JPH10313260A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JPH10313260A JPH10313260A JP9137424A JP13742497A JPH10313260A JP H10313260 A JPH10313260 A JP H10313260A JP 9137424 A JP9137424 A JP 9137424A JP 13742497 A JP13742497 A JP 13742497A JP H10313260 A JPH10313260 A JP H10313260A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
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- H—ELECTRICITY
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
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- Mathematical Physics (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信信号をサンプリングにより離散化した後
に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成する
方式の受信装置において、サンプリングにより生じるア
パーチャ効果を補償するようにする。 【解決手段】 受信装置の受信機回路は、対象とする通
信システムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去す
る第１のフィルタ(帯域通過フィルタ)２と、サンプルホ
ールド回路５、ヒルベルト変換器６、第１乃至第Ｎのチ
ャネルフィルタ７〜９、およびクロック成形／制御部15
からなる直交検波／チャネルフィルタ部４と、Ｉ信号ル
ートナイキストフィルタ20と、Ｑ信号ルートナイキスト
フィルタ21と、信号検出／復調部25とから構成されてい
る。そして、帯域通過フィルタ２をサンプリングによる
アパーチャ特性と逆の特性となるようにすることによっ
て、サンプリングにより生じるアパーチャ効果を補償す
る。
に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成する
方式の受信装置において、サンプリングにより生じるア
パーチャ効果を補償するようにする。 【解決手段】 受信装置の受信機回路は、対象とする通
信システムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去す
る第１のフィルタ(帯域通過フィルタ)２と、サンプルホ
ールド回路５、ヒルベルト変換器６、第１乃至第Ｎのチ
ャネルフィルタ７〜９、およびクロック成形／制御部15
からなる直交検波／チャネルフィルタ部４と、Ｉ信号ル
ートナイキストフィルタ20と、Ｑ信号ルートナイキスト
フィルタ21と、信号検出／復調部25とから構成されてい
る。そして、帯域通過フィルタ２をサンプリングによる
アパーチャ特性と逆の特性となるようにすることによっ
て、サンプリングにより生じるアパーチャ効果を補償す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交変調を基本とす
る通信方式の受信装置に関し、特に対象とする通信シス
テムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去する受信
機回路の帯域フィルタの周波数特性をサンプリングによ
るアパーチャ特性と逆の特性となるようにしてサンプリ
ングにより生じるアパーチャ効果を補償するものであ
る。
る通信方式の受信装置に関し、特に対象とする通信シス
テムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去する受信
機回路の帯域フィルタの周波数特性をサンプリングによ
るアパーチャ特性と逆の特性となるようにしてサンプリ
ングにより生じるアパーチャ効果を補償するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ダイレクトコンバージョン受信方式と称
する無線部の簡素化を図った受信機を実現するために
は、ベースバンドへの変換以前の高い周波数状態のうち
にサンプリングまたはアナログ／ディジタル変換を施し
て、演算精度の安定なディジタル信号処理によるチャネ
ルフィルタを実現する方法を採っている。このことは、
次の４点の課題を持つ。
する無線部の簡素化を図った受信機を実現するために
は、ベースバンドへの変換以前の高い周波数状態のうち
にサンプリングまたはアナログ／ディジタル変換を施し
て、演算精度の安定なディジタル信号処理によるチャネ
ルフィルタを実現する方法を採っている。このことは、
次の４点の課題を持つ。
【０００３】第１に、サンプリングを行なうことで、サ
ンプリング周波数による標本化周波数特性がシステム全
体の周波数特性を平坦でなくしてしまう。この結果、デ
ィジタル変調された信号の復調は誤り率の高いものにな
る。
ンプリング周波数による標本化周波数特性がシステム全
体の周波数特性を平坦でなくしてしまう。この結果、デ
ィジタル変調された信号の復調は誤り率の高いものにな
る。
【０００４】第２に、サンプリングを高精度で行なうた
めには、この部分の回路系は前後段ともかなりの範囲で
サンプリングのアパーチャ速度性能を確保するための、
必要な高速性を持たなければならない。このことは、こ
の部分の回路系を受信信号帯域幅以上にはるかに広帯域
なものにすることになる。すなわち、受信信号を所定の
帯域幅で制限する帯域フィルタを前段に置くにもかかわ
らず、後段はそれよりもはるかに広い帯域にする必要が
あるために、この回路で発生する熱雑音は従来を大きく
超える量となり、これも誤り率を大きくする原因とな
る。
めには、この部分の回路系は前後段ともかなりの範囲で
サンプリングのアパーチャ速度性能を確保するための、
必要な高速性を持たなければならない。このことは、こ
の部分の回路系を受信信号帯域幅以上にはるかに広帯域
なものにすることになる。すなわち、受信信号を所定の
帯域幅で制限する帯域フィルタを前段に置くにもかかわ
らず、後段はそれよりもはるかに広い帯域にする必要が
あるために、この回路で発生する熱雑音は従来を大きく
超える量となり、これも誤り率を大きくする原因とな
る。
【０００５】第３に、ダイレクトコンバージョン受信方
式では、従来の受信機に見られる中間周波数段のチャネ
ルフィルタに替わる機能をベースバンド回路に負担させ
ることが必要である。このことは、高周波段などフィル
タリングが充分でない状態の回路に、広いダイナミック
レンジと広い帯域幅とを維持させることが必要になる。
さらにこの広いダイナミックレンジと広い帯域幅の信号
を対象に、本来のフィルタ効果を得るためのフィルタが
必要になる。
式では、従来の受信機に見られる中間周波数段のチャネ
ルフィルタに替わる機能をベースバンド回路に負担させ
ることが必要である。このことは、高周波段などフィル
タリングが充分でない状態の回路に、広いダイナミック
レンジと広い帯域幅とを維持させることが必要になる。
さらにこの広いダイナミックレンジと広い帯域幅の信号
を対象に、本来のフィルタ効果を得るためのフィルタが
必要になる。
【０００６】第４に、サンプリングを行なった結果は一
般に直流成分も含むことになるが、直流付近の雑音また
はドリフトあるいはオフセットに対して無防備となるこ
とで、ディジタル変調を基本とする携帯電話などでは大
きな誤り率を生む原因となる。
般に直流成分も含むことになるが、直流付近の雑音また
はドリフトあるいはオフセットに対して無防備となるこ
とで、ディジタル変調を基本とする携帯電話などでは大
きな誤り率を生む原因となる。
【０００７】図９は帯域制限サンプリングを用いた方式
のダイレクトコンバージョン受信機の従来例を示すもの
で、アナログ・デバイセズ株式会社1993年7月発行「ア
ナログ・デバイセズ・コンバータ・データブック」第1
版に記載の新製品「125MSPSモノリシックサンプリング
・アンプAD9101」に示されたダイレクトIFサンプリング
に対応する回路図である。その説明によれば「ナイキス
ト原理の採用により、IF周波数の除去とベース・バンド
信号の回復が可能になっています。例えば、40MHzのIF
は10MHzの帯域幅信号によって変調されます。目的の信
号が25MSPSのサンプリング速度で検出されます。」とあ
り、IF周波数が40MHzであり信号の帯域幅が10MHzである
場合に、通常は40MHzの2倍の周波数をサンプリング周波
数とするところを、信号が10MHzの帯域に制限されてい
ることから、「シャノンの標本化定理」により10MHzの2
倍以上の周波数でサンプリングできることを利用して25
MHzのサンプリング周波数で検出できることを示してい
るものである。
のダイレクトコンバージョン受信機の従来例を示すもの
で、アナログ・デバイセズ株式会社1993年7月発行「ア
ナログ・デバイセズ・コンバータ・データブック」第1
版に記載の新製品「125MSPSモノリシックサンプリング
・アンプAD9101」に示されたダイレクトIFサンプリング
に対応する回路図である。その説明によれば「ナイキス
ト原理の採用により、IF周波数の除去とベース・バンド
信号の回復が可能になっています。例えば、40MHzのIF
は10MHzの帯域幅信号によって変調されます。目的の信
号が25MSPSのサンプリング速度で検出されます。」とあ
り、IF周波数が40MHzであり信号の帯域幅が10MHzである
場合に、通常は40MHzの2倍の周波数をサンプリング周波
数とするところを、信号が10MHzの帯域に制限されてい
ることから、「シャノンの標本化定理」により10MHzの2
倍以上の周波数でサンプリングできることを利用して25
MHzのサンプリング周波数で検出できることを示してい
るものである。
【０００８】図１０は、ダイレクトコンバージョン受信
を帯域制限サンプリングを用いて行なう場合のスペクト
ルの変化を示したものである。図１０ａは無線周波数帯
における希望波と隣接波と、これらを囲む帯域フィルタ
の特性を示したものである。図中のfsはサンプリング周
波数で、通信帯域幅すなわち帯域制限フィルタの帯域幅
の２倍以上の周波数に設定される。
を帯域制限サンプリングを用いて行なう場合のスペクト
ルの変化を示したものである。図１０ａは無線周波数帯
における希望波と隣接波と、これらを囲む帯域フィルタ
の特性を示したものである。図中のfsはサンプリング周
波数で、通信帯域幅すなわち帯域制限フィルタの帯域幅
の２倍以上の周波数に設定される。
【０００９】図１０ｂはこのサンプリング周波数により
ベースバンドへ周波数変換された希望波と隣接波のスペ
クトルを示す。ここでベースバンド周波数領域fBBはfBW
と基本的に等しい。
ベースバンドへ周波数変換された希望波と隣接波のスペ
クトルを示す。ここでベースバンド周波数領域fBBはfBW
と基本的に等しい。
【００１０】図１０ｃはサンプリング後の離散化信号を
ディジタル信号処理によるチャネルフィルタで処理して
希望波を抽出した結果を示す。
ディジタル信号処理によるチャネルフィルタで処理して
希望波を抽出した結果を示す。
【００１１】図１０ｄは、この際にサンプリングが引き
起こすアパーチャ作用を示し、いわゆる標本化関数のス
ペクトルを示すもので、{sin(πf／fs)}／(πf／fs)の
特性となりサンプリング周波数fsでヌル点となる。すな
わち、サンプリング周波数の1／2以下の範囲にある希望
波はヌル点には入らないものの、徐々に高域に向かって
減衰する周波数特性を乗じられる。
起こすアパーチャ作用を示し、いわゆる標本化関数のス
ペクトルを示すもので、{sin(πf／fs)}／(πf／fs)の
特性となりサンプリング周波数fsでヌル点となる。すな
わち、サンプリング周波数の1／2以下の範囲にある希望
波はヌル点には入らないものの、徐々に高域に向かって
減衰する周波数特性を乗じられる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、本発明の出
願人が先に出願した特許出願｛特願平8-95891「受信装
置」及び特願平9-28271「受信装置」｝における周波数
オフセットを施した受信機を対象とする複素係数フィル
タを含むチャネルフィルタを内蔵する受信機回路に関す
るものであり、土台である複素係数フィルタを含むチャ
ネルフィルタにおいては複素演算の対称となる正負周波
数成分の中心は必ずしもゼロ周波数ではないため、ゼロ
周波数を中心とするこのアパーチャ特性は演算に歪みを
与え演算精度を極度に低下させる。さらに、後続のルー
トナイキストフィルタでフルナイキスト特性への成形を
したとしてもフルナイキスト特性が得られないなど、弊
害が大きい。
願人が先に出願した特許出願｛特願平8-95891「受信装
置」及び特願平9-28271「受信装置」｝における周波数
オフセットを施した受信機を対象とする複素係数フィル
タを含むチャネルフィルタを内蔵する受信機回路に関す
るものであり、土台である複素係数フィルタを含むチャ
ネルフィルタにおいては複素演算の対称となる正負周波
数成分の中心は必ずしもゼロ周波数ではないため、ゼロ
周波数を中心とするこのアパーチャ特性は演算に歪みを
与え演算精度を極度に低下させる。さらに、後続のルー
トナイキストフィルタでフルナイキスト特性への成形を
したとしてもフルナイキスト特性が得られないなど、弊
害が大きい。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来の問
題を解決するもので、受信信号をサンプリングにより離
散化した後に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタ
を構成する方式の受信装置において、受信機回路の受信
入力段に設けた帯域フィルタに、サンプリングにより生
じるアパーチャ効果を補償する特性を加えることにより
上記課題を解決するものである。
題を解決するもので、受信信号をサンプリングにより離
散化した後に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタ
を構成する方式の受信装置において、受信機回路の受信
入力段に設けた帯域フィルタに、サンプリングにより生
じるアパーチャ効果を補償する特性を加えることにより
上記課題を解決するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、受信信号をサンプリングにより離散化した後に離散
化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成する方式の
受信装置において、サンプリングにより生じるアパーチ
ャ効果を補償する特性を有する帯域フィルタを受信入力
段に設けたことを特徴とする受信装置としたものであ
り、このような特性を有する帯域フィルタを備えること
により、サンプリングにより生じるアパーチャ効果を補
償することができるという作用を有する。
は、受信信号をサンプリングにより離散化した後に離散
化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成する方式の
受信装置において、サンプリングにより生じるアパーチ
ャ効果を補償する特性を有する帯域フィルタを受信入力
段に設けたことを特徴とする受信装置としたものであ
り、このような特性を有する帯域フィルタを備えること
により、サンプリングにより生じるアパーチャ効果を補
償することができるという作用を有する。
【００１５】本発明の請求項２に記載の発明は、前記帯
域フィルタの出力をサンプルホールドするサンプルホー
ルド回路において、前記サンプルホールド回路のサンプ
リング期間中に受信信号を積分する機能を有する積分回
路を付加したことを特徴とする請求項１記載の受信装置
としたものであり、このように積分効果を有たしめるこ
とにより、希望波信号のエネルギーを集積でき、特に電
波が弱く、回路内で希望波集積が熱雑音に埋もれた状態
の場合でも通常の電圧におけるサンプリングではアパー
チャ時間内の電力だけしか得られないところを、広げて
積算することにより電力を倍増することができるという
作用を有する。
域フィルタの出力をサンプルホールドするサンプルホー
ルド回路において、前記サンプルホールド回路のサンプ
リング期間中に受信信号を積分する機能を有する積分回
路を付加したことを特徴とする請求項１記載の受信装置
としたものであり、このように積分効果を有たしめるこ
とにより、希望波信号のエネルギーを集積でき、特に電
波が弱く、回路内で希望波集積が熱雑音に埋もれた状態
の場合でも通常の電圧におけるサンプリングではアパー
チャ時間内の電力だけしか得られないところを、広げて
積算することにより電力を倍増することができるという
作用を有する。
【００１６】本発明の請求項３に記載の発明は、前記積
分回路において、積分時間を可変または複数値から選択
できるようにしたことを特徴とする請求項２記載の受信
装置としたものであり、このようにすることにより、入
力信号の周波数あるいは帯域幅の変更に対し、サンプル
ホールド回路における積分時間が変更され、積分の所望
の効果が実現できるという作用を有する。
分回路において、積分時間を可変または複数値から選択
できるようにしたことを特徴とする請求項２記載の受信
装置としたものであり、このようにすることにより、入
力信号の周波数あるいは帯域幅の変更に対し、サンプル
ホールド回路における積分時間が変更され、積分の所望
の効果が実現できるという作用を有する。
【００１７】本発明の請求項４に記載の発明は、前記積
分回路において、積分時間を可変または複数値から選択
できるようにした上でさらに積分容量を可変とすること
を特徴とする請求項３に記載の受信装置としたものであ
り、このようにすることにより、入力信号の周波数ある
いは帯域幅の変更に対し、サンプルホールド回路におけ
る積分時間が変更され、積分の所望の効果が実現できる
という作用を有する。
分回路において、積分時間を可変または複数値から選択
できるようにした上でさらに積分容量を可変とすること
を特徴とする請求項３に記載の受信装置としたものであ
り、このようにすることにより、入力信号の周波数ある
いは帯域幅の変更に対し、サンプルホールド回路におけ
る積分時間が変更され、積分の所望の効果が実現できる
という作用を有する。
【００１８】本発明の請求項５に記載の発明は、前記積
分回路において、積分ゲート関数をナイキスト信号波形
としたことを特徴とする請求項２に記載の受信装置とし
たものであり、このようにすることにより、より効率良
く信号／雑音比を得る積分機能を持つサンプルホールド
回路を実現できるという作用を有する。
分回路において、積分ゲート関数をナイキスト信号波形
としたことを特徴とする請求項２に記載の受信装置とし
たものであり、このようにすることにより、より効率良
く信号／雑音比を得る積分機能を持つサンプルホールド
回路を実現できるという作用を有する。
【００１９】本発明の請求項６に記載の発明は、前記帯
域フィルタの出力をサンプルホールドするサンプルホー
ルド回路において、前記サンプルホールド回路の時定数
をサンプリング周期以上に長くした請求項２または請求
項３に記載の受信装置としたものであり、このようにす
ることにより、熱雑音などランダム信号に対する除去作
用が低い周波数成分まで充分なされるという作用を有す
ると共に、サンプリング周波数の間引きにより、サンプ
ルホールド回路とその周辺での消費電力の低減されると
いう作用を有する。
域フィルタの出力をサンプルホールドするサンプルホー
ルド回路において、前記サンプルホールド回路の時定数
をサンプリング周期以上に長くした請求項２または請求
項３に記載の受信装置としたものであり、このようにす
ることにより、熱雑音などランダム信号に対する除去作
用が低い周波数成分まで充分なされるという作用を有す
ると共に、サンプリング周波数の間引きにより、サンプ
ルホールド回路とその周辺での消費電力の低減されると
いう作用を有する。
【００２０】本発明の請求項７に記載の発明は、受信信
号をサンプリングにより離散化した後に離散化信号処理
的演算でチャネルフィルタを構成する方式の受信装置に
おいて、受信信号をサンプリングする手段を構成するサ
ンプルホールド回路からのサンプリングした出力を入力
とし１サンプル前の出力との差分を求める手段と、該手
段の出力と前記帯域フィルタとの差分を求めて前記サン
プルホールド回路に入力する手段を有する請求項１もし
くは請求項２または請求項３に記載の受信装置としたも
のであり、このようにすることにより、サンプリング回
路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセットなどの本
来は不要の成分の混入を防ぐことができるという作用を
有する。
号をサンプリングにより離散化した後に離散化信号処理
的演算でチャネルフィルタを構成する方式の受信装置に
おいて、受信信号をサンプリングする手段を構成するサ
ンプルホールド回路からのサンプリングした出力を入力
とし１サンプル前の出力との差分を求める手段と、該手
段の出力と前記帯域フィルタとの差分を求めて前記サン
プルホールド回路に入力する手段を有する請求項１もし
くは請求項２または請求項３に記載の受信装置としたも
のであり、このようにすることにより、サンプリング回
路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセットなどの本
来は不要の成分の混入を防ぐことができるという作用を
有する。
【００２１】本発明の請求項８に記載の発明は、受信信
号をサンプリングにより離散化した後に離散化信号処理
的演算でチャネルフィルタを構成する方式の受信装置に
おいて、受信信号をサンプリングする手段を構成するサ
ンプルホールド回路からのサンプリングした出力を得て
直交成分を生成するヒルベルト変換手段と、該変換手段
の出力である一方の直交成分を入力とし１サンプル前の
同一直交成分出力との差分を求める手段と、該手段の出
力と前記帯域フィルタとの差分を求めて前記サンプルホ
ールド回路に入力する手段を有する請求項１もしくは請
求項２または請求項３に記載の受信装置としたものであ
り、このようにすることにより、サンプルホールド回路
を用いる際に直流電位を含むサンプリングを行なうこと
によるサンプリング出力に取り出された直流や、サンプ
リング回路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセット
などの本来は不要の成分の混入に対して、的確な応答動
作で除去することができるという作用を有する。
号をサンプリングにより離散化した後に離散化信号処理
的演算でチャネルフィルタを構成する方式の受信装置に
おいて、受信信号をサンプリングする手段を構成するサ
ンプルホールド回路からのサンプリングした出力を得て
直交成分を生成するヒルベルト変換手段と、該変換手段
の出力である一方の直交成分を入力とし１サンプル前の
同一直交成分出力との差分を求める手段と、該手段の出
力と前記帯域フィルタとの差分を求めて前記サンプルホ
ールド回路に入力する手段を有する請求項１もしくは請
求項２または請求項３に記載の受信装置としたものであ
り、このようにすることにより、サンプルホールド回路
を用いる際に直流電位を含むサンプリングを行なうこと
によるサンプリング出力に取り出された直流や、サンプ
リング回路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセット
などの本来は不要の成分の混入に対して、的確な応答動
作で除去することができるという作用を有する。
【００２２】本発明の請求項９に記載の発明は、受信信
号を複素係数フィルタによる複数個のチャネルフィルタ
の縦続により構成するダイレクトコンバージョン受信を
行なう受信装置において、前置するチャネルフィルタに
おける演算精度を後置するチャネルフィルタより高くし
たことを特徴とする受信装置としたものであり、このよ
うにすることにより、より効率的に希望波から周波数の
離れた隣接波に対する減衰作用を高め、後段のフィルタ
回路には希望波近傍にのみに強い隣接波信号が残らない
状態になった信号を供給できるので、後段のフィルタは
素子製作精度が前段のフィルタより低くても、すなわち
大きなレベルの隣接波を除去する能力に欠けても問題が
少なくなるという作用を有する。
号を複素係数フィルタによる複数個のチャネルフィルタ
の縦続により構成するダイレクトコンバージョン受信を
行なう受信装置において、前置するチャネルフィルタに
おける演算精度を後置するチャネルフィルタより高くし
たことを特徴とする受信装置としたものであり、このよ
うにすることにより、より効率的に希望波から周波数の
離れた隣接波に対する減衰作用を高め、後段のフィルタ
回路には希望波近傍にのみに強い隣接波信号が残らない
状態になった信号を供給できるので、後段のフィルタは
素子製作精度が前段のフィルタより低くても、すなわち
大きなレベルの隣接波を除去する能力に欠けても問題が
少なくなるという作用を有する。
【００２３】本発明の請求項１０に記載の発明は、前置
するチャネルフィルタにおける演算精度を後置するチャ
ネルフィルタより高くするために、後置したチャネルフ
ィルタの構成要素であるキャパシタを寸法精度的に高精
度で実現しうる容量のものにし、且つ前置するチャネル
フィルタの構成要素であるキャパシタを前記した容量の
キャパシタを複数個直列に接続して前記した容量よりも
低い容量のものにすることを特徴とする請求項９に記載
の受信装置としたものであり、こうすることにより、寸
法精度的に高精度で実現しうる容量で製作したキャパシ
タを使用して寸法精度の向上が図れるとともに、この寸
法精度の向上化がなされた容量を使用してそれよりも低
い容量のキャパシタを実現できるという作用を有する。
するチャネルフィルタにおける演算精度を後置するチャ
ネルフィルタより高くするために、後置したチャネルフ
ィルタの構成要素であるキャパシタを寸法精度的に高精
度で実現しうる容量のものにし、且つ前置するチャネル
フィルタの構成要素であるキャパシタを前記した容量の
キャパシタを複数個直列に接続して前記した容量よりも
低い容量のものにすることを特徴とする請求項９に記載
の受信装置としたものであり、こうすることにより、寸
法精度的に高精度で実現しうる容量で製作したキャパシ
タを使用して寸法精度の向上が図れるとともに、この寸
法精度の向上化がなされた容量を使用してそれよりも低
い容量のキャパシタを実現できるという作用を有する。
【００２４】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参考にして説明する。
を参考にして説明する。
【００２５】（第１の実施の形態）図１は本発明の第１
の実施の形態を示すもので、図１において受信機回路23
は、対象とする通信システムに与えられた周波数帯域以
外の信号を除去する第１のフィルタ２と、低雑音自動利
得制御高周波増幅器３と、サンプルホールド回路５、ヒ
ルベルト変換部６、第１のチャネル・フィルタ７、第２
のチャネル・フィルタ８、第Ｎのチャネル・フィルタ
９、およびクロック成形／制御部15から成る直交検波／
チャネルフィルタ部４と、Ｉ信号ルートナイキストフィ
ルタ20と、Ｑ信号ルートナイキストフィルタ21と、信号
検出および復調部22とから構成されている。なお、受信
機回路には、アンテナからの受信入力１が与えられると
共に、上記サンプルホールド回路５に供給するサンプリ
ング・クロック信号10、上記ヒルベルト変換部６に供給
するクロック信号11、上記第１のチャネル・フィルタ７
に供給するクロック信号12、第２のチャネル・フィルタ
８に供給するクロック信号13、第Ｎのチャネル・フィル
タ９に供給するクロック信号14、基準クロック信号16、
クロック制御用信号17がそれぞれ供給される。
の実施の形態を示すもので、図１において受信機回路23
は、対象とする通信システムに与えられた周波数帯域以
外の信号を除去する第１のフィルタ２と、低雑音自動利
得制御高周波増幅器３と、サンプルホールド回路５、ヒ
ルベルト変換部６、第１のチャネル・フィルタ７、第２
のチャネル・フィルタ８、第Ｎのチャネル・フィルタ
９、およびクロック成形／制御部15から成る直交検波／
チャネルフィルタ部４と、Ｉ信号ルートナイキストフィ
ルタ20と、Ｑ信号ルートナイキストフィルタ21と、信号
検出および復調部22とから構成されている。なお、受信
機回路には、アンテナからの受信入力１が与えられると
共に、上記サンプルホールド回路５に供給するサンプリ
ング・クロック信号10、上記ヒルベルト変換部６に供給
するクロック信号11、上記第１のチャネル・フィルタ７
に供給するクロック信号12、第２のチャネル・フィルタ
８に供給するクロック信号13、第Ｎのチャネル・フィル
タ９に供給するクロック信号14、基準クロック信号16、
クロック制御用信号17がそれぞれ供給される。
【００２６】図１における作用を説明する。基本的に
は、本発明の出願人が先に出願した特許出願｛特願平8-
95891「受信装置」及び特願平9-28271「受信装置」｝に
示した内容が土台であるので、本発明により追加した新
たな部分およびそのために必要な基本部分について説明
をする。
は、本発明の出願人が先に出願した特許出願｛特願平8-
95891「受信装置」及び特願平9-28271「受信装置」｝に
示した内容が土台であるので、本発明により追加した新
たな部分およびそのために必要な基本部分について説明
をする。
【００２７】図１において、アンテナからの受信入力１
は、対象とする通信システムに与えられた周波数帯域以
外の信号を除去する第１のフィルタ２を通り、低雑音高
周波増幅器３を経て増幅された後、サンプルホールド回
路５とヒルベルト変換部６と第１のチャネル・フィルタ
７から第Ｎのチャネル・フィルタ９までのＮ群のチャネ
ル・フィルタ群を通る。ヒルベルト変換部６と第１のチ
ャネル・フィルタ７から第Ｎのチャネル・フィルタ９ま
でのＮ群のチャネル・フィルタ群は、クロック成形／制
御部15により構成されるクロック信号発生器により生成
される各種クロック信号10,11,12,13,14を受けてチャネ
ルフィルタ機能を果す。
は、対象とする通信システムに与えられた周波数帯域以
外の信号を除去する第１のフィルタ２を通り、低雑音高
周波増幅器３を経て増幅された後、サンプルホールド回
路５とヒルベルト変換部６と第１のチャネル・フィルタ
７から第Ｎのチャネル・フィルタ９までのＮ群のチャネ
ル・フィルタ群を通る。ヒルベルト変換部６と第１のチ
ャネル・フィルタ７から第Ｎのチャネル・フィルタ９ま
でのＮ群のチャネル・フィルタ群は、クロック成形／制
御部15により構成されるクロック信号発生器により生成
される各種クロック信号10,11,12,13,14を受けてチャネ
ルフィルタ機能を果す。
【００２８】直交検波／チャネル・フィルタ部４の出力
は直交検波出力となりＩ信号出力18、Ｑ信号出力19とし
てＩ信号ルートナイキストフィルタ20およびＱ信号ルー
トナイキストフィルタ21に供給され、それぞれ信号をナ
イキスト特性に成形したのち、信号検出および復調部22
にてベースバンド信号25に復調するものである。
は直交検波出力となりＩ信号出力18、Ｑ信号出力19とし
てＩ信号ルートナイキストフィルタ20およびＱ信号ルー
トナイキストフィルタ21に供給され、それぞれ信号をナ
イキスト特性に成形したのち、信号検出および復調部22
にてベースバンド信号25に復調するものである。
【００２９】まず、図１におけるヒルベルト変換部６の
Ｉ軸成分分離回路61とＱ軸成分分離回路62の具体例を図
１１およびその動作説明を図１２に示す。
Ｉ軸成分分離回路61とＱ軸成分分離回路62の具体例を図
１１およびその動作説明を図１２に示す。
【００３０】図１１において、サンプルホールド回路５
から提供されるサンプルホールド出力はスイッチSW21と
スイッチSW31に供給される。反転増幅器U1はキャパシタ
C3による負帰還によりシャントフィードバック型増幅器
となっている。SW21およびSW22が図１１の図示の状態で
あるとき、出力はキャパシタC1に蓄積された電荷による
端子電圧で規定されている。
から提供されるサンプルホールド出力はスイッチSW21と
スイッチSW31に供給される。反転増幅器U1はキャパシタ
C3による負帰還によりシャントフィードバック型増幅器
となっている。SW21およびSW22が図１１の図示の状態で
あるとき、出力はキャパシタC1に蓄積された電荷による
端子電圧で規定されている。
【００３１】時刻toにSW21およびSW22が反転すると、そ
れまで反転増幅器U1の出力端に接続され出力電圧により
充電されていたキャパシタC2をSW22が反転増幅器U1の入
力に接続する。したがって、C2とC3の容量が等しい場合
には、反転増幅器U1の出力電位はなおも同一電位に保た
れる。この間、SW21はサンプルホールド回路の出力をキ
ャパシタC1に接続し、キャパシタC1は新たなサンプル値
で充電される。
れまで反転増幅器U1の出力端に接続され出力電圧により
充電されていたキャパシタC2をSW22が反転増幅器U1の入
力に接続する。したがって、C2とC3の容量が等しい場合
には、反転増幅器U1の出力電位はなおも同一電位に保た
れる。この間、SW21はサンプルホールド回路の出力をキ
ャパシタC1に接続し、キャパシタC1は新たなサンプル値
で充電される。
【００３２】時刻t1に再びSW21およびSW22が図１１の図
示の状態に戻ると、キャパシタC1に充電されたサンプル
ホールド回路５の出力電圧が反転増幅器U1に接続されC1
とC3が同一容量の場合は反転増幅器U1の出力に新たなサ
ンプル値に等しい電圧が生成される。すなわち、U1はサ
ンプルホールド回路出力に対して同一極性の緩衝増幅器
として作用する。
示の状態に戻ると、キャパシタC1に充電されたサンプル
ホールド回路５の出力電圧が反転増幅器U1に接続されC1
とC3が同一容量の場合は反転増幅器U1の出力に新たなサ
ンプル値に等しい電圧が生成される。すなわち、U1はサ
ンプルホールド回路出力に対して同一極性の緩衝増幅器
として作用する。
【００３３】反転増幅器U2はキャパシタC6による負帰還
によりシャントフィードバック型増幅器となっている。
SW32およびSW33が図１１の状態であるとき、出力はキャ
パシタC5に蓄積された電荷による端子電圧で規定されて
いる。このとき、キャパシタC4はサンプル・ホールド回
路出力を受け、充電されている。
によりシャントフィードバック型増幅器となっている。
SW32およびSW33が図１１の状態であるとき、出力はキャ
パシタC5に蓄積された電荷による端子電圧で規定されて
いる。このとき、キャパシタC4はサンプル・ホールド回
路出力を受け、充電されている。
【００３４】時刻toにSW31、SW32およびSW33が反転する
と、それまで反転増幅器U2の入力端に接続され出力電圧
を支配していたキャパシタC5がSW33により反転増幅器U2
の出力に接続する。同時にキャパシタC4はSW31が接地側
になりSW32が反転増幅器U2の入力に接続されるので、キ
ャパシタC4とC6の容量が等しい場合には反転増幅器U2の
出力にはサンプルホールド回路５のサンプル値電圧が生
成される。さらに同時にキャパシタC5はSW33により反転
増幅器U2の出力に接続されており、出力電圧で充電され
る。
と、それまで反転増幅器U2の入力端に接続され出力電圧
を支配していたキャパシタC5がSW33により反転増幅器U2
の出力に接続する。同時にキャパシタC4はSW31が接地側
になりSW32が反転増幅器U2の入力に接続されるので、キ
ャパシタC4とC6の容量が等しい場合には反転増幅器U2の
出力にはサンプルホールド回路５のサンプル値電圧が生
成される。さらに同時にキャパシタC5はSW33により反転
増幅器U2の出力に接続されており、出力電圧で充電され
る。
【００３５】したがって、時刻t1に再びSW32およびSW33
が図１１に図示した状態に戻ると、キャパシタC51に充
電された電圧が反転増幅器U1にの入力端子に接続され、
出力電位をさらに保持し続ける。すなわち、U2はサンプ
ル・ホールド回路出力を極性反転させる増幅器として作
用する。
が図１１に図示した状態に戻ると、キャパシタC51に充
電された電圧が反転増幅器U1にの入力端子に接続され、
出力電位をさらに保持し続ける。すなわち、U2はサンプ
ル・ホールド回路出力を極性反転させる増幅器として作
用する。
【００３６】つぎにD型フリップフロップU3はサンプリ
ング・クロック信号10を入力とし、出力ＱバーをD入力
に帰還して分周器を構成している。同様にフリップフロ
ップU4も分周器を構成しており、この２段のフリップフ
ロップが縦続することで4分周が行なわれる。
ング・クロック信号10を入力とし、出力ＱバーをD入力
に帰還して分周器を構成している。同様にフリップフロ
ップU4も分周器を構成しており、この２段のフリップフ
ロップが縦続することで4分周が行なわれる。
【００３７】図１２の動作タイミングに示した信号動作
例を用いてこの回路の作用を説明する。サンプリング・
クロック信号は時刻t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t
9、.....に等時間間隔で到来する。その波形は前述のよ
うにおよそ50％のデューディ比の方形波である。この信
号を受けて、フリップフロップU3は時刻t1、t3、t5、t
7、.....の奇数番目で出力Ｑが"1"となる。これを受け
てフリップ・フロップU4は時刻t1、t2、t5、t6、t9、....で
その出力Qを"1"にする。
例を用いてこの回路の作用を説明する。サンプリング・
クロック信号は時刻t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t
9、.....に等時間間隔で到来する。その波形は前述のよ
うにおよそ50％のデューディ比の方形波である。この信
号を受けて、フリップフロップU3は時刻t1、t3、t5、t
7、.....の奇数番目で出力Ｑが"1"となる。これを受け
てフリップ・フロップU4は時刻t1、t2、t5、t6、t9、....で
その出力Qを"1"にする。
【００３８】他方、直交変調された信号を位相空間で２
つに分けるためには、同一周波数にて位相弁別すればよ
い。このための直交検波はπ／2だけずれたサンプリン
グに等しい。これを連続して単一にサンプリングしたサ
ンプル値列から生成するためには、cosine関数とsine関
数で乗算して弁別すればよい。
つに分けるためには、同一周波数にて位相弁別すればよ
い。このための直交検波はπ／2だけずれたサンプリン
グに等しい。これを連続して単一にサンプリングしたサ
ンプル値列から生成するためには、cosine関数とsine関
数で乗算して弁別すればよい。
【００３９】これをサンプリングの限界で扱うとサンプ
ル値は図１２ａに示すサンプリング・クロック信号がπ
／2間隔で対応すると考えられる。すなわち図１２ａに
示すサンプリング・クロック信号４パルス分で最高周波
数成分をサンプリングすることになる。このとき、直交
成分を抽出するためのcosine関数とsine関数も、最高周
波数に対応する周波数にして、同時にサンプリングすれ
ばよい。
ル値は図１２ａに示すサンプリング・クロック信号がπ
／2間隔で対応すると考えられる。すなわち図１２ａに
示すサンプリング・クロック信号４パルス分で最高周波
数成分をサンプリングすることになる。このとき、直交
成分を抽出するためのcosine関数とsine関数も、最高周
波数に対応する周波数にして、同時にサンプリングすれ
ばよい。
【００４０】すなわち、サンプリング・クロック信号ａ
でこのサンプリング・クロックの繰り返し周波数の1／4
の正弦波をサンプリングすると、cosine関数は図１２ｄ
に示す位置に+1、-1がサンプリングされ、sine関数は図
１２ｅに示すように１サンプルに相当するπ／2の位相
だけ上記cosine関数から遅れた位置に+1、-1がサンプリ
ングされる。
でこのサンプリング・クロックの繰り返し周波数の1／4
の正弦波をサンプリングすると、cosine関数は図１２ｄ
に示す位置に+1、-1がサンプリングされ、sine関数は図
１２ｅに示すように１サンプルに相当するπ／2の位相
だけ上記cosine関数から遅れた位置に+1、-1がサンプリ
ングされる。
【００４１】したがって、Ｉ軸側は図１２ｄに示すこの
位置でサンプル出力の極性を反転させることにより得ら
れ、Ｑ軸側は図１２ｅに示す位置で同じくサンプル出力
の極性を反転させることにより得られることになる。
位置でサンプル出力の極性を反転させることにより得ら
れ、Ｑ軸側は図１２ｅに示す位置で同じくサンプル出力
の極性を反転させることにより得られることになる。
【００４２】以上のようにすれば、１系列のサンプリン
グで得られたサンプル値から、直交信号としてサンプリ
ングを行なった場合に等しいサンプリング出力を得るこ
とができる。回路としてこれを処理するために、図１２
ｄのＩ軸乗算係数と図１２ｅのＱ軸乗算係数とを同一極
性区間でグループ分けをすると図１２ｆに示すように２
サンプリングずつのペアになることが分かる。
グで得られたサンプル値から、直交信号としてサンプリ
ングを行なった場合に等しいサンプリング出力を得るこ
とができる。回路としてこれを処理するために、図１２
ｄのＩ軸乗算係数と図１２ｅのＱ軸乗算係数とを同一極
性区間でグループ分けをすると図１２ｆに示すように２
サンプリングずつのペアになることが分かる。
【００４３】他方、Ｉ軸とＱ軸は交互に出力されるの
で、この状態を図示すると図１２ｇのようになる。この
ような状態変化を回路上で管理するためには、前述のフ
リップフロップの出力が効果的であることがわかる。
で、この状態を図示すると図１２ｇのようになる。この
ような状態変化を回路上で管理するためには、前述のフ
リップフロップの出力が効果的であることがわかる。
【００４４】複素係数フィルタを含むチャネル・フィル
タの基本原理および構成についても、本発明の出願人が
先に出願した特許出願｛特願平8-95891「受信装置」及
び特願平9-28271「受信装置」｝に示した内容が土台で
あるので、本発明により追加したことで説明を新たに必
要となる内容について説明する。
タの基本原理および構成についても、本発明の出願人が
先に出願した特許出願｛特願平8-95891「受信装置」及
び特願平9-28271「受信装置」｝に示した内容が土台で
あるので、本発明により追加したことで説明を新たに必
要となる内容について説明する。
【００４５】複素係数フィルタを含むチャネル・フィル
タの基本構成を、図２に示す。これは上記特許出願｛特
願平8-95891「受信装置」｝の明細書の図１、図１１、
図１９、図２１、図２４、図２９、図３２(ａ)から成
る。
タの基本構成を、図２に示す。これは上記特許出願｛特
願平8-95891「受信装置」｝の明細書の図１、図１１、
図１９、図２１、図２４、図２９、図３２(ａ)から成
る。
【００４６】図２に示したチャネル・フィルタの心臓部
である３段の複素係数フィルタの周波数特性の理論を以
下に示す。図３は、１段の複素係数フィルタの持つ周波
数特性を解説するための図である。いま、振幅Aoの回転
する信号ベクトルが時刻toにおいてP0の位置にあるとす
る。サンプリングがτ時間毎にされるとすると、次の信
号ベクトルP+1は角周波数ωとτ時間の積で表される位
相だけ回転した位置にある。他方、隣接波を除去するた
めのベクトルの回転量をθとすると、時刻toのベクトル
P0はPr0の位置に移る。複素係数フィルタの出力は、ベ
クトルP+1とベクトルPr0のベクトル和となるので、それ
ぞれの直交成分であるＩ成分とＱ成分は、次式で表せ
る。 Ir(nT)＝I(τ)+Ir＝Ao(cosωτ＋cosθ) Qr(nT)＝Q(τ)+Qr＝jAo(sinωτ-sinθ)
である３段の複素係数フィルタの周波数特性の理論を以
下に示す。図３は、１段の複素係数フィルタの持つ周波
数特性を解説するための図である。いま、振幅Aoの回転
する信号ベクトルが時刻toにおいてP0の位置にあるとす
る。サンプリングがτ時間毎にされるとすると、次の信
号ベクトルP+1は角周波数ωとτ時間の積で表される位
相だけ回転した位置にある。他方、隣接波を除去するた
めのベクトルの回転量をθとすると、時刻toのベクトル
P0はPr0の位置に移る。複素係数フィルタの出力は、ベ
クトルP+1とベクトルPr0のベクトル和となるので、それ
ぞれの直交成分であるＩ成分とＱ成分は、次式で表せ
る。 Ir(nT)＝I(τ)+Ir＝Ao(cosωτ＋cosθ) Qr(nT)＝Q(τ)+Qr＝jAo(sinωτ-sinθ)
【００４７】このベクトルの周波数特性は、ベクトルの
包絡線である電力で示される。すなわち、 電力＝|Ir(nT)|2+|Qr(nT)|2 ＝|Ao(cosωτ＋cosθ)|2+|jAo(sinωτ-sinθ)|2 ＝Ao2{cos2ωτ+2cosωτcosθ+cos2θ} +Ao2{sin2ωτ+2sinωτsinθ+sin2θ} ＝Ao2{cos2ωτ+sin2ωτ+cos2θ+sin2θ} +Ao2{cosωτcosθ-2sinωτsinθ} ＝2Ao2{1+cos(ωτ+θ)} となる。この式は、サンプリング間隔τと位相回転量θ
とをパラメータとする、角周波数ωによる周波数特性と
なることを示している。Ao=1とし、複素係数フィルタの
利得を1とするとし、サンプリング間隔τを1として、ω
を関数にする周波数特性を、図４に示す。
包絡線である電力で示される。すなわち、 電力＝|Ir(nT)|2+|Qr(nT)|2 ＝|Ao(cosωτ＋cosθ)|2+|jAo(sinωτ-sinθ)|2 ＝Ao2{cos2ωτ+2cosωτcosθ+cos2θ} +Ao2{sin2ωτ+2sinωτsinθ+sin2θ} ＝Ao2{cos2ωτ+sin2ωτ+cos2θ+sin2θ} +Ao2{cosωτcosθ-2sinωτsinθ} ＝2Ao2{1+cos(ωτ+θ)} となる。この式は、サンプリング間隔τと位相回転量θ
とをパラメータとする、角周波数ωによる周波数特性と
なることを示している。Ao=1とし、複素係数フィルタの
利得を1とするとし、サンプリング間隔τを1として、ω
を関数にする周波数特性を、図４に示す。
【００４８】図４において、図４(a)は回転位相角を-π
／4とした場合で、図２における第１段目の複素係数フ
ィルタブロックの特性を示している。図４(b)は、これ
をデシベルで表したものである。図４(c)は、図２の複
素係数フィルタの第１段、第２段、第３段の特性を表し
たもので、回転位相角は-π／4、-2π／4、-3π／4であ
る。図４(d)は、図４(c)の３段のフィルタの合成特性で
あり、隣接波の中心周波数においては-125dBを超える減
衰特性が得られている。また、隣接波間の境界において
も-25dBの特性を得ている。
／4とした場合で、図２における第１段目の複素係数フ
ィルタブロックの特性を示している。図４(b)は、これ
をデシベルで表したものである。図４(c)は、図２の複
素係数フィルタの第１段、第２段、第３段の特性を表し
たもので、回転位相角は-π／4、-2π／4、-3π／4であ
る。図４(d)は、図４(c)の３段のフィルタの合成特性で
あり、隣接波の中心周波数においては-125dBを超える減
衰特性が得られている。また、隣接波間の境界において
も-25dBの特性を得ている。
【００４９】この特性は、先に出願した特許出願｛特願
平8-95891「受信装置」｝に示した通り、オーバサンプ
リング周波数を16倍に取ることで得られる上下４チャネ
ル分のフィルタ周波数領域の確保と、周波数変換時にベ
ースバンド周波数分のオフセット周波数を与え希望波を
除く櫛形フィルタ３段のヌル点周波数を隣接波中心周波
数においた成果を示すものである。すなわち、チャネル
周波数幅で見ると、サンプリング周波数によるイメージ
周波数間にチャネル４波を対応させることができる特徴
を持つ。
平8-95891「受信装置」｝に示した通り、オーバサンプ
リング周波数を16倍に取ることで得られる上下４チャネ
ル分のフィルタ周波数領域の確保と、周波数変換時にベ
ースバンド周波数分のオフセット周波数を与え希望波を
除く櫛形フィルタ３段のヌル点周波数を隣接波中心周波
数においた成果を示すものである。すなわち、チャネル
周波数幅で見ると、サンプリング周波数によるイメージ
周波数間にチャネル４波を対応させることができる特徴
を持つ。
【００５０】チャネルフィルタに後続して等化器が置か
れる。図５と図６を用いて等化器が必要とする位相補償
量を理論的に説明する。図５(a)は、第１隣接波を除去
する複素係数フィルタIについて解説したものである。
図５(a)において、時刻toにおける負周波数域隣接波(-
ωo)が位相ゼロのベクトルPo位置にあったとすると、１
サンプリング・クロック後の位相はπ／8だけ時計回りに
ベクトルP-1の位置になる。このとき、ベクトルPoから
ベクトルP-1を相殺するベクトルProを生成するには、7
π／8だけ反時計回りに回転させればよい。上図を数式
で表すと次式となり、cosθ、sinθを時刻toのベクトル
Poに乗算することによりベクトルProが得られることが
明らかである。 Ir(nT)＝Ao・cos(-ωo(to)＋θ) ＝Ao・cos(-ωo(to))×cosθ-Ao・sin(-ωo(to))×sinθ ＝I0(to)×cosθ-Q0(to)×sinθ Qr(nT)＝Ao・sin(-ωo(to)＋θ) ＝Ao・sin(-ωo(to))×cosθ＋Ao・cos(-ωo(to))×sinθ ＝Q0(to)cosθ+I0(to)×sinθ
れる。図５と図６を用いて等化器が必要とする位相補償
量を理論的に説明する。図５(a)は、第１隣接波を除去
する複素係数フィルタIについて解説したものである。
図５(a)において、時刻toにおける負周波数域隣接波(-
ωo)が位相ゼロのベクトルPo位置にあったとすると、１
サンプリング・クロック後の位相はπ／8だけ時計回りに
ベクトルP-1の位置になる。このとき、ベクトルPoから
ベクトルP-1を相殺するベクトルProを生成するには、7
π／8だけ反時計回りに回転させればよい。上図を数式
で表すと次式となり、cosθ、sinθを時刻toのベクトル
Poに乗算することによりベクトルProが得られることが
明らかである。 Ir(nT)＝Ao・cos(-ωo(to)＋θ) ＝Ao・cos(-ωo(to))×cosθ-Ao・sin(-ωo(to))×sinθ ＝I0(to)×cosθ-Q0(to)×sinθ Qr(nT)＝Ao・sin(-ωo(to)＋θ) ＝Ao・sin(-ωo(to))×cosθ＋Ao・cos(-ωo(to))×sinθ ＝Q0(to)cosθ+I0(to)×sinθ
【００５１】同様の方法で、次隣接チャネルおよび第３
隣接チャネルに対する除去のための位相回転角を、図５
(b)、図５(c)に示す。
隣接チャネルに対する除去のための位相回転角を、図５
(b)、図５(c)に示す。
【００５２】次隣接チャネル除去に対しては5π／8とな
り、第３隣接チャネル除去に対しては3π／8となる。
り、第３隣接チャネル除去に対しては3π／8となる。
【００５３】一方、このように位相回転を施すというこ
とは前述のように、位相特性から見れば歪みが生じてい
ることを意味する。図６に、各複素係数フィルタI〜III
により生じる位相歪みを示す。３段のフィルタを経た後
の位相特性は図６のＡＢに示したものとなり、位相オフ
セットはＢ点の示す15π／16である。
とは前述のように、位相特性から見れば歪みが生じてい
ることを意味する。図６に、各複素係数フィルタI〜III
により生じる位相歪みを示す。３段のフィルタを経た後
の位相特性は図６のＡＢに示したものとなり、位相オフ
セットはＢ点の示す15π／16である。
【００５４】これを解説すると、複素係数フィルタI、I
I、IIIの零点(ヌル)はそれぞれ隣接チャネル信号の中心
周波数-fb、-3fb、-5fbに設定してある。16倍のオーバ
ーサンプリングにより、希望波において1サンプル時間
に相当する位相変化はπ／8になる。中心周波数-fbの隣
接波については、1サンプル時間の区間で-π／8の位相
差となる。1サンプル前の信号ベクトルを回転して1サン
プル後の信号を相殺するために7π／8の位相だけ回転さ
せる。このとき、希望波は6π／8の位相差であり、2sin
(π／8)のベクトルとして生き残る。すなわち、時刻to
におけるサンプル値を、Ｉ軸、Ｑ軸でIo、Qoとすると、
時刻t1における回転ベクトルは、 Ｉ軸回転ベクトル＝Io×cos7π／8-Qo×sin7π／8 Ｑ軸回転ベクトル＝Io×sin7π／8+Qo×cos7π／8 となる。時刻t1におけるサンプルと１サンプル時刻前の
サンプルを回転したベクトルとの合成は、複素係数フィ
ルタIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI1、Q1で表すと、 I1＝Io(t=to+ts)＋Io(t=to)×cos7π／8-Qo(t=to)×sin7π／8 ----（式1） Q1＝Qo(t=to+ts)＋Io(t=to)×sin7π／8+Qo(t=to)×cos7π／8 ----（式2） となる。ただし、t、toは時刻を表し、tsは1サンプルの
間隔時間を示す。
I、IIIの零点(ヌル)はそれぞれ隣接チャネル信号の中心
周波数-fb、-3fb、-5fbに設定してある。16倍のオーバ
ーサンプリングにより、希望波において1サンプル時間
に相当する位相変化はπ／8になる。中心周波数-fbの隣
接波については、1サンプル時間の区間で-π／8の位相
差となる。1サンプル前の信号ベクトルを回転して1サン
プル後の信号を相殺するために7π／8の位相だけ回転さ
せる。このとき、希望波は6π／8の位相差であり、2sin
(π／8)のベクトルとして生き残る。すなわち、時刻to
におけるサンプル値を、Ｉ軸、Ｑ軸でIo、Qoとすると、
時刻t1における回転ベクトルは、 Ｉ軸回転ベクトル＝Io×cos7π／8-Qo×sin7π／8 Ｑ軸回転ベクトル＝Io×sin7π／8+Qo×cos7π／8 となる。時刻t1におけるサンプルと１サンプル時刻前の
サンプルを回転したベクトルとの合成は、複素係数フィ
ルタIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI1、Q1で表すと、 I1＝Io(t=to+ts)＋Io(t=to)×cos7π／8-Qo(t=to)×sin7π／8 ----（式1） Q1＝Qo(t=to+ts)＋Io(t=to)×sin7π／8+Qo(t=to)×cos7π／8 ----（式2） となる。ただし、t、toは時刻を表し、tsは1サンプルの
間隔時間を示す。
【００５５】同様に、次隣接チャネルの除去のための複
素係数フィルタ複素係数フィルタIIでは、回転ベクトル
の回転量を、5π／8とし、次次隣接チャネルの除去のた
めの複素係数フィルタIIIでは、回転ベクトルの回転量
を、3π／8とする。複素係数フィルタIIのＩ軸、Ｑ軸の
出力をI2、Q2で表すと、 I2＝I1(t=to+ts)＋I1(t=to)×cos5π／8-Q1(t=to)×sin5π／8 ----（式3） Q2＝Q1(t=to+ts)＋I1(t=to)×sin5π／8+Q1(t=to)×cos5π／8 ----（式4） 複素係数フィルタIIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI3、Q3で表
すと、 I3＝I2(t=to+ts)＋I2(t=to)×cos3π／8-Q2(t=to)×sin3π／8 ----（式5） Q3＝Q2(t=to+ts)＋I2(t=to)×sinπ3／8+Q2(t=to)×cos3π／8 ----（式6） 図５(b)において希望波中心角周波数を+ωoとし、下側
隣接チャネル3波の中心角周波数を、それぞれ-ωo、-3
ωo、-5ωo、とすると、この隣接チャネル波をそれぞれ
除去しようとする複素係数フィルタI、II、IIIの位相特
性Ｐはそれぞれ 複素係数フィルタI：-ωo除去 P＝-πω／16ωo＋3π／16 複素係数フィルタII：-3ωo除去 P＝-πω／16ωo＋5π／16 複素係数フィルタIII：-5ωo除去 P＝-πω／16ωo＋7π／16 図６に示す右下がりの平行３線のようになる。この３つ
のフィルタ位相特性を合成すると、 P＝-3πω／16ωo＋15π／16 で表される図６の線Ａになり、ω＝０における切片はＢ
点で表され15π／16となる。この結果、等化器において
は、この15π／16をキャンセルするように位相シフトを
施せばよいことが分かる。
素係数フィルタ複素係数フィルタIIでは、回転ベクトル
の回転量を、5π／8とし、次次隣接チャネルの除去のた
めの複素係数フィルタIIIでは、回転ベクトルの回転量
を、3π／8とする。複素係数フィルタIIのＩ軸、Ｑ軸の
出力をI2、Q2で表すと、 I2＝I1(t=to+ts)＋I1(t=to)×cos5π／8-Q1(t=to)×sin5π／8 ----（式3） Q2＝Q1(t=to+ts)＋I1(t=to)×sin5π／8+Q1(t=to)×cos5π／8 ----（式4） 複素係数フィルタIIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI3、Q3で表
すと、 I3＝I2(t=to+ts)＋I2(t=to)×cos3π／8-Q2(t=to)×sin3π／8 ----（式5） Q3＝Q2(t=to+ts)＋I2(t=to)×sinπ3／8+Q2(t=to)×cos3π／8 ----（式6） 図５(b)において希望波中心角周波数を+ωoとし、下側
隣接チャネル3波の中心角周波数を、それぞれ-ωo、-3
ωo、-5ωo、とすると、この隣接チャネル波をそれぞれ
除去しようとする複素係数フィルタI、II、IIIの位相特
性Ｐはそれぞれ 複素係数フィルタI：-ωo除去 P＝-πω／16ωo＋3π／16 複素係数フィルタII：-3ωo除去 P＝-πω／16ωo＋5π／16 複素係数フィルタIII：-5ωo除去 P＝-πω／16ωo＋7π／16 図６に示す右下がりの平行３線のようになる。この３つ
のフィルタ位相特性を合成すると、 P＝-3πω／16ωo＋15π／16 で表される図６の線Ａになり、ω＝０における切片はＢ
点で表され15π／16となる。この結果、等化器において
は、この15π／16をキャンセルするように位相シフトを
施せばよいことが分かる。
【００５６】ここで、図６を見ると、複素係数フィルタ
I、複素係数フィルタII、複素係数フィルタIIIの個々の
位相特性が直線であることが分かる。したがって、合成
特性も直線になることが明白である。
I、複素係数フィルタII、複素係数フィルタIIIの個々の
位相特性が直線であることが分かる。したがって、合成
特性も直線になることが明白である。
【００５７】複数のチャネル・フィルタを縦続させた場
合には、総合特性は次式のようになり、周波数に関して
１次関数で表されることが明らかである。すなわち、第
１段のチャネル・フィルタによる位相特性は、 Ｐ1＝{-πω/16ω0+3π/16}+{-πω/16ω0+5π/16}+{-πω/16ω0+7π/16} ＝-3πω／16ω0+15π／16 次段のチャネル・フィルタがサンプリングクロックを１
／４に間引かれるとすると、その段における希望波周波
数はω0/４となるので、第２段のチャネル・フィルタに
よる位相特性Ｐ2は、 Ｐ2＝{-4πω/16ω0+3π/16}+{-4πω/16ω0+5π/16}+{-4πω/16ω0+7π/16} ＝{-πω/4ω0+3π/16}+{-πω/4ω0+5π/16}+{-πω/4ω0+7π/16} ＝-3πω/4ω0+15π/16 第ｎ段目のチャネル・フィルタにおける位相特性Ｐｎ
は、 Ｐn＝{-4nπω/64ω0+3π/16}+{-4nπω/64ω0+5π/16}+{-4nπω/64ω0＋7π /16}＝{-nπω/16ω0+3π/16}+{-nπω/16ω0+5π/16}+{-nπω/16ω0 +7π/16}＝-3nπω/16ω0+15π/16 したがって、ｎ段の総合特性Ｐtotalは、 となり、周波数ωに関する一次関数であることが明らか
である。
合には、総合特性は次式のようになり、周波数に関して
１次関数で表されることが明らかである。すなわち、第
１段のチャネル・フィルタによる位相特性は、 Ｐ1＝{-πω/16ω0+3π/16}+{-πω/16ω0+5π/16}+{-πω/16ω0+7π/16} ＝-3πω／16ω0+15π／16 次段のチャネル・フィルタがサンプリングクロックを１
／４に間引かれるとすると、その段における希望波周波
数はω0/４となるので、第２段のチャネル・フィルタに
よる位相特性Ｐ2は、 Ｐ2＝{-4πω/16ω0+3π/16}+{-4πω/16ω0+5π/16}+{-4πω/16ω0+7π/16} ＝{-πω/4ω0+3π/16}+{-πω/4ω0+5π/16}+{-πω/4ω0+7π/16} ＝-3πω/4ω0+15π/16 第ｎ段目のチャネル・フィルタにおける位相特性Ｐｎ
は、 Ｐn＝{-4nπω/64ω0+3π/16}+{-4nπω/64ω0+5π/16}+{-4nπω/64ω0＋7π /16}＝{-nπω/16ω0+3π/16}+{-nπω/16ω0+5π/16}+{-nπω/16ω0 +7π/16}＝-3nπω/16ω0+15π/16 したがって、ｎ段の総合特性Ｐtotalは、 となり、周波数ωに関する一次関数であることが明らか
である。
【００５８】したがって、等化器は最終段において、15
nπ/16なる位相補償を施せば解決することが明らかであ
る。
nπ/16なる位相補償を施せば解決することが明らかであ
る。
【００５９】＜チャネルフィルタを縦属接続する場合＞
このような複素係数フィルタ群を含んで成るチャネル・
フィルタを縦続接続する場合に次段におけるサンプリン
グ周波数を１／４に間引くことは、周波数特性上、対称
性が良く非常に効率良いフィルタを実現できることが分
かる。
このような複素係数フィルタ群を含んで成るチャネル・
フィルタを縦続接続する場合に次段におけるサンプリン
グ周波数を１／４に間引くことは、周波数特性上、対称
性が良く非常に効率良いフィルタを実現できることが分
かる。
【００６０】図７に、２段縦続接続した場合の理論特性
を示す。図７（ａ）は、図２に示したチャネル・フィル
タを周波数帯域幅の64倍オーバサンプリングで駆動した
場合の周波数特性を示す。図７（ｂ）は図４（ｄ）に示
したものと同一のチャネル周波数帯域幅の16倍で駆動し
た場合の周波数特性を示す。この２つの特性を縦続接続
すると図７（ｃ）に示すものとなる。図７（ｃ）の特性
からは、サンプリング周波数までの間に16チャネルが収
容されていることが分かる。また次隣接波と次次隣接波
の境界における通過量は-30dBを超える減衰となり、第
７隣接波と第８隣接波の境界では-60dBに達することが
分かる。当然のことながら、隣接波の中心周波数におい
ては、フィルタはヌル点にあり、-125dBを超える減衰と
なっていることが分かる。
を示す。図７（ａ）は、図２に示したチャネル・フィル
タを周波数帯域幅の64倍オーバサンプリングで駆動した
場合の周波数特性を示す。図７（ｂ）は図４（ｄ）に示
したものと同一のチャネル周波数帯域幅の16倍で駆動し
た場合の周波数特性を示す。この２つの特性を縦続接続
すると図７（ｃ）に示すものとなる。図７（ｃ）の特性
からは、サンプリング周波数までの間に16チャネルが収
容されていることが分かる。また次隣接波と次次隣接波
の境界における通過量は-30dBを超える減衰となり、第
７隣接波と第８隣接波の境界では-60dBに達することが
分かる。当然のことながら、隣接波の中心周波数におい
ては、フィルタはヌル点にあり、-125dBを超える減衰と
なっていることが分かる。
【００６１】＜周波数オフセットの除去＞複素係数フィ
ルタを含むチャネル・フィルタを縦続接続する場合の具
体例を図８に示す。図８において、入力信号は、帯域フ
ィルタを通過して対象とする帯域成分が通過する。この
信号をサンプルホールド回路においてサンプリングクロ
ック信号の周波数でサンプリングする。このサンプルホ
ールド出力はヒルベルト変換部において直交成分に分離
される。直交成分は、縦続した大きく２つに区分けした
チャネル・フィルタ＃１と＃２に供給される。
ルタを含むチャネル・フィルタを縦続接続する場合の具
体例を図８に示す。図８において、入力信号は、帯域フ
ィルタを通過して対象とする帯域成分が通過する。この
信号をサンプルホールド回路においてサンプリングクロ
ック信号の周波数でサンプリングする。このサンプルホ
ールド出力はヒルベルト変換部において直交成分に分離
される。直交成分は、縦続した大きく２つに区分けした
チャネル・フィルタ＃１と＃２に供給される。
【００６２】まずチャネル・フィルタ＃１においては、
複素係数フィルタI、II、IIIを通り、所望の帯域のみ通
過し、そこで発生した位相回転誤差は次段の等化器で補
償される。この出力は高域の折り返し雑音を除去するロ
ーパスフィルタのための平均化回路を通り、次段のチャ
ネル・フィルタ＃２が必要とする低レートのサンプリン
グ周波数への変換をする間引き回路すなわちサンプルホ
ールド回路を通る。この後、オフセット周波数の変更を
行なう。オフセット周波数は、間引き処理後も同一にす
る必要がある。
複素係数フィルタI、II、IIIを通り、所望の帯域のみ通
過し、そこで発生した位相回転誤差は次段の等化器で補
償される。この出力は高域の折り返し雑音を除去するロ
ーパスフィルタのための平均化回路を通り、次段のチャ
ネル・フィルタ＃２が必要とする低レートのサンプリン
グ周波数への変換をする間引き回路すなわちサンプルホ
ールド回路を通る。この後、オフセット周波数の変更を
行なう。オフセット周波数は、間引き処理後も同一にす
る必要がある。
【００６３】図７において説明すると、チャネル・フィ
ルタ＃１においては図７（ａ）に示すように希望波帯域
に対して帯域幅の１／２すなわちチャネル・フィルタ＃
１の通過帯域幅の１／４の周波数オフセットが与えられ
ている。この出力を間引いてチャネル・フィルタ＃２に
供給すると、周波数オフセットはチャネル・フィルタ＃
２によって得られる通過帯域の１／４になってしまうの
で、図７（ａ）と図７（ｂ）の通過帯域の中心周波数が
一致しなくなる。このずれを補正するためにチャネル・
フィルタ＃１の最後部に周波数オフセット回路を設けて
いる。
ルタ＃１においては図７（ａ）に示すように希望波帯域
に対して帯域幅の１／２すなわちチャネル・フィルタ＃
１の通過帯域幅の１／４の周波数オフセットが与えられ
ている。この出力を間引いてチャネル・フィルタ＃２に
供給すると、周波数オフセットはチャネル・フィルタ＃
２によって得られる通過帯域の１／４になってしまうの
で、図７（ａ）と図７（ｂ）の通過帯域の中心周波数が
一致しなくなる。このずれを補正するためにチャネル・
フィルタ＃１の最後部に周波数オフセット回路を設けて
いる。
【００６４】以上の出力は、チャネル・フィルタ＃２に
供給され、サンプリング周波数が異なる以外は全くチャ
ネル・フィルタ＃１と同一の構成と動作が行なわれ、図
７（ｂ）に示したフィルタ効果が得られる。
供給され、サンプリング周波数が異なる以外は全くチャ
ネル・フィルタ＃１と同一の構成と動作が行なわれ、図
７（ｂ）に示したフィルタ効果が得られる。
【００６５】以上により、図８に示したマルチバンド受
信用フィルタは図７（ｃ）に示す総合特性を得る。チャ
ネル・フィルタ＃２の最後部の周波数オフセット回路に
おいては、ここまで付加されていた周波数オフセット量
を除去して、完全にベースバンド信号としてのＩ信号と
Ｑ信号を出力するためのものである。
信用フィルタは図７（ｃ）に示す総合特性を得る。チャ
ネル・フィルタ＃２の最後部の周波数オフセット回路に
おいては、ここまで付加されていた周波数オフセット量
を除去して、完全にベースバンド信号としてのＩ信号と
Ｑ信号を出力するためのものである。
【００６６】以上から、本発明の第１の実施の形態の土
台としての理論が明らかになる。これ以降、本発明の第
１の実施の形態についてさらに説明する。サンプリング
が引き起こすアパーチャ作用すなわち標本化関数のスペ
クトル｛sin(πf/fs)｝／(πf/fs)なる特性が、図４
(ｃ)に示した３段のフィルタの合成特性あるいは図７
(ｃ)に示したマルチバンド受信用フィルタ特性に及ぼす
状況は、図１０ｄに示したようになる。
台としての理論が明らかになる。これ以降、本発明の第
１の実施の形態についてさらに説明する。サンプリング
が引き起こすアパーチャ作用すなわち標本化関数のスペ
クトル｛sin(πf/fs)｝／(πf/fs)なる特性が、図４
(ｃ)に示した３段のフィルタの合成特性あるいは図７
(ｃ)に示したマルチバンド受信用フィルタ特性に及ぼす
状況は、図１０ｄに示したようになる。
【００６７】そこで、本発明の第１の実施の形態の受信
装置では、図１における、対象とする通信システムに与
えられた周波数帯域以外の信号を除去する第１のフィル
タ（帯域通過フィルタ）２の周波数特性を図１５に示す
ようにサンプリングによるアパーチャ特性と逆の特性と
なるようにすることにより解決を図る。このような特性
を有する帯域通過フィルタは、ＳＡＷフィルタ（表面弾
性波フィルタ）により容易に実現できるものである。
装置では、図１における、対象とする通信システムに与
えられた周波数帯域以外の信号を除去する第１のフィル
タ（帯域通過フィルタ）２の周波数特性を図１５に示す
ようにサンプリングによるアパーチャ特性と逆の特性と
なるようにすることにより解決を図る。このような特性
を有する帯域通過フィルタは、ＳＡＷフィルタ（表面弾
性波フィルタ）により容易に実現できるものである。
【００６８】（第２の実施の形態）つぎに、前述のよう
に、サンプリングを高精度で行なうためには、この部分
の回路系は前後段ともかなりの範囲でサンプリングのア
パーチャ速度性能を確保するための、必要な高速性を持
たなければならない。例えば、100MHzの搬送波を持つ帯
域１MHzの信号は、８ビット精度でサンプリングするた
めには、アパーチャ時間を13.67ps以下としなければな
らない。この高速性をサンプリング回路にて実現するた
めにはホールド用キャパシタを数pF程度にしなければな
らない。このことは、ホールド用キャパシタを含むホー
ルド回路に高速性をもたらすことになり、帯域１MHzの
信号抽出に100MHzの帯域の回路を用いることになる。
に、サンプリングを高精度で行なうためには、この部分
の回路系は前後段ともかなりの範囲でサンプリングのア
パーチャ速度性能を確保するための、必要な高速性を持
たなければならない。例えば、100MHzの搬送波を持つ帯
域１MHzの信号は、８ビット精度でサンプリングするた
めには、アパーチャ時間を13.67ps以下としなければな
らない。この高速性をサンプリング回路にて実現するた
めにはホールド用キャパシタを数pF程度にしなければな
らない。このことは、ホールド用キャパシタを含むホー
ルド回路に高速性をもたらすことになり、帯域１MHzの
信号抽出に100MHzの帯域の回路を用いることになる。
【００６９】このことは、この部分の回路系を受信信号
帯域以上にはるかに広帯域なものにすることになる。す
なわち、受信信号を所定の帯域幅で制限する帯域フィル
タを前段に置くにもかかわらず、後段はそれよりもはる
かに広い帯域にする必要があるために、この回路で発生
する熱雑音は従来を大きく超える量となり、これも誤り
率を大きくする原因となる。また、図９のようなＩＦ信
号を対象にする回路においても、ホールド回路以降の帯
域幅が広く、したがって熱雑音が増大してしまう欠点を
有していた。そこで、本発明の第２の実施の形態におけ
る受信装置は、受信信号をサンプリングにより離散化し
た後に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成
する方式の受信装置であって、サンプリングにより生じ
るアパーチャ効果を補償する特性を有する帯域フィルタ
の出力をサンプルホールドするサンプルホールド回路に
おいて、サンプルホールド回路のサンプリング期間中に
受信信号を積分する機能を有する積分回路を付加したも
のである。
帯域以上にはるかに広帯域なものにすることになる。す
なわち、受信信号を所定の帯域幅で制限する帯域フィル
タを前段に置くにもかかわらず、後段はそれよりもはる
かに広い帯域にする必要があるために、この回路で発生
する熱雑音は従来を大きく超える量となり、これも誤り
率を大きくする原因となる。また、図９のようなＩＦ信
号を対象にする回路においても、ホールド回路以降の帯
域幅が広く、したがって熱雑音が増大してしまう欠点を
有していた。そこで、本発明の第２の実施の形態におけ
る受信装置は、受信信号をサンプリングにより離散化し
た後に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成
する方式の受信装置であって、サンプリングにより生じ
るアパーチャ効果を補償する特性を有する帯域フィルタ
の出力をサンプルホールドするサンプルホールド回路に
おいて、サンプルホールド回路のサンプリング期間中に
受信信号を積分する機能を有する積分回路を付加したも
のである。
【００７０】図１３は本発明の第２の実施の形態を説明
するためのものである。図１３は、第１の実施の形態を
説明する図１におけるサンプル・ホールド回路５に積分
機能を有する積分回路を付加したものである。
するためのものである。図１３は、第１の実施の形態を
説明する図１におけるサンプル・ホールド回路５に積分
機能を有する積分回路を付加したものである。
【００７１】図１３において、本発明の第２の実施の形
態は、サンプル・ホールド回路部Ａと、積分回路部Ｂと
から構成されている。入力信号101は、サンプル・ホール
ド回路部Ａと積分回路部Ｂに供給される。サンプル・ホ
ールド回路部Ａにおいては、入力信号101は分配器102に
つながリ二分されて結合キャパシタ103と104により増幅
用トランジスタ105と106に各々供給される。その出力は
サンプルホールド用スイッチング・トランジスタ113と1
14および115と116に供給される。サンプルホールド用ス
イッチング・トランジスタ113と114および115と116の制
御用ゲート回路119と120はサンプリング・パルス信号11
7を入力とするサンプリング・パルス増幅器118から制御
を受ける。
態は、サンプル・ホールド回路部Ａと、積分回路部Ｂと
から構成されている。入力信号101は、サンプル・ホール
ド回路部Ａと積分回路部Ｂに供給される。サンプル・ホ
ールド回路部Ａにおいては、入力信号101は分配器102に
つながリ二分されて結合キャパシタ103と104により増幅
用トランジスタ105と106に各々供給される。その出力は
サンプルホールド用スイッチング・トランジスタ113と1
14および115と116に供給される。サンプルホールド用ス
イッチング・トランジスタ113と114および115と116の制
御用ゲート回路119と120はサンプリング・パルス信号11
7を入力とするサンプリング・パルス増幅器118から制御
を受ける。
【００７２】サンプルホールド用スイッチング・トラン
ジスタ113と114の出力は共通に結線されて出力線121と
なり、ホールド用キャパシタ122に供給される。また、
スイッチング・トランジスタ115と116の出力は共通に接
地しホールド期間中の入力信号を放流する。ホールド用
キャパシタ122の端子電圧はバッファ増幅器124により増
強されてサンプルホールド出力125となる。
ジスタ113と114の出力は共通に結線されて出力線121と
なり、ホールド用キャパシタ122に供給される。また、
スイッチング・トランジスタ115と116の出力は共通に接
地しホールド期間中の入力信号を放流する。ホールド用
キャパシタ122の端子電圧はバッファ増幅器124により増
強されてサンプルホールド出力125となる。
【００７３】増幅用トランジスタ105と106は緩衝用抵抗
器111または112を介してカレント・ミラー用トランジス
タ107または108のゲートにつながり、カレント・ミラー
用トランジスタ107または108は定電流源109または110か
ら定電流の供給を受ける。サンプリング・パルス信号11
7は、図１４のＢに示す波形動作を与えられる。
器111または112を介してカレント・ミラー用トランジス
タ107または108のゲートにつながり、カレント・ミラー
用トランジスタ107または108は定電流源109または110か
ら定電流の供給を受ける。サンプリング・パルス信号11
7は、図１４のＢに示す波形動作を与えられる。
【００７４】積分回路部Ｂにおいては、入力信号101は
減衰器1100に供給される。減衰器1100は減衰量制御信号
1101により減衰量を制御される。減衰器1100の出力は、
分配器1102につながり二分されて結合キャパシタ1103と
1104により増幅用トランジスタ1105と1106に各々供給さ
れる。その出力はサンプル・ホールド用スイッチング・
トランジスタ1113と1114および1115と1116に供給され
る。
減衰器1100に供給される。減衰器1100は減衰量制御信号
1101により減衰量を制御される。減衰器1100の出力は、
分配器1102につながり二分されて結合キャパシタ1103と
1104により増幅用トランジスタ1105と1106に各々供給さ
れる。その出力はサンプル・ホールド用スイッチング・
トランジスタ1113と1114および1115と1116に供給され
る。
【００７５】サンプル・ホールド用スイッチングトラン
ジスタ1113と1114および1115と1116の制御用ゲート回路
1119と1120は積分制御信号1117を入力とするサンプリン
グ・パルス増幅器1118から制御を受ける。サンプル・ホ
ールド用スイッチング・トランジスタ1113と1114の出力
は共通に結線されて出力線1121となり、ホールド用キャ
パシタ122に供給される。
ジスタ1113と1114および1115と1116の制御用ゲート回路
1119と1120は積分制御信号1117を入力とするサンプリン
グ・パルス増幅器1118から制御を受ける。サンプル・ホ
ールド用スイッチング・トランジスタ1113と1114の出力
は共通に結線されて出力線1121となり、ホールド用キャ
パシタ122に供給される。
【００７６】また、スイッチング・トランジスタ1115と
1116の出力は共通に接地しホールド期間中の入力信号を
放流する。ホールド用キャパシタ122の端子電圧はバッ
ファ増幅器124により増強されてサンプル・ホールド出
力125となる。増幅用トランジスタ1105と1106は緩衝用
抵抗器1111または1112を介してカレント・ミラー用トラ
ンジスタ1107または1108のゲートにつながり、カレント
・ミラー用トランジスタ1107または1108は定電流源1109
または1110から定電流の供給を受ける。積分制御信号11
17は、図１４のＣに示す波形動作を与えられる。
1116の出力は共通に接地しホールド期間中の入力信号を
放流する。ホールド用キャパシタ122の端子電圧はバッ
ファ増幅器124により増強されてサンプル・ホールド出
力125となる。増幅用トランジスタ1105と1106は緩衝用
抵抗器1111または1112を介してカレント・ミラー用トラ
ンジスタ1107または1108のゲートにつながり、カレント
・ミラー用トランジスタ1107または1108は定電流源1109
または1110から定電流の供給を受ける。積分制御信号11
17は、図１４のＣに示す波形動作を与えられる。
【００７７】サンプル・ホールド回路部Ａと積分回路部
Ｂの違いは、制御信号が異なることの他に、結合キャパ
シタ103と104がそれぞれ対応する増幅用トランジスタ10
5と106のドレインに結合し、トランジスタ113、114、11
5、116によるブリッジ回路に直接に結合しているのに対
して、結合キャパシタ1103と1104はそれぞれ対応する増
幅用トランジスタ1105と1106のゲートに結合し、トラン
ジスタ1113、1114、1115、1116によるブリッジ回路には
増幅用トランジスタ1105と1106のドレインを介して結合
することが異なる。
Ｂの違いは、制御信号が異なることの他に、結合キャパ
シタ103と104がそれぞれ対応する増幅用トランジスタ10
5と106のドレインに結合し、トランジスタ113、114、11
5、116によるブリッジ回路に直接に結合しているのに対
して、結合キャパシタ1103と1104はそれぞれ対応する増
幅用トランジスタ1105と1106のゲートに結合し、トラン
ジスタ1113、1114、1115、1116によるブリッジ回路には
増幅用トランジスタ1105と1106のドレインを介して結合
することが異なる。
【００７８】この結果、結合キャパシタ103と104と増幅
用トランジスタ105と106との構成では入力信号が電圧信
号としてトランジスタ113、114、115、116によるブリッ
ジ回路に供給され、結合キャパシタ1103と11104からの
入力信号は増幅用トランジスタ1105と1106において電圧
から電流に変換されて、トランジスタ1113、1114、111
5、1116によブリッジ回路には電流信号が供給される。
用トランジスタ105と106との構成では入力信号が電圧信
号としてトランジスタ113、114、115、116によるブリッ
ジ回路に供給され、結合キャパシタ1103と11104からの
入力信号は増幅用トランジスタ1105と1106において電圧
から電流に変換されて、トランジスタ1113、1114、111
5、1116によブリッジ回路には電流信号が供給される。
【００７９】図１４は図１３に示した本発明の第２の実
施の形態の回路の動作理論を示すものである。図１４に
おいて、時刻t1、t2、t3、t4、t5においてサンプリング
を行なう。図１３のサンプルホールド回路は、時刻t1、
t2、t3、t4、t5で直前までのトラック動作状態から積分
状態に変わる。
施の形態の回路の動作理論を示すものである。図１４に
おいて、時刻t1、t2、t3、t4、t5においてサンプリング
を行なう。図１３のサンプルホールド回路は、時刻t1、
t2、t3、t4、t5で直前までのトラック動作状態から積分
状態に変わる。
【００８０】トラック動作期間は、図１４に時刻t1p、t
2p、t3p、t4p、t5pから時刻t1、t2、t3、t4、t5までの
時間として示した。時刻t1、t2、t3、t4、t5からΔtの
間、すなわち時刻t1s、t2s、t3s、t4s、t5sまでの間、
入力信号を積分する。
2p、t3p、t4p、t5pから時刻t1、t2、t3、t4、t5までの
時間として示した。時刻t1、t2、t3、t4、t5からΔtの
間、すなわち時刻t1s、t2s、t3s、t4s、t5sまでの間、
入力信号を積分する。
【００８１】それぞれで生起する動作原理は同一なの
で、時刻t1を例に動作を説明する。時刻t1pにおいてト
ラック動作に入り、時刻t1においてホールド期間に入
る。入力信号の時刻t1における電圧はP1であり、サンプ
ル・ホールド回路部を通してホールド用キャパシタCHに
は電位P'1が得られる。次にサンプル積分回路部によ
り、入力信号101はトランジスタ1105およびトランジス
タ1106により電流に変換され、時刻t1から時刻t1pまで
はトランジスタ1113および1114が導通になることにより
電流がホールド用キャパシタ122に充電され、すなわち
時刻t1から時刻t1pまでの入力信号が積分され、この積
分値が前述の電位P'1に重畳して電位P"1になる。サンプ
ル・ホールド動作と積分動作が行なわれると、ホールド
用キャパシタ122には次式で表せる電位が蓄積する。積
分が行なわれると、ホールド用キャパシタ122には次式
で表せる電位が蓄積する。ただし、計算を簡略にするた
めに入力信号を単純な正弦波（振幅＝１）で表現する。
また、サンプル・ホールド回路部Ａと積分回路部Ｂの出
力関係は、減衰量制御信号1101により減衰量を制御され
る減衰器1100によって、調整される。 （ホールド用キャパシタ端子電位） ＝cos2πfct(t=t1)＋∫t1 t1+Δtcos2πfctdt ＝cos2πfct(t=t1)＋[(1/2πfc)sin2πfct]t1 t1+Δt ＝cos2πfct1+(1/2πfc){sin2πfc(t1+Δt)-sin2πfcΔt} ・・・(式7) ここで、計算を容易にするために、サンプリング点をt1
をΔtの中心に置き換え、さらにΔtを２Δτと置くと、
上式は、 （ホールド用キャパシタ端子電位） ＝cos2πfct1+(1/2πfc){sin2πfc(t1+Δτ)-sin2πfc(t1-Δτ)} ＝cos2πfct1+(1/2πfc){sin2πfct1cos2πfcΔτ+cos2πfct1sin2πfcΔτ -sin2πfct1cos2πfcΔτ+cos2πfct1sin2πfcΔτ} ＝cos2πfct1+(1/πfc)cos2πfct1sin2πfcΔτ ＝cos2πfct1{1+(1/πfc)sin2πfcΔτ} ・・・(式8) となる。
で、時刻t1を例に動作を説明する。時刻t1pにおいてト
ラック動作に入り、時刻t1においてホールド期間に入
る。入力信号の時刻t1における電圧はP1であり、サンプ
ル・ホールド回路部を通してホールド用キャパシタCHに
は電位P'1が得られる。次にサンプル積分回路部によ
り、入力信号101はトランジスタ1105およびトランジス
タ1106により電流に変換され、時刻t1から時刻t1pまで
はトランジスタ1113および1114が導通になることにより
電流がホールド用キャパシタ122に充電され、すなわち
時刻t1から時刻t1pまでの入力信号が積分され、この積
分値が前述の電位P'1に重畳して電位P"1になる。サンプ
ル・ホールド動作と積分動作が行なわれると、ホールド
用キャパシタ122には次式で表せる電位が蓄積する。積
分が行なわれると、ホールド用キャパシタ122には次式
で表せる電位が蓄積する。ただし、計算を簡略にするた
めに入力信号を単純な正弦波（振幅＝１）で表現する。
また、サンプル・ホールド回路部Ａと積分回路部Ｂの出
力関係は、減衰量制御信号1101により減衰量を制御され
る減衰器1100によって、調整される。 （ホールド用キャパシタ端子電位） ＝cos2πfct(t=t1)＋∫t1 t1+Δtcos2πfctdt ＝cos2πfct(t=t1)＋[(1/2πfc)sin2πfct]t1 t1+Δt ＝cos2πfct1+(1/2πfc){sin2πfc(t1+Δt)-sin2πfcΔt} ・・・(式7) ここで、計算を容易にするために、サンプリング点をt1
をΔtの中心に置き換え、さらにΔtを２Δτと置くと、
上式は、 （ホールド用キャパシタ端子電位） ＝cos2πfct1+(1/2πfc){sin2πfc(t1+Δτ)-sin2πfc(t1-Δτ)} ＝cos2πfct1+(1/2πfc){sin2πfct1cos2πfcΔτ+cos2πfct1sin2πfcΔτ -sin2πfct1cos2πfcΔτ+cos2πfct1sin2πfcΔτ} ＝cos2πfct1+(1/πfc)cos2πfct1sin2πfcΔτ ＝cos2πfct1{1+(1/πfc)sin2πfcΔτ} ・・・(式8) となる。
【００８２】すなわち、電圧をサンプリングする場合の
出力であるcos2πfct1に対して周波数に支配される振幅
係数1/πfcが乗る点を無視すると、sin2πfcΔτなる変
化分が加わることが判る。このことは、Δτが量子化誤
差を与えない範囲では信号にひずみを与えていないと判
断できる。
出力であるcos2πfct1に対して周波数に支配される振幅
係数1/πfcが乗る点を無視すると、sin2πfcΔτなる変
化分が加わることが判る。このことは、Δτが量子化誤
差を与えない範囲では信号にひずみを与えていないと判
断できる。
【００８３】実際には入力信号は帯域制限された帯域幅
内の様々な干渉波や雑音を含むので、搬送波周波数に対
する帯域幅の比だけ単純な正弦波よりも擾乱を考慮しな
ければならない。その値は通常、0.1以下と考えられる
ので、ほぼ上式により判断できる。したがって、Δτの
幅は、例えば量子化精度が８ビットであれば情報速度１
周期の1/256以下であればよい。
内の様々な干渉波や雑音を含むので、搬送波周波数に対
する帯域幅の比だけ単純な正弦波よりも擾乱を考慮しな
ければならない。その値は通常、0.1以下と考えられる
ので、ほぼ上式により判断できる。したがって、Δτの
幅は、例えば量子化精度が８ビットであれば情報速度１
周期の1/256以下であればよい。
【００８４】すなわち、図１における、対象とする通信
システムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去する
第１のフィルタ２の帯域幅が1MHzとすれば、Δτは１μ
ｓの1/256以下、すなわち４ns以下まで拡張することが
可能である。
システムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去する
第１のフィルタ２の帯域幅が1MHzとすれば、Δτは１μ
ｓの1/256以下、すなわち４ns以下まで拡張することが
可能である。
【００８５】この積分効果は、希望波信号のエネルギー
を集積でき、とくに電波が弱く、回路内で希望波信号が
熱雑音に埋もれた状態の場合でも通常の電圧におけるサ
ンプリングではアパーチャ時間内の電力だけしか得られ
ないところを、広げて積算することで電力が倍増され
る。また、熱雑音のようにランダムな信号に対しては、
積分により自己相殺作用が働き、信号対雑音比を改善で
きる。
を集積でき、とくに電波が弱く、回路内で希望波信号が
熱雑音に埋もれた状態の場合でも通常の電圧におけるサ
ンプリングではアパーチャ時間内の電力だけしか得られ
ないところを、広げて積算することで電力が倍増され
る。また、熱雑音のようにランダムな信号に対しては、
積分により自己相殺作用が働き、信号対雑音比を改善で
きる。
【００８６】また、通常のサンプルホールド回路に比較
してホールド用キャパシタンスをアパーチャ時間と積分
時間の比に相当する程度に大きくできるので、キャパシ
タの端子における高周波インピーダンスははるかに低く
でき、雑音の混入や熱雑音の発生を抑制することが可能
である。
してホールド用キャパシタンスをアパーチャ時間と積分
時間の比に相当する程度に大きくできるので、キャパシ
タの端子における高周波インピーダンスははるかに低く
でき、雑音の混入や熱雑音の発生を抑制することが可能
である。
【００８７】例えば上の例では、アパーチャ時間は13.6
7ps以下であり、積分時間は４ns以下であるので、その
比は292.6となり、通常、0.3pF程度のホールド用キャパ
シタを用いるところを87.7pF程度まで大きくすることが
できる。これは、100MHz帯の信号にとっては、5.30キロ
オームの高いインピーダンスから18.1オームの低いイン
ピーダンスにすることができることを示す。したがって
50オームの信号源インピーダンスを有する雑音源からｌ
pFのストレー容量を介しての飛び込みを考えると、ホー
ルド用キャパシタが0.3pF程度のときはおよそ-2.56dBの
減衰にしかならないが、87.7pFでは-39.2dBの減衰とな
り、36dB以上の雑音混入防止効果の改善が図れる。
7ps以下であり、積分時間は４ns以下であるので、その
比は292.6となり、通常、0.3pF程度のホールド用キャパ
シタを用いるところを87.7pF程度まで大きくすることが
できる。これは、100MHz帯の信号にとっては、5.30キロ
オームの高いインピーダンスから18.1オームの低いイン
ピーダンスにすることができることを示す。したがって
50オームの信号源インピーダンスを有する雑音源からｌ
pFのストレー容量を介しての飛び込みを考えると、ホー
ルド用キャパシタが0.3pF程度のときはおよそ-2.56dBの
減衰にしかならないが、87.7pFでは-39.2dBの減衰とな
り、36dB以上の雑音混入防止効果の改善が図れる。
【００８８】（第３の実施の形態）サンプリング回路に
供給される受信搬送波周波数ｆcと積分期間Δｔとは一
義的に対応するものであることは前記式８の通りであ
る。たとえば、受信搬送波周波数ｆcをが高くなる場合
には、 （ホールド用キャパシタ端子電位）＝cos2πfct1{1+(1/
πfc)sin2πfcΔτ} のfcの変化に対してΔτが変更されなければ、Δτの値
は情報速度１周期に対して量子化精度から定まる所望値
から外れることになる。
供給される受信搬送波周波数ｆcと積分期間Δｔとは一
義的に対応するものであることは前記式８の通りであ
る。たとえば、受信搬送波周波数ｆcをが高くなる場合
には、 （ホールド用キャパシタ端子電位）＝cos2πfct1{1+(1/
πfc)sin2πfcΔτ} のfcの変化に対してΔτが変更されなければ、Δτの値
は情報速度１周期に対して量子化精度から定まる所望値
から外れることになる。
【００８９】したがって、マルチバンド対応を考慮する
ような場合、すなわち受信信号の搬送波周波数が変わり
帯域幅が変わりサンプリング周波数を切り替えて使用す
る場合には、積分定数が固定していることは出力に飽和
や出力低下を招いて本来期待する機能を損なう。
ような場合、すなわち受信信号の搬送波周波数が変わり
帯域幅が変わりサンプリング周波数を切り替えて使用す
る場合には、積分定数が固定していることは出力に飽和
や出力低下を招いて本来期待する機能を損なう。
【００９０】サンプリング周波数を切り替えて使用する
場合にサンプリング期間Δｔが固定されていれば、当然
に前記第２の実施の形態に期待される効果が劣化する。
場合にサンプリング期間Δｔが固定されていれば、当然
に前記第２の実施の形態に期待される効果が劣化する。
【００９１】例えば受信信号の搬送波周波数ｆcが高く
なる場合に、これに対応して積分期間Δτを変化する
と、前記式８において、 （ホールド用キャパシタ端子電位）＝(1/2πfcCH)cos2
πfct1{1+(1/πfc)sin2πfcΔτ} のＣH容量が変更されなければ、積分出力が減少し信号
／雑音比が劣化する。
なる場合に、これに対応して積分期間Δτを変化する
と、前記式８において、 （ホールド用キャパシタ端子電位）＝(1/2πfcCH)cos2
πfct1{1+(1/πfc)sin2πfcΔτ} のＣH容量が変更されなければ、積分出力が減少し信号
／雑音比が劣化する。
【００９２】本発明の第３の実施の形態は、このような
課題を解決するために、前記第２の実施の形態の受信装
置における前記積分回路において、積分時間を可変また
は複数値から選択できるようにしたものである。
課題を解決するために、前記第２の実施の形態の受信装
置における前記積分回路において、積分時間を可変また
は複数値から選択できるようにしたものである。
【００９３】図１６は本発明の第３の実施の形態を説明
するためのものである。図１６は、第２の実施の形態を
示す図１３におけるサンプルホールド回路に印加するサ
ンプリング・パルス117のパルス幅を可変できるように
したものである。
するためのものである。図１６は、第２の実施の形態を
示す図１３におけるサンプルホールド回路に印加するサ
ンプリング・パルス117のパルス幅を可変できるように
したものである。
【００９４】図１６は全体として可変遅延装置を構成す
るものであり、基本信号130を入力としてサンプリング
・パルス信号117を生成する。この可変遅延装置には遅
延量指示信号132がディジタルで供給され、使用条件に
対応する遅延量を管理し、積分時間Δtの長さを定めて
いる。
るものであり、基本信号130を入力としてサンプリング
・パルス信号117を生成する。この可変遅延装置には遅
延量指示信号132がディジタルで供給され、使用条件に
対応する遅延量を管理し、積分時間Δtの長さを定めて
いる。
【００９５】これをさらに詳しく説明すると、可変遅延
装置は、遅延量指示信号132を受けるディジタル／アナ
ログ変換器141と、その出力電圧を受ける可変容量ダイ
オード142と、その可変容量を伝える結合容量143と、こ
れらの容量を積分容量とする単安定マルチバイブレータ
144とから構成される。
装置は、遅延量指示信号132を受けるディジタル／アナ
ログ変換器141と、その出力電圧を受ける可変容量ダイ
オード142と、その可変容量を伝える結合容量143と、こ
れらの容量を積分容量とする単安定マルチバイブレータ
144とから構成される。
【００９６】なお、上記では遅延指示信号132を供給す
るようにしてサンプリング・パルス信号を可変にしてい
たが、サンプリング・パルス自体を複数発生するものか
ら選択するようにしてサンプリング・パルス信号を選ぶ
ようしてもよい。
るようにしてサンプリング・パルス信号を可変にしてい
たが、サンプリング・パルス自体を複数発生するものか
ら選択するようにしてサンプリング・パルス信号を選ぶ
ようしてもよい。
【００９７】この構成により、入力信号の周波数あるい
は帯域幅の変更に対し、サンプルホールド回路における
積分時間が変更され、積分の所望の効果が実現される。
は帯域幅の変更に対し、サンプルホールド回路における
積分時間が変更され、積分の所望の効果が実現される。
【００９８】（第４の実施の形態）前記第３の実施の形
態における構成において、マルチバンド対応を考慮する
ような場合、すなわち受信信号の搬送波周波数が変わり
帯域幅が変わりサンプリング周波数を切り替えて使用す
る場合にサンプルホールド回路に付加した積分機能を有
する積分回路の積分時間を可変にする必要がある。
態における構成において、マルチバンド対応を考慮する
ような場合、すなわち受信信号の搬送波周波数が変わり
帯域幅が変わりサンプリング周波数を切り替えて使用す
る場合にサンプルホールド回路に付加した積分機能を有
する積分回路の積分時間を可変にする必要がある。
【００９９】ところで積分容量を固定にしたままで積分
時間を変更することは、出力に飽和や出力低下を招いて
本来期待する機能を損なう場合がある。サンプリング回
路に供給される受信搬送波周波数fcと積分期間Δtで規
定される積分容量とは一義的に対応するものであること
は前記式８の通りである。例えば受信信号の搬送波周波
数fcが高くなる場合に、これに対応して積分期間Δτが
変化するものであるとすると、前記式８における、すな
わち、 （ホールド用キャパシタ端子電位）＝(1/2πfcCH)cos2
πfct1{1+{(1/πfc)sin2πfcΔτ｝ のＣH容量が変更されなければ、積分出力が減少し信号
／雑音比が劣化する。
時間を変更することは、出力に飽和や出力低下を招いて
本来期待する機能を損なう場合がある。サンプリング回
路に供給される受信搬送波周波数fcと積分期間Δtで規
定される積分容量とは一義的に対応するものであること
は前記式８の通りである。例えば受信信号の搬送波周波
数fcが高くなる場合に、これに対応して積分期間Δτが
変化するものであるとすると、前記式８における、すな
わち、 （ホールド用キャパシタ端子電位）＝(1/2πfcCH)cos2
πfct1{1+{(1/πfc)sin2πfcΔτ｝ のＣH容量が変更されなければ、積分出力が減少し信号
／雑音比が劣化する。
【０１００】本発明の第４の実施の形態は、このような
課題を解決するために、前記第３の実施の形態の受信装
置における前記積分回路において、積分時間を可変また
は複数値から選択できるようにした上でさらに積分容量
を可変とするようにしたものである。
課題を解決するために、前記第３の実施の形態の受信装
置における前記積分回路において、積分時間を可変また
は複数値から選択できるようにした上でさらに積分容量
を可変とするようにしたものである。
【０１０１】図１７は本発明の第４の実施の形態を説明
するためのものである。図１７は、前記第３の実施の形
態を説明する図１３におけるサンプルホールド回路５に
おけるホールド用キャパシタ122に可変容量を付加した
ものである。
するためのものである。図１７は、前記第３の実施の形
態を説明する図１３におけるサンプルホールド回路５に
おけるホールド用キャパシタ122に可変容量を付加した
ものである。
【０１０２】図１７は全体としてホールド用キャパシタ
可変装置を構成するものであり、その構成は、積分容量
指示信号155を受けるディジタル／アナログ変換器151
と、その出力電圧を受ける可変容量ダイオード152と、
その可変容量を伝える結合容量153と、ディジタル／ア
ナログ変換器151と可変容量ダイオード152とを結合する
電流結合手段154とから構成される。
可変装置を構成するものであり、その構成は、積分容量
指示信号155を受けるディジタル／アナログ変換器151
と、その出力電圧を受ける可変容量ダイオード152と、
その可変容量を伝える結合容量153と、ディジタル／ア
ナログ変換器151と可変容量ダイオード152とを結合する
電流結合手段154とから構成される。
【０１０３】この構成により、入力信号の周波数あるい
は帯域幅の変更に対し、サンプルホールド回路における
積分容量が変更され、積分の所望の効果が実現される。
は帯域幅の変更に対し、サンプルホールド回路における
積分容量が変更され、積分の所望の効果が実現される。
【０１０４】（第５の実施の形態）前記第２の実施の形
態においては、雑音低減のために積分回路を設ける方法
を提供したが、積分期間の重み付けはしていない。した
がって、希望信号から見れば、信号の検出精度が低下す
るものである。このため、積分時間は前記した式２の示
す範囲に限定されてしまう。すなわちこの範囲に入らな
い低域雑音に対しては効果が少ない。
態においては、雑音低減のために積分回路を設ける方法
を提供したが、積分期間の重み付けはしていない。した
がって、希望信号から見れば、信号の検出精度が低下す
るものである。このため、積分時間は前記した式２の示
す範囲に限定されてしまう。すなわちこの範囲に入らな
い低域雑音に対しては効果が少ない。
【０１０５】また、サンプリング信号の立上りと立下り
時間を急峻にしなければならないので、サンプリング信
号を供給する増幅器は駆動能力と高速性能が要求され
る。同時に機器から外部への不要輻射が増大しやすい。
時間を急峻にしなければならないので、サンプリング信
号を供給する増幅器は駆動能力と高速性能が要求され
る。同時に機器から外部への不要輻射が増大しやすい。
【０１０６】本発明の第５の実施の形態は、このような
課題を解決するために、前記第２の実施の形態の受信装
置における前記積分回路において、積分ゲート関数をナ
イキスト信号波形となるようにしたものである。
課題を解決するために、前記第２の実施の形態の受信装
置における前記積分回路において、積分ゲート関数をナ
イキスト信号波形となるようにしたものである。
【０１０７】図１８は、本発明の第５の実施の形態につ
いて説明するものである。図１８において、入力信号10
1からサンプルホールド出力125までは、前記第２の実施
の形態を説明する図１３と構成が同じである。サンプリ
ング・パルス信号117はナイキスト・フィルタ161に供給
されその出力162がサンプリング・パルス増幅器118に供
給される。
いて説明するものである。図１８において、入力信号10
1からサンプルホールド出力125までは、前記第２の実施
の形態を説明する図１３と構成が同じである。サンプリ
ング・パルス信号117はナイキスト・フィルタ161に供給
されその出力162がサンプリング・パルス増幅器118に供
給される。
【０１０８】図１９は図１８におけるサンプルホールド
回路の動作を波形で説明するものである。図１９(Ａ)は
サンプリング・パルス信号117の波形を示し、図１９
(Ｂ)はそのナイキスト・フィルタ161を通した出力162で
ある。
回路の動作を波形で説明するものである。図１９(Ａ)は
サンプリング・パルス信号117の波形を示し、図１９
(Ｂ)はそのナイキスト・フィルタ161を通した出力162で
ある。
【０１０９】積分は図１９(Ｂ)に示すナイキスト波形の
信号により行なわれる。すなわち、受信信号はナイキス
ト信号波形による窓を通した結果となって積分される。
パルス送電力の１／２を示すレベルで決定する期間をτ
1とする。これまでの積分時間をこれまでと同様にΔｔ
とし、Δｔを２τで表すこととする。
信号により行なわれる。すなわち、受信信号はナイキス
ト信号波形による窓を通した結果となって積分される。
パルス送電力の１／２を示すレベルで決定する期間をτ
1とする。これまでの積分時間をこれまでと同様にΔｔ
とし、Δｔを２τで表すこととする。
【０１１０】ナイキスト波形が正規分布波形で表される
場合には３τ1≦Δｔとなる。すなわち、全積分時間は
第２の実施の形態の場合の1.5倍近くになる。さらに、
積分時間の67％以内に受信信号の99％の電力が取り込ま
れる。また、パルスの周波数成分はほぼ１／２τの周波
数に集中し、通常のパルス信号の高帯域にわたる高調波
成分は発生しない。
場合には３τ1≦Δｔとなる。すなわち、全積分時間は
第２の実施の形態の場合の1.5倍近くになる。さらに、
積分時間の67％以内に受信信号の99％の電力が取り込ま
れる。また、パルスの周波数成分はほぼ１／２τの周波
数に集中し、通常のパルス信号の高帯域にわたる高調波
成分は発生しない。
【０１１１】これにより、より効率よく信号／雑音比を
得る積分機能を持つサンプルホールド回路が実現でき
る。
得る積分機能を持つサンプルホールド回路が実現でき
る。
【０１１２】（第６の実施の形態）前記第２乃至第５の
実施の形態に示した積分回路を付加したサンプルホール
ド回路では、いずれも受信信号の搬送信号の周期よりも
短い積分時間の積分回路となっている。このため、熱雑
音などランダム信号に対する除去作用は低い周波数成分
までは十分でない。
実施の形態に示した積分回路を付加したサンプルホール
ド回路では、いずれも受信信号の搬送信号の周期よりも
短い積分時間の積分回路となっている。このため、熱雑
音などランダム信号に対する除去作用は低い周波数成分
までは十分でない。
【０１１３】本発明の第６の実施の形態は、この課題を
解決するものであり、前記第２または第３の実施の形態
の受信装置におけるサンプルホールド回路において、前
記サンプルホールド回路の時定数をサンプリング周期以
上に長くしたものである。
解決するものであり、前記第２または第３の実施の形態
の受信装置におけるサンプルホールド回路において、前
記サンプルホールド回路の時定数をサンプリング周期以
上に長くしたものである。
【０１１４】図２０は、第６の実施の形態を説明するた
めのものである。図２０において、入力信号101からサ
ンプルホールド出力125までは、前記第２の実施の形態
を説明する図１３と同じである。サンプリング・パルス
信号117と、これを受けるカウンタ171と、このカウンタ
171の出力で長周期サンプルホールド信号172と、カウン
タ171にカウント数を指示する制御信号173から成る。リ
セット信号系については説明を省略する。その動作例を
図２１に示す。図２１(Ａ)はサンプリング・パルス信号
117を示す。図２１(Ｂ)はカウンタ171の出力172を示
す。さらにその原理を図２２に示す。
めのものである。図２０において、入力信号101からサ
ンプルホールド出力125までは、前記第２の実施の形態
を説明する図１３と同じである。サンプリング・パルス
信号117と、これを受けるカウンタ171と、このカウンタ
171の出力で長周期サンプルホールド信号172と、カウン
タ171にカウント数を指示する制御信号173から成る。リ
セット信号系については説明を省略する。その動作例を
図２１に示す。図２１(Ａ)はサンプリング・パルス信号
117を示す。図２１(Ｂ)はカウンタ171の出力172を示
す。さらにその原理を図２２に示す。
【０１１５】図２０のサンプリング・パルス信号は、図
２１(Ａ)のように時刻t1n,t2n,t3n,.....,tn-1n,tnn,tm
3,....,tm-1m,tmm,.....に等間隔で到来する。カウンタ
171は制御信号を受けて、ｎ個のパルス期間で積分をし
ｍ個のパルス期間でホールドをする長周期のパルスを生
成し、これを長周期サンプルホールド信号172とする。
っすなわち時刻t1nで状態”Ｈ”となり、時刻tnnで状
態”Ｌ”となり、時刻tmmで状態”Ｈ”に戻ることを繰
り返す。この結果、長周期サンプルホールド信号172の
周期はサンプリング・パルス信号117の(n+m)倍となる。
この状態を周波数特性で示す。
２１(Ａ)のように時刻t1n,t2n,t3n,.....,tn-1n,tnn,tm
3,....,tm-1m,tmm,.....に等間隔で到来する。カウンタ
171は制御信号を受けて、ｎ個のパルス期間で積分をし
ｍ個のパルス期間でホールドをする長周期のパルスを生
成し、これを長周期サンプルホールド信号172とする。
っすなわち時刻t1nで状態”Ｈ”となり、時刻tnnで状
態”Ｌ”となり、時刻tmmで状態”Ｈ”に戻ることを繰
り返す。この結果、長周期サンプルホールド信号172の
周期はサンプリング・パルス信号117の(n+m)倍となる。
この状態を周波数特性で示す。
【０１１６】図２２の特性曲線は、サンプリング周波数
fsによるサンプリングを行なった場合の出力の周波数特
性で、一般に標本化特性と呼ばれるものを示したもので
ある。出力の周波数特性は、直流域を相対振幅１とする
と{sin(πf/fs)}／(πf/fs)で表される。
fsによるサンプリングを行なった場合の出力の周波数特
性で、一般に標本化特性と呼ばれるものを示したもので
ある。出力の周波数特性は、直流域を相対振幅１とする
と{sin(πf/fs)}／(πf/fs)で表される。
【０１１７】一般には、量子化精度以内の減衰に収める
δaの範囲を対象にサンプリングの入力周波数帯域幅が
決められる。本発明の第６の実施の形態では、例えばサ
ンプリング周波数fsの４倍と５倍の周波数位置に着目
し、すなわち４fsと５fsの間の山を利用する。ほぼ4.5f
sに頂点を持つ標本化特性で頂点のレベルAn+mは0.05程
度となるが、これを基準として所望の量子化精度δb以
内の周波数範囲fBWを利用することが可能であることは
明白である。すなわち、対象とする受信信号の周波数fc
とサンプリング周波数fsの関係を4.5:1にすれば図２２
のようになる。サンプリング出力はこの例では0.05に減
衰するが、雑音は4.5倍の長周期で積分されて減衰する
ので、雑音の性質によっては非常に効果のあるものであ
る。また、サンプリング周波数の間引きにより、サンプ
ルホールド回路とその周辺での消費電力の低減にもつな
がり、効果が大きいものである。
δaの範囲を対象にサンプリングの入力周波数帯域幅が
決められる。本発明の第６の実施の形態では、例えばサ
ンプリング周波数fsの４倍と５倍の周波数位置に着目
し、すなわち４fsと５fsの間の山を利用する。ほぼ4.5f
sに頂点を持つ標本化特性で頂点のレベルAn+mは0.05程
度となるが、これを基準として所望の量子化精度δb以
内の周波数範囲fBWを利用することが可能であることは
明白である。すなわち、対象とする受信信号の周波数fc
とサンプリング周波数fsの関係を4.5:1にすれば図２２
のようになる。サンプリング出力はこの例では0.05に減
衰するが、雑音は4.5倍の長周期で積分されて減衰する
ので、雑音の性質によっては非常に効果のあるものであ
る。また、サンプリング周波数の間引きにより、サンプ
ルホールド回路とその周辺での消費電力の低減にもつな
がり、効果が大きいものである。
【０１１８】（第７の実施の形態）前記第２乃至第６の
実施の形態においては、サンプルホールド回路を用いる
際にほぼ直流レベルからサンプリングを行なっている。
サンプリング後に交流結合を施したとしても、サンプリ
ング出力に取り出された直流情報は除去することは難し
い。したがって、サンプリング回路の温度ドリフトや入
力回路の直流オフセットなどの本来の成分が混入するこ
とが難しい。
実施の形態においては、サンプルホールド回路を用いる
際にほぼ直流レベルからサンプリングを行なっている。
サンプリング後に交流結合を施したとしても、サンプリ
ング出力に取り出された直流情報は除去することは難し
い。したがって、サンプリング回路の温度ドリフトや入
力回路の直流オフセットなどの本来の成分が混入するこ
とが難しい。
【０１１９】本発明の第７の実施の形態は、このような
課題を解決するために、受信信号をサンプリングにより
離散化した後に離散化信号処理的演算でチャネルフィル
タを構成する方式の受信装置において、受信信号をサン
プリングする手段を構成するサンプルホールド回路から
のサンプリングした出力を入力とし１サンプル前の出力
との差分を求める手段と、該手段の出力と前記帯域フィ
ルタとの差分を求めて前記サンプルホールド回路に入力
する手段を有するようにしたものである。
課題を解決するために、受信信号をサンプリングにより
離散化した後に離散化信号処理的演算でチャネルフィル
タを構成する方式の受信装置において、受信信号をサン
プリングする手段を構成するサンプルホールド回路から
のサンプリングした出力を入力とし１サンプル前の出力
との差分を求める手段と、該手段の出力と前記帯域フィ
ルタとの差分を求めて前記サンプルホールド回路に入力
する手段を有するようにしたものである。
【０１２０】図２３は、第７の実施の形態を説明するた
めのものである。図２３において、RF信号力201、帯域
通過フィルタ202、帯域通過フィルタ202の出力203、サ
ンプルホールド回路204、サンプルホールド信号205、サ
ンプルホールド回路出力206、ヒルベルト変換器207、ヒ
ルベルト変換用クロック信号208、ヒルベルト変換用初
期位相制御信号209、ヒルベルト変換Ｉ出力210、ヒルベ
ルト変換Ｑ出力211、複素係数フィルタI212、複素係数
フィルタII213、複素係数フィルタIII214、複素係数フ
ィルタＩ出力215、複素係数フィルタＱ出力216までは図
２と同じである。なお、ヒルベルト変換器207には初期
位相制御信号209が供給されているが、これは図１１に
おいてフリップフロップU3、U4のリセット入力を制御
し、I＝0、Q＝0とするための制御信号である。
めのものである。図２３において、RF信号力201、帯域
通過フィルタ202、帯域通過フィルタ202の出力203、サ
ンプルホールド回路204、サンプルホールド信号205、サ
ンプルホールド回路出力206、ヒルベルト変換器207、ヒ
ルベルト変換用クロック信号208、ヒルベルト変換用初
期位相制御信号209、ヒルベルト変換Ｉ出力210、ヒルベ
ルト変換Ｑ出力211、複素係数フィルタI212、複素係数
フィルタII213、複素係数フィルタIII214、複素係数フ
ィルタＩ出力215、複素係数フィルタＱ出力216までは図
２と同じである。なお、ヒルベルト変換器207には初期
位相制御信号209が供給されているが、これは図１１に
おいてフリップフロップU3、U4のリセット入力を制御
し、I＝0、Q＝0とするための制御信号である。
【０１２１】図２３において、新たに付加された構成に
ついて説明する。図２３において新たに付加されたもの
は、バースト状の入力が到来した初期段階の影響を緩や
かに伝えるためのランピング回路221、第１の減算器22
2、第１の減算器222の出力223、データ遅延器224、およ
び第２の減算器225である。
ついて説明する。図２３において新たに付加されたもの
は、バースト状の入力が到来した初期段階の影響を緩や
かに伝えるためのランピング回路221、第１の減算器22
2、第１の減算器222の出力223、データ遅延器224、およ
び第２の減算器225である。
【０１２２】この回路の動作は、バースト状に出力され
るサンプルホールド回路出力206を、ランピング回路221
を通じて第１の減算器222に供給する。その出力223を受
け遅延器224は１サンプル前のデータを逆符号で前記第
１の減算器222に供給する。この結果、第１の減算器222
の出力223は、次第にサンプルホールド回路出力206の平
均直流電位を示すようになる。この平均直流電位を示す
減算器出力223を第２の減算器225に供給し、帯域通過フ
ィルタ202の出力203から平均直流電位を除去するもので
ある。
るサンプルホールド回路出力206を、ランピング回路221
を通じて第１の減算器222に供給する。その出力223を受
け遅延器224は１サンプル前のデータを逆符号で前記第
１の減算器222に供給する。この結果、第１の減算器222
の出力223は、次第にサンプルホールド回路出力206の平
均直流電位を示すようになる。この平均直流電位を示す
減算器出力223を第２の減算器225に供給し、帯域通過フ
ィルタ202の出力203から平均直流電位を除去するもので
ある。
【０１２３】以上から、サンプルホールド回路を用いる
際に直流電位を含むサンプリングを行なうことによるサ
ンプリング出力に取り出された直流や、サンプリング回
路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセットなどの本
来は不要な成分の混入に対して、除去する効果を有する
ことが明らかとなる。
際に直流電位を含むサンプリングを行なうことによるサ
ンプリング出力に取り出された直流や、サンプリング回
路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセットなどの本
来は不要な成分の混入に対して、除去する効果を有する
ことが明らかとなる。
【０１２４】（第８の実施の形態）前記第７の実施の形
態では、第１の減算器222に供給される入力がＩ信号と
Ｑ信号の交互に来るものとなっている。すなわち、４デ
ータ置きに直流レベルの演算効果が発生することになる
のであって、前後する２データ間は直接関係ないＩ信号
とＱ信号の直流レベルを比較していることになる。
態では、第１の減算器222に供給される入力がＩ信号と
Ｑ信号の交互に来るものとなっている。すなわち、４デ
ータ置きに直流レベルの演算効果が発生することになる
のであって、前後する２データ間は直接関係ないＩ信号
とＱ信号の直流レベルを比較していることになる。
【０１２５】本発明の第８の実施の形態は、このような
課題を解決するために、受信信号をサンプリングにより
離散化した後に離散化信号処理的演算でチャネルフィル
タを構成する方式の受信装置において、受信信号をサン
プリングする手段を構成するサンプルホールド回路から
のサンプリングした出力を得て直交成分を生成するヒル
ベルト変換手段と、該変換手段の出力である一方の直交
成分を入力とし１サンプル前の同一直交成分出力との差
分を求める手段と、該手段の出力と前記帯域フィルタと
の差分を求めて前記サンプルホールド回路に入力する手
段を有するようにしたものである。
課題を解決するために、受信信号をサンプリングにより
離散化した後に離散化信号処理的演算でチャネルフィル
タを構成する方式の受信装置において、受信信号をサン
プリングする手段を構成するサンプルホールド回路から
のサンプリングした出力を得て直交成分を生成するヒル
ベルト変換手段と、該変換手段の出力である一方の直交
成分を入力とし１サンプル前の同一直交成分出力との差
分を求める手段と、該手段の出力と前記帯域フィルタと
の差分を求めて前記サンプルホールド回路に入力する手
段を有するようにしたものである。
【０１２６】図２４は、本発明の第８の実施の形態を説
明するためのものである。図２４において、RF信号力20
1、帯域通過フィルタ202、帯域通過フィルタ202の出力2
03、サンプルホールド回路204、サンプルホールド信号2
05、サンプルホールド回路出力206、ヒルベルト変換器2
07、ヒルベルト変換用クロック信号208、ヒルベルト変
換用初期位相制御信号209、ヒルベルト変換Ｉ出力210、
ヒルベルト変換Ｑ出力211、複素係数フィルタI212、複
素係数フィルタII213、複素係数フィルタIII214、複素
係数フィルタＩ出力215、複素係数フィルタＱ出力216ま
では図２または図２３と同じである。
明するためのものである。図２４において、RF信号力20
1、帯域通過フィルタ202、帯域通過フィルタ202の出力2
03、サンプルホールド回路204、サンプルホールド信号2
05、サンプルホールド回路出力206、ヒルベルト変換器2
07、ヒルベルト変換用クロック信号208、ヒルベルト変
換用初期位相制御信号209、ヒルベルト変換Ｉ出力210、
ヒルベルト変換Ｑ出力211、複素係数フィルタI212、複
素係数フィルタII213、複素係数フィルタIII214、複素
係数フィルタＩ出力215、複素係数フィルタＱ出力216ま
では図２または図２３と同じである。
【０１２７】図２４において、新たに付加された構成に
ついて説明する。図２４において新たに付加されたもの
は、バースト状の入力が到来した初期段階の影響を緩や
かに伝えるためのランピング回路231、第１の減算器23
2、第１の減算器232の出力233、データ遅延器234、およ
び第２の減算器235である。
ついて説明する。図２４において新たに付加されたもの
は、バースト状の入力が到来した初期段階の影響を緩や
かに伝えるためのランピング回路231、第１の減算器23
2、第１の減算器232の出力233、データ遅延器234、およ
び第２の減算器235である。
【０１２８】この回路の動作は、バースト状に出力され
るヒルベルト変換Ｉ出力210またはヒルベルト変換Ｑ出
力211を、ランピング回路231を通じて第１の減算器232
に供給する。その出力233を受け遅延器234は１サンプル
前のデータを逆符号で前記第１の減算器232に供給す
る。この結果、第１の減算器232の出力233は、次第にサ
ンプルホールド回路出力206の平均直流電位を示すよう
になる。この平均直流電位を示す減算器出力233を第２
の減算器235に供給し、帯域通過フィルタ202の出力203
から平均直流電位を除去するものである。この際、第１
の減算器232に入力される信号は、Ｉ信号かＱ信号のい
ずれかに限定されているので、演算結果に無駄がない。
るヒルベルト変換Ｉ出力210またはヒルベルト変換Ｑ出
力211を、ランピング回路231を通じて第１の減算器232
に供給する。その出力233を受け遅延器234は１サンプル
前のデータを逆符号で前記第１の減算器232に供給す
る。この結果、第１の減算器232の出力233は、次第にサ
ンプルホールド回路出力206の平均直流電位を示すよう
になる。この平均直流電位を示す減算器出力233を第２
の減算器235に供給し、帯域通過フィルタ202の出力203
から平均直流電位を除去するものである。この際、第１
の減算器232に入力される信号は、Ｉ信号かＱ信号のい
ずれかに限定されているので、演算結果に無駄がない。
【０１２９】以上から、サンプルホールド回路を用いる
際に直流電位を含むサンプリングを行なうことによるサ
ンプリング出力に取り出された直流や、サンプリング回
路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセットなどの本
来は不要な成分の混入に対して、的確な応答動作で除去
する効果を有することが明らかとなる。
際に直流電位を含むサンプリングを行なうことによるサ
ンプリング出力に取り出された直流や、サンプリング回
路の温度ドリフトや入力回路の直流オフセットなどの本
来は不要な成分の混入に対して、的確な応答動作で除去
する効果を有することが明らかとなる。
【０１３０】（第９の実施の形態）ダイレクトコンバー
ジョン受信方式では、従来の受信機に見られる中間周波
数段のチャネルフィルタに代わる機能をベースバンド回
路に負担させることが必要である。このことは、高周波
段などフィルタリングが充分でない状態の回路に、広い
ダイナミックレンジと広い帯域幅とを維持させることが
必要になる。さらに、この広いダイナミックレンジと広
い帯域幅の信号を対象に、本来のフィルタ効果を得るた
めのフィルタが必要になる。
ジョン受信方式では、従来の受信機に見られる中間周波
数段のチャネルフィルタに代わる機能をベースバンド回
路に負担させることが必要である。このことは、高周波
段などフィルタリングが充分でない状態の回路に、広い
ダイナミックレンジと広い帯域幅とを維持させることが
必要になる。さらに、この広いダイナミックレンジと広
い帯域幅の信号を対象に、本来のフィルタ効果を得るた
めのフィルタが必要になる。
【０１３１】図７に、複素係数フィルタ３段の組を２
組、縦続接続した場合の理論特性を示す。前述の複素係
数フィルタ３段によるチャネル・フィルタは、隣接波の
中心周波数のおいては、-125dBを超える減衰特性が得ら
れる。また、隣接波間の境界においても-25dBの減衰特
性が得られる。すなわち、チャネル周波数幅で見ると、
サンプリング周波数によるイメージ周波数間にチャネル
４波を対応させることができる特徴を持つ。このような
複素係数フィルタによるチャネルフィルタを縦続接続
し、次段においてサンプリング周波数を１／４に間引く
ことにより、周波数特性上、対称性が良く非常に効率良
いフィルタを実現できる。
組、縦続接続した場合の理論特性を示す。前述の複素係
数フィルタ３段によるチャネル・フィルタは、隣接波の
中心周波数のおいては、-125dBを超える減衰特性が得ら
れる。また、隣接波間の境界においても-25dBの減衰特
性が得られる。すなわち、チャネル周波数幅で見ると、
サンプリング周波数によるイメージ周波数間にチャネル
４波を対応させることができる特徴を持つ。このような
複素係数フィルタによるチャネルフィルタを縦続接続
し、次段においてサンプリング周波数を１／４に間引く
ことにより、周波数特性上、対称性が良く非常に効率良
いフィルタを実現できる。
【０１３２】図７（ａ）は、図２に示した前置の複素係
数フィルタ３段を含むチャネル・フィルタを周波数帯域
幅の64倍オーバサンプリングで駆動した場合の周波数特
性を示す。図７（ｂ）は図４（ｄ）に示したものと同一
のチャネルフィルタ構造を持つ後続の複素係数フィルタ
３段を含むチャネルフィルタを周波数帯域幅の16倍で駆
動した場合の周波数特性を示す。この２つの特性を縦続
接続すると図７（ｃ）に示すものとなる。図７（ｃ）の
特性からは、サンプリング周波数までの間に16チャネル
が収容されていることが分かる。また次隣接波と次次隣
接波の境界における通過量は-30dBを超える減衰とな
り、第７隣接波と第８隣接波の境界では-60dBに達する
ことが分かる。当然のことながら、隣接波の中心周波数
においては、フィルタはヌル点にあり、-125dBを超える
減衰となっていることが分かる。
数フィルタ３段を含むチャネル・フィルタを周波数帯域
幅の64倍オーバサンプリングで駆動した場合の周波数特
性を示す。図７（ｂ）は図４（ｄ）に示したものと同一
のチャネルフィルタ構造を持つ後続の複素係数フィルタ
３段を含むチャネルフィルタを周波数帯域幅の16倍で駆
動した場合の周波数特性を示す。この２つの特性を縦続
接続すると図７（ｃ）に示すものとなる。図７（ｃ）の
特性からは、サンプリング周波数までの間に16チャネル
が収容されていることが分かる。また次隣接波と次次隣
接波の境界における通過量は-30dBを超える減衰とな
り、第７隣接波と第８隣接波の境界では-60dBに達する
ことが分かる。当然のことながら、隣接波の中心周波数
においては、フィルタはヌル点にあり、-125dBを超える
減衰となっていることが分かる。
【０１３３】この中で、希望波から周波数の離れた隣接
波に対する減衰作用は、64倍オーバサンプリングで駆動
される前置の複素係数フィルタ３段を含むチャネルフィ
ルタ効果が支配的であることが判る。
波に対する減衰作用は、64倍オーバサンプリングで駆動
される前置の複素係数フィルタ３段を含むチャネルフィ
ルタ効果が支配的であることが判る。
【０１３４】そこで、本発明の第９の実施の形態は、こ
のような課題を解決するため工夫されたものである。図
２５は、本発明の第９の実施の形態を説明するためのも
のである。図２５において、限られた素子の製作精度が
限定される集積回路内において、優先的に、前置しかつ
高次のオーバサンプリングで駆動されるチャネルフィル
タの素子精度を高くする。これにより、より効率的に希
望波から周波数から周波数の離れた隣接波に対する減衰
作用を高め、後段のチャネルフィルタ回路には希望波近
傍にのみに強い隣接波信号が残らない状態になった信
号、すなわちダイナミックレンジを低く抑えた状態の信
号を供給できる。したがって、後段のチャネルフィルタ
は素子製作精度が前段チャネルフィルタより低くても、
すなわち大きなレベルの隣接波を除去する能力に欠けて
も、問題が少なくなる。
のような課題を解決するため工夫されたものである。図
２５は、本発明の第９の実施の形態を説明するためのも
のである。図２５において、限られた素子の製作精度が
限定される集積回路内において、優先的に、前置しかつ
高次のオーバサンプリングで駆動されるチャネルフィル
タの素子精度を高くする。これにより、より効率的に希
望波から周波数から周波数の離れた隣接波に対する減衰
作用を高め、後段のチャネルフィルタ回路には希望波近
傍にのみに強い隣接波信号が残らない状態になった信
号、すなわちダイナミックレンジを低く抑えた状態の信
号を供給できる。したがって、後段のチャネルフィルタ
は素子製作精度が前段チャネルフィルタより低くても、
すなわち大きなレベルの隣接波を除去する能力に欠けて
も、問題が少なくなる。
【０１３５】（第１０の実施の形態）前記第９の実施の
形態で提示された、限られた素子の製作精度が限定され
る集積回路内において、優先的に、前置しかつ高次のオ
ーバサンプリングで駆動されるチャネルフィルタの素子
精度を高くすることは製作上では容易ではない。なぜな
ら、演算精度を実現する手段は本発明の場合のように受
信信号を離散化したアナログ信号としアナログ回路で演
算する場合を考えると、回路デバイスの製作精度が演算
精度を支配し、すべてにわたって-60dBに匹敵する精度
すなわち1/1000を超える高精度を実現することは不可能
に近い。アナログ回路においては、例えばスイッチトキ
ャパシタ回路を用いて、高い精度を実現するためにはキ
ャパシタの製作精度を1/1000を超える高精度であること
が求められる。しかし、キャパシタは一般に対向面積が
広いほど寸法精度を高くとれるわけで、すなわち静電容
量が少ない場合に精度が低下する。
形態で提示された、限られた素子の製作精度が限定され
る集積回路内において、優先的に、前置しかつ高次のオ
ーバサンプリングで駆動されるチャネルフィルタの素子
精度を高くすることは製作上では容易ではない。なぜな
ら、演算精度を実現する手段は本発明の場合のように受
信信号を離散化したアナログ信号としアナログ回路で演
算する場合を考えると、回路デバイスの製作精度が演算
精度を支配し、すべてにわたって-60dBに匹敵する精度
すなわち1/1000を超える高精度を実現することは不可能
に近い。アナログ回路においては、例えばスイッチトキ
ャパシタ回路を用いて、高い精度を実現するためにはキ
ャパシタの製作精度を1/1000を超える高精度であること
が求められる。しかし、キャパシタは一般に対向面積が
広いほど寸法精度を高くとれるわけで、すなわち静電容
量が少ない場合に精度が低下する。
【０１３６】複素係数フィルタの各係数はすべてが同一
であるわけではないので、当然小さい静電容量のキャパ
シタも必要になる。すなわち、演算精度は最小の静電容
量を持つキャパシタの容量誤差に支配されることにな
る。
であるわけではないので、当然小さい静電容量のキャパ
シタも必要になる。すなわち、演算精度は最小の静電容
量を持つキャパシタの容量誤差に支配されることにな
る。
【０１３７】さらに、前置しかつ高次のオーバサンプリ
ングで駆動されるチャネルフィルタは、後続のチャネル
フィルタよりも高速のサンプリングに対応するので、後
続のチャネルフィルタの素子よりも値の小さいものが要
求される。すなわち、キャパシタもより低い容量のもの
となる。
ングで駆動されるチャネルフィルタは、後続のチャネル
フィルタよりも高速のサンプリングに対応するので、後
続のチャネルフィルタの素子よりも値の小さいものが要
求される。すなわち、キャパシタもより低い容量のもの
となる。
【０１３８】本発明の第１０の実施の形態は、このよう
な課題を解決するため工夫されたものである。すなわ
ち、低い容量でよいキャパシタの素子精度を向上させる
ために、この部分についてはそれよりも大きい容量のキ
ャパシタを直列に接続して用いる方法を提供し解決す
る。すなわち、寸法精度上の向上は高精度を実現できる
大きさのキャパシタを用いることで、またそれよりも低
い容量のキャパシタを実現するためには、この寸法精度
が確保できる大きさのキャパシタを複数個、直列に接続
することで対処する。この状態を図２６に示す。図２６
は、本発明の第１０の実施の形態を説明するものであ
る。図２６において、（Ａ）はキャパシタの形成誤差原
理を示し、（Ｂ）は本発明の第１０の実施の形態の原理
を示すものである。
な課題を解決するため工夫されたものである。すなわ
ち、低い容量でよいキャパシタの素子精度を向上させる
ために、この部分についてはそれよりも大きい容量のキ
ャパシタを直列に接続して用いる方法を提供し解決す
る。すなわち、寸法精度上の向上は高精度を実現できる
大きさのキャパシタを用いることで、またそれよりも低
い容量のキャパシタを実現するためには、この寸法精度
が確保できる大きさのキャパシタを複数個、直列に接続
することで対処する。この状態を図２６に示す。図２６
は、本発明の第１０の実施の形態を説明するものであ
る。図２６において、（Ａ）はキャパシタの形成誤差原
理を示し、（Ｂ）は本発明の第１０の実施の形態の原理
を示すものである。
【０１３９】図２６（Ａ）のA-1は、キャパシタンスCo
なる容量を持つキャパシタを形成する場合の極板形状を
示すものである。
なる容量を持つキャパシタを形成する場合の極板形状を
示すものである。
【０１４０】図２６（Ａ）のA-2は、キャパシタンスnCo
なる容量を持つキャパシタを形成する場合の極板形状を
示すものである。
なる容量を持つキャパシタを形成する場合の極板形状を
示すものである。
【０１４１】今、ｎ＝９であるとし、A-1とA-2の形状が
相似であるとする。また、キャパシタ製造上の寸法精度
を絶対量で±δで示すとする。A-1でもA-2でも誤差は±
δである。A-1とA-2の容量比はnであることから、一辺
の比はnの平方根となる。ｎ＝９の場合を考えると、そ
の平方根は３となり、A-1における誤差を30％とする
と、A-2における誤差は30／３となる。形状を正方形と
すると、面積に対する誤差はA-1においては（１±0.3）
2となり、誤差は±0.1となり、A-2においては（１±0.3
／３）2となり、誤差は±0.01となるので、A-1とA-2で
は誤差が10：１となることが分かる。
相似であるとする。また、キャパシタ製造上の寸法精度
を絶対量で±δで示すとする。A-1でもA-2でも誤差は±
δである。A-1とA-2の容量比はnであることから、一辺
の比はnの平方根となる。ｎ＝９の場合を考えると、そ
の平方根は３となり、A-1における誤差を30％とする
と、A-2における誤差は30／３となる。形状を正方形と
すると、面積に対する誤差はA-1においては（１±0.3）
2となり、誤差は±0.1となり、A-2においては（１±0.3
／３）2となり、誤差は±0.01となるので、A-1とA-2で
は誤差が10：１となることが分かる。
【０１４２】図２６（Ｂ）のB-1とB-2は同一の静電容量
を１個で形成する場合とｎ個で形成する場合をｎ＝９を
例に示したものである。A-1の容量をCoとし、A-2の容量
をC1，C2，C3，C4，C5，C6，C7，C8，C9とし、C1＝C2＝
C3＝C4＝C5＝C6＝C7＝C8＝C9とすると、９Co＝C1とな
る。すなわち、図２６（Ａ）に示したことから分かるよ
うに、B-1１において誤差が±10％となる静電容量も、B
-2２の構成では±１％となることが分かる。
を１個で形成する場合とｎ個で形成する場合をｎ＝９を
例に示したものである。A-1の容量をCoとし、A-2の容量
をC1，C2，C3，C4，C5，C6，C7，C8，C9とし、C1＝C2＝
C3＝C4＝C5＝C6＝C7＝C8＝C9とすると、９Co＝C1とな
る。すなわち、図２６（Ａ）に示したことから分かるよ
うに、B-1１において誤差が±10％となる静電容量も、B
-2２の構成では±１％となることが分かる。
【０１４３】
【発明の効果】以上のように本発明は、対象とする通信
システムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去する
第１のフィルタ(帯域通過フィルタ)の周波数特性をサン
プリングによるアパーチャ特性と逆の特性となるように
することによって、サンプリングにより生じるアパーチ
ャ効果を補償することができるという効果を有する。な
お、このような特性の帯域通過フィルタは、ＳＡＷフィ
ルタ(弾性表面波フィルタ)により容易に実現できる。
システムに与えられた周波数帯域以外の信号を除去する
第１のフィルタ(帯域通過フィルタ)の周波数特性をサン
プリングによるアパーチャ特性と逆の特性となるように
することによって、サンプリングにより生じるアパーチ
ャ効果を補償することができるという効果を有する。な
お、このような特性の帯域通過フィルタは、ＳＡＷフィ
ルタ(弾性表面波フィルタ)により容易に実現できる。
【図１】本発明の第１の実施の形態における受信装置の
受信機回路の構成を示すブロック図、
受信機回路の構成を示すブロック図、
【図２】本発明の各実施の形態に共通する複素係数フィ
ルタを含むチャネルフィルタの基本構成を示す図、
ルタを含むチャネルフィルタの基本構成を示す図、
【図３】本発明の各実施の形態に共通する１段の複素係
数フィルタの持つ周波数特性を解説するための図、
数フィルタの持つ周波数特性を解説するための図、
【図４】本発明の各実施の形態に共通する複素係数フィ
ルタを含むチャネルフィルタの基本構成の特性理論値を
示す図、
ルタを含むチャネルフィルタの基本構成の特性理論値を
示す図、
【図５】本発明の各実施の形態に共通する複素係数フィ
ルタ各段の位相回転の状況を説明するための図、
ルタ各段の位相回転の状況を説明するための図、
【図６】本発明の各実施の形態に共通する複素係数フィ
ルタ各段が発生する位相回転量とチャネルフィルタ全体
として見た場合の総合位相回転量Ａを示す図、
ルタ各段が発生する位相回転量とチャネルフィルタ全体
として見た場合の総合位相回転量Ａを示す図、
【図７】本発明の各実施の形態に共通する複素係数フィ
ルタを含むチャネルフィルタを２段縦続し、後段のサン
プリング周波数を1/4に間引いた場合の総合周波数特性
を示す図、
ルタを含むチャネルフィルタを２段縦続し、後段のサン
プリング周波数を1/4に間引いた場合の総合周波数特性
を示す図、
【図８】本発明の各実施の形態に共通する複素係数フィ
ルタを含むチャネルフィルタを２段縦続接続したときの
具体的構成を示す図、
ルタを含むチャネルフィルタを２段縦続接続したときの
具体的構成を示す図、
【図９】帯域制限サンプリングを用いた受信機無線部の
従来構成を示す図、
従来構成を示す図、
【図１０】本発明の第１の実施の形態における複素係数
フィルタを含むチャネルフィルタ構成を採ったときの周
波数配置とサンプリングによる影響を説明する図、
フィルタを含むチャネルフィルタ構成を採ったときの周
波数配置とサンプリングによる影響を説明する図、
【図１１】本発明の各実施の形態に共通するヒルベルト
変換による直交成分分離回路の具体的構成を示す図、
変換による直交成分分離回路の具体的構成を示す図、
【図１２】本発明の各実施の形態に共通するヒルベルト
変換による直交成分分離回路の具体的構成の動作タイミ
ングを示す図、
変換による直交成分分離回路の具体的構成の動作タイミ
ングを示す図、
【図１３】本発明の第２の実施の形態における具体的構
成を示す図、
成を示す図、
【図１４】本発明の第２の実施の形態の動作を説明する
ための図、
ための図、
【図１５】サンプリングによるアパーチャ特性を補償す
る帯域通過フィルタの特性を示す図、
る帯域通過フィルタの特性を示す図、
【図１６】本発明の第３の実施の形態における可変遅延
装置の構成を示す図、
装置の構成を示す図、
【図１７】本発明の第４の実施の形態における具体的構
成を示す図、
成を示す図、
【図１８】本発明の第５の実施の形態における具体的構
成を示す図、
成を示す図、
【図１９】本発明の第５の実施の形態の動作を説明する
ための図、
ための図、
【図２０】本発明の第６の実施の形態における具体的構
成を示す図、
成を示す図、
【図２１】本発明の第６の実施の形態の動作を説明する
ための図、
ための図、
【図２２】本発明の第６の実施の形態の原理を説明する
ための図、
ための図、
【図２３】本発明の第７の実施の形態における受信装置
の受信機回路の構成を示すブロック図、
の受信機回路の構成を示すブロック図、
【図２４】本発明の第８の実施の形態における受信装置
の受信機回路の構成を示すブロック図、
の受信機回路の構成を示すブロック図、
【図２５】本発明の第９の実施の形態における受信装置
の受信機回路の構成を示すブロック図、
の受信機回路の構成を示すブロック図、
【図２６】本発明の第１０の実施の形態を説明するため
の図である。
の図である。
１ 受信入力 ２ 低雑音高周波増幅器 ３、202 帯域通過フィルタ(第１のフィルタ) ４ 直交検波／チャネルフィルタ部 ５、204、302 サンプルホールド回路 ６、207、303 ヒルベルト変換器 ７、304 第１のチャネルフィルタ ８、305 第２のチャネルフィルタ ９、307 第Ｎのチャネルフィルタ 15 クロック成形／制御部 20 Ｉ信号ルートナイキストフィルタ 21 Ｑ信号ルートナイキストフィルタ 22 信号検出及び復調部 61 Ｉ成分分離回路 62 Ｑ成分分離回路 101 入力信号 102、1102 分配器 103、104、1103、1104 結合キャパシタ 105、106、1105、1106 増幅用トランジスタ(Ｔｒ) 107、108、1107、1108 カレントミラー用Ｔｒ 109、110、1109、1110 定電流源 111、112、1111、1112 緩衝用抵抗 113〜116、1113〜1116 ＳＨ用スイッチングＴｒ 117 サンプリング・パルス 118、1118 サンプリング・パルス増幅器 119、120、1119、1120 制御用ゲート回路 122 ホールド用キャパシタ 124 バッファ用増幅器 125 サンプルホールド出力 130 基本入力 132 遅延量指示信号 141、151 ディジタル／アナログ変換器 142、152 可変容量ダイオード 143、153 結合容量 144 単安定マルチバイブレータ 154 電流結合手段 155 積分容量指示信号 161 ナイキストフィルタ 171 カウンタ 173 カウント数指示制御信号 205 サンプルホールド信号 208 クロック信号 209 初期位相制御信号 212 複素係数フィルタI 213 複素係数フィルタII 214 複素係数フィルタIII 221、231 ランピング回路 222、232 第１の減算器 224、234 データ遅延器 225、235 第２の減算器 306 第３のチャネルフィルタ 1100 減衰器 1101 減衰量制御信号 1117 積分制御信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐々木 冨士雄 神奈川県横浜市港北区綱島東四丁目３番１ 号 松下通信工業株式会社内
Claims (10)
- 【請求項１】 受信信号をサンプリングにより離散化し
た後に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成
する方式の受信装置において、サンプリングにより生じ
るアパーチャ効果を補償する特性を有する帯域フィルタ
を受信入力段に設けたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 前記帯域フィルタの出力をサンプルホー
ルドするサンプルホールド回路において、前記サンプル
ホールド回路のサンプリング期間中に受信信号を積分す
る機能を有する積分回路を付加したことを特徴とする請
求項１記載の受信装置。 - 【請求項３】 前記積分回路において、積分時間を可変
または複数値から選択できるようにしたことを特徴とす
る請求項２記載の受信装置。 - 【請求項４】 前記積分回路において、積分時間を可変
または複数値から選択できるようにした上でさらに積分
容量を可変とすることを特徴とする請求項３に記載の受
信装置。 - 【請求項５】 前記積分回路において、積分ゲート関数
をナイキスト信号波形としたことを特徴とする請求項２
に記載の受信装置。 - 【請求項６】 前記帯域フィルタの出力をサンプルホー
ルドするサンプルホールド回路において、前記サンプル
ホールド回路の時定数をサンプリング周期以上に長くし
た請求項２または請求項３に記載の受信装置。 - 【請求項７】 受信信号をサンプリングにより離散化し
た後に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成
する方式の受信装置において、受信信号をサンプリング
する手段を構成するサンプルホールド回路からのサンプ
リングした出力を入力とし１サンプル前の出力との差分
を求める手段と、該手段の出力と前記帯域フィルタとの
差分を求めて前記サンプルホールド回路に入力する手段
を有する請求項１もしくは請求項２または請求項３に記
載の受信装置。 - 【請求項８】 受信信号をサンプリングにより離散化し
た後に離散化信号処理的演算でチャネルフィルタを構成
する方式の受信装置において、受信信号をサンプリング
する手段を構成するサンプルホールド回路からのサンプ
リングした出力を得て直交成分を生成するヒルベルト変
換手段と、該変換手段の出力である一方の直交成分を入
力とし１サンプル前の同一直交成分出力との差分を求め
る手段と、該手段の出力と前記帯域フィルタとの差分を
求めて前記サンプルホールド回路に入力する手段を有す
る請求項１もしくは請求項２または請求項３に記載の受
信装置。 - 【請求項９】 受信信号を複素係数フィルタによる複数
個のチャネルフィルタの縦続により構成するダイレクト
コンバージョン受信を行なう受信装置において、前置す
るチャネルフィルタにおける演算精度を後置するチャネ
ルフィルタより高くしたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項１０】 前置するチャネルフィルタにおける演
算精度を後置するチャネルフィルタより高くするため
に、後置したチャネルフィルタの構成要素であるキャパ
シタを寸法精度的に高精度で実現しうる容量のものに
し、且つ前置するチャネルフィルタの構成要素であるキ
ャパシタを前記した容量のキャパシタを複数個直列に接
続して前記した容量よりも低い容量のものにすることを
特徴とする請求項９に記載の受信装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9137424A JPH10313260A (ja) | 1997-05-13 | 1997-05-13 | 受信装置 |
| US09/075,884 US6584305B1 (en) | 1997-05-13 | 1998-05-11 | Direct conversion radio receiving system using digital signal processing for channel filtering and down conversion to base band |
| EP98108714A EP0878903A3 (en) | 1997-05-13 | 1998-05-13 | Radio receiving system |
| KR10-1998-0017166A KR100463449B1 (ko) | 1997-05-13 | 1998-05-13 | 무선수신장치 |
| CNB981148751A CN1144383C (zh) | 1997-05-13 | 1998-05-13 | 无线电接收系统 |
| US10/278,540 US6922454B2 (en) | 1997-05-13 | 2002-10-23 | Direct conversion radio receiving system using digital signal processing for channel filtering and down conversion to base band |
| KR10-2004-0057527A KR100463258B1 (ko) | 1997-05-13 | 2004-07-23 | 무선 수신 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9137424A JPH10313260A (ja) | 1997-05-13 | 1997-05-13 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10313260A true JPH10313260A (ja) | 1998-11-24 |
Family
ID=15198315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9137424A Withdrawn JPH10313260A (ja) | 1997-05-13 | 1997-05-13 | 受信装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6584305B1 (ja) |
| EP (1) | EP0878903A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10313260A (ja) |
| KR (2) | KR100463449B1 (ja) |
| CN (1) | CN1144383C (ja) |
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| CN101689842B (zh) | 2007-06-28 | 2012-12-12 | 汤姆森许可贸易公司 | 信道滤波器，具体地用于数字电视接收机的信道滤波器 |
| CN103109439A (zh) * | 2010-09-15 | 2013-05-15 | 三星电子株式会社 | 用于无线功率发送和接收的设备 |
| JP2015188178A (ja) * | 2014-03-27 | 2015-10-29 | 日本電信電話株式会社 | 差動増幅器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI112741B (fi) * | 1998-11-26 | 2003-12-31 | Nokia Corp | Menetelmä ja järjestely RF-signaalien lähettämiseksi ja vastaanottamiseksi tiedonsiirtojärjestelmien erilaisissa radiorajapinnoissa |
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| KR100888300B1 (ko) | 2001-05-01 | 2009-03-11 | 마츠시타 커뮤니케이션 인더스트리얼 코포레이션 오브 유에스에이 | 언더 샘플링에 의한 주파수 변환 |
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| AU2003256569A1 (en) * | 2002-07-15 | 2004-02-02 | Quellan, Inc. | Adaptive noise filtering and equalization |
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| WO2004088857A2 (en) * | 2003-03-26 | 2004-10-14 | Quellan, Inc. | Method and system for equalizing communication signals |
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| US7804760B2 (en) * | 2003-08-07 | 2010-09-28 | Quellan, Inc. | Method and system for signal emulation |
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