JPH10294929A - Ｃａｔｖ受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低域オフセットの位相雑音及びＬＯリークや
リターンロス等を改善して高性能化を可能にするととも
に、低コスト化を図る。 【解決手段】 ＣＡＴＶ用チューナ１０１の基本的な構
成は位相雑音の低減のため、１つの局部発振器及び１つ
の混合器等を有するシングルバージョンタイプ方式を採
用して構成する。この場合、ＨＰＦ，ＬＰＦ４１と可変
トラッキングフィルタ（４３、４９、５５）の前段のス
イッチ４２との間に、入力信号周波数の利得を制御する
ＡＧＣ回路７０とアンプ８０とＬＰＦ９０とで構成され
る付加回路を挿入する。これにより、各混合器の入力の
アイソレーションを改善することができるため、ＬＯリ
ークやリターンロス等の発生を抑制して高性能化を可能
にし且つ低コスト化を可能にする。また、ＰＬＬ回路の
固定分周プリスケーラを用いずに可変分周器６７で分周
することにより、局部発振周波数の低域オフセットでの
位相雑音も低減することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＡＴＶ放送を受
信可能なＣＡＴＶ受信装置に関し、得に局部発振リーク
やリターンロス等を防止して高周波ユニットチューナの
機器性能を向上させ且つ低コスト化を実現するのに好適
のＣＡＴＶ受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年のディジタル化、マルチメディア化
に伴い、放送分野においては、現行の無線系の放送だけ
でなく、放送と通信の融合化がなされたケーブルテレビ
ジョン放送（以下、ＣＡＴＶと称す）が注目されてい
る。

【０００３】ＣＡＴＶは、従来より有線系の放送形態と
して幅広く普及しており、最近ではＣＡＴＶ先進国の米
国におけるＣＡＴＶの双方向サービス事業化の実現に伴
い、我が日本においても、ＣＡＴＶの双方向サービスの
事業化が進められている。

【０００４】また、ＣＡＴＶでは、既存の地上波テレ
ビ、ＢＳ／ＣＳ衛星テレビ等の再送信、自主番組等を都
市でサービスする都市型ケーブルテレビの普及も目ざま
しく、またインターネットにＣＡＴＶにおけるケーブル
テレビ網を利用したケーブルインターネットやケーブル
カラオケ等の放送サービスシステムも強い人気がある。

【０００５】ところで、ＣＡＴＶを受信可能なアナログ
方式またはディジタル方式のＣＡＴＶを受信可能なＣＡ
ＴＶ受信装置には、ケーブルや電波等の伝送媒体を介し
て送信された送信信号から所望の伝送帯域の信号を受信
するチューナが組み込まれており、このようなチューナ
は、通常、タブルスーパ方式と呼ばれ、２つの周波数発
振器と２つの局部発振器を備えている。このようなダブ
ルスーパ方式のＣＡＴＶチューナを図４に示す。

【０００６】図４は従来のＣＡＴＶ受信装置を示し、ダ
ブルスーパ方式のＣＡＴＶチューナの一例を示すブロッ
ク図である。

【０００７】図４に示すように、ＣＡＴＶチューナに
は、入力信号を取り込むための入力端子１ａが設けら
れ、該入力端子１ａには、図示しないヘッドエンドと呼
ばれるセンター設備により受信されるとともにケーブル
等の伝送媒体を介して伝送された受信信号（ＲＦ信号）
が供給されるようになっている。入力端子１ａを介して
入力されたＲＦ信号は、ＬＰＦ，ＨＰＦ１によって所定
周波数帯域のみを通過させた後に、ＡＧＣ回路２に供給
される。

【０００８】ＡＧＣ回路２は、図示しないＡＧＣ回路制
御部からのＲＦＡＧＣ信号に基づいて、入力されたＲＦ
信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つま
り、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅
回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅
回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制す
る。

【０００９】ＡＧＣ回路の出力信号は、アンプ３によっ
て増幅された後、第１の混合器（図中にはＭＩＸと記
載）４に与える。第１の混合器４は、別に設けられた発
振周波数の可変が可能な第１の局部発振器（以下、ＬＯ
として説明する場合もある）１３から供給される発振周
波数と、供給されたＲＦ信号の周波数とを混合して元の
二つの周波数差に等しいうなり周波数とするビート信号
を生成して出力する。即ち、混合器４は第１の周波数変
換部であって、前記第１の局部発振器１３からの発振周
波数を用いることにより、アンプ３からの入力信号をア
ップコンバートして１stＩＦ信号（中間周波数信号）に
変換してＨＰＦ５に与える。

【００１０】ＨＰＦ５は入力された１stＩＦ信号の高域
成分を通過させてＢＰＦ６に供給し、通過された高域成
分の１stＩＦ信号はＢＰＦ５によって所定の帯域が制限
されることでＣＡＴＶ１チャンネル相当の帯域の信号と
なる。その後、ＢＰＦ５の出力信号は、アンプ７によっ
て増幅された後、第２の混合器８に与える。

【００１１】第２の混合器８は、第２の周波数変換部で
あって、第２の局部発振器１５からの発振周波数を用い
て、アンプ７からの入力信号をダウンコンバートして２
stＩＦ信号（中間周波数信号）に変換してＬＰＦ９に与
える。

【００１２】ＬＰＦ９は、入力された２stＩＦ信号の低
域成分を通過させてアンプ１０に供給する。アンプ１０
は入力信号を増幅し、その後に増幅された信号はＢＰＦ
１１に与えることにより所定の帯域が制限され、さらに
アンプ１２によって増幅された後に、図示しない信号処
理部へと出力されるようになっている。

【００１３】このような構成により、例えば一段目の第
一周波数変換部によって入力周波数を高い周波数に変換
することで、局部発振器の発振周波数を入力ＲＦの帯域
外に設定することができ、また局部発振器の周波数変化
比を小さくすることを可能にする。また、第一周波数変
換部と第二周波数変換部との間にＢＰＦ６等の固定周波
数フィルタ（帯域通過フィルタともいう）を設けて使用
することにより、如何なる入力信号でもその出力波形を
安定させることが可能となる。

【００１４】ところで、最近のディジタル放送でのＣＡ
ＴＶチューナの傾向として、夫々１つの周波数変換器及
び局部発振器を備えて構成されるため低価格で有利な利
点があることから、シングルバージョンタイプの使用が
見直されている。一般に、現在使用されているシングル
バージョンタイプのチューナとしては、テレビジョン受
像機（以下、ＴＶと略記）に採用されているものが周知
である。このようなシングルバージョンタイプのＴＶ用
チューナの一例を図５に示す。

【００１５】図５は従来のシングルバージョンタイプの
ＴＶ用チューナの構成例を示し、図５（ａ）はチューナ
の構成を示すブロック図、図５（ｂ）はチューナに用い
られるＰＬＬ回路の具体な構成を示すブロック図であ
る。尚、構成の説明は説明簡略化のために３バンドある
内、１つのバンドについてのみ説明する。

【００１６】図５（ａ）に示すように、ＴＶ用チューナ
には、入力信号を取り込むための入力端子１１ａが設け
られ、該入力端子１１ａには、図示しない受信アンテナ
により受信された受信信号（テレビジョン信号であり、
以下、ＲＦ信号と称す）が供給されるようになってい
る。入力端子１１ａを介して入力されたＲＦ信号は、Ｌ
ＰＦ，ＨＰＦ１によって所定周波数帯域のみを通過させ
た後に、スイッチ１２に供給される。

【００１７】スイッチ１２は、入力されたＲＦ信号を夫
々の周波数に合わせて３つに切り替えてそれぞれ対応す
る可変トランッキングフィルタ（１３、１９、２５）に
出力する。例えばスイッチ１２によって入力端ｂ に基
づくバンドに切り替えたものとすると、入力されたＲＦ
信号は、局部発振に同期した可変トラッキングフィルタ
１９に供給され、該可変トラッキングフィルタ１９によ
って所定の帯域が制限されてアンプ（ＦＥＴ ＡＭＰ）
２０に与える。

【００１８】アンプ２０は、入力信号を図示しないＡＧ
Ｃ回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するよ
うにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ
２１に与える。トラッキングフィルタ２１は、さらに入
力信号の帯域を制限して出力する。この出力信号は、そ
の後アンプ２２によって増幅された後、混合器（周波数
変換部）２３に与える。

【００１９】混合器２３は、局部発振器２４からの発振
周波数を用いて、アンプ２２からの入力信号をＩＦ信号
（中間周波数信号）に変換して出力する。このＩＦ信号
は、その後、ＢＰＦ（単同調フィルタ）３１に与えるこ
とにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ３２によ
って増幅された後に、出力端子３２ａを介して図示しな
い信号処理部へと出力される。

【００２０】また、図中に示すＰＬＬ回路３４は、局部
発振器１８、２４及び３０の発振周波数に基づいて制御
信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器１８、２４
及び３０に与えることにより、各発振器の発振周波数を
制御するものである。

【００２１】具体的には、図５（ｂ）に示すように、Ｐ
ＬＬ回路３４は、局部発振器１８、２４及び３０の何れ
かの発振器からの発振周波数を検出し固定分周プリスケ
ーラ３８で分周した後に、更に可変分周器３７で分周
し、この分周した信号と高精度な固定発振器（図示せ
ず）からの信号を分周する固定分周器３５からの信号と
を位相比較器３６によって位相比較を行い、該位相比較
結果に基づいて制御電圧ＶＴを生成し、前記何れかの局
部発振器の発振周波数を可変させる。つまり、ＰＬＬ回
路３４を用いることで、局部発振器１８、２４及び３０
の発振周波数を制御することが可能となる。

【００２２】したがって、上記構成のシングルバージョ
ンタイプのチューナであるＴＶ用チューナでは、ＰＬＬ
回路３４には、固定分周のプリスケーラ３８が設けられ
ているため、局部発振の選局ＳＴＥＰ幅と、ＰＬＬの比
較周波数とは、夫々異なった値となっている。

【００２３】ところで、上述した２種類のタイプのチュ
ーナを比較すると、次のような違いがある。例えば、現
状のアナログ及びディジタル用ＣＡＴＶチューナのダブ
ルコンバージョンタイプでは、周波数変換処理を２回行
うために局部発振器を２つ有しているため、局部発振器
が１つで且つＩＣ化の進んでいるシングルコンバージョ
ンタイプのチューナと比べて、価格的に不利である。つ
まり、コストが高価となる不都合がある。

【００２４】また、ダブルコンバージョンタイプのもの
は、２つの局部発振の周波数が１〜２ＧＨｚと高く可変
幅も１ＧＨｚと広いため、電圧に対する周波数感度が高
くなることから（ｅｘ．３５ＭＨｚ／Ｖ程度）、位相雑
音が悪化する傾向がある。また、出力信号の位相雑音に
ついては、２つの局部発振器の位相雑音が加算されて出
力されるため、局部発振器が１つしかなく、さらに周波
数が１００〜９００ＭＨｚと低い（ｅｘ．１５ＭＨｚ／
Ｖ程度）シングルバージョンタイプのものと比較すると
不利である。

【００２５】近年、実用化の進んでいるディジタル放送
ＣＡＴＶ、特に大量のデータを高レートで伝送する多値
ＱＡＭ伝送（２５６ＱＡＭ伝送）では、コンスタレーシ
ョン（信号配置図）でのシンボルの間隔が狭く、つまり
ｅｙｅパターンが小さく位相雑音が悪いと、各シンボル
が位相方向に広がりを持ってしまうため、結果としてコ
ンスタレーションがぼやけて（ｅｙｅパターンがつぶれ
る）固定劣化増加の要因となる。そこで、このような不
都合を回避するために、局部発振器を１つしか持たない
シングルバージョンタイプのチューナを用いて、位相雑
音等の改善を図ることを考慮すると、上記の如くシング
ルバージョンタイプのチューナには、ＴＶ用チューナが
ある。

【００２６】ところが、従来のＴＶ用のチューナの構成
では、混合器の入力発振周波数と入力信号とのアイソレ
ーションが十分ではなく、また前段の２個のトラッキン
グフィルタでは、発振周波数の影響をなくすための処理
が十分でない。さらに、アンプの出入力のアイソレーシ
ョンが十分でないために、入力端子への発振周波数のリ
ーク性能（以下、ＬＯリークと称す）が不十分であった
り、あるいは可変なフィルタにより帯域外のリターンロ
スが全反射に近い状態になってしまうため、全体域での
リターンロス性能が不十分だったりと、ＣＡＴＶに必要
な性能レベルまで達していない場合もある。このため、
伝送ケーブルを介して接続されている加入者に対して妨
害を与えてしまい、結果として画像の劣化に起因すると
いう不都合が発生する場合も考えられ、そのままの状態
では使用することが不可能である。

【００２７】一方、シングルバージョンタイプのチュー
ナでは、上述したようにＰＬＬ回路にＬＯ用の固定分周
プリスケーラが設けられているため、局部発振の選局Ｓ
ＴＥＰ幅と、ＰＬＬの比較するための比較周波数とは、
異なった値をとっている。例えば、現状では４ＭＨｚの
リファレンスを５１２分周して７．８１２５ＫＨｚの比
較周波数でＰＬＬを動作させているが、このとき、ＬＯ
用の固定分周を１／８にすると、ＬＯの選局ＳＴＥＰ幅
は、６２．５ＫＨｚになる。つまり、現状のチューナで
は、比較周波数が選局ＳＴＥＰ幅の１／（固定分周）と
なり、数ＫＨｚ小さくなるとともに、ＰＬＬの揺らぎが
ＬＯ用固定分周気のために固定分周倍されるため、キャ
リアにＦＭのかかったような状態となってしまい、この
ため、１ＫＨｚ程度の低域オフセットでの低位相雑音
は、実現が困難で固定劣化増加要因の１つになってい
る。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来のＣ
ＡＴＶ受信装置では、ダブルコンバージョンタイプのチ
ューナのものを用いたとすると、シングルバージョンタ
イプのチューナよりも高価となり、局部発振周波数に起
因する位相雑音も悪化してしまう。このような不都合を
回避するためにシングルバージョンタイプのものを用い
ることが最適であるが、しかし、そのままの状態でＣＡ
ＴＶの受信信号を選局すると、アイソレーションが不十
分であることからＬＯリークやリターンロス等に不都合
が生じてしまい、その結果、伝送ケーブルに接続される
他の加入者に対して、ゴーストやちらつき等が発生し、
画像の劣化に起因してしまうという問題点があった。

【００２９】そこで、本発明は上記問題点に鑑みてなさ
れたもので、低域オフセットの位相雑音及びＬＯリーク
やリターンロス等を改善して高性能化を可能にするとと
もに、低コスト化を実現することのできるＣＡＴＶ受信
装置の提供を目的とする。

【００３０】

【課題を解決させるための手段】請求項１記載の本発明
に係るＣＡＴＶ受信装置は、高周波信号が入力される入
力端子と、前記入力端子に入力された信号を所定のレベ
ルに制御して出力可能な利得制御手段と、前記利得制御
手段に接続され、利得の制御された信号を増幅する増幅
手段と、電圧制御型局部発振器及び混合手段を含み、前
記増幅手段からの出力信号と前記局部発振器からの局部
発振信号とを混合して中間周波信号を生成する周波数変
換手段と、前記増幅手段と前記周波数変換手段の間に配
置され、前記局部発振器を制御する制御電圧によって通
過帯域が制限される可変フィルタ手段と、を具備したも
のである。

【００３１】請求項１記載の本発明においては、入力端
子には高周波信号が入力される。利得制御手段は、前記
入力端子に入力された信号を所定のレベルに制御して出
力可能なものである。増幅手段は、前記利得制御手段に
接続され、利得の制御された信号を増幅する。周波数変
換手段は、電圧制御型局部発振器及び混合手段を含み、
前記増幅手段からの出力信号と前記局部発振器からの局
部発振信号とを混合して中間周波信号を生成する。可変
フィルタ手段は、前記増幅手段と前記周波数変換手段の
間に配置され、前記局部発振器を制御する制御電圧によ
って通過帯域が制限される。これにより、可変フィルタ
手段の入力のアイソレーションを改善することが可能と
なるため、ＬＯリークやリターンロス等を抑制して高性
能化を図ることができるとともに、低コスト化を可能に
する。よって、接続された他の加入者の画像劣化を防止
することができる。

【００３２】請求項２に記載の本発明に係るＣＡＴＶ受
信装置は、請求項１に記載のＣＡＴＶ受信装置におい
て、前記局部発振器の局部発振周波数を制御可能なＰＬ
Ｌ回路部を備えて構成されたもので、前記ＰＬＬ回路
は、ＰＬＬの比較周波数と前記局部発振器の選局ステッ
プ幅に基づく局部発振周波数との値を一致させるように
位相比較を行うことを特徴とするものである。

【００３３】請求項２記載の本発明においては、請求項
１に記載のＣＡＴＶ受信装置において、前記局部発振器
の局部発振周波数を制御可能なＰＬＬ回路部を備えて構
成されたもので、前記ＰＬＬ回路は、ＰＬＬの比較周波
数と前記局部発振器の選局ステップ幅に基づく局部発振
周波数との値を一致させるように位相比較を行う。これ
により、従来のＴＶ用チューナよりも局部発振周波数の
低域オフセットでの位相雑音を抑制することが可能とな
り、固定劣化の改善を図ることができる。

【００３４】

【発明の実施の形態】実施形態例について図面を参照し
て説明する。

【００３５】図１は本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の一
実施形態例を示すブロック図である。

【００３６】図１に示すように、本発明に係るＣＡＴＶ
受信装置（ＣＡＴＶ用チューナとして説明する場合もあ
る）１０１は、位相雑音を改善するために、従来技術で
説明した如く局部発振器を１つしか持たないことで位相
雑音の改善が可能なシングルバージョンタイプのものを
採用して構成されている。つまり、ＴＶ用チューナに近
似する回路構成となる。しかし、ＴＶ用チューナをその
ままの状態でＣＡＴＶ用チューナとして用いると、ＬＯ
リークやリターンロス等に起因する問題や低域オフセッ
トでの位相雑音等の問題も発生する場合がある。そこ
で、本発明に係るＣＡＴＶ受信装置では、上記問題を解
決するための手段が設けられている。これらの手段を採
用した具体的な回路構成を次に示す。

【００３７】図中に示すように、ＣＡＴＶチューナ１０
１には、入力信号を取り込むための入力端子４１ａが設
けられ、該入力端子４１ａには、図示しないヘッドエン
ドと呼ばれるセンター設備により受信されるとともにケ
ーブル等の伝送媒体を介して伝送された受信信号（ＲＦ
信号）が供給されるようになっている。入力端子４１ａ
を介して入力されたＲＦ信号は、ＨＰＦ，ＬＰＦ４１に
供給される。

【００３８】ＨＰＦ，ＬＰＦ４１は、入力ＲＦ信号に広
帯域のフィルタ処理を施して出力する。このＨＰＦ，Ｌ
ＰＦ４１の出力は、その後、本実施形態例で新たに設け
られた付加回路としてのＡＧＣ回路７０に供給される。

【００３９】付加回路は、例えば前記入力端子４１ａと
後述するチューナ主要部との間に配置され、その構成は
ＡＧＣ回路７０、アンプ８０、ＬＰＦ９０が順に前記入
力端子４１ａに接続された構成となっている。

【００４０】ＡＧＣ回路７０は、図示しないＡＧＣ回路
制御部からのＲＦＡＧＣ信号に基づいて、入力されたＲ
Ｆ信号の利得を最適なレベルに制限して出力する。つま
り、入力電波が強い場合には、図示しない映像中間増幅
回路の利得を一定の小利得にしながら、この高周波増幅
回路の利得制御を行い、混変調妨害等の発生を抑制す
る。

【００４１】ＡＧＣ回路７０の出力信号は、アンプ８０
によって増幅された後、ＬＰＦ９０に与える。ＬＰＦ９
０は入力信号の低域の周波数成分を通過させて、従来同
様に動作するスイッチ４２の入力端に供給する。即ち、
スイッチ４２以降のチューナ主要部に与える入力信号を
付加回路の出力ＲＦ信号とすることにより、後段の混合
器（図中にはＭＩＸと記載）４７、５３、５９における
入力のアイソレーションを改善させることが可能とな
る。

【００４２】スイッチ４２は、入力されたＲＦ信号を夫
々の周波数に合わせて３つに切り替えてそれぞれ対応す
る可変トランッキングフィルタ（４３、４９、５５）に
出力する。例えばスイッチ４２によって入力端ｂ に基
づくバンドに切り替えたものとすると、入力されたＲＦ
信号は、局部発振器５４を制御する制御電圧（同調電圧
Ｖｔ）によって周波数通過帯域が調整される可変トラッ
キングフィルタ４９に供給され、該トラッキングフィル
タ４９によって所定の帯域が制限されてアンプ（ＦＥＴ
ＡＭＰ）５０に与える。

【００４３】アンプ５０は、入力信号を図示しないＡＧ
Ｃ回路からの利得制御信号に基づくレベルで増幅するよ
うにレベル調整して、後段の可変トラッキングフィルタ
５１に与える。トラッキングフィルタ５１は、上記トラ
ッキングフィルタ４９と同様に局部発振器５４を制御す
る制御電圧（同調電圧Ｖｔ）によって周波数通過帯域が
調整されるようになっており、入力信号の帯域をさらに
制限して出力する。この出力信号は、その後アンプ５２
によって増幅された後、混合器（周波数変換部）５３に
与える。

【００４４】混合器５３は、局部発振器５４からの発振
周波数を用いて、アンプ５２からの入力信号をＩＦ信号
（中間周波数信号）に変換して出力する。このＩＦ信号
は、その後、ＢＰＦ（単同調フィルタ）６１に与えるこ
とにより所定の帯域が制限され、さらにアンプ６２によ
って増幅された後に、出力端子６２ａを介して図示しな
い信号処理部へと出力される。

【００４５】また、その他のバンド、即ちスイッチ４２
により入力端ａ、入力端ｃに基づくバンドに切り替えら
れた場合にも、上述したバンドのときとほぼ同様に動作
して、混合器４７または混合器５９の出力ＩＦ信号がＢ
ＰＦ６１、アンプ６２を介して出力端子６２ａから出力
されるようなっている。

【００４６】このような構成によれば、ダブルコンバー
ジョンタイプよりも広域オフセットでの位相雑雑音を効
果的に軽減させることが可能となり、ディジタル伝送、
特に２５６ＱＡＭのような多値ＱＡＭにおいて、固定劣
化の増加を抑制させることが可能となる。

【００４７】また、上記の如く、ＡＧＣ回路７０、アン
プ８０及びＬＰＦ９０の付加回路ブロックを可変トラッ
キングフィルタ４３、４９、５５の前段に設けることに
より、各混合器における入力アイソレーションを改善す
ることができるため、結果としてＬＯリークの発生を抑
制することが可能となる。また、リターンロスについて
も、従来のＴＶ用チューナのように受信チャンネルのみ
が良好でその他は全反射に近い状態でなく、付加回路ブ
ロックを設けることにより、入力端子における可変トラ
ッキングフィルタの影響を軽減させることができること
から、全帯域において良好なリターンロス性能を得るこ
とが可能となる。

【００４８】一方、図中に示すＰＬＬ回路６４は、局部
発振器４８、５４及び６０の発振周波数に基づいて制御
信号を生成し、該制御信号を上記局部発振器４８、５４
及び６０に与えることにより、各発振器の発振周波数を
制御する。

【００４９】また、本実施形態例における上記ＰＬＬ回
路６４は、局部発振周波数の低域オフセットの位相雑音
を低減するために工夫が為されている。

【００５０】例えば、ＰＬＬ回路６４は、図２に示すよ
うに、従来用いられていた固定分周プリスケーラ３８
（図５（ｂ）参照）を削除して構成されている。つま
り、該固定分周プリスケーラを削除することにより、Ｐ
ＬＬの比較周波数とＬＯ（局部発振器）のステップ周波
数とを同一の値に設定するためである。

【００５１】したがって、本実施形態例におけるＰＬＬ
回路６４では、図２に示すように局部発振器４８、５４
及び６０の何れかの発振器からの発振周波数を検出し可
変分周器６７により（ｎ／１）／（１／ｎ＋１）で分周
し、この分周した信号と高精度な固定発振器（図示せ
ず）からの信号を分周した固定分周器６５からの信号と
を位相比較器６６によって位相比較を行い、該位相比較
結果を制御電圧として前記何れかの局部発振器の発振周
波数を可変させる。このように、ＰＬＬ回路６４は、局
部発振器４８、５４及び６０の発振周波数を制御するよ
うになっている。

【００５２】これにより、ディジタル伝送でのシングル
バージョンタイプのチューナにおいて、低域オフセット
での位相雑音の発生に起因したＰＬＬ回路の固定分周プ
リスケーラを削除する代わりに可変分周器６７を用いて
分周することで、ＰＬＬの比較周波数と局部発振の選局
ステップ幅とを合わせることが可能となり、結果として
上記低域オフセットでの位相雑音を低減させることも可
能となる。

【００５３】尚、上記ＰＬＬ回路６４は、従来技術（図
５）に示す固定分周プリスケーラを含む通常のＰＬＬ回
路構成を採用して図１に示すＣＡＴＶ受信装置を構成し
ても良いが、図２に示すＰＬＬ回路６４を採用して構成
した方がさらに効果的に固定劣化の改善を図ることがで
きる。

【００５４】図３は本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の他
の実施形態例を示し、該受信装置の応用例を示すブロッ
ク図で、図３（ａ）はＩＦ信号復調タイプのものであ
り、図３（ｂ）はＩ，Ｑ信号信号復調タイプのものが示
されている。尚、図３に示すチューナ１０１は、図１に
示すチューナと同様構成要件で構成されたものが用いら
れているものとする。

【００５５】本実施形態例では、図１に示すＣＡＴＶ受
信装置の後段に、さらに付加回路群を付加することによ
り、２種類の異なる復調処理の可能なＣＡＴＶチュー
ナ、即ち、ＩＦ出力タイプのものと、Ｉ，Ｑ出力タイプ
のものをそれぞれ構成することが可能となる。

【００５６】具体的には、図３（ａ）に示すように、Ｉ
Ｆタイプのチューナは、図１に示すＣＡＴＶ用チューナ
１０１の出力端子６２ａからの出力ＩＦ信号を入力する
ＢＰＦ１０２を備える。ＢＰＦ１０２は、入力ＩＦ信号
の所定帯域を制限して、アンプ１０３に供給する。アン
プ１０３は、ＢＰＦ１０２の出力信号を増幅して、さら
に設けられた混合器（図中にはＭＩＸと記載）１０４に
供給する。

【００５７】混合器１０４は、局部発振器１０７の局部
発振周波数とアンプ１０３からの出力信号とを混合する
ことで、入力ＩＦ信号をさらにダウンコンバートして出
力する。このとき、図示しないＡ／Ｄコンバータ（該チ
ューナとに接続されるＡ／Ｄ変換器）が直接動作するＩ
Ｆ信号の周波数までダウンコンバートする。

【００５８】混合器１０４によってさらに周波数変換さ
れたＩＦ信号は、ＬＰＦ１０５によって信号の低域成分
のみが通過され、その後、アンプ１０６によって増幅さ
れた後、図示しない信号処理部へと出力される。このよ
うに、さらにダウンコンバートして復調することによ
り、図示しない信号処理部に与えるＩＦ信号を得ること
が可能となる。

【００５９】一方、もう一つのＩ，Ｑ出力タイプのチュ
ーナは、図３（ｂ）に示すように、上記同様図１に示す
ＣＡＴＶ用チューナ１０１の出力端子６２ａからの出力
ＩＦ信号を入力するＢＰＦ１０２を備える。ＢＰＦ１０
２は、入力ＩＦ信号の所定帯域を制限して、アンプ１０
３に供給する。アンプ１０３は、ＢＰＦ１０２の出力信
号を増幅して、それぞれ周波数に応じて入力ＩＦ信号を
分配する分配器１０８に供給する。

【００６０】分配器１０８は、入力ＩＦ信号を周波数に
応じて分配し、一方を混合器１０９に、もう一方は他の
混合器１１２に出力する。これらの混合器１０９、１１
２には、局部発振器１１７からの局部発振周波数の位相
がそれぞれ設けられた移相器１１５によって９０度位相
がずらされた局部発振周波数信号がそれぞれ供給される
ようになっている。

【００６１】これらの混合器１０９、１１２は、それぞ
れ入力されたＩＦ信号と、それぞれ位相が異なる局部発
振周波数信号とを混合して周波数変換し、得られたＩＦ
信号を、接続されるＬＰＦ１１０、１１３にそれぞれ供
給する。その後、各ＬＰＦ１１０、１１３によってそれ
ぞれ入力信号の低域成分が通過された後、アンプ１１
１、１１４によってそれぞれ増幅されて各出力端子１１
１ａ、１１４ａより、図示しない信号処理回路へと供給
される。このように復調処理を行うことにより、９０度
位相が異なるＩ信号及びＱ信号を得ることが可能とな
る。

【００６２】したがって、本実施形態例によれば、図１
に示す前記実施形態例と同様の効果を得ることができる
他、異なる復調処理を行う２種類のタイプ別チューナを
構成することが可能となり、簡単な回路構成で高性能な
ＣＡＴＶ用チューナの実現を図ることができる。

【００６３】尚、本発明に係る実施形態例においては、
図１に示すチューナ構成において、３バンドに切換可能
な３バンド方式のものについて説明したが、これに限定
されることはなく、例えば最近実用化されている２画面
表示可能なＴＶ用チューナのように２バンド方式として
構成するようにしても良い。このような場合でも、本実
施形態例と同様の効果を得ることが可能となる。

【００６４】

【発明の効果】以上、述べたように本発明によれば、Ａ
ＧＣ回路７０とアンプ８０とＬＰＦ９０とで構成される
付加回路ブロックを可変トラッキングフィルタの前段に
設けることにより、混合器の入力のアイソレーションを
改善することができるため、ＬＯリークやリターンロス
等の起因する影響を低減することができるとともに、位
相雑音を抑制することが可能となり、高性能化及び低コ
スト化に寄与する。これにより、伝送ケーブルを介して
接続された他の加入者に対する画像劣化を防止すること
ができる。また、ＰＬＬ回路にて、ＰＬＬ比較周波数と
局部発振周波数の選局ステップ幅との値を一致させるよ
うに位相比較を行わせることにより、局部発振周波数の
低域オフセットでの位相雑音を低減して、固定劣化の改
善を図ることも可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＣＡＴＶ受信装置の一実施形態例
を示すブロック構成図。

【図２】図１のＰＬＬ回路の構成を示すブロック図。

【図３】他の実施形態例を示すブロック図。

【図４】従来のタブルコンバージョンタイプのチューナ
の一例を示すブロック図。

【図５】従来のシングルコンバージョンタイプのチュー
ナの一例を示すブロック図。

【符号の説明】

４１ａ…入力端子、４２…スイッチ、４３、４５、４
９、５１、５５、５７…可変トラッキングフィルタ、４
４、５０、５６…アンプ（ＦＥＴ ＡＭＰ）、４７、５
３、５９…混合器（ＭＩＸ）、４８、５４、５９…局部
発振器（ＬＯ）、６１…ＢＰＦ、６４…ＰＬＬ回路、６
２ａ…出力端子。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高周波信号が入力される入力端子と、 前記入力端子に入力された信号を所定のレベルに制御し
   て出力可能な利得制御手段と、 前記利得制御手段に接続され、利得の制御された信号を
   増幅する増幅手段と、 電圧制御型局部発振器及び混合手段を含み、前記増幅手
   段からの出力信号と前記局部発振器からの局部発振信号
   とを混合して中間周波信号を生成する周波数変換手段
   と、 前記増幅手段と前記周波数変換手段の間に配置され、前
   記局部発振器を制御する制御電圧によって通過帯域が制
   限される可変フィルタ手段と、 を具備したことを特徴とするＣＡＴＶ受信装置。
2. 【請求項２】 前記局部発振器の局部発振周波数を制御
   可能なＰＬＬ回路部を備えて構成されたもので、前記Ｐ
   ＬＬ回路は、ＰＬＬの比較周波数と前記局部発振器の選
   局ステップ幅に基づく局部発振周波数との値を一致させ
   るように位相比較を行うことを特徴とする請求項１に記
   載のＣＡＴＶ受信装置。