JPH10271821A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 エネルギー蓄積手段によるエネルギーの供給
開始時の前後において電力変換手段に供給される電圧の
変化幅を極力低減することが可能なスイッチング電源を
提供することを主目的とする。 【解決手段】 脈流をスイッチングすることにより交流
および直流のいずれかに変換する電力変換手段３と、脈
流に基づいてエネルギーを蓄積すると共にその蓄積エネ
ルギーを電力変換手段３に供給可能なエネルギー蓄積手
段４と、エネルギー蓄積手段４によるエネルギーの蓄積
および供給を制御するためのスイッチ手段５と、脈流の
瞬時電圧が所定の基準電圧よりも低下したときにエネル
ギー蓄積手段４が蓄積エネルギーの供給を開始するよう
にスイッチ手段５を制御する制御手段６とを備えている
スイッチング電源装置１であって、制御手段６は、脈流
のピーク電圧に応じて基準電圧の電圧値を可変する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流を整流して生
成した脈流をスイッチングすることにより交流および直
流のいずれかに変換する電力変換手段を備えているスイ
ッチング電源装置に関し、詳しくは、脈流に基づいて蓄
積されたエネルギー蓄積手段の蓄積エネルギーを脈流の
瞬時電圧が所定の基準電圧よりも低下したときに電力変
換手段に供給可能に構成したスイッチング電源装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、スイッチング電源装置における入
力力率（つまり、実効電力／（実効電流×実効電圧））
の改善を図るために種々の方式が採用されており、出願
人は、図７に示すスイッチング電源装置を既に提案して
いる（特願平８−３２６１４号）。

【０００３】同図に示すスイッチング電源装置５１（以
下、「電源装置５１」ともいう）は、いわゆるフライバ
ックコンバータ形電源装置を構成している。この電源装
置５１では、外部の交流電源７１から交流が入力される
と、ダイオードブリッジ５２およびダイオード５３，５
４が、交流を全波整流することによって、図５（ａ）に
示すようなピーク電圧が電圧Ｖ_p である脈流Ｖ_PCをそれ
ぞれ生成する。一方、ＦＥＴ５５は、脈流Ｖ_PCを抵抗５
６，５７によって抵抗分割した電圧値が動作保証最低電
圧である基準電圧Ｖ_r よりも高いときに作動し、抵抗５
８を介してドレイン電流を流し込む。

【０００４】ＦＥＴ５５が作動している状態、つまり脈
流Ｖ_PCの瞬時電圧が基準電圧Ｖ_r よりも高い状態では、
トランジスタ５９が作動することによってＦＥＴ６０の
ソースとゲートとが同電位となり、これによりＦＥＴ６
０がオフ状態になる。この状態では、ＦＥＴ６０は、内
部の寄生ダイオードの存在によって、ソースからドレイ
ンに向かって順方向電流が流れるダイオードを等価的に
構成している。このため、ＦＥＴ６０は、脈流Ｖ_PCによ
ってコンデンサ６１を脈流Ｖ_PCのピーク電圧Ｖ_P まで充
電させると共に放電を阻止する。この結果、コンデンサ
６１の端子間電圧Ｖｃは、図５（ｂ）に示すように、一
旦脈流Ｖ_PCのピーク電圧Ｖ_P まで保持される。一方、ス
イッチング回路６２は、例えば、５０ＫＨｚでスイッチ
ングしてトランス６３の一次側巻線６３ａに脈流Ｖ_PCを
印加させる。これにより、二次側巻線６３ｂ側では、ダ
イオード６４およびコンデンサ６５が、スイッチング回
路６２のスイッチングがオフのときに二次巻線６３ｂか
ら出力される電流を整流することにより直流を生成す
る。この場合、スイッチング回路６２は、スイッチング
のデューティ比を制御することにより、直流を所定電圧
に安定化する。これにより、安定化された直流が負荷Ｒ
_L に供給される。

【０００５】また、スイッチング回路６２のスイッチン
グがオフのときには、トランス６３に蓄積されているエ
ネルギーが、一次巻線６３ａからダイオード６６のアノ
ード側に出力され、ダイオード６６によって整流されて
制御用電源となる。

【０００６】ＦＥＴ５５が作動停止している状態、つま
り脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が基準電圧Ｖ_r よりも低下してい
るときは、ＦＥＴ５５およびトランジスタ５９が作動を
停止することによって、抵抗６８を介してＦＥＴ６０の
ゲートに制御用電源が印加され、ＦＥＴ６０が作動す
る。この状態では、ＦＥＴ６０は、ソースとドレイン間
が導通状態になるため、コンデンサ６１に蓄積されてい
るエネルギーを、スイッチング回路６２のスイッチング
に応じてトランス６３の一次巻線６３ａに供給する。こ
の結果、一次巻線６３ａに供給される電圧Ｖ_T は、図５
（ｃ）に示すように、基準電圧Ｖ_r から脈流Ｖ_PCのピー
ク電圧Ｖ_P までの間を変動する電圧波形となる。

【０００７】このように、この電源装置５１では、脈流
Ｖ_PCの瞬時電圧が基準電圧Ｖ_r よりも高いときには、ダ
イオードブリッジ５２から出力される脈流Ｖ_PCをトラン
ス６３の一次巻線６３ａに供給すると共にコンデンサ６
１を充電させ、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が基準電圧Ｖ_r より
も低下したときには、コンデンサ６１の蓄積エネルギー
を一次巻線６３ａに供給する結果、入力された交流の１
周期に亘って所定電圧に安定化した直流電力を負荷Ｒ_L
に供給することができる。また、電源装置５１では、一
次巻線６３ａに電流が流れる期間をできるだけ長くする
ことにより、コンデンサインプット形整流回路方式など
と比較して入力力率を向上させることができるようにな
っている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが、この出願人
の提案した電源装置５１には、以下の改善すべき点があ
る。第１に、図６に示すように、この電源装置５１で
は、コンデンサ６１が、脈流Ｖ_PCのピーク電圧Ｖ_P1まで
充電される結果、一次巻線６３ａに供給される電圧は、
コンデンサ６１によるエネルギー供給開始時Ｔ₁ の前後
において、ピーク電圧Ｖ_P1と基準電圧Ｖ_r との電圧差Δ
Ｖ₁ 分だけ急峻に変化する。したがって、交流電源７１
から出力される交流の実効電圧が上昇することによって
脈流Ｖ_PCのピーク電圧が電圧Ｖ_P2まで上昇したときに
は、コンデンサ６１が、ピーク電圧Ｖ_P2まで充電される
結果、一次巻線６３ａに供給される電圧は、コンデンサ
６１によるエネルギー供給開始時Ｔ₂ ，Ｔ₃ の前後にお
いて、ピーク電圧Ｖ_P2と基準電圧Ｖ_r との電圧差ΔＶ₂
分だけそれぞれ急峻に変化する。この結果、エネルギー
供給開始時Ｔ₂ ，Ｔ₃ において、スイッチング回路６２
の応答が、急変する電圧に追従することができないこと
がある。このため、この電源装置５１には、負荷ＲＬに
出力される直流電圧のオーバーシュートが大きくなって
しまい、これを低減すべきであるという改善点がある。
この場合、オーバーシュートを低減するには、コンデン
サ６５を大容量タイプのコンデンサにするか、コンデン
サ６５の正電極と負荷ＲＬの間に大時定数のフィルタを
配設すればよいが、電源装置５１が大型化すると共に装
置コストが上昇してしまうという他の改善点が生じてし
まう。

【０００９】第２に、エネルギー供給開始時Ｔ₂ ，Ｔ₃
のそれぞれの直前では、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧がピーク電
圧Ｖ_P2よりもかなり低下しているため、スイッチング回
路６２によるスイッチングのオン期間のデューティー比
が大きくなっている。したがって、コンデンサ６１から
ピーク電圧Ｖ_P2とほぼ等しい高電圧の直流が出力される
と、トランス６３が瞬間的に磁気飽和を起こすことがあ
る。この場合、かかる状態が長時間継続すれば、スイッ
チング回路６２内のスイッチング素子が破壊するおそれ
があり、トランス６３の磁気飽和を防止すべきであると
いう改善点がある。

【００１０】本発明は、かかる改善点を解決すべくなさ
れたものであり、エネルギー蓄積手段によるエネルギー
の供給開始時の前後において電力変換手段に供給される
電圧の変化幅を極力低減することが可能なスイッチング
電源を提供することを主目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成すべく請
求項１記載のスイッチング電源装置は、脈流をスイッチ
ングすることにより交流および直流のいずれかに変換す
る電力変換手段と、脈流に基づいてエネルギーを蓄積す
ると共にその蓄積エネルギーを電力変換手段に供給可能
なエネルギー蓄積手段と、エネルギー蓄積手段によるエ
ネルギーの蓄積および供給を制御するためのスイッチ手
段と、脈流の瞬時電圧が所定の基準電圧よりも低下した
ときにエネルギー蓄積手段が蓄積エネルギーの供給を開
始するようにスイッチ手段を制御する制御手段とを備え
ているスイッチング電源装置であって、制御手段は、脈
流のピーク電圧に応じて基準電圧の電圧値を可変するこ
とを特徴とする。

【００１２】このスイッチング電源装置では、例えばエ
ネルギー蓄積手段としてコンデンサを用いた場合、コン
デンサは、脈流のピーク電圧まで充電させられてエネル
ギーを蓄積すると共に、予め設定された基準電圧よりも
脈流の瞬時電圧が低下したときに、制御手段の制御下
で、電力変換手段に対する蓄積エネルギーの供給を開始
する。かかる状況下においては、エネルギー供給開始時
の前後における電力伝達手段に供給される電圧は、基準
電圧から脈流のピーク電圧までの変化幅で変化する。一
方、脈流のピーク電圧が上昇したときには、制御手段
が、例えば、脈流のピーク電圧に比例させて基準電圧の
電圧値を高く設定する。かかる場合、コンデンサによる
エネルギー供給開始時の前後における電力伝達手段に供
給される電圧は、基準電圧から脈流のピーク電圧までの
変化幅で変化するが、基準電圧を固定させている場合と
比較し、脈流のピーク電圧の上昇に応じて高く設定した
電圧分だけ変化幅が少なくなる。この場合、基準電圧の
電圧値を上昇させると、コンデンサによるエネルギー供
給時間は長時間化する。しかし、コンデンサの充電電圧
も脈流のピーク電圧の上昇に応じて高電圧になる結果、
コンデンサのエネルギー蓄積量（Ｃ×Ｖ² ／２）も増大
するため、蓄積エネルギーが不足することはない。

【００１３】請求項２記載のスイッチング電源装置は、
請求項１記載のスイッチング電源装置において、制御手
段は、脈流のピーク電圧と基準電圧との電圧差が一定に
なるように基準電圧の電圧値を可変することを特徴とす
る。

【００１４】制御手段による基準電圧の可変方法は、基
準電圧の電圧値を脈流のピーク電圧に比例させたりする
など種々の方法を採用することができる。一方、このス
イッチング電源装置では、脈流のピーク電圧と基準電圧
の電圧差が一定になるように可変する。つまり、脈流の
ピーク電圧（脈流に基づいてエネルギーを蓄積するエネ
ルギー蓄積手段におけるピーク電圧とほぼ等しい）と、
脈流の瞬時電圧との間に一定の電圧差が生じたときに、
エネルギー蓄積手段によるエネルギーの供給が開始され
る。この構成によれば、エネルギー蓄積手段のピーク電
圧に対して脈流のピーク電圧が一定の電圧差分低下した
ときにエネルギーの供給を開始させればよいため、煩雑
な演算処理などを伴わず、かつ、極めて高速で、しかも
容易にスイッチ手段を制御することが可能となる。

【００１５】請求項３記載のスイッチング電源装置は、
請求項１または２記載のスイッチング電源装置におい
て、スイッチ手段は、エネルギー蓄積手段に対して、非
導通時に内部の寄生ダイオードを介して脈流を供給する
ことによりエネルギーを蓄積させると共に導通時に蓄積
エネルギーを電力変換手段に供給させる電界効果トラン
ジスタで構成され、制御手段は、脈流の瞬時電圧が基準
電圧よりも低下したときから基準電圧よりも所定電圧分
上昇したときまで電界効果トランジスタを導通状態に制
御することを特徴とする。

【００１６】このスイッチング電源装置では、エネルギ
ー蓄積手段は、電界効果トランジスタの寄生ダイオード
（または、外部に取り付けた別体のダイオードでもよ
い）を介して供給される脈流に基づいてエネルギーを蓄
積している。一方、エネルギー供給期間においては、制
御手段は、脈流の瞬時電圧が基準電圧よりも低下したと
きから基準電圧よりも所定電圧分上昇したときまで電界
効果トランジスタを導通状態に制御する。この場合、電
界効果トランジスタのオン抵抗は、寄生ダイオードのオ
ン抵抗よりも一般的に低抵抗である。したがって、エネ
ルギー蓄積手段が脈流によってエネルギーを蓄積する期
間において、制御手段が電界効果トランジスタを導通状
態に制御することにより電界効果トランジスタの抵抗値
が低下する結果、充電時における電力損失を低減するこ
とが可能となる。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係るスイッチング電源装置の好適な実施の形態につ
いて説明する。

【００１８】最初に、本発明に係るスイッチング電源装
置の動作原理について、図１を参照して説明する。同図
に示すように、スイッチング電源装置１（以下、「電源
装置１」ともいう）は、整流手段２、電力変換手段３、
エネルギー蓄積手段４、スイッチ手段５、および制御手
段６を備えている。なお、以下、同図におけるエネルギ
ー蓄積手段４としてコンデンサを用いた例について説明
する。

【００１９】最初に、設計段階で予め規定した最低電圧
の交流が電源装置１に入力される場合について説明す
る。この電源装置１では、ダイオードブリッジなどで構
成した整流手段２が交流を全波整流することにより、図
２の左側に示すピーク電圧が電圧Ｖ_P11 の脈流Ｖ_PCを生
成する。この場合、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が、予め設計段
階で規定した動作保証最低電圧である基準電圧Ｖ_r1を超
えているときには、制御手段６は、スイッチ手段５に対
し、脈流Ｖ_PCをエネルギー蓄積手段４に供給させると共
にエネルギー蓄積手段４からの蓄積エネルギーの放出を
阻止させる。これにより、エネルギー蓄積手段４は、脈
流Ｖ_PCのピーク電圧Ｖ_P11 まで充電される。次いで、制
御手段６は、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧がピーク電圧Ｖ_P11 に
対して電圧差ΔＶ₁₁まで低下したとき、つまり基準電圧
Ｖ_r1まで低下したときに、スイッチ手段５を制御するこ
とにより、エネルギー蓄積手段４に対して蓄積エネルギ
ーを電力変換手段３に供給させる。この結果、電力変換
手段３には、同図に示す電圧波形Ｗ１の電圧が供給され
る。

【００２０】一方、交流の実効値が上昇した場合、整流
手段２によって整流された脈流Ｖ_PCのピーク電圧も交流
の実効値に応じて電圧Ｖ_P12 まで上昇する。この場合に
も、制御手段６は、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が基準電圧Ｖ_r1
を超えているときには、スイッチ手段５に対し、脈流Ｖ
_PCをエネルギー蓄積手段４に供給させると共にエネルギ
ー蓄積手段４からの蓄積エネルギーの放出を阻止させ
る。これにより、エネルギー蓄積手段４は、脈流Ｖ_PCの
ピーク電圧Ｖ_P12 まで充電される。次いで、脈流Ｖ_PCの
瞬時電圧が、ピーク電圧Ｖ_P12 に対して例えば電圧差Δ
Ｖ₁₁と同一値、またはピーク電圧Ｖ_P12 の上昇に比例し
て大きくなるような値の電圧差ΔＶ₁₂まで低下したとき
に（この場合には、所定の基準電圧Ｖ_r2に低下したとき
に）、制御手段６は、スイッチ手段５を制御することに
より、エネルギー蓄積手段４に対し蓄積エネルギーを電
力変換手段３に供給させる。この結果、電力変換手段３
には、同図に示す電圧波形Ｗ２の電圧が供給される。以
上のように、電圧波形Ｗ１，Ｗ２の電圧が供給される結
果、電力変換手段３は、入力した電圧をスイッチングす
ることにより、所定電圧に安定化した直流を電力出力と
して出力する。

【００２１】このように、電源装置１によれば、脈流Ｖ
_PCのピーク電圧が上昇すれば、その上昇に応じてエネル
ギー蓄積手段４の充電電圧が高くなる。このため、脈流
Ｖ_PCのピーク電圧が上昇したとしても、エネルギー蓄積
手段４によるエネルギー供給開始時Ｔ₁₁，Ｔ₁₂の前後に
おける電圧変化幅を低電圧に抑えることができる。

【００２２】この場合、エネルギー蓄積手段４としての
コンデンサによるエネルギー供給開始時Ｔ₁₁，Ｔ₁₂か
ら、エネルギー供給停止時までのエネルギー供給時間
が、脈流Ｖ_PCのピーク電圧が低いときと比較して長時間
化する結果、エネルギー蓄積手段４が供給するエネルギ
ー量は大きくなる。したがって、一見するとコンデンサ
の蓄積エネルギーが不足するかのようにも思われるが、
実際には、エネルギー不足になることはない。これは、
コンデンサに蓄積されるエネルギー量は、コンデンサの
端子間電圧の２乗に比例して大きくなるため、脈流Ｖ_PC
のピーク電圧が上昇すると、それに伴って蓄積エネルギ
ーも増大するためである。

【００２３】具体的に、図３を参照して、エネルギー蓄
積手段４によるエネルギー供給開始時における、コンデ
ンサの充電電圧と、その時における脈流Ｖ_PCの瞬時電圧
との電圧差ΔＶを常に一定に制御する例について、数値
を示して説明する。

【００２４】まず、電源装置１の交流最低入力電圧、交
流周波数、電力変換手段３の動作保証最低電圧である基
準電圧Ｖ_r 、および電力変換手段３に供給する電力を、
それぞれ、ＡＣ９０Ｖ、５０Ｈｚ、６０Ｖ、および２０
Ｗとする。最初に、エネルギー蓄積手段４によるエネル
ギーの供給時間Ｔを下記の式に従って求める。 ２^0.5 ×９０×ｓｉｎ（Ｔ／２）＝６０・・・・・・ したがって、供給時間Ｔは、下記の式で表される。 Ｔ＝５６°×２０（ｍｓ／３６０°） ＝３．１１ｍｓ・・・・・・・・・・・・・・・・ なお、このときの電圧差ΔＶは、値６７．２６Ｖとな
る。

【００２５】ここで、エネルギー蓄積手段４としてのコ
ンデンサが、蓄積エネルギーを供給時間Ｔにおいて継続
して供給できるためには、下記の式が成立し、この
式によってコンデンサの容量Ｃが求められる。 （１／２）×Ｃ×（１２７．２６）² −（１／２）×Ｃ×６０² ＝２０×３．１１×１０^-3・・・・・・・・・・・ よって、容量Ｃは、９．８８μＦとなる。

【００２６】次に、交流の実効値がＡＣ１００に上昇し
たときにおいてコンデンサが供給可能なエネルギーＥ１
は、下記の式によって求められる。 Ｅ１＝（１／２）×９．８８×１０^-6×（２^0.5 ×１００）² − （１／２）×９．８８×１０^-6×６０² ＝８１．０１６×１０^-3 （ジュール） 一方、同図の右側に示すように、エネルギー蓄積手段４
によるエネルギー供給開始時から、その脈流Ｖ_PCの次の
周期の立ち下がりまでの時間Ｔ₂₁は、下記の式で表され
る。 Ｔ₂₁＝（２０ｍｓ／３６０°）×ｓｉｎ^-1（１４１．４
−６７．２６）／１４１．４ ＝（２０ｍｓ／３６０°）×３１．６２° ＝１．７６ｍｓ また、その脈流Ｖ_PVの次の１周期の立ち上がりから、電
力変換手段３の動作保証最低電圧までの時間Ｔ₂₂は、下
記の式で表される。 Ｔ₂₂＝（２０ｍｓ／３６０°）×ｓｉｎ^-1（６０Ｖ／１
４１．４Ｖ） ＝（２０ｍｓ／３６０°）×２５．１° ＝１．３９５ｍｓ

【００２７】したがって、電力変換手段３に供給するの
に必要とされるエネルギーＥ２は、下記の式で表され
る。 Ｅ２＝２０×（Ｔ₂₁＋Ｔ₂₂） ＝２０×（１．７６＋１．３９５）×１０^-3 ＝６３．１×１０^-3（ジュール） この結果、エネルギーＥ２（６３．１×１０^-3ジュー
ル）よりも、供給可能エネルギーＥ１（８１．０１６×
１０^-3ジュール）の方が大きいため、コンデンサは、電
力変換手段３に対し、エネルギーを十分に供給すること
ができる。なお、同じようにして、交流のピーク電圧が
上昇すればする程、必要エネルギーに対する供給可能エ
ネルギーに余裕が生じるのは明らかである。

【００２８】次に、電源装置１の具体的な回路構成につ
いて、図４を参照して説明する。

【００２９】同図は、図１における電源装置１の具体的
な回路図を示している。ここで、図１における整流手段
２には、図４に示すダイオードブリッジ１１が相当す
る。また、電力変換手段３には、スイッチング用のトラ
ンス１２、スイッチング用素子としてのＦＥＴ１３、ス
イッチングを制御する制御回路１４、並びにトランス１
２の二次巻線１２ｂ側のダイオード１５およびコンデン
サ１６が相当する。また、エネルギー蓄積手段４には、
コンデンサ１７が相当し、スイッチ手段５には、ＦＥＴ
１８が相当する。さらに、制御手段６には、ＦＥＴ２
１、トランジスタ２２、ダイオード２３〜２６、定電圧
ダイオード（ツェナーダイオード）２７、抵抗２８〜３
２およびコンデンサ３３，３４が相当する。以下、図２
における電圧波形Ｗ２を参照して全体的な動作について
説明する。

【００３０】この電源装置１では、ダイオードブリッジ
１１が交流電源７１から出力される交流を全波整流する
ことにより、脈流Ｖ_PCを生成する。この場合、脈流Ｖ_PC
は、ダイオード２５を介して流れ込むことによりコンデ
ンサ３３を充電すると共に、ＦＥＴ１８のソース−ドレ
イン間における内部の寄生ダイオードを介して流れ込む
ことによりコンデンサ１７を充電する。この場合、両コ
ンデンサ３３，１７は、脈流Ｖ_PCのピーク電圧Ｖ_P12 ま
でそれぞれ充電され、そのピーク電圧Ｖ_P12 を維持す
る。また、コンデンサ３３は、コンデンサ１７の充電電
圧Ｖ_P12 を記憶する記憶手段を等価的に構成している。
ここで、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が、基準電圧Ｖ_r2を超えて
いるときは、制御回路１４の制御下で、脈流Ｖ_PCがトラ
ンス１２の一次巻線１２ａに供給される。一方、二次巻
線１２ｂ側では、ダイオード１５およびコンデンサ１６
が、ＦＥＴ１３のスイッチングがオフのときに二次巻線
１２ｂに誘起した誘起電圧を整流・平滑することにより
直流を生成する。また、同時に、制御回路１４が、その
直流電圧に応じてスイッチング信号のデューティー比を
制御することにより、直流電圧を所定電圧に安定化す
る。さらに、ダイオード２６およびコンデンサ３４が、
一次巻線１２ａから出力される誘起電圧を整流・平滑す
ることにより制御電源を生成する。

【００３１】次いで、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が、例えば、
ピーク電圧Ｖ_P12 から低下し始めて、コンデンサ３３の
端子間電圧Ｖ_P12 （つまり、コンデンサ１７の端子間電
圧Ｖ_{P1 2} とほぼ等しい）との電圧差が電圧ΔＶ₁₂に達す
ると（つまり、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が基準電圧Ｖ_r2の
時）、電圧差ΔＶ₁₂とほぼ等しいツェナー電圧の定電圧
ダイオード２７が導通する。なお、厳密には、定電圧ダ
イオード２７のツェナー電圧とＦＥＴ２１のゲート−ソ
ース間電圧Ｖ_GSとの加算電圧が電圧差ΔＶ₁₂に等しくな
る。この結果、コンデンサ３３の蓄積エネルギーに基づ
く電流が、コンデンサ３３の正極、定電圧ダイオード２
７、抵抗３０および抵抗２７を介してコンデンサ３３の
負極に流れ込むことにより、抵抗３０の両端電圧がＦＥ
Ｔ２１のオン電圧よりも上昇する。これにより、ＦＥＴ
２１が作動する結果、トランジスタ２２が作動を停止す
る。このため、制御電源に基づく電流が、コンデンサ３
４の正極、抵抗３２、抵抗２９および抵抗３０を介して
コンデンサ３４の負極に流れ込むことにより、正帰還さ
れる結果、ＦＥＴ２１の作動状態が維持される。この状
態では、ＦＥＴ１８のゲートに電圧が印加されるため、
ＦＥＴ１８が作動する結果、コンデンサ１７の蓄積エネ
ルギーが、トランス１２の一次巻線１２ａに供給され
る。これにより、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が基準電圧Ｖ_r2よ
りも低下しているときであっても、ＦＥＴ１３のスイッ
チングによって安定化された直流が生成される。なお、
ＦＥＴ２１は、コンデンサ３３の正極電圧（言い替えれ
ば脈流Ｖ_PCのピーク電圧）と、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧との
電圧差が、定電圧ダイオード２７のツェナー電圧とほぼ
等しい電圧ΔＶ₁₂に達したときに作動を開始している。
つまり、定電圧ダイオード２７が、脈流Ｖ_PCのピーク電
圧と、ＦＥＴ２１の作動開始時を規定する基準電圧Ｖ_r2
との電圧差ΔＶ₁₂が一定になるように、基準電圧Ｖ_r2を
自動的に可変する。したがって、定電圧ダイオード２７
のツェナー電圧を適宜選択することによって、コンデン
サ１７によるエネルギー供給開始時、言い替えれば基準
電圧Ｖ_r2を任意に設定することができる。

【００３２】次に、コンデンサ１７がエネルギーを供給
し続けている間に脈流Ｖ_PCの瞬時電圧は、一旦０Ｖまで
低下した後に徐々に上昇し始める。次いで、抵抗３０の
両端電圧がＦＥＴ２１のオン電圧よりも低下すると、Ｆ
ＥＴ２１が作動停止する。この場合、制御電源が抵抗２
９を介してＦＥＴ２１のゲートに正帰還されているた
め、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧がＦＥＴ２１の作動開始電圧で
ある基準電圧Ｖ_r2よりも所定電圧ΔＶ₃₁分高くなった時
（時間Ｔ₃₁の時）にＦＥＴ２１が作動停止するというヒ
ステリシスが存在する。したがって、ＦＥＴ１８は、基
準電圧Ｖ_r2よりも高い電圧Ｖ_r3まで作動状態を維持した
後に作動を停止する。この場合にも、抵抗２９による正
帰還のため、ＦＥＴ２１が瞬時に作動停止状態を維持さ
せられる結果、ＦＥＴ１８の作動停止状態が維持され、
これにより、コンデンサ１７は、ＦＥＴ１８の寄生ダイ
オードを介して供給される脈流によって、再び充電を開
始する。

【００３３】なお、脈流Ｖ_PCの瞬時電圧が、エネルギー
の供給と共に徐々に低下するコンデンサ１７（実際には
コンデンサ３３）の正極電圧を超えた時Ｔ₃₂から時間Ｔ
₃₁までの間においては、ＦＥＴ１８が作動状態を維持し
ているため、コンデンサ１７は、寄生ダイオードのオン
抵抗よりも等価的に小さい抵抗を介して入力される脈流
Ｖ_PCによって充電される。この結果、充電時における電
力損失を低減させることができる。この場合、時間Ｔ₃₁
または所定電圧ΔＶ₃₁は、抵抗２９の抵抗値を選択する
ことにより任意に設定することができる。

【００３４】以上のように、この電源装置１によれば、
コンデンサ１７によるエネルギー供給時の前後において
トランス１２の一次巻線１２ａに供給する電圧の変化幅
を低減できるため、トランス１２の磁気飽和を防止する
ことができる。また、制御回路１４が、電圧安定化のた
めのデューティー比制御を、二次巻線１２ｂ側に出力さ
れる直流電圧の変化に追従させることができるため、オ
ーバーシュートさせることなく、直流電圧を安定化する
ことができる。

【００３５】なお、この実施の形態では、コンデンサ３
３の正極電圧をエネルギー蓄積手段４としてのコンデン
サ１７の正極電圧とみなしてＦＥＴ１８のオン／オフ制
御を行っているが、これに限定されず、種々の方法を採
用することもできる。ただし、本実施の形態で示した構
成は、簡易な構成で脈流Ｖ_PCのピーク電圧を記憶するこ
とができる点で優れた効果を有している。なお、単にコ
ンデンサ１７の充電電圧と脈流Ｖ_PCの瞬時電圧との電圧
差に基づいてＦＥＴ１８をオン／オフ制御する場合、コ
ンデンサ１７がエネルギーの供給を開始する際に、その
充電電圧が低下するために一種の発振現象が生じ、その
対策のために複雑な構成になるという難点がある。

【００３６】また、本実施の形態では、脈流のピーク電
圧と基準電圧との電圧差ΔＶが一定になるように、基準
電圧を可変する例について説明したが、ピーク電圧が高
くなればなる程、ピーク電圧と基準電圧との電圧差ΔＶ
を小さくするように基準電圧を可変することもできる。
例えば、互いに異なるピーク電圧で作動する能動素子お
よび定電圧ダイオード（または抵抗など）の組を予め複
数配設し、脈流のピーク電圧に応じていずれかの組、ま
たはいずれか複数の組を作動させることにより、基準電
圧を脈流のピーク電圧に応じて任意に可変することがで
きる。

【００３７】さらに、本実施の形態では、コンデンサ１
７の充電を制御するためにＦＥＴを使用しているが、こ
れに限定されず、トライアック、サイリスタおよびトラ
ンジスタなどのスイッチ素子を使用することができる。
さらに、上記実施の形態ではフライバック形スイッチン
グ電源装置の構成を説明したが、これに限らず、本発明
は、フォワード形スイッチング電源装置にも適用するこ
とができる。

【００３８】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載のスイッチ
ング電源装置によれば、脈流のピーク電圧が上昇したと
きには、制御手段が、例えば、脈流のピーク電圧に比例
させて基準電圧の電圧値を高く設定した電圧分だけ、電
力変換手段に供給される電圧の変化幅を小さくすること
ができる。これにより、電力変換手段にスイッチング用
のトランスを使用した場合には、そのトランスの磁気飽
和を防止することができると共に、スイッチング用素子
の破壊を防止することができる。また、脈流のピーク電
圧の変動に対応できるため、いわゆるマルチ入力スイッ
チング電源装置に適用することができる。

【００３９】また、請求項２記載のスイッチング電源装
置によれば、制御手段がピーク電圧と基準電圧との電圧
差を一定にするように基準電圧の電圧値を可変すること
により、簡易な構成でありながら、煩雑な演算処理など
を伴わず、かつ、極めて高速で、しかも容易にスイッチ
手段を制御することができる。

【００４０】さらに、請求項３記載のスイッチング電源
装置によれば、電界効果トランジスタによってスイッチ
手段を構成すると共に、電界効果トランジスタが、制御
手段によって、脈流の瞬時電圧が基準電圧よりも低下し
たときから基準電圧よりも所定電圧分上昇したときまで
導通状態に制御されることにより、エネルギー蓄積時に
おける電力損失を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置のブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置において電力変換手段に供給される電力の電圧波形図
である。

【図３】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置の動作を説明するための、電力変換手段に供給される
電力の電圧波形図である。

【図４】本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装
置の回路図である。

【図５】（ａ）は、出願人が既に提案したスイッチング
電源装置において生成される脈流の電圧波形図であり、
（ｂ）は、そのスイッチング電源装置におけるエネルギ
ー蓄積手段としてのコンデンサの端子間電圧を示す電圧
波形図であり、（ｃ）は、そのスイッチング電源装置に
おいてスイッチング用のトランスに供給される電圧を示
す電圧波形図である。

【図６】出願人が既に提案したスイッチング電源装置に
おいてスイッチング用のトランスに供給される電圧を示
す電圧波形図である。

【図７】出願人が既に提案したスイッチング電源装置の
回路図である。

【符号の説明】

１ スイッチング電源装置 ３ 電力変換手段 ４ エネルギー蓄積手段 ５ スイッチ手段 ６ 制御手段 １１ ダイオードブリッジ １２ トランス １３ ＦＥＴ １４ 制御回路 １７ コンデンサ １８ ＦＥＴ ２１ ＦＥＴ ２２ トランジスタ ２７ 定電圧ダイオード ３３ コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 脈流をスイッチングすることにより交流
   および直流のいずれかに変換する電力変換手段と、前記
   脈流に基づいてエネルギーを蓄積すると共にその蓄積エ
   ネルギーを前記電力変換手段に供給可能なエネルギー蓄
   積手段と、当該エネルギー蓄積手段による前記エネルギ
   ーの蓄積および供給を制御するためのスイッチ手段と、
   前記脈流の瞬時電圧が所定の基準電圧よりも低下したと
   きに前記エネルギー蓄積手段が前記蓄積エネルギーの供
   給を開始するように前記スイッチ手段を制御する制御手
   段とを備えているスイッチング電源装置であって、 前記制御手段は、前記脈流のピーク電圧に応じて前記基
   準電圧の電圧値を可変することを特徴とするスイッチン
   グ電源装置。
2. 【請求項２】 前記制御手段は、前記脈流のピーク電圧
   と前記基準電圧との電圧差が一定になるように当該基準
   電圧の電圧値を可変することを特徴とする請求項１記載
   のスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチ手段は、前記エネルギー蓄
   積手段に対して、非導通時に内部の寄生ダイオードを介
   して前記脈流を供給することによりエネルギーを蓄積さ
   せると共に導通時に当該蓄積エネルギーを前記電力変換
   手段に供給させる電界効果トランジスタで構成され、前
   記制御手段は、前記脈流の瞬時電圧が前記基準電圧より
   も低下したときから当該基準電圧よりも所定電圧分上昇
   したときまで前記電界効果トランジスタを導通状態に制
   御することを特徴とする請求項１または２記載のスイッ
   チング電源装置。