JPH10271884A - 永久磁石型同期モータ用制御装置及び電気自動車用制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】永久磁石型同期モータが高速回転しているとき
の再起動時における３相短絡処理を、３相短絡初期時に
スイッチング素子に過大電流が流すことになく行うこと
ができるようにする。 【解決手段】永久磁石型同期モータ用制御装置は、３相
の永久磁石型同期モータの該３相に対してそれぞれに一
対のスイッチング素子を備えて直流電力から変換した交
流電力をモータに供給するインバータと、該インバータ
に並列に接続されて直流電力を平滑化する平滑用コンデ
ンサと、インバータの各スイッチング素子をオンオフ制
御することによってモータの駆動を制御する制御部とを
備え、モータの回転時に３相短絡したときの初期に発生
する過大電流を回避するように、各スイッチング素子の
先行オンオフ制御を実行してから３相短絡に移行する短
絡移行処理部等を具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石型同期モ
ータに用いられる制御装置及びその制御装置を用いた電
気自動車用制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】永久磁石型同期モータの制御装置とし
て、例えば、特開平６−３１５２０１号公報に開示され
たものがある。この開示技術によれば、永久磁石型同期
モータの制御を永久磁石同期モータが高速で回転してい
るときに開始する場合や、永久磁石同期モータの回転数
が上がり過ぎ制御できる範囲を超えた場合などにおいて
インバータのスイッチング素子がオフ状態にあるときに
は、永久磁石モータの発電動作による高い直流電圧がイ
ンバータの入力側に発生している。そのため、このまま
永久磁石同期モータの制御を開始するまたは再開するた
めに、リレー回路によりバッテリーとインバータを接続
すると、バッテリの過充電等を起こすことになる。そこ
で、インバータと永久磁石型同期モータの間の接続を開
放するコンタクタを備え、インバータのスイッチングを
駆動するプリドライブ回路への電力供給が断たれた場合
にインバータと永久磁石型同期モータの間の接続を開放
し、永久磁石型同期モータの発電動作による高い直流電
圧のインバータの入力側の出現を回避するようにしてい
る。

【０００３】この特開平６−３１５２０１号公報に開示
された技術では、コンタクタを使用するためコストが上
昇し、重量も増大するという問題がある。

【０００４】また、特開平１−１９０２８６号公報によ
れば、インバータの６個のスイッチング素子のうち、直
流電源の負極側に接続された３個のスイッチング素子の
少なくとも２つを同時にオンする３相短絡によって、永
久磁石モータにブレーキ力を発生させて停止維持制御を
行うという技術が開示されている。

【０００５】この特開平１−１９０２８６号公報に開示
された技術は、停止時の制御であって走行時の制御では
ないので、永久磁石型同期モータが高速に回転している
ときに３相短絡を行うと初期時(過渡的)にモータからイ
ンバータのスイッチング素子へ大きな電流が流れる点に
課題は残っており、最大許容電流の大きなスイッチング
素子を使えば、コスト上昇を招くという欠点もある。

【０００６】ここで、オンオフ制御動作をする永久磁石
型同期モータ用制御装置において、３相短絡が必要とな
る場合について図１０を用いて説明する。図１０は、３
相短絡を行った場合のモータ電流およびモータトルク特
性を説明する図である。

【０００７】３相短絡の制御は、直流電源の正極側に接
続されたすべてのスイッチング素子２０、２２、２４を
オン、他の直流電源の負極側に接続されたすべてのスイ
ッチング素子２１、２３、２５をオフとする信号を制御
部１１から出力することにより達成できる。この制御に
よりモータ１の３相端子の電流はスイッチング素子２
０、２２、２４と、それに付随するダイオードを通って
流れ、モータ１の３相端子は物理的に結合することにな
る。

【０００８】なお、３相短絡はスイッチング素子２１、
２３、２５をオン、スイッチング素子２０、２２、２４
をオフとしても達成される。

【０００９】しかしながら、単純に３相短絡を行った場
合には、以下のような問題が発生する。何の工夫もなく
「時間０」で他方のスイッチング素子を同時にオンして３
相短絡を行ったときの(他方のスイッチング素子はオフ
のままの)モータ電流とモータトルクの特性を示してお
り、 図１０(a)はＵ相電流、図１０(b)はＶ相電流、図
１０(c)はＷ相電流、図１０(d)はトルク特性のそれぞれ
を示している。

【００１０】ここで示した特性は、最初 Ｕ相電流は正
側に大きく偏って流れ、Ｖ相、Ｗ相電流は負側に偏って
流れており、 十分に時間が経った後は、Ｕ相Ｖ相Ｗ相
ともに０を中心とした正弦波に落ちつく。この時モータ
トルクにも振動に繋がるトルク変動が発生している。こ
の３相短絡の開始時にモータ電流が偏る特性は、３相短
絡開始時点の永久磁石の磁極位置により、Ｖ相が一番大
きく偏ったり、Ｗ相が一番大きく偏ったり、正側に偏っ
たり、負側に偏ったりするからである。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】従来技術において、３
相短絡の開始時にモータ電流が偏る現象について、図１
１および図４を参照して更に説明する。図１１は、図１
０の場合のモータ等価回路を説明する図である。図４
は、３相短絡を行った場合のモータ電流-時間特性を説
明する図である。

【００１２】即ち、図１１(a)は ３相短絡中の永久磁石
型同期モータの等価回路を示す図である。ここでRaは電
機子巻線抵抗、Laは電機子巻線自己インダクタンス、e
u、ev、ewは永久磁石による誘起電圧である。図１１(a)
の等価回路に流れる電流(定常電流成分と呼称するもの)
を図４(a)に示している。 図１１(b)は永久磁石による
誘起電圧を除いたモータの等価回路を示す図である。図
１１(b)の等価回路に流れる電流(過渡電流成分と呼称す
るもの)を図４(b)に示している。そして、３相短絡を行
った場合の電流は図４(a)の定常電流成分と(b)の過渡電
流成分の和としてを表すことができる。

【００１３】図４(a)の定常電流成分は３相短絡を開始
した後、十分時間が経ったときの１相分(Ｕ相)の電流の
特性(振幅i1の正弦波)である。また図示していないが、
誘起電圧euは電流の周波数が非常に高いとすると、電流
に対してほぼ９０°進んだ位相で発生している。そし
て、３相短絡開始時の電流の偏りは、３相短絡開始のタ
イミングが定常電流成分のどの位相になるかによって変
化する。

【００１４】即ち、図４(a)の定常電流成分において、
(１)の時点の位相となるタイミングで３相短絡を開始し
た場合には、正負どちらに偏ることなく電流は流れ始め
る。(２)の時点の位相のタイミングで３相短絡を開始し
た場合には、 負極側に接続されたスイッチング素子下
側に電流が偏って流れ始め、(３)の時点の位相のタイミ
ングで３相短絡を開始した場合(図１０(a)の図示に相当
する場合)には、正極側に接続されたスイッチング素子
に電流が偏って流れ始める。

【００１５】これは、３相短絡を開始する以前は電流は
０であり、 (２)の時点の位相のタイミングで３相短絡
を開始すると、電流は０からマイナス側に流れはじめ、
その後正弦波の振幅の２倍の大きさまで流れる。同様に
(３)の時点の位相のタイミングで３相短絡を開始する
と、電流は０からプラス側に流れはじめ、その後正弦波
の振幅の２倍の大きさまで流れる。 従って、(１)の時
点の位相となるタイミングで３相短絡を開始すれば、
１つの相(Ｕ相)については偏りがなくなるが、Ｖ相、Ｗ
相はＵ相からそれぞれ１２０°、２４０°遅れているの
で、 ３相全部の偏りをなくすことはできない。

【００１６】一方、図４(b)の過渡電流成分は３相短絡
開始時の電流の偏りを示している。iu’は、Ｕ相の偏り
の電流成分(３相短絡過渡電流成分)であり、 数式
（１）で表わされる時定数τでもって減衰する。 τ＝La／Ra (数１) Ｖ相Ｗ相の３相短絡過渡電流成分も同様に時定数τで減
衰する。

【００１７】また、３相短絡過渡電流成分iu’は、(数
２)式のように表すことができる。 iu'＝iu'０・exp(−t／τ) (数２) この減衰曲線の初期値iu’０は、図４(a)の定常電流成
分における３相短絡を開始した位相の電流値の符合を反
転したもの、つまり (２)の位相のタイミングで３相短
絡を開始した場合には、初期値iu’０は−i1、(３)の場
合にはi1となる。Ｖ相、Ｗ相の３相短絡過渡電流成分の
初期値も同様に、それぞれＶ相、Ｗ相の定常電流成分に
おける３相短絡を開始した位相の電流値の符合を反転し
たものとなる。

【００１８】この３相短絡開始時に流れる電流がスイッ
チング素子(IGBT等)の最大電流値を越えた場合には、ス
イッチング素子を壊す可能性がある。 また、図１０(d)
のトルク特性に示すようにモータトルクが変動してい
て、駆動系(ギア等)に悪影響を及ぼすことが考えられ
る。

【００１９】本発明の目的は、過大電流の発生を回避し
コスト低減に結び付く永久磁石型同期モータ用制御装置
及び電気自動車用制御装置を提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、各相毎
に備えたスイッチング素子を介して直流電力から変換し
た交流電力を３相の永久磁石型同期モータに供給するイ
ンバータと、該インバータに供給される前記直流電力を
平滑化する平滑用コンデンサと、前記永久磁石型同期モ
ータの３相短絡を含む前記各スイッチング素子のオンオ
フ制御を実行し前記インバータを制御する制御部とを備
えた永久磁石型同期モータ用制御装置であって、前記永
久磁石型同期モータの回転時に前記制御部が前記３相短
絡のオンオフ制御を実行する前に、前記各スイッチング
素子の先行オンオフ制御を実行し、その後に前記３相短
絡に移行する短絡移行手段を具備することにある。

【００２１】本発明の他の特徴は、前記インバータは少
なくとも６つの前記スイッチング素子により３相ブリッ
ジ回路を構成するものであって、短絡移行手段は、前記
スイッチング素子がすべてオフ状態であるときに、前記
直流電源の正極側に接続された１相分、または、２相分
のスイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続され
た他の相のスイッチング素子とをモータの状態で決まる
所定時点でオン状態にし、過渡電流を抑制するための所
定期間継続した後、前記スイッチング素子のオンオフ状
態を切り替えて３相短絡に移行する永久磁石型同期モー
タ制御装置にある。

【００２２】本発明の他の特徴は、回転する３相永久磁
石型同期モータをフリーラン状態からインバータによる
駆動に切り替える永久磁石型同期モータ用制御装置にお
いて、前記永久磁石型同期モータの磁極位置により決ま
る所定時点から、前記インバータにより３相短絡に伴う
過渡電流を打ち消すスイッチング制御を行う永久磁石型
同期モ―タ用制御装置にある。

【００２３】また、上記目的を達成する電気自動車用制
御装置は、前記永久磁石型同期モータ用制御装置を用い
て制御するものである。

【００２４】さらに、電気自動車用制御装置は、回転す
る３相の永久磁石型同期型モータによって発生した過渡
電流成分が流れるスイッチング素子の相を選定する相選
定手段と、該選択された相に対して平滑用コンデンサの
蓄電電力を所定期間の間印加して前記過渡電流成分を打
ち消すよう制御する打ち消し制御手段とを具備するもの
であっても良い。

【００２５】本発明によれば、永久磁石型同期モータの
回転時に事前制御を実行してから３相短絡に移行するの
で、過大電流の発生が防止される。すなわち、永久磁石
型同期モータが高速回転しているときの再起動時におけ
る３相短絡処理を、３相短絡初期時にスイッチング素子
に過大電流が流すことになく行うことができる。これに
より、スイッチング素子が壊れるのを防止でき、永久磁
石型同期モータ用制御装置の高速回転時の安全性を高め
ることに効果がある。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照し説明する。図１は、本発明による一実
施例の永久磁石型同期モータ用制御装置(以下、単に制
御装置とも略称する)を示す図である。 本実施例の永久
磁石型同期モータ用制御装置は、永久磁石型同期モータ
１(以下、モータ１とも略称する)に交流電力を供給する
インバータ２と、平滑用コンデンサ３(以下、コンデン
サ３とも略称する)と、制御部１１とを備えている。制
御装置は、さらに、磁極位置を検出する磁極位置センサ
４、エンコーダ５、 電流センサ６、メインリレー７、
補助リレー８、抵抗９、バッテリ１０を備えている。

【００２７】制御部１１は、電流制御部１２、短絡移行
処理部１３、電圧指令切り替え部１４、搬送波比較部１
５、ＰＷＭ信号出力許可部１６などから成るものであ
る。制御部１１は、さらに、メインリレー７、補助リレ
ー８のオンオフの制御を行う機能を有する。制御部１１
は、例えば、マイクロコンピュータと各種機能の処理を
実行するためのプログラムから構成することができる。

【００２８】ここで、本実施例の永久磁石型同期モータ
用制御装置の永久磁石型同期モータの制御方法について
説明する。すなわち、インバータのスイッチング素子を
オンオフ制御してモータに供給される電力を制御し、永
久磁石型同期モータの速度やトルクを制御する方法につ
いて説明する。

【００２９】制御部１１は、 インバータ２のスイッチ
ング制御を開始する前の処理として、まず、補助リレー
８をオンしてバッテリ１０からコンデンサ３へ充電を行
う。ここではメインリレー７はオフされている。コンデ
ンサ３への充電電流は、その最大値を抵抗９により抑え
ることができ、リレーや配線の焼損を防ぐことができ
る。 コンデンサ３の電圧がバッテリ１０の電圧に等し
くなったところでメインリレー７をオンする。補助リレ
ー８はオフする。

【００３０】制御部１１はメインリレー７が投入された
後、 電流制御部１２を開始し、その結果得られる３相
(Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相)の電圧指令値をＰＷＭ信号としてイ
ンバータ２へ出力する。電流制御部１２においては、ト
ルク分電流指令および励磁分電流指令と電流センサ６の
出力する電流値から求める トルク分電流及び励磁分電
流とそれぞれに突き合わせを行って、電圧指令を計算す
る。また、電流指令はトルク指令、モータ回転数等から
ベクトル制御等により計算する。

【００３１】電気自動車用制御装置等ではアクセル開度
等からトルク指令を求める。モータ速度制御を演算し、
トルク指令を求めても良い。また、電流制御に必要な磁
極位置は、磁極位置検出手段としての磁極位置センサ４
からの信号を基に計算する。モータ回転数(モータ速度)
は、エンコーダ５の出力するパルスから求める。

【００３２】電圧指令切り替え部１４は電流制御により
得られる電圧指令を選択して搬送波比較部１５へ出力す
る。搬送波比較部１５は３相の電圧指令と搬送波の比較
を行い、３相それぞれのＰＷＭ信号を作成する。 ここ
で、搬送波比較部１５はマイコン内蔵のタイマユニット
等を使用してもよい。ＰＷＭ信号出力許可部１６はイン
バータ２のゲート部へのＰＷＭ信号出力を禁止または許
可するところである。ＰＷＭ信号出力が許可されていれ
ば、ＰＷＭ信号によりインバータ２のスイッチングの操
作を行う。禁止されていれば、全てのスイッチング素子
をオフする。

【００３３】尚、ＰＷＭ信号出力許可部１６は、制御部
１１( または、別に制御装置自身)が具備するマイコン
内蔵のＰＷＭ信号の出力停止機能を利用しても良いし、
マイコンから出力許可の制御信号を出力してＰＷＭ信
号とのＡＮＤをとる外部回路により構成しても良い。

【００３４】制御部１１は、モータの回転数が上昇して
制御可能な範囲を越えた場合、電流制御部１２を停止し
て、ＰＷＭ信号出力許可部１６によりＰＷＭ信号の出力
を禁止して、インバータ２のスイッチング素子２０、２
１、２２、２３、２４、２５を全てオフにする。このと
き、モータ１の誘起電圧がインバータ２のダイオード回
路を通して インバータ２の入力側に現れる。

【００３５】従って、モータ１の誘起電圧によって バ
ッテリ１０が過充電になるのを防ぐために、制御部１１
はメインリレー７をオフして、バッテリ１０とインバー
タ２を切り放す制御を実行する。 即ち、インバータ２
の入力側に誘起電圧が現れないようにして再度各リレー
を投入することができるように、モータ１の３相端子の
短絡制御(３相短絡と呼称する制御)を実行する。 そし
て、３相短絡を行っているときに、補助リレー８の投入
さらにはメインリレー７の投入を行い、３相短絡のブレ
ーキ作用によりモータ回転数がモータ制御可能な領域ま
で下がった後、電流制御部１２を再開する。

【００３６】また、次のような場合にも３相短絡の制御
処理が必要となる。即ち、モータ１が高速回転中に、
例えば、電気自動車の走行中に不測の要因によって、制
御装置の制御部１１の制御電源(図示せず)が切られた場
合に、換言すれば、オンオフ制御を突然停止したとき
に、制御部１１の停止に従って、メインリレー７、補助
リレー８がオフとなり、 インバータ２のスイッチング
素子が全てオフとなる。そして、制御装置の操作者(電
気自動車の運転者)が制御電源を入れ通常通りに補助リ
レー８を投入して、制御装置を再起動すると、インバー
タ２の入力側には高い誘起電圧が発生しているため、リ
レー回路(メインリレー７のみの回路、または、 メイン
リレー７と補助リレー８とを含む回路)の焼損やバッテ
リの過充電を引き起こすことになる。従って、信頼性向
上のためには、リレーを投入する以前にモータ１の３相
短絡の制御処理を行う必要がある。

【００３７】３相短絡の制御は、制御部１１からインバ
ータ２の一方の側、例えば直流電源の正極側に接続され
た各スイッチング素子２０、２２、２４を同時にオンと
し、直流電源の負極側に接続された各スイッチング素子
２１、２３、２５はオフのままとする信号を出力して、
３相短絡を実行する。あるいはまた、スイッチング素子
２１、２３、２５を同時にオンとし、スイッチング素子
２０、２２、２４はオフのままとする信号を出力して、
３相短絡を実行する。この制御によりモータ１の３相端
子の電流は 全てスイッチング素子２０、２２、２４と
それに付随するダイオードを、またはスイッチング素子
２１、２３、２５とそれに付随するダイオードを通って
流れ モータ１の３相端子を物理的に結合したのと同じ
ことになる。

【００３８】本発明による制御処理の特徴は、３相短絡
開始時に、何の工夫も無く単に３相短絡を行った場合に
発生する過渡電流成分を、 図１の平滑コンデンサ３が
保有する蓄電電力を基にしてモータ側に電流を流すこと
によって打ち消すものである。

【００３９】次に、図２のフロー図により本発明による
短絡制御の処理を説明する。この制御処理を行うには、
まず、制御部１１の短絡移行処理部１３のコンデンサ電
圧の印加時間の計算部１７において、平滑コンデンサ３
の電圧を入力し（Ｓ２０１）、次に、コンデンサ電圧の
印加時間(後述する所定期間Ｔ1)の計算を実行する（Ｓ
２０２）。 これは、コンデンサ３が保有する蓄電電力
を基にしてモータ１に流す電流の大きさは、コンデンサ
３の電圧とスイッチング素子をオンする時間によって決
定されるからである。

【００４０】コンデンサ電圧の印加時間が決まるとそれ
に従って、短絡用電圧指令の計算部１８が短絡用電圧指
令の計算を実行する（Ｓ２０３）。これは、搬送波と比
較した後に必要なコンデンサ電圧の印加時間(パルス幅)
が得られるように、電圧指令を計算するものである。

【００４１】ここで、電圧指令切り替え部１４は短絡移
行処理部１３の電圧指令を選択するものとする。次に、
短絡信号出力タイミング検出部１９により、先行オンオ
フ制御のための所定時点としての「第１のタイミング」を
検出して（Ｓ２０４）、先行オンオフ制御のたにのＰＷ
Ｍ信号出力許可部１６へＰＷＭ信号出力許可信号を出力
する（Ｓ２０5）。 短絡信号出力タイミング検出部１９
は、予め大きな過渡電流成分が流れる相を判断して過渡
電流成分を打ち消すように、コンデンサ電圧を印加する
第１のタイミング(位相)を磁極位置から判定して ＰＷ
Ｍ信号出力許可信号を出力するものである。そして、所
定時間Ｔ1経過後、３相短絡制御に移行）する（Ｓ２０
６、Ｓ２０７）。

【００４２】図１０のように、Ｕ相に最も大きな過渡電
流成分が流れる場合について、本実施例の動作を図３を
用いて説明する。後述する時刻ｔ０のタイミングで、図
３（Ａ）のように、スイッチング素子２０、２３、２５
をオンし、他のスイッチング素子２１、２２、２４はオ
フする。次に、所定時間Ｔ1が経過したとき、図３
（Ｂ）に示すように、Ｕ相のスイッチング素子のオンオ
フを切り替える。つまり、スイッチング素子２０をオ
フ、スイッチング素子２１をオンする。これにより、直
流電源の負極側のスイッチング素子がすべてオン状態と
なるので、モータ１を３相短絡することになる。

【００４３】３相短絡状態に移行する前に、図３（Ａ）
の回路を所定時間Ｔ1だけ構成することで、図６のよう
なコンデンサ電圧Ｖｃの大きさで、かつ、期間Ｔ1のパ
ルス電圧ＶP UをＵ相に印加したことになる。そのた
め、「電気回路の重ね合わせの理」という定理から、各
相に流れる電流はモータ１の誘起電圧による定常電流成
分、図３（Ａ）の動作で発生するパルス電圧ＶPUによる
補償電流成分、３相短絡過渡電流成分の和で表される。
つまり、図１１に示す定常電流成分、３相短絡過渡電流
成分、および、図６に示す補償電流成分の和である。し
たがって、３相短絡過渡電流成分を補償電流成分により
打ち消すことで、大電流が流れることを防止するもので
ある。

【００４４】図６からわかるように、各相の回路定数が
同じ場合、パルス電圧ＶPUによって流れるＶ相、Ｗ相の
補償電流は同じ値となる。そのため、本実施例で３相短
絡過渡電流成分を補償するには、Ｖ相、Ｗ相の３相短絡
過渡電流が等しいことが条件となる。

【００４５】そこで、この一連の動作で重要なことは制
御を開始する時刻ｔ０と、所定時間Ｔ1の決定方法であ
る。時刻ｔ０は定常電流の絶対値が最大となる誘起電圧
のタイミングを設定する。具体的には、図４におけるＵ
相の定常電流が最大となる時刻(３)である。このとき、
Ｖ相、Ｗ相の定常電流はＵ相電流の１／２（但し、符号
は逆）で、同値であるので、上述の条件を満足する。詳
細は図８により説明する。

【００４６】ところで、３相短絡過渡電流成分は３相短
絡を開始する時点の位相によって異なってくるので、次
のようにパルス電圧を加える第１のタイミングを設定す
る。図８は、本発明による一実施例の第１のタイミング
を示す図である。図８において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の定
常電流成分とＵ相の誘起電圧成分について示す。定常電
流成分(iu、iv、iw)は、 同じ振幅i1で位相が１２０°
ずつずれている。誘起電圧(euのみ図示)は、永久磁石型
同期モータの固定子巻線と鎖交する永久磁石の磁束が変
化することによって発生するものであり、誘起電圧の位
相は、例えば永久磁石型同期モータに既設の磁極位置検
出手段にて検出した磁極位置から求めることができる。
ここではモータ電流は、高周波領域を想定しているの
で、誘起電圧と電流の位相差はほぼ９０°となってい
る。

【００４７】図８の図中に縦に引いた点線で示す時点の
位相では、Ｖ相電流とＷ相電流とが振幅(i １/２)で等
しく、さらに Ｕ相電流の振幅(−i1)に対して正負が逆
で、大きさが半分になっている。 この時点の位相で正
規の３相短絡を開始すれば、Ｕ相の３相短絡過渡電流の
初期値は 「i1」となり、 Ｖ相とＷ相の３相短絡過渡電流
の初期値は「−i １/２」となる。

【００４８】次に、所定時間Ｔ1の決定方法について図
６、図７を用いて説明する。前述したように、図３
（Ａ）のような制御をした場合に発生するパルス電圧Ｖ
PUにより流れる各相の補償電流成分を決定する等価回路
が図６である。このパルス電圧ＶPUによりＵ相に流れる
補償電流成分ｉu"は図７に示すような波形となる。パル
ス電圧が発生してからの所定期間Ｔ1の間、Ｕ相補償電
流成分ｉu"は（数３）、（数４）与えられる式で負の方
向に増加する。

【００４９】 ｉu"＝−ｉ２・｛１-exp（-ｔ/τ）｝ （数３） ｉ２＝２Ｖc／（３Ra） （数４） 但し、時定数τ＝La/Raで表せられる。なお、Ｖ相補償
電流成分ｉv"、Ｗ相補償電流成分ｉw"は、ｉv"＝ｉw"＝
−ｉu"／２となる。

【００５０】ここで、Ｕ相補償電流成分ｉu"とＵ相に流
れる３相短絡過渡電流成分ｉu'の絶対値が一致する時点
が存在するので、これらの値が一致するように、（数
３）を用いて所定時間Ｔ1を決定する。時定数τが大き
い場合には、直線近似により決定することもできる。所
定時間Ｔ1の具体的な決定方法の１例を、以下に説明す
る。

【００５１】所定時点としての第１のタイミングは、Ｕ
相を捉えて表現すればスイッチング素子２０、２３、２
５を同時にオンする場合は、定常電流成分のdi/dtが負
から正に移行する変曲点である。

【００５２】また、スイッチング素子２１、２２、２４
を同時にオンする場合の第１のタイミングはdi/dtが正
から負に移行する変曲点である。 そして、前述のよう
に変曲点は磁極位置検出手段にて検出した位相位置から
事前に求めることができる。

【００５３】一方、コンデンサによるパルス電圧を加え
る所定期間Ｔ1は、 図４(b)に示す３相短絡過渡電流成
分iu'(初期値i1)と、 図７に示すパルス電圧による電流
iu''との和が零(０)となる時間である。したがって、こ
の時間を方程式から解いて求めると、 Ｔ1＝−τ・ln(i２／(i２＋i1)) (５) となる。

【００５４】なお、i２はコンデンサ電圧の関数である
ので、コンデンサ電圧を基に所定期間Ｔ1を計算する必
要がある。所定期間Ｔ1を例えばマイコンで計算すると
処理時間がかかるので、コンデンサ電圧に応じた所定期
間Ｔ1を計算したテーブルを予め作成しておいてこれを
利用することが望ましい。即ち、本発明による他の特徴
は、所定期間Ｔ1を平滑用コンデンサの電圧の大小によ
って変化させることにある。換言すれば、平滑用コンデ
ンサの電圧を検出し所定期間Ｔ1を計算する手段を設け
ることにある。

【００５５】また、１００%電流の偏りを補正すること
はできないが、 この所定期間Ｔ1を「適切なある値」に固
定しておいて、 過電流でスイッチング素子(例えば、IG
BT)を壊さないようにすることも可である。

【００５６】更に、本実施例では第１のタイミングを正
確に設定しているが、高速に回転するモータに対して、
マイコンのサンプリング処理では、図８に示す時点の位
相を正確に検出することは難しいと言える。従って、パ
ルス電圧を加える所定期間Ｔ1は、ある大きさの時間幅
であるので、第１のタイミングとして、図８に示す時点
の位相の前後に所定期間Ｔ1程度の時間幅を持たせてお
いて、換言すれば、前述の変曲点の前後に設定した所定
領域( 例えば、所定期間Ｔ1と同じ時間幅Ｔ1を変曲点の
前後に有する領域)の範囲内の時点を採用しても、同等
の効果を得ることができる。さらにまた、所定期間Ｔ1
の２倍程度の時間幅(２Ｔ1)を変曲点の前後に有する所
定領域であっても、過電流でスイッチング素子としての
IGBTを壊さないようにする効果があることを確認してい
る。因みに、本実施例の時間幅は、Ｔ1＝１５０(μsec)
程度である。

【００５７】図３のように、コンデンサ電圧Ｖcなどか
ら計算された所定時間Ｔ1でスイッチング素子を切り替
えると、所定期間Ｔ1を経過した後は、パルス電圧ＶPU
が０となる。そのため、各相の補償電流成分ｉu"、ｉ
v"、ｉw"は図７に示すように時定数τで徐々に０に減少
していく。Ｕ相補償電流成分ｉu"とＵ相に流れる３相短
絡過渡電流成分ｉu'の絶対値が所定時間Ｔ1経過時に同
じであれば、図７の所定期間Ｔ1を経過後の波形は、図
４（ｂ）の３相短絡過渡電流成分と符号は異なるが、同
じ波形となる。つまり、所定時間Ｔ1経過時にＵ相補償
電流成分ｉu"とＵ相に流れる３相短絡過渡電流成分ｉu'
の絶対値が一致するように、所定時間Ｔ1を決定するの
で、各相の３相短絡過渡電流成分はそれぞれの相の補償
電流成分により打ち消すことができる。したがって、図
４（ａ）の定常電流成分だけが流れることになる。

【００５８】また逆に、他方のスイッチング素子２１、
一方のスイッチング素子２２、２４を同時にオンする場
合も考えられ、この場合のオンする第１のタイミング
(位相)は、前述のスイッチング素子２０、２３、２５を
オンする場合より１８０°ずれている。

【００５９】そして、所定期間の後に、 一方のスイッ
チング素子２２、２４をオフ、他方のスイッチング素子
２３、２５をオンして、３相短絡に移行する。 この時
には、 コンデンサ３からの電流は、スイッチング素子
２２、２４からモータ１を通してスイッチング素子２１
に流れる。

【００６０】さらにまた、スイッチング素子２０、２
３、２５を同時にオンした後、あるいはスイッチング素
子２１、２２、２４を同時にオンした後に、一方のスイ
ッチング素子２０、２２、２４によって３相短絡する方
法も考えられる。

【００６１】そして、Ｖ相に最も大きな過渡電流成分が
流れ、それを打ち消そうとする場合は、スイッチング素
子２１、２２、２５を同時にオンして、所定期間後、ス
イッチング素子２２をオフ、スイッチング素子２３をオ
ンして３相短絡に移行するなどの、Ｕ相の場合と同様の
方法が考えられる。Ｗ相に最も大きな過渡電流成分が流
れて、それを打ち消そうとする場合には、スイッチング
素子２１、２３、２４を同時にオンして所定時間後に、
スイッチング素子２４をオフ、スイッチング素子２５を
オンして３相短絡に移行するなどの、Ｕ相の場合と同様
の方法が考えられる。

【００６２】以上のように、スイッチング素子のオンオ
フについては、誘起電圧との関係で任意に選択できる．
そのため、モータ１がフリーランで回転している状熊か
らインバータによるモータ制御を再開する場合、再開ま
での時間をできるだけ短くする必要がある製品では、大
きな過渡電流が流れないように誘起電圧の状態に応じて
３相のスイッチング素子のオンオフ状態を上記のスイッ
チング方法の中から決定することが望ましい。

【００６３】また、モータ制御の再開まで数１０ｍｓか
ら数１００ｍｓ程度時間がかかっても問題がない製品の
場合には、スイッチング方法を図３のように予め決定し
ておくこともできる。その場合、図８に示すように、Ｕ
相の誘起電圧からＵ相定常電流成分が負で最大となるタ
イミングを決定し、その時刻をｔ０として、制御を開始
することもできる。

【００６４】以上の説明が、スイッチング素子に大きな
電流が流れるのを防止するための本発明による回転時の
３相短絡事前制御である。

【００６５】本発明の制御装置は、モータ１の回転時の
３相短絡を実行するときの初期に発生する過大電流を回
避するための、各スイッチング素子の先行オンオフ制御
を実行し３相短絡に移行する短絡移行手段( 即ち、短絡
移行処理部１３の構成手段、または短絡移行処理部１
３、電圧指令切り替え部１４、搬送波比較部１５及びＰ
ＷＭ信号出力許可部１６等の構成手段)を具備するもの
である。本発明によって、回転時の３相短絡制御の導入
が可能となり、最大許容電流の大きなスイッチング素子
やコンタクタを用いることなく過大電流の発生を回避す
ることできるので、コスト低減や信頼性の向上に繋がる
効果が得られる。

【００６６】図５が、図２、図３に示す本実施例の制御
を行った場合のモータトルク特性を示す図である。従来
の制御で３相短絡を行ったときの図１０の特性と比較し
て、図５は各相に流れる最大電流が半減している。３相
のいずれの電流も正側／負側に偏ることなく、制御開始
直後から正弦波状の定常電流成分だけが流れている。つ
まり、３相短絡過渡電流成分が補償電流成分により打ち
消されていることを示している。また、過渡的なモータ
トルクの変動も殆ど発生していない。

【００６７】次に、コンデンサによるパルス電圧を搬送
波比較により出力して、３相短絡に移行する方法を示
す。

【００６８】図９は、本発明による一実施例の搬送波比
較によるコンデンサ電圧印加の方法を示す図である。
すなわち、マイコン内蔵のカウンタ等によりＰＷＭ信号
を出力する機能を兼用して、パルス電圧を出力している
短絡移行手段の一実施例を示している。なお、 本実施
例の短絡移行手段には、短絡移行処理部１３、電圧指令
切り替え部１４、搬送波比較部１５及びＰＷＭ信号出力
許可部１６が含まれている。以下、これについて説明す
る。

【００６９】図９において、クロックをカウントして０
とdatamaxの間でアップダウンを繰り返す２つのカウン
タがあり、Ｕ相Ｖ相Ｗ相の電圧値datau、datav、dataw
を専用のレジスタに設定し、 カウンタとレジスタの値
の大小の比較を行うことにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のス
イッチング素子を駆動する ＰＷＭ信号６本を自動的に
出力することができるものである。２つのカウンタと比
較することにより、上側と下側のスイッチング素子の短
絡防止時間を作っている。電流制御を行う場合には、電
流制御を演算して得られた電圧値をレジスタに設定し
て、ＰＷＭ信号を出力し、そのＰＷＭ信号によりインバ
ータを操作してモータの駆動を行うことになる。

【００７０】この機能を利用して３相短絡に移行する場
合、Ｕ相については、図９(a)に示すように、 ＰＷＭ信
号を出力許可する前に電圧指令datauを零(０)に設定し
ておいて、上アームの信号はオン、下アームの信号はオ
フにしておく。上アームの信号はＰＷＭ信号出力許可さ
れると図１のスイッチング素子２０のオンオフを操作
し、 下アームの信号は図１のスイッチング素子２１の
オンオフを操作するものとする。

【００７１】Ｖ相、Ｗ相については、 図９(b)に示すよ
うに、ＰＷＭ信号を出力許可する前に電圧指令datav、d
atawをdatamaxの値に設定しておいて、上アームの信号
はオフ、下アームの信号はオンにしておく。 上アーム
の信号はＰＷＭ信号出力許可されると図１のスイッチン
グ素子２２、２４のオンオフを操作し、 下アームの信
号は図１のスイッチング素子２３、２５のオンオフを操
作するものとする。

【００７２】次に、図８の破線に示した位相(第１のタ
イミング)で、コンデンサからのパルス電圧の出力がで
きるように、つまり ＰＷＭ信号出力許可ができるよう
に、永久磁石型同期モータの磁極位置の判定を行う。こ
の判定処理は、図９のカウンタに同期して、カウンタの
１周期ごとにまたは半周期ごとに繰り返して起動する処
理とする(図示せず)。上記判定処理で、図８の破線に示
した位相(第１のタイミング)と判断した場合には、ＰＷ
Ｍ信号出力許可を行う。ＰＷＭ信号出力が許可される
と、予め設定しておいたＵ相Ｖ相Ｗ相の上アームの信
号、 下アームの信号がそれぞれのスイッチング素子に
伝えられ、スイッチング素子２０、２３、２５はオン、
スイッチング素子２１、２２、２４はオフのままであ
る。(ＰＷＭ信号出力が禁止されているときは全てのス
イッチング素子はオフされている。) 上記の状態は、コンデンサ３からの電力に基づいて パ
ルス電圧が加えられている状態であり、パルス電圧を所
定期間Ｔ1加えた後、スイッチング素子２０はオフ、ス
イッチング素子２１はオンに切り替える必要がある。
図９(a)では、コンデンサ電圧に応じた所定期間Ｔ1を予
め計算しておき、パルス電圧の印加時間が該所定期間Ｔ
1になるように電圧指令datauを変化させている。 この
処理もカウンタに同期してカウンタの１周期ごとにまた
は半周期ごとに繰り返して起動する処理の一部として行
い、A点とB点で電圧指令datauを変化させている。

【００７３】また、ＰＷＭ信号出力が許可されてからA
点までの時間を予め調べておき、最終的にパルス電圧の
所定期間Ｔ1になるように、A点での電圧を計算する。B
点では電圧datauをdatamaxの値として、上アームの信号
はオフ、下アームの信号はオンにして、即ち、スイッチ
ング素子２０はオフ、スイッチング素子２１はオンにし
て、３相短絡に移行する。

【００７４】ここで、所定期間Ｔ1の大きさによって
は、 A点で電圧指令を変化させるのではなく、B点で０
からdatamaxの間の電圧datauを設定することも起こる。
この時は上アームのオンの信号はB点で一度オフとな
り、電圧datauとカウンタが一致するところでもう一度
オンとなり、 最後にC点でオフになり３相短絡に移行す
ることになる。 このように２回に分けてコンデンサの
電圧を加えた場合でも(合計の時間は所定期間Ｔ1であ
る)、 連続した期間Ｔ1のパルス電圧を加えた場合と同
じ特性を示す。

【００７５】このように コンデンサからの電圧をＰＷ
Ｍ信号として加えることによっても、３相短絡開始時の
電流の偏りを補正して、過大電流を防止するのに有効で
ある。

【００７６】上述の処理は、Ｕ相にパルス電圧を加える
場合を例に取り説明してきたが、Ｖ相、Ｗ相にパルス電
圧を加える場合にも適応できる。換言すれば、本発明に
よる他の特徴は、制御部１１が、ＰＷＭ方式を用いてオ
ンオフ制御を実行するものであって、短絡移行手段は、
当該短絡移行手段が実行する先行オンオフ制御に該Ｐ
ＷＭ方式を兼用し、構成の簡素化を得る点にある。

【００７７】ところで、上述の説明は、３相短絡時に１
つの相(例えばＵ相)に最も大きな過渡電流が流れること
を想定し、そして、該１つの相に関してパルス電圧を加
える最適な時点を、例えば、磁極位置から判定している
ものである。これに対し、別の方法も考えられる。これ
について、以下、説明する。例えば、永久磁石型同期モ
ータが具備する磁極位置検出手段が検出した磁極位置を
利用して、最も大きな過渡電流が流れる相を選定する
「相選定手段」を設けることによって、U、V、Ｗ相のうち
の選定相に対して 即時に３相短絡を開始できるので、
１つの相だけに対する最適な位相(所定時点)を待ってい
るよりも、確実にかつ短時間に３相短絡移行処理を開始
できるという利点がある。

【００７８】そして、この選定された相に対して、これ
まで述べてきたように平滑コンデンサに蓄積された電荷
を所定期間印加して、過渡電流成分を打ち消すように制
御する「打ち消し制御手段」を設けることによって、３相
短絡時に発生する過電流を防止できる。この方法は、安
全性が重要視される電気自動車の電気自動車用制御装置
に好適であると言える。

【００７９】即ち、本発明による別の特徴は、電気自動
車用制御装置において、回転する３相の永久磁石型同期
型モータのスイッチング制御(オンオフ制御)を突然停止
したときに当該永久磁石型同期モータの発電電力によっ
て発生した過渡電流成分が流れるスイッチング素子の相
を選定する相選定手段と、該選択された相に対して平滑
用コンデンサの蓄電電力を所定期間の間印加して、過渡
電流成分を打ち消すよう制御する打ち消し制御手段とを
具備するところにある。

【００８０】一方、図１に戻って、 ３相短絡を行って
いるときは、モータ１の誘起電圧はインバータ２の入力
側には発生しないので、 補助リレー８およびメインリ
レー７の投入を行っても抵抗９や接続回路に過電流が流
れることはなくなり有効である。

【００８１】また、３相短絡は永久磁石型同期モータに
ブレーキトルクを発生させ、モータ速度を下げる効果も
有する。 そして、メインリレー７の投入後、電流制御
部１２が行えるモータ速度の範囲であれば、短絡移行処
理部１３を中止して電流制御部１２を再開し、電流制御
部１２の結果得られる電圧指令を、 搬送波との比較を
行ってＰＷＭ信号としてインバータのゲート部に出力す
るものである。

【００８２】更に、電気自動車が坂道(下り坂)で速度が
出すぎてモータ制御(電流制御)が不可能な場合や、電気
自動車が高速走行中にキースイッチをオフして制御が完
全に停止した状態から再度キースイッチをオンしてモー
タ制御を開始する場合などが考えられる電気自動車用制
御装置( 電気自動車の走行駆動に用いた永久磁石型同期
モータを制御する制御装置)に、本発明は適用可能であ
り、 特に、運転者が誤って電気自動車用制御装置のオ
ンオフ制御を突然停止した場合の安全性確保に有効であ
る。

【００８３】また、インバータのスイッチング素子を使
用した永久磁石型同期モータの３相短絡を行うことによ
り、リレー回路の投入を行うことや、ブレーキ作用によ
って電気自動車の速度を下げることができる。電気自動
車の速度が下がってきたところで、３相短絡を中止して
モータの制御を開始することも可能である。

【００８４】さらに、この方式はバッテリの代わりにコ
ンバータ等の直流電源を使用した場合にも適用できる。

【００８５】

【発明の効果】本発明によれば、永久磁石型同期モータ
の回転時に事前制御を実行してから３相短絡に移行する
ので、過大電流の発生が防止される。すなわち、永久磁
石型同期モータが高速回転しているときの再起動時にお
ける３相短絡処理を、３相短絡初期時にスイッチング素
子に過大電流が流すことになく行うことができる。これ
により、スイッチング素子が壊れるのを防止でき、永久
磁石型同期モータ用制御装置の高速回転時の安全性を高
めることに効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の永久磁石型同期モータ用制
御装置を示す図である。

【図２】図１の一実施例における短絡制御の処理フロー
図である。

【図３】図１の一実施例による短絡制御の動作説明図で
ある。

【図４】短絡制御時のモータ電流−時間特性を説明する
図である。

【図５】図１の一実施例による先行オンオフ制御を実行
して、３相短絡を行った場合のモータ電流およびモータ
トルク特性を示す図である。

【図６】図５の場合のモータ等価回路を示す図である。

【図７】図５の場合のモータ電流-時間特性を示す図で
ある。

【図８】本発明による一実施例の第１のタイミングを示
す図である。

【図９】本発明による一実施例の搬送波比較によるコン
デンサ電圧印加の方法を示す図である。

【図１０】従来の装置による、３相短絡を行った場合の
モータ電流およびモータトルク特性を説明する図であ
る。

【図１１】図１０の場合のモータ等価回路を説明する図
である。

【符号の説明】

１…永久磁石型同期モータ、２…インバータ、３…平滑
用コンデンサ、４…磁極位置センサ、５…エンコーダ、
６…電流センサ、７…メインリレー、８…補助リレー、
９…抵抗、１０…バッテリ、１１…制御部、１２…電流
制御部、１３…短絡移行処理部、１４…電圧指令切り替
え部、１５…搬送波比較部、 １６…ＰＷＭ信号出力許
可部、１７…コンデンサ電圧印加時間計算部、１８…短
絡用電圧指令計算部、１９…短絡信号出力タイミング検
出部、２０、２１、２２、２３、２４、２５…スイッチ
ング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小原 三四郎 茨城県ひたちなか市大字高場2520番地 株 式会社日立製作所自動車機器事業部内

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】各相毎に備えたスイッチング素子を介して
   直流電力から変換した交流電力を３相の永久磁石型同期
   モータに供給するインバータと、該インバータに供給さ
   れる前記直流電力を平滑化する平滑用コンデンサと、前
   記各スイッチング素子のオンオフ制御を実行し前記イン
   バータを制御する制御部とを備えた永久磁石型同期モー
   タ用制御装置であって、 前記制御部は、前記永久磁石型同期モータの回転時に前
   記制御部が３相短絡のオンオフ制御を実行する前に、前
   記各スイッチング素子の先行オンオフ制御を実行し、そ
   の後に前記３相短絡に移行する短絡移行手段を具備した
   ことを特徴とする永久磁石型同期モータ用制御装置。
2. 【請求項２】請求項１において、前記インバータは少な
   くとも６つの前記スイッチング素子により３相ブリッジ
   回路を構成するものであって、短絡移行手段は、前記ス
   イッチング素子がすべてオフ状態であるときに、前記直
   流電源の正極側に接続された１相分、または、２相分の
   スイッチング素子と前記直流電源の負極側に接続された
   他の相のスイッチング素子とをモータの状態で決まる所
   定時点でオン状態にし、過渡電流を抑制するための所定
   期間継続した後、前記スイッチング素子のオンオフ状態
   を切り替えて３相短絡に移行することを特徴とする永久
   磁石型同期モータ制御装置。
3. 【請求項３】請求項１において、前記インバータと当該
   インバータに前記直流電力を供給する直流電源との間の
   電気的接続を入り切りする開閉手段と、 前記短絡移行手段の前記３相短絡への移行が終了した後
   に前記開閉手段を投入する開閉制御手段とを具備するこ
   とを特徴とする永久磁石型同期モータ用制御装置。
4. 【請求項４】請求項１において、 前記制御部は、前記
   短絡移行手段は、当該短絡移行手段が実行する前記先行
   オンオフ制御をＰＷＭ方式で行うことを特徴とする永久
   磁石型同期モータ用制御装置。
5. 【請求項５】請求項２において、 前記所定時点は、前
   記回転時の定常電流成分のdi/dtが負から正または正か
   ら負に移行する変曲点もしくはその近辺の時点であるこ
   とを特徴とする永久磁石型同期モータ用制御装置。
6. 【請求項６】請求項２において、前記所定期間は、次の
   (５)式の関係から求めたＴ1期間であることを特徴とす
   る永久磁石型同期モータ用制御装置。 Ｔ1＝−τ・ln(i２／(i２＋i1)) (５) ただし、τは３相短絡時の過渡電流成分の減衰時定数、 i1は３相短絡時の定常電流成分の振幅、 i２は平滑用コンデンサ電圧によって流れる電流の最終
   値、 lnは自然対数である。
7. 【請求項７】請求項２において、前記所定期間は、前記
   平滑用コンデンサの電圧の大小によって変化させること
   を特徴とする永久磁石型同期モータ用制御装置。
8. 【請求項８】請求項５において、前記変曲点は、前記永
   久磁石型同期モータの磁極位置から決定することを特徴
   とする永久磁石型同期モータ用制御装置。
9. 【請求項９】回転する３相永久磁石型同期モータをフリ
   ーラン状態からインバータによる駆動に切り替える永久
   磁石型同期モータ用制御装置において、前記永久磁石型
   同期モータの磁極位置により決まる所定時点から、前記
   インバータにより３相短絡に伴う過渡電流を打ち消すス
   イッチング制御を行うことを特徴とする永久磁石型同期
   モ―タ用制御装置。
10. 【請求項１０】電気自動車を駆動する永久磁石型同期モ
    ータを、請求項１ないし請求項４または９のいずれか１
    項記載の永久磁石型同期モータ用制御装置を用いて制御
    することを特徴とする電気自動車用制御装置。