JPH10271829A - 汎用インバータ用整流回路 - Google Patents
汎用インバータ用整流回路Info
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- JPH10271829A JPH10271829A JP9091405A JP9140597A JPH10271829A JP H10271829 A JPH10271829 A JP H10271829A JP 9091405 A JP9091405 A JP 9091405A JP 9140597 A JP9140597 A JP 9140597A JP H10271829 A JPH10271829 A JP H10271829A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な構成で力率を改善しつつ高調波の発生
を抑制でき、装置の小型化を図り、結線処理も容易に行
える汎用インバータ用整流回路を提供すること 【解決手段】 ＰＷＭコンバータを基本構成とし、その
ＰＷＭコンバータにおけるブリッジ回路８を構成するＩ
ＧＢＴのオン／オフを制御する制御回路９′を疑似入力
電圧信号発生回路２１から生成される疑似入力電圧信号
と、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc* との差電圧に基づく信
号と、交流電流検出器１７で検出される入力電流とに基
づいて前記差電圧が０になるようにＩＧＢＴのオン／オ
フのタイミングを制御する。そして、前記疑似入力電圧
信号発生回路は、ＰＬＬからなり電源投入直後の入力電
流のゼロクロス点を検出し、その検出したゼロクロス点
に位相合わせを行うとともに予め定めた波高値からなる
正弦波を疑似入力電圧として出力するようにした。
を抑制でき、装置の小型化を図り、結線処理も容易に行
える汎用インバータ用整流回路を提供すること 【解決手段】 ＰＷＭコンバータを基本構成とし、その
ＰＷＭコンバータにおけるブリッジ回路８を構成するＩ
ＧＢＴのオン／オフを制御する制御回路９′を疑似入力
電圧信号発生回路２１から生成される疑似入力電圧信号
と、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc* との差電圧に基づく信
号と、交流電流検出器１７で検出される入力電流とに基
づいて前記差電圧が０になるようにＩＧＢＴのオン／オ
フのタイミングを制御する。そして、前記疑似入力電圧
信号発生回路は、ＰＬＬからなり電源投入直後の入力電
流のゼロクロス点を検出し、その検出したゼロクロス点
に位相合わせを行うとともに予め定めた波高値からなる
正弦波を疑似入力電圧として出力するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、汎用インバータ用
整流回路に関するもので、インバータ回路に対し、一定
の範囲内の直流電圧を供給するための回路に関する。
整流回路に関するもので、インバータ回路に対し、一定
の範囲内の直流電圧を供給するための回路に関する。
【０００２】
【発明の背景】水処理場におけるポンプや、モータ等に
対する電力供給として、汎用インバータ（ＶＶＶＦ）が
用いられる。この汎用インバータは、よく知られている
ように、直列接続された整流回路１とインバータ回路２
を基本構成とする（図１参照）。
対する電力供給として、汎用インバータ（ＶＶＶＦ）が
用いられる。この汎用インバータは、よく知られている
ように、直列接続された整流回路１とインバータ回路２
を基本構成とする（図１参照）。
【０００３】つまり、入力側の整流回路１を商用電源に
接続し、その商用電源（交流）を整流した後インバータ
回路２で所定周波数の交流に変換し、モータ等の負荷３
に電力供給するようになっている。そして、整流回路１
としては、構造が簡単なダイオードブリッジ回路が一般
に用いられる。そして、係るダイオードブリッジ回路の
場合には、力率が悪いため、それを改善すべく整流回路
１の前段にコイル４を介在させるようにしたものもあ
る。
接続し、その商用電源（交流）を整流した後インバータ
回路２で所定周波数の交流に変換し、モータ等の負荷３
に電力供給するようになっている。そして、整流回路１
としては、構造が簡単なダイオードブリッジ回路が一般
に用いられる。そして、係るダイオードブリッジ回路の
場合には、力率が悪いため、それを改善すべく整流回路
１の前段にコイル４を介在させるようにしたものもあ
る。
【０００４】ところで、上記したダイオードブリッジか
らなる整流回路１とコイル４を用いて整流する従来方式
では、高調波の発生を阻止できない。そこで、整流回路
として例えば図２に示すようなＰＷＭコンバータからな
る回路を用いることが考えられる。係る回路は、通常、
無停電電源装置（ＵＰＳ）におけるバッテリーに充電す
る回路として用いられる。つまり、交流電圧を整流して
直流電圧に変換し、その直流電圧をバッテリーに印加す
ることにより充電するようになっている。
らなる整流回路１とコイル４を用いて整流する従来方式
では、高調波の発生を阻止できない。そこで、整流回路
として例えば図２に示すようなＰＷＭコンバータからな
る回路を用いることが考えられる。係る回路は、通常、
無停電電源装置（ＵＰＳ）におけるバッテリーに充電す
る回路として用いられる。つまり、交流電圧を整流して
直流電圧に変換し、その直流電圧をバッテリーに印加す
ることにより充電するようになっている。
【０００５】この回路を簡単に説明すると、商用電源５
に交流リアクトル６を介してＩＧＢＴとコンデンサから
なるブリッジ回路８を接続し、このブリッジ回路８の出
力を負荷ＲL に接続する。この負荷ＲL の両端に直流電
圧が発生する。従来では、この負荷ＲL が充電対象のバ
ッテリーとなる。そして、制御回路９によりＩＧＢＴの
オン／オフを制御することにより、出力電圧Ｖdcが一定
の直流電圧になるようにする。
に交流リアクトル６を介してＩＧＢＴとコンデンサから
なるブリッジ回路８を接続し、このブリッジ回路８の出
力を負荷ＲL に接続する。この負荷ＲL の両端に直流電
圧が発生する。従来では、この負荷ＲL が充電対象のバ
ッテリーとなる。そして、制御回路９によりＩＧＢＴの
オン／オフを制御することにより、出力電圧Ｖdcが一定
の直流電圧になるようにする。
【０００６】制御回路９は、具体的には出力電圧Ｖdcと
目標電圧Ｖdc* を第１加減算器１０にて比較し、その差
分を第１ＰＩ演算器１１に与え、差分に応じた制御信号
を生成する。つまり、差分が０になるような指令値を出
力する。よって、出力電圧Ｖdcと目標電圧Ｖdc* とが等
しい場合には、差分が０のため現状を維持するような指
令値が出力される。そして、上記の指令値は、乗算器１
２の一方の入力端子に与えられる。一方、商用電源５の
出力には交流電圧検出器１３が接続され、その商用電源
５の電圧（入力電圧）Ｖinを検出する。そして、その検
出された電圧Ｖin、つまり入力電圧（瞬時値）が乗算器
１２の他方の入力端子に与えられる。
目標電圧Ｖdc* を第１加減算器１０にて比較し、その差
分を第１ＰＩ演算器１１に与え、差分に応じた制御信号
を生成する。つまり、差分が０になるような指令値を出
力する。よって、出力電圧Ｖdcと目標電圧Ｖdc* とが等
しい場合には、差分が０のため現状を維持するような指
令値が出力される。そして、上記の指令値は、乗算器１
２の一方の入力端子に与えられる。一方、商用電源５の
出力には交流電圧検出器１３が接続され、その商用電源
５の電圧（入力電圧）Ｖinを検出する。そして、その検
出された電圧Ｖin、つまり入力電圧（瞬時値）が乗算器
１２の他方の入力端子に与えられる。
【０００７】乗算器１２は、与えられた指令値と入力電
圧に応じた値を乗算して得られた値を第２加減算器１６
に与え、そこにおいて交流電流検出器１７で検出した値
を減算後、第３ＰＩ演算器１８に与え、所定の波高値か
らなる正弦波を生成する。そして、この第２ＰＩ演算器
１８で生成される正弦波と、三角波発生器１９から出力
される三角波とを比較器２０で比較し、三角波の方が大
きい区間だけＩＧＢＴをＯＮにするように制御する。な
お、第２加減算器１６にて入力電流値に基づく値を減算
するのは、目標値からのずれが大きいときに急激に第２
ＰＩ演算器１８で生成される正弦波の波高値が大きく変
化しないようにするためである。
圧に応じた値を乗算して得られた値を第２加減算器１６
に与え、そこにおいて交流電流検出器１７で検出した値
を減算後、第３ＰＩ演算器１８に与え、所定の波高値か
らなる正弦波を生成する。そして、この第２ＰＩ演算器
１８で生成される正弦波と、三角波発生器１９から出力
される三角波とを比較器２０で比較し、三角波の方が大
きい区間だけＩＧＢＴをＯＮにするように制御する。な
お、第２加減算器１６にて入力電流値に基づく値を減算
するのは、目標値からのずれが大きいときに急激に第２
ＰＩ演算器１８で生成される正弦波の波高値が大きく変
化しないようにするためである。
【０００８】上記の動作原理を波形図を用いて説明する
と図３のようになる。まず入力電圧Ｖinは図３（Ａ）の
ようなある周波数と波高値からなる正弦波となる。ま
た、目標値Ｖdc* と出力電圧Ｖdcの関係が同図（Ｂ）の
ようになっているとする。そして、第２ＰＩ演算器１８
にてその差電圧と入力電圧から同図（Ｃ）に示すように
入力電圧と同期がとられた正弦波が生成される。この正
弦波と、三角波発生器１９から出力する三角波とが比較
器２０で比較され、同図（Ｄ）に示すように三角波の方
が高くなる区間だけオンとなるパルスが比較器２０より
出力される。そして、そのパルスに基づいてＩＴＧＢの
オン／オフが制御される。この時、オン時間が長くなる
ほど出力電圧が増加するようになる。
と図３のようになる。まず入力電圧Ｖinは図３（Ａ）の
ようなある周波数と波高値からなる正弦波となる。ま
た、目標値Ｖdc* と出力電圧Ｖdcの関係が同図（Ｂ）の
ようになっているとする。そして、第２ＰＩ演算器１８
にてその差電圧と入力電圧から同図（Ｃ）に示すように
入力電圧と同期がとられた正弦波が生成される。この正
弦波と、三角波発生器１９から出力する三角波とが比較
器２０で比較され、同図（Ｄ）に示すように三角波の方
が高くなる区間だけオンとなるパルスが比較器２０より
出力される。そして、そのパルスに基づいてＩＴＧＢの
オン／オフが制御される。この時、オン時間が長くなる
ほど出力電圧が増加するようになる。
【０００９】よって、入力電圧の波高値が高くなると正
弦波の波高値も高くなり、オン時間が短くなるように制
御する。また、目標値より出力電圧が小さくしかもその
差が大きい場合には、正弦波の波高値を低くしてオン時
間が長くなるように制御する。これにより、出力電圧が
目標値からずれていても目標値に収束し、また、入力電
圧が変動してもすぐに追従して出力電圧が目標値に一致
するようになる。
弦波の波高値も高くなり、オン時間が短くなるように制
御する。また、目標値より出力電圧が小さくしかもその
差が大きい場合には、正弦波の波高値を低くしてオン時
間が長くなるように制御する。これにより、出力電圧が
目標値からずれていても目標値に収束し、また、入力電
圧が変動してもすぐに追従して出力電圧が目標値に一致
するようになる。
【００１０】上記した無停電電源装置に実装されるＰＷ
Ｍコンバータは、力率が１となるとともに高調波も発生
しない点では好ましいが、回路が複雑でセンサも電流検
出器と電圧検出器の２つが必要となる。また、上記した
ポンプ・モータ等を駆動するインバータの整流器として
用いようとすると、無停電電源装置の時に比べて倍以上
の容量が必要となるため、交流リアクトル６の大きさも
倍以上と非常に大きくなる。その結果、交流リアクトル
６と制御回路９並びにブリッジ回路８を１つのケース内
に収納しようとすると、交流リアクトル６のためにケー
スが大きくなってしまい、搬入・設置が煩雑となる。し
かも、そのように交流リアクトル６が大型化しても、他
の回路基板は従来と変わらないため、交流リアクトル６
が大きな占有面積・空間を占め、装置全体の大型化を招
くとともに、その周囲にデッドスペースを発生する。し
かも、故障時の修理交換を考えると、交流リアクトル６
が故障する可能性は少なく、多くの場合は他の回路部分
である。
Ｍコンバータは、力率が１となるとともに高調波も発生
しない点では好ましいが、回路が複雑でセンサも電流検
出器と電圧検出器の２つが必要となる。また、上記した
ポンプ・モータ等を駆動するインバータの整流器として
用いようとすると、無停電電源装置の時に比べて倍以上
の容量が必要となるため、交流リアクトル６の大きさも
倍以上と非常に大きくなる。その結果、交流リアクトル
６と制御回路９並びにブリッジ回路８を１つのケース内
に収納しようとすると、交流リアクトル６のためにケー
スが大きくなってしまい、搬入・設置が煩雑となる。し
かも、そのように交流リアクトル６が大型化しても、他
の回路基板は従来と変わらないため、交流リアクトル６
が大きな占有面積・空間を占め、装置全体の大型化を招
くとともに、その周囲にデッドスペースを発生する。し
かも、故障時の修理交換を考えると、交流リアクトル６
が故障する可能性は少なく、多くの場合は他の回路部分
である。
【００１１】従って、交流リアクトルをケースの外に設
置することを考えた。すると、ケースはブリッジ回路と
制御回路ですみ、デッドスペースがほとんどなく小型化
が図れる。また、メンテナンスも容易に行える（たとえ
ばケース単位で交換するなど）というメリットが生じ
る。しかし、そのように交流リアクトルを外部に設置す
ると、交流電流検出器並びに交流電圧器も外部に設置し
なければならなくなり、しかも、各検出器とケース内の
回路を接続するための配線も必要となり、設置作業が煩
雑となるという新たな問題を生じる。
置することを考えた。すると、ケースはブリッジ回路と
制御回路ですみ、デッドスペースがほとんどなく小型化
が図れる。また、メンテナンスも容易に行える（たとえ
ばケース単位で交換するなど）というメリットが生じ
る。しかし、そのように交流リアクトルを外部に設置す
ると、交流電流検出器並びに交流電圧器も外部に設置し
なければならなくなり、しかも、各検出器とケース内の
回路を接続するための配線も必要となり、設置作業が煩
雑となるという新たな問題を生じる。
【００１２】本発明は、上記した背景に鑑みてなされた
もので、その目的とするところは、上記した問題を解決
し、簡単な構成でもって力率を改善しつつ高調波の発生
を抑制でき、しかも、装置の小型化を図ることができ、
結線処理等の設置も容易に行える汎用インバータ用整流
回路を提供するものである。
もので、その目的とするところは、上記した問題を解決
し、簡単な構成でもって力率を改善しつつ高調波の発生
を抑制でき、しかも、装置の小型化を図ることができ、
結線処理等の設置も容易に行える汎用インバータ用整流
回路を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ため、本発明に係る汎用インバータ用整流回路では、汎
用インバータの入力側に設置される整流回路であって、
ＰＷＭコンバータを基本構成とし、前記ＰＷＭコンバー
タにおけるスイッチング素子（実施の形態ではＩＧＢ
Ｔ）のオン／オフを制御するための制御回路が、疑似入
力電圧信号発生手段（実施の形態ではＰＬＬ）から生成
される疑似入力電圧信号と、出力電圧と目標値との差電
圧に基づく信号と、交流電流検出器で検出される入力電
流に基づいて前記差電圧が０になるように前記スイッチ
ング素子のオン／オフのタイミングを制御するようにす
る。そして、前記疑似入力電圧信号発生手段は、電源投
入直後の前記交流電流検出器の出力から入力電流のゼロ
クロス点を検出し、その検出したゼロクロス点に位相合
わせを行うとともに予め定めた波高値からなる正弦波を
疑似入力電圧として出力するようにした（請求項１）。
そして、前記疑似入力電圧信号発生手段としては、例え
ば、ＰＬＬ−ＩＣを用いて実現できる（請求項２）。
ため、本発明に係る汎用インバータ用整流回路では、汎
用インバータの入力側に設置される整流回路であって、
ＰＷＭコンバータを基本構成とし、前記ＰＷＭコンバー
タにおけるスイッチング素子（実施の形態ではＩＧＢ
Ｔ）のオン／オフを制御するための制御回路が、疑似入
力電圧信号発生手段（実施の形態ではＰＬＬ）から生成
される疑似入力電圧信号と、出力電圧と目標値との差電
圧に基づく信号と、交流電流検出器で検出される入力電
流に基づいて前記差電圧が０になるように前記スイッチ
ング素子のオン／オフのタイミングを制御するようにす
る。そして、前記疑似入力電圧信号発生手段は、電源投
入直後の前記交流電流検出器の出力から入力電流のゼロ
クロス点を検出し、その検出したゼロクロス点に位相合
わせを行うとともに予め定めた波高値からなる正弦波を
疑似入力電圧として出力するようにした（請求項１）。
そして、前記疑似入力電圧信号発生手段としては、例え
ば、ＰＬＬ−ＩＣを用いて実現できる（請求項２）。
【００１４】
【発明の実施の形態】図４は本発明に係る汎用インバー
タ用整流回路の好適な一実施の形態を示している。同図
に示すように、商用電源５に対し、交流リアクトル６を
介してブリッジ回路８に接続し、そのブリッジ回路８を
構成するＩＧＢＴに対するオン／オフを制御回路９′に
より制御することにより、出力電圧Ｖdcが目標電圧Ｖdc
* になるようにしている点では従来と同様である。
タ用整流回路の好適な一実施の形態を示している。同図
に示すように、商用電源５に対し、交流リアクトル６を
介してブリッジ回路８に接続し、そのブリッジ回路８を
構成するＩＧＢＴに対するオン／オフを制御回路９′に
より制御することにより、出力電圧Ｖdcが目標電圧Ｖdc
* になるようにしている点では従来と同様である。
【００１５】ここで本発明では、交流電圧検出器を設け
ずに、センシングは入力電流を検出する交流電流検出器
１７のみを設け、その交流電流検出器１７の検出信号
と、出力電圧Ｖdcを制御回路９′に与え、制御信号を生
成するようにしている。つまり、制御回路９′には、Ｐ
ＬＬ（Phase-Locked Loop ）−ＩＣからなる疑似入力電
圧信号発生回路２１を設け、この疑似入力電圧信号発生
回路２１から出力される疑似入力電圧（正弦波）信号Ｖ
in′の波高値データとゼロクロス点（位相）を商用電源
５からの入力電圧のそれと仮定してＩＧＢＴを動作さ
せ、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc* が一致するように制御
する。そして、図２と図４を比較すると明らかなよう
に、実際の入力電圧に変えて疑似入力電圧を用いる以外
の構成並びに制御アルゴリズムは同じであるので、対応
する部材に同一符号を付し、その説明を省略する。
ずに、センシングは入力電流を検出する交流電流検出器
１７のみを設け、その交流電流検出器１７の検出信号
と、出力電圧Ｖdcを制御回路９′に与え、制御信号を生
成するようにしている。つまり、制御回路９′には、Ｐ
ＬＬ（Phase-Locked Loop ）−ＩＣからなる疑似入力電
圧信号発生回路２１を設け、この疑似入力電圧信号発生
回路２１から出力される疑似入力電圧（正弦波）信号Ｖ
in′の波高値データとゼロクロス点（位相）を商用電源
５からの入力電圧のそれと仮定してＩＧＢＴを動作さ
せ、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc* が一致するように制御
する。そして、図２と図４を比較すると明らかなよう
に、実際の入力電圧に変えて疑似入力電圧を用いる以外
の構成並びに制御アルゴリズムは同じであるので、対応
する部材に同一符号を付し、その説明を省略する。
【００１６】次に、疑似入力電圧信号発生回路２１から
出力される疑似入力電圧Ｖin′と、実際の入力電圧Ｖin
がほぼ等価となるための原理を説明する。ＰＬＬ−ＩＣ
は、良く知られているように、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）が出力される正弦波の周波数と、入力搬送波信号
（第２ＰＩ演算器１８の出力）の周波数とを位相比較器
（ＰＣ：Phase Comparator）で比較し、その位相比較器
（ＰＣ）の出力をフィルタ（ＬＰＦ）を介して電圧制御
発振器にフィードバックし、入力搬送波信号とＰＬＬ−
ＩＣの出力信号（電圧制御発振器の出力信号）Ｖinの位
相を合わせるように動作する。なお、本形態では、位相
比較器（ＰＣ）の入力にはそれぞれ基準電圧が０Ｖのコ
ンパレータ（Ｃ）を設け、各交流信号の極性信号（正／
負）を抽出し、極性信号同士を比較するようにしてい
る。つまり、極性が反転するタイミングが一致するよう
に位相合わせをするようになる。
出力される疑似入力電圧Ｖin′と、実際の入力電圧Ｖin
がほぼ等価となるための原理を説明する。ＰＬＬ−ＩＣ
は、良く知られているように、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）が出力される正弦波の周波数と、入力搬送波信号
（第２ＰＩ演算器１８の出力）の周波数とを位相比較器
（ＰＣ：Phase Comparator）で比較し、その位相比較器
（ＰＣ）の出力をフィルタ（ＬＰＦ）を介して電圧制御
発振器にフィードバックし、入力搬送波信号とＰＬＬ−
ＩＣの出力信号（電圧制御発振器の出力信号）Ｖinの位
相を合わせるように動作する。なお、本形態では、位相
比較器（ＰＣ）の入力にはそれぞれ基準電圧が０Ｖのコ
ンパレータ（Ｃ）を設け、各交流信号の極性信号（正／
負）を抽出し、極性信号同士を比較するようにしてい
る。つまり、極性が反転するタイミングが一致するよう
に位相合わせをするようになる。
【００１７】ところで、ブリッジ回路８の出力電圧Ｖdc
が目標値とほぼ一致する正常な動作状態では、入力電流
は脈流となっており、入力電圧のゼロクロス点を検出す
るための情報としては利用できない。しかし、電源投入
直後のＩＧＢＴがオフの時の入力電流は、入力電圧とほ
ぼ同位相で正弦波似の波形となる。そこで、電源投入直
後の入力電流を交流電流検出器１７で検出し、その検出
信号のゼロクロス点情報を取得し、それを入力電圧のゼ
ロクロス点とみなしてＰＬＬ−ＩＣを動作させるように
する。したがって、係る電源投入直後のＰＬＬ−ＩＣか
ら出力される疑似入力電圧の位相と実際の入力電圧の位
相とは間接的に同期がとられることになる。そして、以
後は実際の入力電圧の位相が変動しないとみなし、ＰＬ
Ｌ−ＩＣが出力する疑似入力電圧Ｖin′のゼロクロス点
を実際の入力電圧のゼロクロス点と推定して制御する。
よって、ＩＧＢＴが適宜のタイミングでオンになり入力
電流が脈流となっても、入力電圧のゼロクロス点を求め
ることができる。つまり、本形態における交流電流検出
器１７は、従来と同様に、ＩＧＢＴに対する制御信号が
大きく変動するのを抑える機能に加え、電源投入直後で
は、入力電圧のゼロクロス点（位相）を検出する機能を
有することになる。
が目標値とほぼ一致する正常な動作状態では、入力電流
は脈流となっており、入力電圧のゼロクロス点を検出す
るための情報としては利用できない。しかし、電源投入
直後のＩＧＢＴがオフの時の入力電流は、入力電圧とほ
ぼ同位相で正弦波似の波形となる。そこで、電源投入直
後の入力電流を交流電流検出器１７で検出し、その検出
信号のゼロクロス点情報を取得し、それを入力電圧のゼ
ロクロス点とみなしてＰＬＬ−ＩＣを動作させるように
する。したがって、係る電源投入直後のＰＬＬ−ＩＣか
ら出力される疑似入力電圧の位相と実際の入力電圧の位
相とは間接的に同期がとられることになる。そして、以
後は実際の入力電圧の位相が変動しないとみなし、ＰＬ
Ｌ−ＩＣが出力する疑似入力電圧Ｖin′のゼロクロス点
を実際の入力電圧のゼロクロス点と推定して制御する。
よって、ＩＧＢＴが適宜のタイミングでオンになり入力
電流が脈流となっても、入力電圧のゼロクロス点を求め
ることができる。つまり、本形態における交流電流検出
器１７は、従来と同様に、ＩＧＢＴに対する制御信号が
大きく変動するのを抑える機能に加え、電源投入直後で
は、入力電圧のゼロクロス点（位相）を検出する機能を
有することになる。
【００１８】一方、疑似入力電圧の波高値は、例えば商
用電源５の理想的な波高値になるように設定する（もち
ろん、具体的な波高値は、理想的な値でなく任意に設定
できる）。つまり、本形態では実際には入力電圧をセン
シングしないので、入力電流からでは入力電圧の変動を
検出することはできない。そして、本形態では、ＰＬＬ
−ＩＣから出力される電圧波形の波高値は固定であるの
で、実際の入力電圧のそれとは異なることがある。しか
し、仮にずれを生じても僅かであり、本形態では予め設
定した疑似入力電圧信号の波高値（固定）であるとみな
して制御するようにしている。
用電源５の理想的な波高値になるように設定する（もち
ろん、具体的な波高値は、理想的な値でなく任意に設定
できる）。つまり、本形態では実際には入力電圧をセン
シングしないので、入力電流からでは入力電圧の変動を
検出することはできない。そして、本形態では、ＰＬＬ
−ＩＣから出力される電圧波形の波高値は固定であるの
で、実際の入力電圧のそれとは異なることがある。しか
し、仮にずれを生じても僅かであり、本形態では予め設
定した疑似入力電圧信号の波高値（固定）であるとみな
して制御するようにしている。
【００１９】このようにすると、実際の入力電圧におけ
る波高値とのずれを生じている場合には、応答性が悪く
なるものの、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc* とが一致する
ように制御されるので、波高値のずれがあっても最終的
には目標値に一致することになる。そして、本形態にお
ける出力電圧Ｖdcを印加する負荷ＲL は、インバータ回
路であるので、一定の範囲内で直流電圧が得られれば良
いため、上記のように応答性が悪くても問題なく機能す
る。
る波高値とのずれを生じている場合には、応答性が悪く
なるものの、出力電圧Ｖdcと目標値Ｖdc* とが一致する
ように制御されるので、波高値のずれがあっても最終的
には目標値に一致することになる。そして、本形態にお
ける出力電圧Ｖdcを印加する負荷ＲL は、インバータ回
路であるので、一定の範囲内で直流電圧が得られれば良
いため、上記のように応答性が悪くても問題なく機能す
る。
【００２０】上記のように、本形態では、ＰＬＬ−ＩＣ
から出力される疑似入力電圧信号は、実際の入力電圧の
位相及び波高値とほぼ等しい信号となるので、係る疑似
入力電圧信号を実際の入力電圧とみなして従来と同様の
制御を行っても、出力電圧（直流）を目標値に一致させ
ることができる。
から出力される疑似入力電圧信号は、実際の入力電圧の
位相及び波高値とほぼ等しい信号となるので、係る疑似
入力電圧信号を実際の入力電圧とみなして従来と同様の
制御を行っても、出力電圧（直流）を目標値に一致させ
ることができる。
【００２１】その結果、実際に汎用インバータ装置を製
造する際には、図５に示すように交流リアクトル６と交
流電流検出器１７をケース２２の外に設置し、ブリッジ
回路８と制御回路９（ＲＥＣ）並びにインバータ回路２
をケース２２内に収納することができる。係る場合に図
１と比較すると明らかなように、従来の構成と比較して
もケースの外部に接する部品としては交流電流検出器１
７が増える（実際にはコイル４に変えて交流リアクトル
６としているがその部分では部品点数は同じ）だけで済
み、結線処理も交流電流検出器１７の出力信号をケース
２２内の制御回路９に接続するだけでよいので、容易と
なる。そして、大きな交流リアクトル６をケース外部に
置くことができるので、ケース２２の小型化が図れ、部
品の交換などのメンテナンスも容易に行える。
造する際には、図５に示すように交流リアクトル６と交
流電流検出器１７をケース２２の外に設置し、ブリッジ
回路８と制御回路９（ＲＥＣ）並びにインバータ回路２
をケース２２内に収納することができる。係る場合に図
１と比較すると明らかなように、従来の構成と比較して
もケースの外部に接する部品としては交流電流検出器１
７が増える（実際にはコイル４に変えて交流リアクトル
６としているがその部分では部品点数は同じ）だけで済
み、結線処理も交流電流検出器１７の出力信号をケース
２２内の制御回路９に接続するだけでよいので、容易と
なる。そして、大きな交流リアクトル６をケース外部に
置くことができるので、ケース２２の小型化が図れ、部
品の交換などのメンテナンスも容易に行える。
【００２２】
【発明の効果】以上のように本発明に係る汎用インバー
タ用整流回路では、疑似入力電圧信号発生手段（ＰＬＬ
−ＩＣ）から出力される疑似入力電圧信号は、実際の入
力電圧の位相及び波高値とほぼ等しい信号となるので、
係る疑似入力電圧信号を実際の入力電圧とみなして従来
と同様の制御を行っても、出力電圧（直流）を目標値に
一致させることができる。よって、従来の無停電電源装
置に実装されたＰＷＭコンバータで必須であった交流電
圧検出器が不要となり、容量が大きく大型の交流リアク
トルを必要とする汎用インバータ用の整流回路としても
実用化することができる。そして力率は１に改善され、
高調波も発生しなくなる。
タ用整流回路では、疑似入力電圧信号発生手段（ＰＬＬ
−ＩＣ）から出力される疑似入力電圧信号は、実際の入
力電圧の位相及び波高値とほぼ等しい信号となるので、
係る疑似入力電圧信号を実際の入力電圧とみなして従来
と同様の制御を行っても、出力電圧（直流）を目標値に
一致させることができる。よって、従来の無停電電源装
置に実装されたＰＷＭコンバータで必須であった交流電
圧検出器が不要となり、容量が大きく大型の交流リアク
トルを必要とする汎用インバータ用の整流回路としても
実用化することができる。そして力率は１に改善され、
高調波も発生しなくなる。
【図１】従来の汎用インバータの構成を示す概略ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】無停電電源装置に用いられていたＰＷＭコンバ
ータの一例を示す回路図である。
ータの一例を示す回路図である。
【図３】図２の回路の動作原理を説明するための図であ
る。
る。
【図４】本発明に係る整流回路の好適な一実施の形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図５】本発明を用いて構成される汎用インバータの構
成を示す概略ブロック図である。
成を示す概略ブロック図である。
５ 商用電源 ６ 交流リアクトル ８ ブリッジ回路 ９′ 制御回路 １７ 交流電流検出器 ２１ 疑似入力電圧発生回路 ＲL 負荷（インバータ）
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２ Ｈ０２Ｐ 7/63 ３０２Ｒ (72)発明者 高橋 勲 新潟県長岡市上富岡町1603−１ 長岡技術 科学大学内 (72)発明者 宇都宮 幸司 宮城県黒川郡大衡村桔梗平１番地 株式会 社高岳製作所仙台事業所内
Claims (2)
- 【請求項１】 汎用インバータの入力側に設置される整
流回路であって、 ＰＷＭコンバータを基本構成とし、 前記ＰＷＭコンバータにおけるスイッチング素子のオン
／オフを制御するための制御回路が、 疑似入力電圧信号発生手段から生成される疑似入力電圧
信号と、 出力電圧と目標値との差電圧に基づく信号と、 入力側に設置された交流電流検出器で検出される入力電
流とに基づいて前記差電圧が０になるように前記スイッ
チング素子のオン／オフのタイミングを制御するように
し、 かつ、前記疑似入力電圧信号発生手段は、電源投入直後
の前記交流電流検出器の出力から入力電流のゼロクロス
点を検出し、その検出したゼロクロス点に位相合わせを
行うとともに予め定めた波高値からなる正弦波を疑似入
力電圧として出力するものであることを特徴とする汎用
インバータ用整流回路。 - 【請求項２】 前記疑似入力電圧信号発生手段が、ＰＬ
Ｌ−ＩＣを含んで構成されることを特徴とする請求項１
に記載の汎用インバータ用整流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9091405A JPH10271829A (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | 汎用インバータ用整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9091405A JPH10271829A (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | 汎用インバータ用整流回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271829A true JPH10271829A (ja) | 1998-10-09 |
Family
ID=14025482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9091405A Pending JPH10271829A (ja) | 1997-03-27 | 1997-03-27 | 汎用インバータ用整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10271829A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011502458A (ja) * | 2007-10-31 | 2011-01-20 | ジョンソン コントロールズ テクノロジー カンパニー | 可変速駆動装置におけるアクティブコンバータの同期動作を拡張するためのシステムおよび方法 |
| CN104467408A (zh) * | 2013-12-20 | 2015-03-25 | 成都芯源系统有限公司 | 一种用于升压功率因数校正变换电路的控制电路及其方法 |
| EP3503363A1 (en) * | 2017-12-19 | 2019-06-26 | Koninklijke Philips N.V. | Powering microcontrollers |
| CN110267381A (zh) * | 2019-06-24 | 2019-09-20 | 深圳市驰创达科技有限公司 | 低成本连续低功率ih加热电路及其控制方法 |
| CN110300470A (zh) * | 2019-06-24 | 2019-10-01 | 深圳市驰创达科技有限公司 | 连续低功率ih加热电路及其控制方法 |
-
1997
- 1997-03-27 JP JP9091405A patent/JPH10271829A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011502458A (ja) * | 2007-10-31 | 2011-01-20 | ジョンソン コントロールズ テクノロジー カンパニー | 可変速駆動装置におけるアクティブコンバータの同期動作を拡張するためのシステムおよび方法 |
| CN104467408A (zh) * | 2013-12-20 | 2015-03-25 | 成都芯源系统有限公司 | 一种用于升压功率因数校正变换电路的控制电路及其方法 |
| EP3503363A1 (en) * | 2017-12-19 | 2019-06-26 | Koninklijke Philips N.V. | Powering microcontrollers |
| WO2019121755A1 (en) * | 2017-12-19 | 2019-06-27 | Koninklijke Philips N.V. | Powering microcontrollers |
| CN111727549A (zh) * | 2017-12-19 | 2020-09-29 | 皇家飞利浦有限公司 | 为微控制器供电 |
| JP2021508222A (ja) * | 2017-12-19 | 2021-02-25 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． | マイクロコントローラへの動力供給 |
| US11296616B2 (en) | 2017-12-19 | 2022-04-05 | Koninklijke Philips N.V. | Powering microcontrollers |
| CN110267381A (zh) * | 2019-06-24 | 2019-09-20 | 深圳市驰创达科技有限公司 | 低成本连续低功率ih加热电路及其控制方法 |
| CN110300470A (zh) * | 2019-06-24 | 2019-10-01 | 深圳市驰创达科技有限公司 | 连续低功率ih加热电路及其控制方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20030603 |