JPH10322303A - 直交周波数分割多重方式用受信機 - Google Patents
直交周波数分割多重方式用受信機Info
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- JPH10322303A JPH10322303A JP9125683A JP12568397A JPH10322303A JP H10322303 A JPH10322303 A JP H10322303A JP 9125683 A JP9125683 A JP 9125683A JP 12568397 A JP12568397 A JP 12568397A JP H10322303 A JPH10322303 A JP H10322303A
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- Japan
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- frequency
- division multiplexing
- correction unit
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- subcarrier
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 受信側と送信側の受信時の周波数ずれを迅速
に補正する。 【解決手段】 直交した複数のサブキャリアを位相変調
した信号を受信する直交周波数分割多重方式受信機にお
いて、受信信号からベースバンド信号に戻すメインキャ
リアを発生する電圧制御発振器３と、ベースバンド信号
を周波数分析してサブキャリアのレベル及び位相値を求
め符号の復号を行う周波数分析部８と、メインキャリア
の周波数のずれに起因する符号間干渉により隣接サブキ
ャリア間に発生するレベル差を検出し、レベル差が最小
となるようにメインキャリアの周波数のずれを補正する
周波数補正部１６とを備える。
に補正する。 【解決手段】 直交した複数のサブキャリアを位相変調
した信号を受信する直交周波数分割多重方式受信機にお
いて、受信信号からベースバンド信号に戻すメインキャ
リアを発生する電圧制御発振器３と、ベースバンド信号
を周波数分析してサブキャリアのレベル及び位相値を求
め符号の復号を行う周波数分析部８と、メインキャリア
の周波数のずれに起因する符号間干渉により隣接サブキ
ャリア間に発生するレベル差を検出し、レベル差が最小
となるようにメインキャリアの周波数のずれを補正する
周波数補正部１６とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ）方式用受信機に関し、特に受信側と送信側
の受信時の周波数ずれが補正される受信機に関する。
（ＯＦＤＭ）方式用受信機に関し、特に受信側と送信側
の受信時の周波数ずれが補正される受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】上記直交周波数分割多重方式用受信機は
ディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）の受信に使用さ
れ、移動通信に適した直交マルチキャリア変調方式を採
用している。受信機ではマルチキャリアを周波数分析
（ＦＦＴ）して復調を行っている。図１９はサブキャリ
アを説明する図である。本図に示す如く、直交する数百
のサブキャリアにオーディオ信号などの情報が分割して
多重されている。そして各サブキャリアにＰＳＫ（位相
変調）、ＱＰＳＫ（直交位相変調）、π／４ＱＰＳＫな
どのエンベロープが一定である位相変調が行われている
場合にはサブキャリアの振幅が常に一定で送信されてい
る。これを受信機で受信する時に、以下の場合に、振幅
が一定で無くなる。
ディジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）の受信に使用さ
れ、移動通信に適した直交マルチキャリア変調方式を採
用している。受信機ではマルチキャリアを周波数分析
（ＦＦＴ）して復調を行っている。図１９はサブキャリ
アを説明する図である。本図に示す如く、直交する数百
のサブキャリアにオーディオ信号などの情報が分割して
多重されている。そして各サブキャリアにＰＳＫ（位相
変調）、ＱＰＳＫ（直交位相変調）、π／４ＱＰＳＫな
どのエンベロープが一定である位相変調が行われている
場合にはサブキャリアの振幅が常に一定で送信されてい
る。これを受信機で受信する時に、以下の場合に、振幅
が一定で無くなる。
【０００３】（Ａ）受信機で周波数同期誤差を生じてい
る（受信周波数がずれている）。 （Ｂ）受信機で時間同期誤差を生じている（シンボル間
にまたがってＦＦＴを行っている）。 （Ｃ）受信機で歪みが生じている。 （Ｄ）マルチパス妨害を生じている。
る（受信周波数がずれている）。 （Ｂ）受信機で時間同期誤差を生じている（シンボル間
にまたがってＦＦＴを行っている）。 （Ｃ）受信機で歪みが生じている。 （Ｄ）マルチパス妨害を生じている。
【０００４】（Ｅ）弱入力である。 このうち（Ａ）〜（Ｃ）のような振幅の変化原因受信機
側の制御を行なうことにより受信状態を改善できるため
受信機の制御を行なうための判定信号として利用でき
る。図２０は送信機と受信機との間の周波数の関係を説
明する図である。サブキャリアの直交性を確保するため
に、周波数の同期精度として、送信機と受信機との間の
周波数のずれが、本図に示す如く、サブキャリアの周波
数間隔（ｄｆ）、例えば１ＫＨｚ、の２％以下にするこ
とが要求されている。この要求が満たされないと、サブ
キャリアの振幅の変化が、後述する如く、発生する。本
図に示す如く、（Ａ）の場合にはサブキャリアがｄｆ内
で変動し、（Ｂ）の場合にはｄｆを越えて変動する。
側の制御を行なうことにより受信状態を改善できるため
受信機の制御を行なうための判定信号として利用でき
る。図２０は送信機と受信機との間の周波数の関係を説
明する図である。サブキャリアの直交性を確保するため
に、周波数の同期精度として、送信機と受信機との間の
周波数のずれが、本図に示す如く、サブキャリアの周波
数間隔（ｄｆ）、例えば１ＫＨｚ、の２％以下にするこ
とが要求されている。この要求が満たされないと、サブ
キャリアの振幅の変化が、後述する如く、発生する。本
図に示す如く、（Ａ）の場合にはサブキャリアがｄｆ内
で変動し、（Ｂ）の場合にはｄｆを越えて変動する。
【０００５】図２１はベースバンド・データフレーム
（例えば２４ｍｓ）を説明する図である。本図に示す如
く、ヌルシンボルで区切られるデータフレームのヘッド
に同期を取るために一定の位相値で変調されているパイ
ロットシンボルが設けられている。なお、周波数分析は
正常時には有効シンボル毎に行われる。
（例えば２４ｍｓ）を説明する図である。本図に示す如
く、ヌルシンボルで区切られるデータフレームのヘッド
に同期を取るために一定の位相値で変調されているパイ
ロットシンボルが設けられている。なお、周波数分析は
正常時には有効シンボル毎に行われる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このパ
イロットシンボルを利用して周波数のずれを検出するこ
とが可能であるが、パイロットシンボルは１フレームに
１回しか挿入されていないため補正に時間が係るという
問題がある。また、パイロットシンボルが無い場合には
補正を行うことができない。
イロットシンボルを利用して周波数のずれを検出するこ
とが可能であるが、パイロットシンボルは１フレームに
１回しか挿入されていないため補正に時間が係るという
問題がある。また、パイロットシンボルが無い場合には
補正を行うことができない。
【０００７】図２２はマルチパス妨害を受けたサブキャ
リアを説明する図である。本図に示す如く、マルチパス
妨害を受けるとサブキャリアにディップが生じる。反射
波の遅延時間をτとすると、ディップの周波数間隔は１
／τとなる。通常この遅延時間はτ＝４０μｓｅｃであ
り、周波数に換算して２５ＫＨｚである。このように、
前述の（Ｄ）の場合の原因で指摘したように、サブキャ
リアの振幅変化が発生する。（Ｄ）場合のマルチパスに
よるサブキャリアの振幅変化、（Ｅ）の場合の弱入力時
のサブキャリアの振幅変化は受信機の周波数のずれに起
因していない。このため、（Ａ）の場合だけに起因する
振幅変化による周波数の補正を行う際に、（Ｄ）、
（Ｅ）の場合に起因する振幅変化の識別が行えないと、
（Ａ）の場合に起因する周波数の補正を行えないという
問題がある。
リアを説明する図である。本図に示す如く、マルチパス
妨害を受けるとサブキャリアにディップが生じる。反射
波の遅延時間をτとすると、ディップの周波数間隔は１
／τとなる。通常この遅延時間はτ＝４０μｓｅｃであ
り、周波数に換算して２５ＫＨｚである。このように、
前述の（Ｄ）の場合の原因で指摘したように、サブキャ
リアの振幅変化が発生する。（Ｄ）場合のマルチパスに
よるサブキャリアの振幅変化、（Ｅ）の場合の弱入力時
のサブキャリアの振幅変化は受信機の周波数のずれに起
因していない。このため、（Ａ）の場合だけに起因する
振幅変化による周波数の補正を行う際に、（Ｄ）、
（Ｅ）の場合に起因する振幅変化の識別が行えないと、
（Ａ）の場合に起因する周波数の補正を行えないという
問題がある。
【０００８】したがって、本発明は、上記問題点に鑑
み、受信機側の周波数同期誤差、による振幅変化をマル
チパス、弱入力による振幅と識別して検出し、迅速に周
波数の補正を行うことができる直交周波数分割多重方式
用受信機を提供することを目的とする。
み、受信機側の周波数同期誤差、による振幅変化をマル
チパス、弱入力による振幅と識別して検出し、迅速に周
波数の補正を行うことができる直交周波数分割多重方式
用受信機を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決するために、直交した複数のサブキャリアを位相変
調した信号を受信する直交周波数分割多重方式受信機に
おいて、受信信号からベースバンド信号に戻すメインキ
ャリアを発生する電圧制御発振器と、前記ベースバンド
信号を周波数分析してサブキャリアのレベル及び位相値
を求め符号の復号を行う周波数分析部と、前記メインキ
ャリアの周波数のずれに起因する符号間干渉により隣接
サブキャリア間に発生するレベル差を検出し、レベル差
が最小となるように前記メインキャリアの周波数のずれ
を補正する周波数補正部とを備えることを特徴とする。
この手段により、受信機側の周波数同期誤差、時間同期
誤差、歪みによる隣接のサブキャリアの振幅変化をマル
チパス、弱入力による振幅と識別して検出し、迅速に周
波数の補正を行うことができるようになった。
解決するために、直交した複数のサブキャリアを位相変
調した信号を受信する直交周波数分割多重方式受信機に
おいて、受信信号からベースバンド信号に戻すメインキ
ャリアを発生する電圧制御発振器と、前記ベースバンド
信号を周波数分析してサブキャリアのレベル及び位相値
を求め符号の復号を行う周波数分析部と、前記メインキ
ャリアの周波数のずれに起因する符号間干渉により隣接
サブキャリア間に発生するレベル差を検出し、レベル差
が最小となるように前記メインキャリアの周波数のずれ
を補正する周波数補正部とを備えることを特徴とする。
この手段により、受信機側の周波数同期誤差、時間同期
誤差、歪みによる隣接のサブキャリアの振幅変化をマル
チパス、弱入力による振幅と識別して検出し、迅速に周
波数の補正を行うことができるようになった。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。図１は本発明に係る直交周波
数分割多重方式用受信機の例を示す図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重方式用受信機は移動体に搭
載され、受信信号を高周波増幅する高周波増幅器１と、
送信周波数をメインキャリアを用いてベースバンド信号
に変換する混合器２と、混合器２にメインキャリアを供
給する電圧制御発振器３と、混合器２に接続され不要周
波数を除去する帯域通過フィルタ４と、帯域通過フィル
タ４に接続される可変利得増幅器５と、可変増幅器６に
接続される帯域通過フィルタ６と、帯域通過フィルタ６
の出力信号をアナログからディジタルに変換するＡ／Ｄ
変換器７（Analog to Digital Converter)と、Ａ／Ｄ変
換器７に接続されディジタル信号を周波数分析してサブ
キャリアのレベル、サブキャリアに変調された位相を求
めこの位相を符号に復号する高速フーリエ変換器（ＦＦ
Ｔ）８と、高速フーリエ変換器８に接続され誤り訂正処
理を行う誤り訂正部９と、誤り訂正部９に接続されるＭ
ＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）デコーダ１０
と、ＭＰＥＧデコーダ１０の出力信号をディジタルから
アナログに変換するＤ／Ａ変換器１１(Digital to Anal
og Converter) と、アナログの電力を増幅する電力増幅
器１１と、電気信号を音響に変換するスピーカ１３とを
具備する。さらに、自動利得制御回路１４は帯域通過フ
ィルタ６から電界強度を示す出力信号を入力し弱入力時
に可変利得増幅５の利得を制御している。
図面を参照して説明する。図１は本発明に係る直交周波
数分割多重方式用受信機の例を示す図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重方式用受信機は移動体に搭
載され、受信信号を高周波増幅する高周波増幅器１と、
送信周波数をメインキャリアを用いてベースバンド信号
に変換する混合器２と、混合器２にメインキャリアを供
給する電圧制御発振器３と、混合器２に接続され不要周
波数を除去する帯域通過フィルタ４と、帯域通過フィル
タ４に接続される可変利得増幅器５と、可変増幅器６に
接続される帯域通過フィルタ６と、帯域通過フィルタ６
の出力信号をアナログからディジタルに変換するＡ／Ｄ
変換器７（Analog to Digital Converter)と、Ａ／Ｄ変
換器７に接続されディジタル信号を周波数分析してサブ
キャリアのレベル、サブキャリアに変調された位相を求
めこの位相を符号に復号する高速フーリエ変換器（ＦＦ
Ｔ）８と、高速フーリエ変換器８に接続され誤り訂正処
理を行う誤り訂正部９と、誤り訂正部９に接続されるＭ
ＰＥＧ（Moving Picture Experts Group）デコーダ１０
と、ＭＰＥＧデコーダ１０の出力信号をディジタルから
アナログに変換するＤ／Ａ変換器１１(Digital to Anal
og Converter) と、アナログの電力を増幅する電力増幅
器１１と、電気信号を音響に変換するスピーカ１３とを
具備する。さらに、自動利得制御回路１４は帯域通過フ
ィルタ６から電界強度を示す出力信号を入力し弱入力時
に可変利得増幅５の利得を制御している。
【００１１】全体エラレート検出部１５は誤り訂正部９
からの誤り訂正情報に基づいて図２１に示される１フレ
ーム当たりに発生する全エラレートを検出する。周波数
補正部１６は高速フーリエ変換部８、全体エラレート検
出部１５、自動利得制御回路１４から入力する情報に基
づいて、送信側と受信側の周波数のずれ、ずれの方向を
隣接サブキャリアの符号間の相関により求めてメインキ
ャリアの周波数を補正制御するために電圧制御発振器３
へ制御電圧を出力する。Ａ／Ｄ変換器１７は周波数補正
部１６からの制御電圧をディジタルからアナログに変化
して電圧制御発振器３に出力する。
からの誤り訂正情報に基づいて図２１に示される１フレ
ーム当たりに発生する全エラレートを検出する。周波数
補正部１６は高速フーリエ変換部８、全体エラレート検
出部１５、自動利得制御回路１４から入力する情報に基
づいて、送信側と受信側の周波数のずれ、ずれの方向を
隣接サブキャリアの符号間の相関により求めてメインキ
ャリアの周波数を補正制御するために電圧制御発振器３
へ制御電圧を出力する。Ａ／Ｄ変換器１７は周波数補正
部１６からの制御電圧をディジタルからアナログに変化
して電圧制御発振器３に出力する。
【００１２】次に、周波数補正部１６における隣接間の
サブキャリアの符号間干渉の相関の処理について説明す
る。図２はサブキャリアを説明する図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式におい
て、サブキャリアの周波数間隔をｄｆ、有効シンボル長
をｔs （図２１参照）とし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ
８）のタイミング周波数をｆffとする。各サブキャリア
は変調されており、スペクトラムの広がりを生じてい
る。従って、各サブキャリアの符号同士が干渉する可能
性があるが、直交条件：ｔs ＝１／ｄｆ、ｆffが入力周
波数と一致する（ｄｆの２％以内で一致すること）こと
を満たす時のみ干渉が無い。ここで、受信機側のＦＦＴ
８におけるｆffが各サブキャリアに対してｆd ほどずれ
た場合を以下に考察する。
サブキャリアの符号間干渉の相関の処理について説明す
る。図２はサブキャリアを説明する図である。本図に示
す如く、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式におい
て、サブキャリアの周波数間隔をｄｆ、有効シンボル長
をｔs （図２１参照）とし、高速フーリエ変換（ＦＦＴ
８）のタイミング周波数をｆffとする。各サブキャリア
は変調されており、スペクトラムの広がりを生じてい
る。従って、各サブキャリアの符号同士が干渉する可能
性があるが、直交条件：ｔs ＝１／ｄｆ、ｆffが入力周
波数と一致する（ｄｆの２％以内で一致すること）こと
を満たす時のみ干渉が無い。ここで、受信機側のＦＦＴ
８におけるｆffが各サブキャリアに対してｆd ほどずれ
た場合を以下に考察する。
【００１３】このｆffの周波数ずれが生じると、符号間
干渉によりサブキャリアレベルの値にエラー（不ぞろ
い）が生じ、符号間干渉としては隣接するサブキャリア
に相互の影響が生じサブキャリアが独立ではなくなる。
周波数の高い側の干渉と、周波数の低い側の干渉とを区
別することにより、ｆffのずれがプラス側かマイナス側
かを判断する。
干渉によりサブキャリアレベルの値にエラー（不ぞろ
い）が生じ、符号間干渉としては隣接するサブキャリア
に相互の影響が生じサブキャリアが独立ではなくなる。
周波数の高い側の干渉と、周波数の低い側の干渉とを区
別することにより、ｆffのずれがプラス側かマイナス側
かを判断する。
【００１４】図３はサブキャリア、位相値、周波数ずれ
の関係を説明する図である。本図に示す如く、代表的な
サブキャリアの周波数をｆi-1 、ｆi 、ｆi+1 とし、そ
れぞれの位相値を（ｋi-1,ｌi-1 ）、（ｋi,ｌi ）、
（ｋi+1,ｌi+1 ）とすると、それぞれの被変調波は、 Ｅi-1 ＝ｋi-1 ｓｉｎ２πｆi-1 ＋ｌi-1 ｃｏｓ２πｆi-1 …（１） Ｅi ＝ｋi ｓｉｎ２πｆi ＋ｌi ｃｏｓ２πｆi …（２） Ｅi+1 ＝ｋi+1 ｓｉｎ２πｆi+1 ＋ｌi+1 ｃｏｓ２πｆi+1 …（３） である。
の関係を説明する図である。本図に示す如く、代表的な
サブキャリアの周波数をｆi-1 、ｆi 、ｆi+1 とし、そ
れぞれの位相値を（ｋi-1,ｌi-1 ）、（ｋi,ｌi ）、
（ｋi+1,ｌi+1 ）とすると、それぞれの被変調波は、 Ｅi-1 ＝ｋi-1 ｓｉｎ２πｆi-1 ＋ｌi-1 ｃｏｓ２πｆi-1 …（１） Ｅi ＝ｋi ｓｉｎ２πｆi ＋ｌi ｃｏｓ２πｆi …（２） Ｅi+1 ＝ｋi+1 ｓｉｎ２πｆi+1 ＋ｌi+1 ｃｏｓ２πｆi+1 …（３） である。
【００１５】なお、ＱＰＳＫの場合には、例えば、（ｋ
i,ｌi ）＝（１，１），（１，−１），（−１，１），
（−１，−１）である。受信側のＦＦＴ８では、周波数
ｆi のサブキャリアに相当するサブキャリアの検出は以
下のようにしてＦＦＴ演算が行われる。
i,ｌi ）＝（１，１），（１，−１），（−１，１），
（−１，−１）である。受信側のＦＦＴ８では、周波数
ｆi のサブキャリアに相当するサブキャリアの検出は以
下のようにしてＦＦＴ演算が行われる。
【００１６】
【数１】
【００１７】ここに、入力信号Ｅ（ｔ）は、 Ｅ＝…Ｅi-1 ＋Ｅi ＋Ｅi+1 … …（６） のように表される。ここで、近似計算を行うと、
【００１８】
【数２】
【００１９】さらに、周波数ｆi のサブキャリアのレベ
ルＶは、 Ｖ（ｉ）＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 …（１１） として得られる。なお、ＱＰＳＫの場合には周波数のず
れｆd ＝０の場合には、Ｖ（ｉ）＝２1/2 である。次
に、ｆd ＝０であれば、ｔs ＝１／ｄｆであるため、
ルＶは、 Ｖ（ｉ）＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 …（１１） として得られる。なお、ＱＰＳＫの場合には周波数のず
れｆd ＝０の場合には、Ｖ（ｉ）＝２1/2 である。次
に、ｆd ＝０であれば、ｔs ＝１／ｄｆであるため、
【００２０】
【数３】
【００２１】となり、本来の位相値（ｋi,ｌi ）を取り
出せる。しかし、ｆd ≠０であれば、（ｋi,ｌi ）の符
号の影響が出る。つまり、符号間干渉が発生する。ただ
し、ｆd ＞０又はｆd ＜０により符号干渉の式（７）の
ＶOS、式（９）のＶOCに対する影響が異なる。式（７）
ｆd ＞０の場合には、Ｖx ＞０であるので、ｋi とｋi+
1 との符号が異なり且つｋi とｋi-1 との符号が同じ場
合には、例えば、ＱＰＳＫでは、 ＶOS（ｉ）≒１＋２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１−２Ｖx …（１２） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
出せる。しかし、ｆd ≠０であれば、（ｋi,ｌi ）の符
号の影響が出る。つまり、符号間干渉が発生する。ただ
し、ｆd ＞０又はｆd ＜０により符号干渉の式（７）の
ＶOS、式（９）のＶOCに対する影響が異なる。式（７）
ｆd ＞０の場合には、Ｖx ＞０であるので、ｋi とｋi+
1 との符号が異なり且つｋi とｋi-1 との符号が同じ場
合には、例えば、ＱＰＳＫでは、 ＶOS（ｉ）≒１＋２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１−２Ｖx …（１２） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
【００２２】さらに、ｋi とｋi+1 との符号が同一であ
り且つｋi とｋi-1 との符号が異なる場合には、 ＶOS（ｉ）≒１−２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１＋２Ｖx …（１３） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
り且つｋi とｋi-1 との符号が異なる場合には、 ＶOS（ｉ）≒１−２Ｖx 又は、 ＶOS（ｉ）≒−１＋２Ｖx …（１３） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
【００２３】同様に、ｆd ＜０の場合には、Ｖx ＜０で
あるので、上記と逆の関係が成立する。さらに、式
（９）ｆd ＞０の場合には、Ｖy ＞０であるので、ｌi
とｌi+1 との符号が異なり且つｌi とｌi-1 との符号が
同じ場合には、 ＶOC≒１＋２Ｖy …（１４） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１−２Ｖy …（１５） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
あるので、上記と逆の関係が成立する。さらに、式
（９）ｆd ＞０の場合には、Ｖy ＞０であるので、ｌi
とｌi+1 との符号が異なり且つｌi とｌi-1 との符号が
同じ場合には、 ＶOC≒１＋２Ｖy …（１４） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１−２Ｖy …（１５） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを大きくすることになる。
【００２４】さらに、ｌi とｌi+1 との符号が同一であ
り且つｌi とｌi-1 との符号が異なる場合には、 ＶOC（ｉ）≒１−２Ｖｙ …（１６） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１＋２Ｖｙ …（１７） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
り且つｌi とｌi-1 との符号が異なる場合には、 ＶOC（ｉ）≒１−２Ｖｙ …（１６） 又は、 ＶOC（ｉ）≒−１＋２Ｖｙ …（１７） となる。この場合には、式（１１）により周波数ｆi の
サブキャリアのレベルを小さくすることになる。
【００２５】同様に、ｆd ＜０の場合には、Ｖｙ＜０で
あるので、上記と逆の関係が成立する。以上を要約する
と、位相差によりサブキャリアのレベル差が大きくなっ
たり、小さくなったりするが、ｆｄ＞０に対して、で位
相差がｋi とｋi+1 との符号が異なり且つｋi とｋi-1
との符号が同じでさらにｌi とｌi+1 との符号が異なり
且つｌi とｌi-1 との符号が同じ場合に、Ｖ（ｉ）は最
大となり、 Ｖ（ｉ）max ＝｛（１＋２Ｖx ）2 ＋（１＋２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１８） に変化し、ｋi とｋi+1 との符号が同一であり且つｋi
とｋi-1 との符号が異なり、さらにｌi とｌi+1 との符
号が同一であり且つｌi とｌi-1 との符号が異なる場合
に、Ｖ（ｉ）は最小となり、 Ｖ（ｉ）min ＝｛（１−２Ｖx ）2 ＋（１−２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１９） に変化する。
あるので、上記と逆の関係が成立する。以上を要約する
と、位相差によりサブキャリアのレベル差が大きくなっ
たり、小さくなったりするが、ｆｄ＞０に対して、で位
相差がｋi とｋi+1 との符号が異なり且つｋi とｋi-1
との符号が同じでさらにｌi とｌi+1 との符号が異なり
且つｌi とｌi-1 との符号が同じ場合に、Ｖ（ｉ）は最
大となり、 Ｖ（ｉ）max ＝｛（１＋２Ｖx ）2 ＋（１＋２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１８） に変化し、ｋi とｋi+1 との符号が同一であり且つｋi
とｋi-1 との符号が異なり、さらにｌi とｌi+1 との符
号が同一であり且つｌi とｌi-1 との符号が異なる場合
に、Ｖ（ｉ）は最小となり、 Ｖ（ｉ）min ＝｛（１−２Ｖx ）2 ＋（１−２Ｖy ）2 ｝1/2 …（１９） に変化する。
【００２６】ｆｄ＜０の場合には位相差が上記の逆にな
り、式（１８）と（１９）が入れ代わる。したがって、
隣接サブキャリアの位相差とサブキャリのレベル差とか
ら、周波数のずれｆdxがプラス側であるか又はマイナス
側であるかを判断することが可能になる。そして、その
時にのサブキャリアレベルの大きさが、式（１８）、
（１９）に基づいて、周波数のずれｆd に対応すること
になる。
り、式（１８）と（１９）が入れ代わる。したがって、
隣接サブキャリアの位相差とサブキャリのレベル差とか
ら、周波数のずれｆdxがプラス側であるか又はマイナス
側であるかを判断することが可能になる。そして、その
時にのサブキャリアレベルの大きさが、式（１８）、
（１９）に基づいて、周波数のずれｆd に対応すること
になる。
【００２７】図４は図１の周波数補正部１６の制御動作
の概略例を説明するフローチャートである。ステップＳ
１において動作がスタートされると、ステップＳ２にお
いて全体エラレート検出部１５からエラーレート検出結
果を入力し、ステップＳ３において自動利得制御回路１
４から電界強度検出の結果を入力する。ステップＳ４の
おいて、高速フーリエ変換部８からサブキャリアの情報
を入力し隣接サブキャリアの振幅（レベル）の比較を行
う。ステップＳ５において、隣接サブキャリアの符号間
距離の相関を求める。ステップＳ６においてステップＳ
４、ステップＳ６の処理結果より周波数ずれを検出す
る。ステップＳ７において電圧制御発振器３に対して周
波数ずれ補正を行う。以下に各ステップの詳細について
説明を行う。
の概略例を説明するフローチャートである。ステップＳ
１において動作がスタートされると、ステップＳ２にお
いて全体エラレート検出部１５からエラーレート検出結
果を入力し、ステップＳ３において自動利得制御回路１
４から電界強度検出の結果を入力する。ステップＳ４の
おいて、高速フーリエ変換部８からサブキャリアの情報
を入力し隣接サブキャリアの振幅（レベル）の比較を行
う。ステップＳ５において、隣接サブキャリアの符号間
距離の相関を求める。ステップＳ６においてステップＳ
４、ステップＳ６の処理結果より周波数ずれを検出す
る。ステップＳ７において電圧制御発振器３に対して周
波数ずれ補正を行う。以下に各ステップの詳細について
説明を行う。
【００２８】図５はステップＳ４のサブキャリアレベル
比較を説明する図である。前述の如く、（Ａ）受信機で
周波数同期誤差を生じており、（Ｂ）受信機で時間同期
誤差を生じており、（Ｃ）受信機で歪みが生じている場
合には、各サブキャリアが独立でなくなり、符号間干渉
を起こすので、本図に示す如く、隣接キャリア間でサブ
キャリアレベル差が生じる。したがって、隣接サブキャ
リアレベルが小さければ、受信機周波数同期誤差、受信
機で時間同期誤差、受信機での歪みが発生せず、受信状
態が良好であると迅速に判断でき、逆に、隣接サブキャ
リアレベル差が大きければ、受信機周波数同期誤差、受
信機で時間同期誤差、受信機での歪みが発生しており、
受信状態が悪いと迅速に判断できる。すなわち、隣接サ
ブキャリアレベル差を周波数ずれとしてマルチパス等と
識別して検出できる。
比較を説明する図である。前述の如く、（Ａ）受信機で
周波数同期誤差を生じており、（Ｂ）受信機で時間同期
誤差を生じており、（Ｃ）受信機で歪みが生じている場
合には、各サブキャリアが独立でなくなり、符号間干渉
を起こすので、本図に示す如く、隣接キャリア間でサブ
キャリアレベル差が生じる。したがって、隣接サブキャ
リアレベルが小さければ、受信機周波数同期誤差、受信
機で時間同期誤差、受信機での歪みが発生せず、受信状
態が良好であると迅速に判断でき、逆に、隣接サブキャ
リアレベル差が大きければ、受信機周波数同期誤差、受
信機で時間同期誤差、受信機での歪みが発生しており、
受信状態が悪いと迅速に判断できる。すなわち、隣接サ
ブキャリアレベル差を周波数ずれとしてマルチパス等と
識別して検出できる。
【００２９】そして、隣接サブキャリアの差が小さくな
るように、電圧制御発振器３へのフィードバック制御電
圧をプラス側又はマイナス側に微小変化させてレベル差
が小さくなる方向に対して次の制御電圧を補正し、この
制御を繰り返す。なお、プラス側、マイナス側に変化さ
せる周波数補正量をレベル差が大きい時には大きくし、
小さい時には小さくするようにしてもよい。
るように、電圧制御発振器３へのフィードバック制御電
圧をプラス側又はマイナス側に微小変化させてレベル差
が小さくなる方向に対して次の制御電圧を補正し、この
制御を繰り返す。なお、プラス側、マイナス側に変化さ
せる周波数補正量をレベル差が大きい時には大きくし、
小さい時には小さくするようにしてもよい。
【００３０】次に、前述の如く、（Ｄ）マルチパス妨害
を生じており、（Ｅ）弱入力である場合にも隣接サブキ
ャリア間でサブキャリアレベル差が生じる。（Ａ）等の
場合は（Ｄ）等の場合よりもサブキャリアレベル差が大
きく生じる。そのため、サブキャリアレベルが所定値よ
りも大きい場合には、マルチパス等の発生に起因する
（Ｄ）等の場合によるサブキャリアレベル差の発生では
なく、受信機の周波数同期誤差の発生に起因する（Ａ）
等の場合によるサブキャリア差の発生と見なすことがで
きる。
を生じており、（Ｅ）弱入力である場合にも隣接サブキ
ャリア間でサブキャリアレベル差が生じる。（Ａ）等の
場合は（Ｄ）等の場合よりもサブキャリアレベル差が大
きく生じる。そのため、サブキャリアレベルが所定値よ
りも大きい場合には、マルチパス等の発生に起因する
（Ｄ）等の場合によるサブキャリアレベル差の発生では
なく、受信機の周波数同期誤差の発生に起因する（Ａ）
等の場合によるサブキャリア差の発生と見なすことがで
きる。
【００３１】本図に示す如く、サブキャリアレベルの比
較を行う場合に、隣接サブキャリアレベルの複数の差を
ｌ1 ，ｌ2 ，…，ｌn として、これらの総和ｌt を、以
下の如く、 ｌt ＝ｌ1 ＋ｌ2 ＋…＋ｌn …（２０） 求める。このサブキャリアレベルの総和により上記の判
断の精度を向上させる。
較を行う場合に、隣接サブキャリアレベルの複数の差を
ｌ1 ，ｌ2 ，…，ｌn として、これらの総和ｌt を、以
下の如く、 ｌt ＝ｌ1 ＋ｌ2 ＋…＋ｌn …（２０） 求める。このサブキャリアレベルの総和により上記の判
断の精度を向上させる。
【００３２】次に、図２のステップＳ５の符号間距離相
関について詳細に説明する。次に別の例として前述の位
相差を符号間距離に表したものとサブキャリアのレベル
差との相関とに関連して周波数のずれを説明する。周波
数ｆi とｆi+1 とのサブキャリアのレベル差Ｖｄ（i,i+
1 ）は、 Ｖｄ（i,i+1 ）＝Ｖ（i ）−Ｖ（i+1 ） ＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 −（ＶOS（ｉ＋１）2 ＋ＶOC（ｉ＋１）2 ）1/2 …（２１） ここに、i はサブキャリア番号である。
関について詳細に説明する。次に別の例として前述の位
相差を符号間距離に表したものとサブキャリアのレベル
差との相関とに関連して周波数のずれを説明する。周波
数ｆi とｆi+1 とのサブキャリアのレベル差Ｖｄ（i,i+
1 ）は、 Ｖｄ（i,i+1 ）＝Ｖ（i ）−Ｖ（i+1 ） ＝（ＶOS（ｉ）2 ＋ＶOC（ｉ）2 ）1/2 −（ＶOS（ｉ＋１）2 ＋ＶOC（ｉ＋１）2 ）1/2 …（２１） ここに、i はサブキャリア番号である。
【００３３】次に、周波数ｆi のサブキャリアを基準と
して周波数ｆi とｆi+1 とのサブキャリアの符号間の距
離Ｄ+ は、 Ｄ+ ＝Ｄ（i+1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ＋１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ＋１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２２） となり、周波数ｆi とｆi-1 とのサブキャリアの符号間
の距離Ｄ- は、 Ｄ- ＝Ｄ（i-1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ−１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ−１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２３） となる。
して周波数ｆi とｆi+1 とのサブキャリアの符号間の距
離Ｄ+ は、 Ｄ+ ＝Ｄ（i+1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ＋１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ＋１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２２） となり、周波数ｆi とｆi-1 とのサブキャリアの符号間
の距離Ｄ- は、 Ｄ- ＝Ｄ（i-1,i ） ＝｜ＶOS（ｉ−１）−ＶOS（ｉ）｜ ＋｜ＶOC（ｉ−１）−ＶOC（ｉ）｜ …（２３） となる。
【００３４】なお、式（２２）、（２３）において、絶
対値により求めた距離は自乗平方根により求めてもよ
い。図６は符号間距離相関を詳細に説明する図である。
本図（ａ）のｆｄ＞０の場合には、左側に示す如く、０
＜Ｖｄ（i,i+1 ）、Ｄ- ＜Ｄ+ である。ここで、Ｄ - ＜
Ｄ+ となるのは、式（１２）の例で説明した如く、ｋi
とｋi+1 との符号が異なり且つｋi とｋi-1 との符号が
同じである位相差を表す。
対値により求めた距離は自乗平方根により求めてもよ
い。図６は符号間距離相関を詳細に説明する図である。
本図（ａ）のｆｄ＞０の場合には、左側に示す如く、０
＜Ｖｄ（i,i+1 ）、Ｄ- ＜Ｄ+ である。ここで、Ｄ - ＜
Ｄ+ となるのは、式（１２）の例で説明した如く、ｋi
とｋi+1 との符号が異なり且つｋi とｋi-1 との符号が
同じである位相差を表す。
【００３５】本図（ａ）の右側では、０＞Ｖｄ（i,i+1
）、Ｄ- ＞Ｄ+ である。この場合、ｋi とｋi+1 との
符号が同一であり且つｋi とｋi-1 との符号が異なる。
すなわち、ｆｄ＞０の場合には、 Ｖｄ・Ｄ- ＜Ｖｄ・Ｄ+ …（２４） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがプラス側である。
）、Ｄ- ＞Ｄ+ である。この場合、ｋi とｋi+1 との
符号が同一であり且つｋi とｋi-1 との符号が異なる。
すなわち、ｆｄ＞０の場合には、 Ｖｄ・Ｄ- ＜Ｖｄ・Ｄ+ …（２４） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがプラス側である。
【００３６】本図（ｂ）のｆｄ＜０についても同様にし
て、 Ｖｄ・Ｄ- ＞Ｖｄ・Ｄ+ …（２５） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがマイナス側である。すなわち、Ｖｄ・Ｄ-
とＶｄ・Ｄ+ との大小を逐次比較して周波数ｆｄのずれ
方向を判断することができる。さらに、 Ｖｄ・Ｄ+ −Ｖｄ・Ｄ- …（２６） を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
て、 Ｖｄ・Ｄ- ＞Ｖｄ・Ｄ+ …（２５） が成立する。つまり、この条件が成立する場合には周波
数ずれｆｄがマイナス側である。すなわち、Ｖｄ・Ｄ-
とＶｄ・Ｄ+ との大小を逐次比較して周波数ｆｄのずれ
方向を判断することができる。さらに、 Ｖｄ・Ｄ+ −Ｖｄ・Ｄ- …（２６） を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
【００３７】以上は、周波数ｆi-1,ｆi , ｆi+1 につい
て説明したが、周波数…，ｆi0-1,ｆi0 ,ｆi0+1 ,…に
拡張して、周波数ｆi0のサブキャリアに対して一般化し
た場合には、ΣＶｄi0・Ｄ- i0とΣＶｄi0・Ｄ+ i0との
大小を逐次比較して、周波数ずれｆｄ i<i0 i>i0 の方向を判断する。ここで、式（２１）、（２２）、
（２３）において、Ｖｄi0＝Ｖｄ（i0,i+1）、Ｄ+ i0＝
Ｄ（i+1,i0）、Ｄ- i0＝Ｄ（i-1,i0）と置き換える。さ
らに、 ΣＶｄi0・Ｄ+ i0−ΣＶｄi0・Ｄ- i0 …（２７） i>i0 i<i0 を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
て説明したが、周波数…，ｆi0-1,ｆi0 ,ｆi0+1 ,…に
拡張して、周波数ｆi0のサブキャリアに対して一般化し
た場合には、ΣＶｄi0・Ｄ- i0とΣＶｄi0・Ｄ+ i0との
大小を逐次比較して、周波数ずれｆｄ i<i0 i>i0 の方向を判断する。ここで、式（２１）、（２２）、
（２３）において、Ｖｄi0＝Ｖｄ（i0,i+1）、Ｄ+ i0＝
Ｄ（i+1,i0）、Ｄ- i0＝Ｄ（i-1,i0）と置き換える。さ
らに、 ΣＶｄi0・Ｄ+ i0−ΣＶｄi0・Ｄ- i0 …（２７） i>i0 i<i0 を周波数ずれの大きさとして検出してもよい。
【００３８】以上は、前述の（Ａ）受信機で周波数同期
誤差を生じている場合について説明を行ったが、この検
出された周波数ずれに基づいて周波数の補正が行われ、
具体的には周波数のずれに対応して電圧制御発振器３に
制御電圧が出力され、フィードバック制御が行われる。
次に、周波数ずれの検出によりフィードバック制御によ
りサブキャリアの中心からのずれを補正するが、補正が
十分でない時には全体エラーレート検出部１５の全体エ
ラーレートが大きくなり所定値を越える場合がある。こ
の場合には全体エラーレートが小さくなるまで、周波数
のずれのフィードバック制御を行うようにしてもよい。
この場合、全体エラーレートを複数回求めて平均値とし
て用いてもよい。より正確な測定を行うためである。な
お、全体エラーレートが小さい時には調整の時間間隔を
大きくしてもよい。不必要な調整を防ぎ、安定した受信
を可能にするためである。
誤差を生じている場合について説明を行ったが、この検
出された周波数ずれに基づいて周波数の補正が行われ、
具体的には周波数のずれに対応して電圧制御発振器３に
制御電圧が出力され、フィードバック制御が行われる。
次に、周波数ずれの検出によりフィードバック制御によ
りサブキャリアの中心からのずれを補正するが、補正が
十分でない時には全体エラーレート検出部１５の全体エ
ラーレートが大きくなり所定値を越える場合がある。こ
の場合には全体エラーレートが小さくなるまで、周波数
のずれのフィードバック制御を行うようにしてもよい。
この場合、全体エラーレートを複数回求めて平均値とし
て用いてもよい。より正確な測定を行うためである。な
お、全体エラーレートが小さい時には調整の時間間隔を
大きくしてもよい。不必要な調整を防ぎ、安定した受信
を可能にするためである。
【００３９】なお、（Ｂ）受信機で時間同期誤差を生じ
ている場合については、場合にはサブキャリアの周波数
間隔ｄｆを越えて周波数ずれが発生しているとする。こ
のような場合には、例えば、式（２０）のレベル差の総
和がある値以下となるように周波数を補正した後に、全
体エラーレート検出部１５の全体エラーレートが大きい
場合には、サブキャリアの周波数間隔ｄｆ越えて周波数
ずれｆｄを補正してもよい。この場合、全体エラーレー
トが所定値以上であれば、順次サブキャリアの周波数間
隔ｄｆだけ順次周波数をシフトして所定値以下となるま
で繰り返す。例えば、＋ｄｆ，−ｄｆ，＋２ｄｆ，−２
ｄｆ，＋３ｄｆ，−３ｄｆ，…のように順次周波数のシ
フトを行う。全体エラーレートが所定値以下になった後
に、再度、式（２０）のレベル差の総和が最小となるよ
うに補正を行ってもよい。
ている場合については、場合にはサブキャリアの周波数
間隔ｄｆを越えて周波数ずれが発生しているとする。こ
のような場合には、例えば、式（２０）のレベル差の総
和がある値以下となるように周波数を補正した後に、全
体エラーレート検出部１５の全体エラーレートが大きい
場合には、サブキャリアの周波数間隔ｄｆ越えて周波数
ずれｆｄを補正してもよい。この場合、全体エラーレー
トが所定値以上であれば、順次サブキャリアの周波数間
隔ｄｆだけ順次周波数をシフトして所定値以下となるま
で繰り返す。例えば、＋ｄｆ，−ｄｆ，＋２ｄｆ，−２
ｄｆ，＋３ｄｆ，−３ｄｆ，…のように順次周波数のシ
フトを行う。全体エラーレートが所定値以下になった後
に、再度、式（２０）のレベル差の総和が最小となるよ
うに補正を行ってもよい。
【００４０】なお、全体エラーレートを複数求めてその
平均値を見て周波数のシフトの方向を決めてもよい。よ
り正確な測定が可能になるためである。さらに、全体エ
ラーレートが少ない時には、調整の時間間隔を大きくす
るようにしてもよい。不必要な調整を防ぎ、安定した受
信が可能なためである。図７はサブキャリアについての
周波数スペクトルの分布の中心位置に基づいて周波数ず
れの補正を行う例を示す図である。前述の全体エラーレ
ート検出部１５に代って、本図に示す如く、ＦＦＴ８か
ら得られたシンボルのサブキャリアについての周波数ス
ペクトル分布に基づいて、現在の周波数スペクトル分布
の中心位置と本来の中心位置とのずれから周波数ずれを
求めて補正してもよい。
平均値を見て周波数のシフトの方向を決めてもよい。よ
り正確な測定が可能になるためである。さらに、全体エ
ラーレートが少ない時には、調整の時間間隔を大きくす
るようにしてもよい。不必要な調整を防ぎ、安定した受
信が可能なためである。図７はサブキャリアについての
周波数スペクトルの分布の中心位置に基づいて周波数ず
れの補正を行う例を示す図である。前述の全体エラーレ
ート検出部１５に代って、本図に示す如く、ＦＦＴ８か
ら得られたシンボルのサブキャリアについての周波数ス
ペクトル分布に基づいて、現在の周波数スペクトル分布
の中心位置と本来の中心位置とのずれから周波数ずれを
求めて補正してもよい。
【００４１】図８は図７のスペクトル分布の中心位置を
決める例を説明する図である。本図に示す如く、シンボ
ルはヌルシンボルキャリアで挟まれているので、全サブ
キャリアのレベルを測定してシンボルの部分に基づいて
周波数スペクトルの中心位置と決めてもよい。図９は図
８の周波数スペクトル分布の中心位置を決める具体的例
を示す図である。本図に示す如く、全体の周波数スペク
トルを測定して隣接サブキャリアレベルの差が大きい低
周波及び高周波の両側のサブキャリア周波数に基づいて
周波数スペクトルの中心位置を決めてもよい。
決める例を説明する図である。本図に示す如く、シンボ
ルはヌルシンボルキャリアで挟まれているので、全サブ
キャリアのレベルを測定してシンボルの部分に基づいて
周波数スペクトルの中心位置と決めてもよい。図９は図
８の周波数スペクトル分布の中心位置を決める具体的例
を示す図である。本図に示す如く、全体の周波数スペク
トルを測定して隣接サブキャリアレベルの差が大きい低
周波及び高周波の両側のサブキャリア周波数に基づいて
周波数スペクトルの中心位置を決めてもよい。
【００４２】図１０は図８のスペクトル分布の中心位置
を決める別の具体例を示す図である。本図に示す如く、
全体の周波数スペクトルを測定して、連続して複数のレ
ベルの平均値を見て平均値が高いレベルにある位置を有
効シンボルの周波数スペクトル分布として中心位置を決
め手もよい。図１１はスペクトル分布に特異点がある場
合の例を説明する図である。本図に示す如く、全体の周
波数スペクトルを測定してシンボルの周波数スペクトル
分布に一部に凹み等の特異点がある場合には周波数スペ
クトル分布の中心位置を決定せず、この場合には周波数
ずれの補正を行わない。特異点のために、正確な周波数
ずれを求めることができないためである。
を決める別の具体例を示す図である。本図に示す如く、
全体の周波数スペクトルを測定して、連続して複数のレ
ベルの平均値を見て平均値が高いレベルにある位置を有
効シンボルの周波数スペクトル分布として中心位置を決
め手もよい。図１１はスペクトル分布に特異点がある場
合の例を説明する図である。本図に示す如く、全体の周
波数スペクトルを測定してシンボルの周波数スペクトル
分布に一部に凹み等の特異点がある場合には周波数スペ
クトル分布の中心位置を決定せず、この場合には周波数
ずれの補正を行わない。特異点のために、正確な周波数
ずれを求めることができないためである。
【００４３】図１２は図８の周波数スペクトル分布の中
心位置を決める別の具体例を示す図である。本図に示す
如く、全体の周波数スペクトルを測定せず、ヌルシンボ
ルキャリアとシンボルキャリア付近の周波数スペクトル
だけを測定して、隣接サブキャリアの差が大きい低周波
及び高周波の両側のサブキャリア周波数に基づいて周波
数スペクトルの中心位置を決めてもよい。
心位置を決める別の具体例を示す図である。本図に示す
如く、全体の周波数スペクトルを測定せず、ヌルシンボ
ルキャリアとシンボルキャリア付近の周波数スペクトル
だけを測定して、隣接サブキャリアの差が大きい低周波
及び高周波の両側のサブキャリア周波数に基づいて周波
数スペクトルの中心位置を決めてもよい。
【００４４】図１３は図１２の変形例を示す図である。
本図に示す如く、測定位置での周波数スペクトルにおい
て、ヌルキャリアとシンボルキャリアの低周波と高周波
の両側付近のヌルキャリア領域で複数のサブキャリアの
レベルの総和を取りそれらの総和値を比較するようにし
ておく。そして現在測定中の周波数スペクトルが実際の
周波数スペクトルに対してずれた場合、例えば高周波側
の総和値が大きい時には、現在測定中の周波数スペクト
ルの中心位置が低周波側に周波数をシフトしているとし
て高周波側に周波数のシフトを行うようにしてもよい。
本図に示す如く、測定位置での周波数スペクトルにおい
て、ヌルキャリアとシンボルキャリアの低周波と高周波
の両側付近のヌルキャリア領域で複数のサブキャリアの
レベルの総和を取りそれらの総和値を比較するようにし
ておく。そして現在測定中の周波数スペクトルが実際の
周波数スペクトルに対してずれた場合、例えば高周波側
の総和値が大きい時には、現在測定中の周波数スペクト
ルの中心位置が低周波側に周波数をシフトしているとし
て高周波側に周波数のシフトを行うようにしてもよい。
【００４５】図１４はサブキャリア図１３の変形例を示
す図である。本図に示す如く、測定中の周波数スペクト
ルにおいて、ヌルキャリアとシンボルキャリアの低周波
と高周波の両側付近のシンボルキャリア領域で複数のサ
ブキャリアのレベルの総和を取りそれらの総和値を比較
するようにしておく。そして現在測定中の周波数スペク
トルが実際の周波数スペクトルに対してずれた場合、例
えば低周波側の総和値が小さい時には、現在の周波数ス
ペクトルの中心位置が低周波側に周波数をシフトしてい
るとして高周波側に周波数のシフトを行うようにしても
よい。
す図である。本図に示す如く、測定中の周波数スペクト
ルにおいて、ヌルキャリアとシンボルキャリアの低周波
と高周波の両側付近のシンボルキャリア領域で複数のサ
ブキャリアのレベルの総和を取りそれらの総和値を比較
するようにしておく。そして現在測定中の周波数スペク
トルが実際の周波数スペクトルに対してずれた場合、例
えば低周波側の総和値が小さい時には、現在の周波数ス
ペクトルの中心位置が低周波側に周波数をシフトしてい
るとして高周波側に周波数のシフトを行うようにしても
よい。
【００４６】図１５は図１３と図１４との組み合わせを
示す図である。本図に示す組み合わせにより、さらに、
周波数のシフトの方向を正確に求めることができる。図
１６は図１３の例として周波数ずれの補正量を説明する
図である。本図に示す如く、低周波側の総和値と高周波
側と総和値が差が小さい場合には周波数のシフトを小さ
くし、総和値の差が大きい場合には周波数のシフトを大
きくするようにしてもよい。
示す図である。本図に示す組み合わせにより、さらに、
周波数のシフトの方向を正確に求めることができる。図
１６は図１３の例として周波数ずれの補正量を説明する
図である。本図に示す如く、低周波側の総和値と高周波
側と総和値が差が小さい場合には周波数のシフトを小さ
くし、総和値の差が大きい場合には周波数のシフトを大
きくするようにしてもよい。
【００４７】図１７は現在の周波数スペクトルの中央領
域でのサブキャリアレベルの測定を説明する図である。
本図に示す如く、現在の周波数スペクトルの中央領域で
のサブキャリアレベルが小さい場合には周波数のシフト
を行わない。小さいと、周波数のシフト方向の精度が良
くないためである。図１８はヌルキャリアとシンボルキ
ャリアの付近に特異点がある場合を説明する図である。
本図に示す如く、ヌルキャリアとシンボルキャリアの付
近に特異点がある場合には、周波数のシフトを行わな
い。特異点があると、周波数のシフト方向の精度が良く
ないためである。
域でのサブキャリアレベルの測定を説明する図である。
本図に示す如く、現在の周波数スペクトルの中央領域で
のサブキャリアレベルが小さい場合には周波数のシフト
を行わない。小さいと、周波数のシフト方向の精度が良
くないためである。図１８はヌルキャリアとシンボルキ
ャリアの付近に特異点がある場合を説明する図である。
本図に示す如く、ヌルキャリアとシンボルキャリアの付
近に特異点がある場合には、周波数のシフトを行わな
い。特異点があると、周波数のシフト方向の精度が良く
ないためである。
【００４８】
【発明の効果】以上の説明により本発明によれば周波数
同期誤差により振幅変化を検出し迅速に周波数の補正を
行うことができる。
同期誤差により振幅変化を検出し迅速に周波数の補正を
行うことができる。
【図１】本発明に係る直交周波数分割多重方式用受信機
の例を示す図である。
の例を示す図である。
【図２】サブキャリアを説明する図である。
【図３】サブキャリア、位相値、周波数ずれの関係を説
明する図である。
明する図である。
【図４】図１の周波数補正部１６の制御動作の概略例を
説明するフローチャートである。
説明するフローチャートである。
【図５】ステップＳ４のサブキャリアレベル比較を説明
する図である。
する図である。
【図６】符号間距離相関を詳細に説明する図である。
【図７】サブキャリアについての周波数スペクトルの分
布の中心位置に基づいて周波数ずれの補正を行う例を示
す図である。
布の中心位置に基づいて周波数ずれの補正を行う例を示
す図である。
【図８】図７のスペクトル分布の中心位置を決める例を
説明する図である。
説明する図である。
【図９】図８の周波数スペクトル分布の中心位置を決め
る具体的例を示す図である。
る具体的例を示す図である。
【図１０】図８のスペクトル分布の中心位置を決める別
の具体例を示す図である。
の具体例を示す図である。
【図１１】スペクトル分布に特異点がある場合の例を説
明する図である。
明する図である。
【図１２】図８の周波数スペクトル分布の中心位置を決
める別の具体例を示す図である。
める別の具体例を示す図である。
【図１３】図１２の変形例を示す図である。
【図１４】サブキャリア図１３の変形例を示す図であ
る。
る。
【図１５】図１３と図１４との組み合わせを示す図であ
る。
る。
【図１６】図１３の例として周波数ずれの補正量を説明
する図である。
する図である。
【図１７】現在の周波数スペクトルの中央領域でのサブ
キャリアレベルの測定を説明する図である。
キャリアレベルの測定を説明する図である。
【図１８】ヌルキャリアとシンボルキャリアの付近に特
異点がある場合を説明する図である。
異点がある場合を説明する図である。
【図１９】サブキャリアを説明する図である。
【図２０】送信機と受信機との間の周波数の関係を説明
する図である。
する図である。
【図２１】ベースバンド・データフレーム（例えば２４
ｍｓ）を説明する図である。
ｍｓ）を説明する図である。
【図２２】マルチパス妨害を受けたサブキャリアを説明
する図である。
する図である。
３…電圧制御発振器 ８…高速フーリエ変換部 ９…誤り訂正部 １４…自動利得制御回路 １５…全体エラーレート検出部 １６…周波数補正部
Claims (33)
- 【請求項１】 直交した複数のサブキャリアを位相変調
した信号を受信する直交周波数分割多重方式受信機にお
いて、 受信信号からベースバンド信号に戻すメインキャリアを
発生する電圧制御発振器と、 前記ベースバンド信号を周波数分析してサブキャリアの
レベル及び位相値を求め符号の復号を行う周波数分析部
と、 前記メインキャリアの周波数のずれに起因する符号間干
渉によりサブキャリア間に発生するレベル差を検出し、
レベル差が最小となるように前記メインキャリアの周波
数のずれを補正する周波数補正部とを備えることを特徴
とする直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２】 各サブキャリアのレベル差を検出しレベ
ル差が小であれば受信状態が良くレベル差が大であれば
受信状態悪いと判断する受信状態判定回路をさらに備え
ることを特徴とする請求項１に記載の直交周波数分割多
重方式用受信機。 - 【請求項３】 前記周波数補正部は、隣接サブキャリア
のレベル差を検出することによりマルチパスに起因する
レベル差による誤検出を軽減しメインキャリアに周波数
のずれが発生していると判断することを特徴とする、請
求項１に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項４】 前記周波数補正部は、複数の隣接サブキ
ャリアのレベル差を総和した結果に基づいてメインキャ
リアの周波数のずれが発生していると判断することを特
徴とする、請求項１に記載の直交周波数分割多重方式用
受信機。 - 【請求項５】 前記周波数補正部は、複数の隣接サブキ
ャリアのレベル差の総和値が最小となるようにメインキ
ャリアに周波数のずれを補正することを特徴とする、請
求項４に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項６】 前記周波数補正部は、メインキャリアの
周波数のずれの補正値をプラス側、マイナス側に微小に
変化させ、レベル差の総和値が小さくなる方向に次の補
正値を変化させ、この手順を繰り返すことを特徴とす
る、請求項５に記載の直交周波数分割多重方式用受信
機。 - 【請求項７】 前記周波数補正部は、プラス側、マイナ
ス側に変化させる周波数のずれの補正値をレベル差の総
和値が大きい時には大きくし、総和値が小さい時には小
さくすることを特徴とする、請求項６に記載の直交周波
数分割多重方式用受信機。 - 【請求項８】 前記周波数補正部は、電界強度が著しく
低下すると周波数のずれの補正を停止して周波数補正前
の状態を保持することを特徴とする、請求項１に記載の
直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項９】 さらに、前記周波数分析部で得られた符
号から全体のエラーレートを求め、前記周波数補正部
は、全体のエラーレートが大きい場合にはサブキャリア
の周波数間隔ｄｆを越える周波数のシフトを行うことを
特徴とする、請求項５に記載の直交周波数分割多重方式
用受信機。 - 【請求項１０】 前記周波数補正部は、レベル差の総和
値がある値以下となるように周波数のずれの補正をした
後に、全体エラーレートを検出し、全体エラーレートが
ある値以上であれば、サブキャリアの周波数間隔ｄｆだ
け＋ｄｆ、−ｄｆ、＋２ｄｆ、−２ｄｆ、＋３ｄｆ、−
３ｄｆ、…として順次周波数のシフトを行い、全体エラ
ーレートがある値以下となった後に、再度レベル差の総
和値が最小となるように周波数のずれの補正を行うこと
を特徴とする、請求項９に記載の直交周波数分割多重方
式用受信機。 - 【請求項１１】 前記周波数補正部は、前記順次周波数
のシフト、前記周波数のずれをフィードバック量として
補正制御を行う、請求項１０に記載の直交周波数分割多
重方式用受信機。 - 【請求項１２】 前記全体エラーレートの平均値に基づ
いて周波数のシフトの方向を決定することを特徴とす
る、請求項９又は１０に記載の直交周波数分割多重方式
用受信機。 - 【請求項１３】 前記全体エラーレートが少ないとき周
波数のシフトの調整の時間間隔を大きくすることを特徴
とする、請求項９又は１０に記載の直交周波数分割多重
方式用受信機。 - 【請求項１４】 前記全体エラーレートが極めて下がる
と周波数のシフトの補正を停止して周波数補正前の状態
を保持することを特徴とする、請求項９又は１０に記載
の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項１５】 前記周波数補正部は、特定のサブキャ
リアと隣接するサブキャリア間のレベル差及び位相差に
ついて、符号干渉に起因する相関を求め、メインキャリ
アの周波数のずれがプラス側か又はマイナス側かを判断
することを特徴とする、請求項１に記載の直交周波数分
割多重方式用受信機。 - 【請求項１６】 前記周波数補正部は、前記符号干渉に
起因する相関に基づいて、特定のサブキャリアと隣接サ
ブキャリアとの符号間距離が小さいと前記特定サブキャ
リアの振幅が隣接サブキャリアの振幅よりも小さいとき
周波数のずれが小さく、前記符号間距離が大きいと特定
のサブキャリアの振幅が隣接サブキャリアの振幅よりも
大きいとき周波数のずれが大きいと判断することを特徴
とする、請求項１に記載の直交周波数分割多重方式用受
信機。 - 【請求項１７】 前記符号間距離は、前記周波数分析部
から得られた隣接サブキャリアの正弦成分の差の絶対値
と余弦成分との差の絶対値との和で求めることを特徴と
する、請求項１６に記載の直交周波数分割多重方式用受
信機。 - 【請求項１８】 前記符号間距離は、前記周波数分析部
から得られた隣接サブキャリアの正弦成分の差と余弦成
分との差との自乗平方根により求めることを特徴とす
る、請求項１６に記載の直交周波数分割多重方式用受信
機。 - 【請求項１９】 前記符号干渉に起因する相関は、特定
のサブキャリアとこれに隣接する一つのサブキャリアと
のレベル差Ｖｄと、該特定のサブキャリアとこれに隣接
する二つのサブキャリアとの符号間距離Ｄ+ 、Ｄ- との
積であるＶｄ・Ｄ+ 、Ｖｄ・Ｄ- との比較により求めら
れることを特徴とする、請求項１６に記載の直交周波数
分割多重方式用受信機。 - 【請求項２０】 前記符号干渉に起因する相関は、特定
のサブキャリアｉ0に対する隣接サブキャリアとの差Ｖ
ｄi0に対して、該特定のサブキャリアｉ0 と複数のサブ
キャリアのそれぞれ対する符号距離Ｄ+ i0、Ｄ- i0との
総和の差を、 ΣＶｄi0・Ｄ+ i0−ΣＶｄi0・Ｄ- i0 （i:サブキャリアの番号) i>i0 i<i0 として求め、この差がプラスならプラス周波数のずれ、
マイナスならマイナス周波数のずれと判断することを特
徴とする、請求項１６に記載の直交周波数分割多重方式
用受信機。 - 【請求項２１】 前記周波数補正部は、前記プラス周波
数のずれ、マイナス周波数のずれをフィードバック量と
して補正制御を行う請求項２０に記載の直交周波数分割
多重方式用受信機。 - 【請求項２２】 前記周波数補正部は、周波数のずれの
方向としてサブキャリアの周波数スペクトルの中心位置
を基準とする、請求項９又は１０に記載の直交周波数分
割多重方式用受信機。 - 【請求項２３】 前記周波数補正部は、ヌルキャリアと
シンボルキャリアの全レベル測定によって前記周波数ス
ペクトルの中心位置を判断することを特徴とする、請求
項２２に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２４】 前記周波数補正部は、大きい隣接レベ
ル差に基づいて前記周波数スペクトルの中心位置を判断
することを特徴とする、請求項２２に記載の直交周波数
分割多重方式用受信機。 - 【請求項２５】 前記周波数補正部は、連続する複数の
サブキャリアの平均レベルに基づいて前記周波数スペク
トルの中心位置を判断することを特徴とする、請求項２
２に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２６】 前記周波数補正部は、周波数スペクト
ルに特異点がある場合には周波数スペクトルの中心位置
を求めることを停止することを特徴とする、請求項２３
に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２７】 前記周波数補正部は、ヌルキャリアと
シンボルキャリアとの境界付近のレベル差を測定するこ
とによって前記周波数のスペクトルの中心位置を判断す
ることを特徴とする、請求項９又は１０に記載の直交周
波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２８】 前記周波数補正部は、ヌルキャリアの
低周波側と高周波側の複数のレベル差の総和を比べて、
大きい方に周波数のシフトを行うことを特徴とする、請
求項２７に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項２９】 前記周波数補正部は、シンボルキャリ
アの低周波側と高周波側の複数のレベル差の総和を比べ
て、大きい方に周波数のシフトを行うことを特徴とす
る、請求項２７に記載の直交周波数分割多重方式用受信
機。 - 【請求項３０】 前記周波数補正部は、ヌルキャリアの
低周波側と高周波側の複数のレベル差の総和を比べて、
大きい方に周波数のシフトを行い、さらに、シンボルキ
ャリアの低周波側と高周波側の複数のレベル差の総和を
比べて、大きい方に周波数のシフトを行うことを特徴と
する、請求項２７に記載の直交周波数分割多重方式用受
信機。 - 【請求項３１】 前記周波数補正部は、さらに、前記総
和の比較結果、総和の差が大きい場合には、周波数のシ
フト量を大きくすることを特徴とする、請求項２８又は
２９に記載の直交周波数分割多重方式用受信機。 - 【請求項３２】 前記周波数補正部は、中央付近の複数
のシンボルキャリアのレベルを測定し、該レベルの総和
がある程度以下のときは、周波数のシフトを停止するこ
とを特徴とする、請求項９又は１０に記載の直交周波数
分割多重方式用受信機。 - 【請求項３３】 前記周波数補正部は、シンボルキャリ
アに近い複数のヌルキャリアのレベルを測定し、該レベ
ルに特異点がある場合には周波数のシフトを停止するこ
とを特徴とする、請求項９又は１０に記載の直交周波数
分割多重方式用受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12568397A JP3145054B2 (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 直交周波数分割多重方式用受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12568397A JP3145054B2 (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 直交周波数分割多重方式用受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10322303A true JPH10322303A (ja) | 1998-12-04 |
| JP3145054B2 JP3145054B2 (ja) | 2001-03-12 |
Family
ID=14916100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12568397A Expired - Fee Related JP3145054B2 (ja) | 1997-05-15 | 1997-05-15 | 直交周波数分割多重方式用受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3145054B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| WO2003001713A1 (en) * | 2001-06-22 | 2003-01-03 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Orthogonal frequency division multiple signal reception apparatus, reception apparatus, orthogonal frequency division multiple signal reception method, and reception method |
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| WO2013118557A1 (ja) * | 2012-02-08 | 2013-08-15 | アルプス電気株式会社 | マルチパス検出方法及び到来角度算出装置 |
-
1997
- 1997-05-15 JP JP12568397A patent/JP3145054B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPWO2013118557A1 (ja) * | 2012-02-08 | 2015-05-11 | アルプス電気株式会社 | マルチパス検出方法及び到来角度算出装置 |
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|---|---|
| JP3145054B2 (ja) | 2001-03-12 |
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