であることを特徴とす
る。
【００１５】ＩＦ部３１は、ＲＦ部３０から出力される
ＩＦ信号を帯域制限する帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）４
と、帯域制限されたＩＦ信号を準同期直交検波し同相成
分と直交成分を出力する準同期直交検波器５と、準同期
直交検波器５にＩＦ信号を与える局部発振器６と、準同
期直交検波器５の出力信号の高調波成分を除去する低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）７と、ＬＰＦ７で高調波成分が
除去された準同期直交信号をサンプリングし、デジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器８とを備えている。
ＩＦ信号を帯域制限する帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）４
と、帯域制限されたＩＦ信号を準同期直交検波し同相成
分と直交成分を出力する準同期直交検波器５と、準同期
直交検波器５にＩＦ信号を与える局部発振器６と、準同
期直交検波器５の出力信号の高調波成分を除去する低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）７と、ＬＰＦ７で高調波成分が
除去された準同期直交信号をサンプリングし、デジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器８とを備えている。
【００１６】デジタル周波数シフタ部３２は、ＩＦ部３
１でサンプリングされた信号を、受信チャネルの周波数
ステップの整数倍であってかつ所望の受信チャネル信号
をベースバンド信号に変換する周波数ｆ0により周波数
変換する周波数変換器９と、周波数ｆ0で発振する発振
器１０と、周波数ｆ0で周波数変換された信号からべー
スバンド信号のみを抽出する低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）１３と、ＩＦ部３１でサンプリングされた信号を周
波数（−ｆ0）で周波数変換する周波数変換器１１と、
周波数（−ｆ0）で発振する発振器１２と、周波数（−
ｆ0）で周波数変換された信号からべースバンド信号の
みを抽出する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４と、ＬＰ
Ｆ１３の出力信号とＬＰＦ１４の出力信号を複素乗算す
る複素乗算器１５と、入力信号の振幅を二乗して出力す
る振幅二乗器１７と、複素乗算器１５の出力信号を―定
サンプル分積算する積算器１６と、振幅二乗器１７の出
力信号を―定サンプル分積算する積算器１８と、積算器
１６の出力信号を積算器１８の出力信号で除算する除算
器１９と、ＬＰＦ１４の出力信号の複素共役を出力する
複素共役算出器２２と、除算器１９の出力信号と複素共
役算出器２２の出力信号とを乗算する乗算器２０と、Ｌ
ＰＦ１３の出力信号から乗算器２０の出力信号を減算す
る減算器２１と、非希望波のレべルを判定する判別器２
３と、判別器の出力信号によって制御されるセレクタ２
４とを備えている。
１でサンプリングされた信号を、受信チャネルの周波数
ステップの整数倍であってかつ所望の受信チャネル信号
をベースバンド信号に変換する周波数ｆ0により周波数
変換する周波数変換器９と、周波数ｆ0で発振する発振
器１０と、周波数ｆ0で周波数変換された信号からべー
スバンド信号のみを抽出する低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）１３と、ＩＦ部３１でサンプリングされた信号を周
波数（−ｆ0）で周波数変換する周波数変換器１１と、
周波数（−ｆ0）で発振する発振器１２と、周波数（−
ｆ0）で周波数変換された信号からべースバンド信号の
みを抽出する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４と、ＬＰ
Ｆ１３の出力信号とＬＰＦ１４の出力信号を複素乗算す
る複素乗算器１５と、入力信号の振幅を二乗して出力す
る振幅二乗器１７と、複素乗算器１５の出力信号を―定
サンプル分積算する積算器１６と、振幅二乗器１７の出
力信号を―定サンプル分積算する積算器１８と、積算器
１６の出力信号を積算器１８の出力信号で除算する除算
器１９と、ＬＰＦ１４の出力信号の複素共役を出力する
複素共役算出器２２と、除算器１９の出力信号と複素共
役算出器２２の出力信号とを乗算する乗算器２０と、Ｌ
ＰＦ１３の出力信号から乗算器２０の出力信号を減算す
る減算器２１と、非希望波のレべルを判定する判別器２
３と、判別器の出力信号によって制御されるセレクタ２
４とを備えている。
【００１７】図１を参照して本発明の動作を説明する。
図１において、直交変調波受信装置の入力ＲＦ信号は、
ＬＮＡ１によって電力増幅され、周波数変換器２に入力
され、ＩＦ信号に変換される。変換されたＩＦ信号はＢ
ＰＦ４で帯域制限され、準同期直交検波器５で準同期検
波され、準同期直交信号として出力される。ただし、Ｒ
Ｆ部３０の周波数シンセサイザ３の周波数スッテプが受
信チャネルの周波数スッテプのｎ倍（ｎは整数）である
ため、準同期検波器５の出力信号は、ｍ×ｆｓｃ（−ｎ
／２＜ｍ＜ｎ／２、ｍ、ｎともに整数、ｆｓｃ：受信チ
ャネルの周波数ステップ）の周波数成分を含む準同期直
交信号となる。ＬＰＦ７によって高調波成分が除去され
た準同期直交信号は、Ａ／Ｄ変換器８によってデジタル
信号に変換され、変換されたデジタル信号はデジタル周
波数シフタ部３２に入力される。ここで、デジタル周波
数シフタ部３２の非希望波イメージ成分算出方法を図２
を参照して説明する。
図１において、直交変調波受信装置の入力ＲＦ信号は、
ＬＮＡ１によって電力増幅され、周波数変換器２に入力
され、ＩＦ信号に変換される。変換されたＩＦ信号はＢ
ＰＦ４で帯域制限され、準同期直交検波器５で準同期検
波され、準同期直交信号として出力される。ただし、Ｒ
Ｆ部３０の周波数シンセサイザ３の周波数スッテプが受
信チャネルの周波数スッテプのｎ倍（ｎは整数）である
ため、準同期検波器５の出力信号は、ｍ×ｆｓｃ（−ｎ
／２＜ｍ＜ｎ／２、ｍ、ｎともに整数、ｆｓｃ：受信チ
ャネルの周波数ステップ）の周波数成分を含む準同期直
交信号となる。ＬＰＦ７によって高調波成分が除去され
た準同期直交信号は、Ａ／Ｄ変換器８によってデジタル
信号に変換され、変換されたデジタル信号はデジタル周
波数シフタ部３２に入力される。ここで、デジタル周波
数シフタ部３２の非希望波イメージ成分算出方法を図２
を参照して説明する。
【００１８】Ａ／Ｄ変換器８の出力を式１と式２の右辺
の和とする。但し、ω0＝２πｆ0、ｆ0＝ｍ×ｆｓｃで
あり、Ｘは希望波の周波数に存在する信号、Ｙは非希望
波の周波数に存在する信号である。周波数変換器９は＋
ｆ0に周波数シフトし、周波数変換器１１は−ｆ0に周波
数シフトする。よって、ＬＰＦ１３の出力信号をＸ’、
ＬＰＦ１４の出力信号をＹ’とすると、Ｙ＞＞Ｘであれ
ば、 Ｘ’＝Ｘ−Ｙ*（ｊθ＋α）／２ Ｙ’〜Ｙ （式３） となる。よって、図２中のＡ、Ｂは、 Ａ＝ΣＸＹ−（ｊθ＋α）／２ΣＹＹ* Ｂ＝ΣＹＹ* となる。
の和とする。但し、ω0＝２πｆ0、ｆ0＝ｍ×ｆｓｃで
あり、Ｘは希望波の周波数に存在する信号、Ｙは非希望
波の周波数に存在する信号である。周波数変換器９は＋
ｆ0に周波数シフトし、周波数変換器１１は−ｆ0に周波
数シフトする。よって、ＬＰＦ１３の出力信号をＸ’、
ＬＰＦ１４の出力信号をＹ’とすると、Ｙ＞＞Ｘであれ
ば、 Ｘ’＝Ｘ−Ｙ*（ｊθ＋α）／２ Ｙ’〜Ｙ （式３） となる。よって、図２中のＡ、Ｂは、 Ａ＝ΣＸＹ−（ｊθ＋α）／２ΣＹＹ* Ｂ＝ΣＹＹ* となる。
【００１９】Ｙ＞＞Ｘの条件下では、ΣＸＹ／ΣＹＹ*
＜＜−（ｊθ＋α）／２であるので、Ａ／Ｂは、 Ａ／Ｂ＝ー（ｊθ＋α）／２ となる。よって、Ａ／ＢをＹ*に乗じた後、Ｘ’から引
けば、減算器２１の出力はＸとなり、希望波の周波数に
存在する信号を抽出することになる。
＜＜−（ｊθ＋α）／２であるので、Ａ／Ｂは、 Ａ／Ｂ＝ー（ｊθ＋α）／２ となる。よって、Ａ／ＢをＹ*に乗じた後、Ｘ’から引
けば、減算器２１の出力はＸとなり、希望波の周波数に
存在する信号を抽出することになる。
【００２０】ただし、非希望波レベルが小さい、つまり
Ｙの値が小さい場合、近似式の誤差は増大するため、Ｙ
の値の大きさによりデジタル周波数シフタ部３２の出力
信号を制御する機能を設ける必要がある。デジタル周波
数シフタ部３２の出力信号を制御する機能を再度図１を
参照して説明する。
Ｙの値が小さい場合、近似式の誤差は増大するため、Ｙ
の値の大きさによりデジタル周波数シフタ部３２の出力
信号を制御する機能を設ける必要がある。デジタル周波
数シフタ部３２の出力信号を制御する機能を再度図１を
参照して説明する。
【００２１】式３より、ＬＰＦ１４の出力はＹであるの
で、ＬＰＦ１４の出力信号をレべル判別器２３に入力す
る。レべル判別器２３では、入力信号があるしきい値よ
りも大きいとき、セレクタ２４は減算器２１の出力を選
択して出力し、入力信号があるしきい値よりも小さいと
きは、セレクタ２４はＬＰＦ１３の出力を選択して出力
する。セレクタ２４の出力信号は、同期検波または遅延
検波直交復調回路２５に入力され、受信信号が復調され
る。
で、ＬＰＦ１４の出力信号をレべル判別器２３に入力す
る。レべル判別器２３では、入力信号があるしきい値よ
りも大きいとき、セレクタ２４は減算器２１の出力を選
択して出力し、入力信号があるしきい値よりも小さいと
きは、セレクタ２４はＬＰＦ１３の出力を選択して出力
する。セレクタ２４の出力信号は、同期検波または遅延
検波直交復調回路２５に入力され、受信信号が復調され
る。
【００２２】
【発明の効果】本発明は、準同期直交検波器の出力信号
から、希望波の干渉波となる非希望波のイメ―ジ成分を
デジタル信号処理により算出し、非希望波のレベルがあ
るしきい値よりも大きいとき、デジタル周波数シフトを
行う際、干渉波となる非希望波のイメージ成分を除去し
てしまうので、無線周波数から中間周波数に変換する周
波数変換器に無線周波数を与える周波数シンセサイザの
周波数ステップが、受信チャネルの周波数ステップの整
数倍に設定されていることにより、準同期直交検波器の
出力信号に残留する複数の周波数成分から、所望の受信
チャネルを選択するための周波数シフタを有する直交変
調波受信装置において、準同期直交検波器の振幅誤差、
および位相誤差が原因で発生する、希望波の干渉波とな
る非希望波のイメージ成分により生ずる受信特性の劣化
を防止することができる。
から、希望波の干渉波となる非希望波のイメ―ジ成分を
デジタル信号処理により算出し、非希望波のレベルがあ
るしきい値よりも大きいとき、デジタル周波数シフトを
行う際、干渉波となる非希望波のイメージ成分を除去し
てしまうので、無線周波数から中間周波数に変換する周
波数変換器に無線周波数を与える周波数シンセサイザの
周波数ステップが、受信チャネルの周波数ステップの整
数倍に設定されていることにより、準同期直交検波器の
出力信号に残留する複数の周波数成分から、所望の受信
チャネルを選択するための周波数シフタを有する直交変
調波受信装置において、準同期直交検波器の振幅誤差、
および位相誤差が原因で発生する、希望波の干渉波とな
る非希望波のイメージ成分により生ずる受信特性の劣化
を防止することができる。
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の非希望波イメージ成分を算出する手段
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】従来の直交変調波復調装置のブロック図であ
る。
る。
【図４】デジタル周波数シフタを有する直交変調波復調
装置のブロック図である。
装置のブロック図である。
【図５】準同期直交検波部を示すブロック図である。
【図６】デジタル周波数シフタの動作を説明する図であ
る。
る。
１，１０１，１１０ 低雑音増幅器（ＬＮＡ） ２，９，１１，１０２，１１１ 周波数変換器 ３，１０３，１１２ 周波数シンセサイザ ４，１０４，１１３ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ） ５，１０５，１１４ 準同期直交検波器 ６ 局部発振器 ７，１３，１４，１０７，１１６，１２０ 低域通過
フィルタ（ＬＰＦ） ８，１０８，１１７ Ａ／Ｄ変換器 １０，１２，１０６，１１５ 発振器 １５，２０ 複素乗算器 １６，１８ 積算器 １７ 振幅二乗器 １９ 除算器 ２１ 減算器 ２２ 複素共役算出器 ２３ レベル判別器 ２４ セレクタ ２５，１０９，１１８，１２１ 同期検波または遅延
検波直交復調器 ３０ ＲＦ部 ３１ ＩＦ部 ３２ デジタル周波数シフタ部
フィルタ（ＬＰＦ） ８，１０８，１１７ Ａ／Ｄ変換器 １０，１２，１０６，１１５ 発振器 １５，２０ 複素乗算器 １６，１８ 積算器 １７ 振幅二乗器 １９ 除算器 ２１ 減算器 ２２ 複素共役算出器 ２３ レベル判別器 ２４ セレクタ ２５，１０９，１１８，１２１ 同期検波または遅延
検波直交復調器 ３０ ＲＦ部 ３１ ＩＦ部 ３２ デジタル周波数シフタ部
Claims (5)
- 【請求項１】無線周波数から中間周波数に変換する周波
数変換器に無線周波数を与える周波数シンセサイザの周
波数ステップが、受信チャネルの周波数ステップの整数
倍であり、複数受信チャネルの周波数成分を含む準同期
直交検波出力信号から希望受信チャネルのベースバンド
信号を抽出する周波数シフタを備えた受信装置における
直交変調波受信方法であって、前記準同期直交検波出力
信号の振幅誤差と位相誤差によって発生する非希望波の
イメージ成分を算出し、前記非希望波のレベルが所定値
以上のとき、前記非希望波のイメージ成分を減算した信
号を前記周波数シフタの出力信号とすることにより、前
記非希望波のイメージ成分を除去することを特徴とする
直交変調波受信方法。 - 【請求項２】無線周波数から中間周波数に変換する周波
数変換器に無線周波数を与える周波数シンセサイザの周
波数ステップが、受信チャネルの周波数ステップの整数
倍であり、準同期直交検波器の出力信号から希望受信チ
ャネルのベースバンド信号を抽出する周波数シフタを備
えた受信装置において、前記周波数シフタは、前記準同
期直交検波器の出力信号の振幅誤差と位相誤差によって
発生する非希望波のイメージ成分を算出する手段と、非
希望波のレベルによって制御される前記非希望波のイメ
ージ成分を除去する手段とを有していることを特徴とす
る直交変調波受信装置。 - 【請求項３】前記周波数シフタは、サンプリングされた
信号を周波数ｆ0（但し、ｆ0は受信チャネルの周波数ス
テップの整数倍の周波数）で周波数変換する第１の周波
数変換器と、前記周波数ｆ0で周波数変換された信号か
ら希望波のベースバンド信号を抽出する第１のＬＰＦ
と、周波数（−ｆ0）で周波数変換する第２の周波数変
換器と、前記周波数（−ｆ0）で周波数変換された信号
からベースバンド信号を抽出する第２のＬＰＦと、前記
第１のＬＰＦの出力信号と前記第２のＬＰＦの出力信号
を乗算する第１の乗算器と、前記第２のＬＰＦの出力信
号を二乗して出力する二乗器と、前記第１の乗算器の出
力信号を一定サンプル分積算する第１の積算器と、前記
二乗器の出力信号を一定サンプル分積算する第２の積算
器と、前記第１の積算器の積算信号を前記第２の積算器
の積算信号で除算する除算器と、前記第２のＬＰＦの出
力信号の複素共役を出力する複素共役算出器と、前記除
算器の出力信号と前記複素共役算出器の出力信号とを乗
算する第２の乗算器と、前記第１のＬＰＦの出力信号か
ら前記第２の乗算器の出力信号を減算する減算器と、前
記第２のＬＰＦの出力信号のレベルを判定する判別器
と、前記判別器の出力信号によって制御されるセレクタ
から構成されることを特徴とする請求項２記載の直交変
調波受信装置。 - 【請求項４】前記セレクタは、前記第２のＬＰＦの出力
信号があるしきい値よりも大きいとき、前記減算器の出
力を選択し、前記第２のＬＰＦの出力信号があるしきい
値よりも小さいとき、前記第１のＬＰＦの出力信号を選
択して出力するように制御されていることを特徴とする
請求項２〜３記載の直交変調波受信装置。 - 【請求項５】前記直交変調波受信装置は、衛星通信や移
動体通信用の受信装置として用いられていることを特徴
とする請求項２〜４記載の直交変調波受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09087356A JP3094940B2 (ja) | 1997-03-24 | 1997-03-24 | 直交変調波受信方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09087356A JP3094940B2 (ja) | 1997-03-24 | 1997-03-24 | 直交変調波受信方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271177A true JPH10271177A (ja) | 1998-10-09 |
| JP3094940B2 JP3094940B2 (ja) | 2000-10-03 |
Family
ID=13912614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09087356A Expired - Fee Related JP3094940B2 (ja) | 1997-03-24 | 1997-03-24 | 直交変調波受信方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3094940B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004023380A1 (ja) * | 2002-08-29 | 2004-03-18 | Fujitsu Limited | バーコード読取装置、バーコード読取方法、バーコード読取プログラムおよびモジュール点抽出装置 |
| KR100680664B1 (ko) | 2005-02-24 | 2007-02-09 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 바코드 판독 장치, 바코드 판독 방법, 바코드 판독 프로그램을 저장한 기록 매체 및 모듈점 추출 장치 |
| CN116886117A (zh) * | 2023-07-21 | 2023-10-13 | 广东格林精密部件股份有限公司 | 一种微系统组件及其信号处理算法 |
-
1997
- 1997-03-24 JP JP09087356A patent/JP3094940B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004023380A1 (ja) * | 2002-08-29 | 2004-03-18 | Fujitsu Limited | バーコード読取装置、バーコード読取方法、バーコード読取プログラムおよびモジュール点抽出装置 |
| US7055748B2 (en) | 2002-08-29 | 2006-06-06 | Fujitsu Limited | Barcode reader, method and program for reading barcode, and module-point extracting apparatus |
| KR100680664B1 (ko) | 2005-02-24 | 2007-02-09 | 후지쯔 가부시끼가이샤 | 바코드 판독 장치, 바코드 판독 방법, 바코드 판독 프로그램을 저장한 기록 매체 및 모듈점 추출 장치 |
| CN116886117A (zh) * | 2023-07-21 | 2023-10-13 | 广东格林精密部件股份有限公司 | 一种微系统组件及其信号处理算法 |
| CN116886117B (zh) * | 2023-07-21 | 2024-06-04 | 广东格林精密部件股份有限公司 | 一种微系统组件及其信号处理算法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3094940B2 (ja) | 2000-10-03 |
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