JPH1032480A - 近接センサ - Google Patents
近接センサInfo
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- JPH1032480A JPH1032480A JP18518296A JP18518296A JPH1032480A JP H1032480 A JPH1032480 A JP H1032480A JP 18518296 A JP18518296 A JP 18518296A JP 18518296 A JP18518296 A JP 18518296A JP H1032480 A JPH1032480 A JP H1032480A
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Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Switches That Are Operated By Magnetic Or Electric Fields (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】安定した検出特性を有する近接センサを提供す
る。 【解決手段】共振回路を具備した発振回路１へ駆動電流
を供給する駆動電流設定回路２が使用環境温度の変動に
よるアナログ出力の変化を抑制するための温度補償回路
５を備えている。温度補償回路５は、抵抗Ｒ0 に直列接
続した１乃至複数のダイオードＤ，Ｄ，・・・で構成さ
れる。ダイオードＤをｎ個直列接続した場合、１つのダ
イオードＤの順方向電圧降下をＶf とすると、発振回路
１の共振回路に供給される駆動電流ＩdrはＩdr＝（Ｖ
set −ｎＶf ）／Ｒ0 となる。Ｖfは高温になるほど小
さくなるので、使用環境温度が高温になるほど、駆動電
流Ｉ drは大きくなる。したがって、使用環境温度が高温
になっても、駆動電流Ｉdrが大きくなることによって発
振回路１の出力が強まるから、アナログ出力の変動を抑
え、検出範囲が変化するのを抑制することができるので
ある。
る。 【解決手段】共振回路を具備した発振回路１へ駆動電流
を供給する駆動電流設定回路２が使用環境温度の変動に
よるアナログ出力の変化を抑制するための温度補償回路
５を備えている。温度補償回路５は、抵抗Ｒ0 に直列接
続した１乃至複数のダイオードＤ，Ｄ，・・・で構成さ
れる。ダイオードＤをｎ個直列接続した場合、１つのダ
イオードＤの順方向電圧降下をＶf とすると、発振回路
１の共振回路に供給される駆動電流ＩdrはＩdr＝（Ｖ
set −ｎＶf ）／Ｒ0 となる。Ｖfは高温になるほど小
さくなるので、使用環境温度が高温になるほど、駆動電
流Ｉ drは大きくなる。したがって、使用環境温度が高温
になっても、駆動電流Ｉdrが大きくなることによって発
振回路１の出力が強まるから、アナログ出力の変動を抑
え、検出範囲が変化するのを抑制することができるので
ある。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＬＣ共振回路を構
成する検出コイルを備え、被検知物体の接近に伴う検出
コイルの実効抵抗値変化に基づいて被検知物体を検知す
る近接センサに関するものである。
成する検出コイルを備え、被検知物体の接近に伴う検出
コイルの実効抵抗値変化に基づいて被検知物体を検知す
る近接センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、金属体（導電体）や磁性体等
からなる被検知物体を検知する近接センサとして高周波
発振型のものが知られている。この種の近接センサは、
ＬＣ共振回路を構成する検出コイルに金属体が近接する
と、電磁誘導作用によって渦電流損が生じて検出コイル
の実効抵抗値（インピーダンス）が変化することを利用
したものであり、この変化を検出コイルに接続される信
号処理回路の出力として取り出すものである。
からなる被検知物体を検知する近接センサとして高周波
発振型のものが知られている。この種の近接センサは、
ＬＣ共振回路を構成する検出コイルに金属体が近接する
と、電磁誘導作用によって渦電流損が生じて検出コイル
の実効抵抗値（インピーダンス）が変化することを利用
したものであり、この変化を検出コイルに接続される信
号処理回路の出力として取り出すものである。
【０００３】上記近接センサは大別すると、金属体の接
近した時の距離に応じたアナログ信号を出力するもの
（つまり、発振回路の出力が連続的に変化するもの）
と、アナログ出力を持たずに金属体の有無の判定のみを
行うことができるもの（つまり、金属体の近接状態にお
いて発振回路の出力が跳躍的に変化し、発振／発振停止
するもの）とに分けられる。
近した時の距離に応じたアナログ信号を出力するもの
（つまり、発振回路の出力が連続的に変化するもの）
と、アナログ出力を持たずに金属体の有無の判定のみを
行うことができるもの（つまり、金属体の近接状態にお
いて発振回路の出力が跳躍的に変化し、発振／発振停止
するもの）とに分けられる。
【０００４】前者の近接センサは、所定の閾値とアナロ
グ出力とを比較する比較回路を組み合わせることによっ
て金属体の有無の検知が可能であるが、後者の近接セン
サは金属体の有無のみを知ることができるものであって
近接状態（距離に関する情報）を知ることができないの
で、前者の方が各種の実用的な用途に広く使用されてい
る。
グ出力とを比較する比較回路を組み合わせることによっ
て金属体の有無の検知が可能であるが、後者の近接セン
サは金属体の有無のみを知ることができるものであって
近接状態（距離に関する情報）を知ることができないの
で、前者の方が各種の実用的な用途に広く使用されてい
る。
【０００５】図５に前者の近接センサの回路図の一例を
示す。この近接センサは、被検知物体（金属体）の検出
用の発振回路１と、発振回路１に定電流を与える駆動電
流設定回路２と、発振回路１の出力を直流化してアナロ
グ信号を出力する直流化回路４と、前記各回路１，２，
４へ後述の基準電圧を供給する基準電圧回路３とを備え
ている。ここで、発振回路１は、検出コイルＬ，コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 （Ｃ1，Ｃ2 は同容量）で構成される共
振回路を備えている。このＬＣ共振回路は、発振用のト
ランジスタＱ1 のコレクタに接続され、トランジスタＱ
1 のエミッタに接続された抵抗Ｒ1 及びコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の接続点とトランジスタＱ1 のエミッタとの
間に接続された帰還抵抗Ｒ3 によって帰還率が決まる
（調節される）。すなわち、帰還抵抗Ｒ3 の大きさを調
節することで、検出コイルＬに被検知物体が接近した時
に直流化回路４のトランジスタＱ3 のベースに入力され
る電圧の振幅の変化を調節することができる。要する
に、帰還抵抗Ｒ3 によって近接センサの感度が調節され
ることになる。トランジスタＱ1 のベースにはトランジ
スタＱ2 のベースが接続され、両トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 によってカレントミラー回路が構成されている。トラ
ンジスタＱ2 のコレクタには駆動電流設定回路２から定
電流が供給される。
示す。この近接センサは、被検知物体（金属体）の検出
用の発振回路１と、発振回路１に定電流を与える駆動電
流設定回路２と、発振回路１の出力を直流化してアナロ
グ信号を出力する直流化回路４と、前記各回路１，２，
４へ後述の基準電圧を供給する基準電圧回路３とを備え
ている。ここで、発振回路１は、検出コイルＬ，コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 （Ｃ1，Ｃ2 は同容量）で構成される共
振回路を備えている。このＬＣ共振回路は、発振用のト
ランジスタＱ1 のコレクタに接続され、トランジスタＱ
1 のエミッタに接続された抵抗Ｒ1 及びコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の接続点とトランジスタＱ1 のエミッタとの
間に接続された帰還抵抗Ｒ3 によって帰還率が決まる
（調節される）。すなわち、帰還抵抗Ｒ3 の大きさを調
節することで、検出コイルＬに被検知物体が接近した時
に直流化回路４のトランジスタＱ3 のベースに入力され
る電圧の振幅の変化を調節することができる。要する
に、帰還抵抗Ｒ3 によって近接センサの感度が調節され
ることになる。トランジスタＱ1 のベースにはトランジ
スタＱ2 のベースが接続され、両トランジスタＱ1 ，Ｑ
2 によってカレントミラー回路が構成されている。トラ
ンジスタＱ2 のコレクタには駆動電流設定回路２から定
電流が供給される。
【０００６】発振回路１の出力は、直流化回路４に入力
される。直流化回路４は、発振回路１の出力がベースに
入力されるトランジスタＱ3 と、トランジスタＱ3 のコ
レクタに接続されたコンデンサＣ3 とを有しており、コ
ンデンサＣ3 の両端電圧がアナログ信号として出力され
る？。駆動電流設定回路２は、基準電圧回路３から供給
される基準電圧Ｖset と抵抗Ｒ0 （の両端電圧）とによ
り決まる定電流Ｉdrを発振回路１に供給する。金属体の
近接状態に関わらずＩdrを一定とすれば、抵抗Ｒ3 と抵
抗Ｒ1 との抵抗値の比で決まる帰還率は一定であるの
で、発振振幅は金属体の近接に伴う検出コイルＬの実効
抵抗値の変化に応じて連続的に変化する。
される。直流化回路４は、発振回路１の出力がベースに
入力されるトランジスタＱ3 と、トランジスタＱ3 のコ
レクタに接続されたコンデンサＣ3 とを有しており、コ
ンデンサＣ3 の両端電圧がアナログ信号として出力され
る？。駆動電流設定回路２は、基準電圧回路３から供給
される基準電圧Ｖset と抵抗Ｒ0 （の両端電圧）とによ
り決まる定電流Ｉdrを発振回路１に供給する。金属体の
近接状態に関わらずＩdrを一定とすれば、抵抗Ｒ3 と抵
抗Ｒ1 との抵抗値の比で決まる帰還率は一定であるの
で、発振振幅は金属体の近接に伴う検出コイルＬの実効
抵抗値の変化に応じて連続的に変化する。
【０００７】図６は図５に示す構成の近接センサにおい
て、金属体が検出コイルＬに近接した時のアナログ出力
の変化を示す説明図である。図６の横軸は検出コイルＬ
と金属体との距離ｄを、縦軸は直流化回路４からのアナ
ログ出力を、それぞれ示す。図６において、距離ｄがｄ
1 よりも小さい時は、検出コイルＬから発生する高周波
磁束の金属体表面での渦電流損が大きく、発振回路１は
発振しない。従って、アナログ出力は基準電圧Ｖref に
略等しい電圧となる。一方、距離ｄがｄ1 よりも大きく
なると、発振回路１の出力が金属体の影響による検出コ
イルＬの実効抵抗値の変化に応じた発振振幅となって、
直流化回路４からアナログ信号として出力される。ここ
で、距離ｄがｄ1 よりも十分大きく検出コイルＬの実効
抵抗値が金属体の影響を受けない時のアナログ出力をＶ
inf とし、ΔＶ（ｄ）＝Ｖref −Ｖ（ｄ）とすると、Δ
Ｖ（ｄ）＝０．５ΔＶinf 〜０．８ΔＶinf 程度となる
ｄ 2 が一般的な検出限界である。すなわち、この近接セ
ンサは、ｄ1 からｄ2 までの範囲で金属体を検出するこ
とができる（近接センサとして機能できる）。
て、金属体が検出コイルＬに近接した時のアナログ出力
の変化を示す説明図である。図６の横軸は検出コイルＬ
と金属体との距離ｄを、縦軸は直流化回路４からのアナ
ログ出力を、それぞれ示す。図６において、距離ｄがｄ
1 よりも小さい時は、検出コイルＬから発生する高周波
磁束の金属体表面での渦電流損が大きく、発振回路１は
発振しない。従って、アナログ出力は基準電圧Ｖref に
略等しい電圧となる。一方、距離ｄがｄ1 よりも大きく
なると、発振回路１の出力が金属体の影響による検出コ
イルＬの実効抵抗値の変化に応じた発振振幅となって、
直流化回路４からアナログ信号として出力される。ここ
で、距離ｄがｄ1 よりも十分大きく検出コイルＬの実効
抵抗値が金属体の影響を受けない時のアナログ出力をＶ
inf とし、ΔＶ（ｄ）＝Ｖref −Ｖ（ｄ）とすると、Δ
Ｖ（ｄ）＝０．５ΔＶinf 〜０．８ΔＶinf 程度となる
ｄ 2 が一般的な検出限界である。すなわち、この近接セ
ンサは、ｄ1 からｄ2 までの範囲で金属体を検出するこ
とができる（近接センサとして機能できる）。
【０００８】上記近接センサにおいて、金属体の有無の
検知を行う場合は、アナログ出力を比較回路において閾
値Ｖthと比較してその比較結果に基づいて金属体の有無
の検知を行う。例えば、Ｖref −Ｖth＝０．５ΔＶinf
となるように、閾値Ｖthを設定すると、図６においてｄ
＝０〜ｄ3 の範囲で「金属体あり」、ｄ＞ｄ3 で「金属
体なし」と判定することになる。
検知を行う場合は、アナログ出力を比較回路において閾
値Ｖthと比較してその比較結果に基づいて金属体の有無
の検知を行う。例えば、Ｖref −Ｖth＝０．５ΔＶinf
となるように、閾値Ｖthを設定すると、図６においてｄ
＝０〜ｄ3 の範囲で「金属体あり」、ｄ＞ｄ3 で「金属
体なし」と判定することになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図５に示し
た従来例の近接センサは、使用環境温度（周囲温度）の
変動によって検出特性が変化して検出範囲等が変化して
しまうという問題があった。図７において、室温Ｔ
1 （例えば、２５℃）での検出特性をとする。温度が
上昇して高温Ｔ2 （例えば、６０℃）になると、検出コ
イルＬの抵抗値が大きくなること、発振回路１のトラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 が温度特性を有すること、検出コイル
Ｌがフェライトよりなるコアを有する場合はその温度特
性があること等によって発振回路１の発振が弱くなる。
このため、検出特性はのようになり、近接センサの検
出範囲がシフトして、ｄ1 ’（ｄ1 ’＞ｄ1 ）から
ｄ2 ’（ｄ2’＞ｄ2 ）までの範囲が検出範囲となる。
つまり、検出範囲の下限及び上限が大きい方へシフトす
る。また、「金属体あり」と判定する範囲は０〜ｄ3 ’
（ｄ3’＞ｄ3 ）となる。これに対し、使用環境温度が
下降して低温Ｔ3 （例えば、−１０℃）の時の検出特性
はのようになり、近接センサの検出範囲がシフトし
て、ｄ1 ”（ｄ1 ”＜ｄ1 ）からｄ2 ”（ｄ2 ”＜
ｄ2 ）までの範囲が検出範囲となる。この時、「金属体
あり」と判定する範囲は０〜ｄ3 ”（ｄ3 ”＜ｄ3 ）と
なる。
た従来例の近接センサは、使用環境温度（周囲温度）の
変動によって検出特性が変化して検出範囲等が変化して
しまうという問題があった。図７において、室温Ｔ
1 （例えば、２５℃）での検出特性をとする。温度が
上昇して高温Ｔ2 （例えば、６０℃）になると、検出コ
イルＬの抵抗値が大きくなること、発振回路１のトラン
ジスタＱ1 ，Ｑ2 が温度特性を有すること、検出コイル
Ｌがフェライトよりなるコアを有する場合はその温度特
性があること等によって発振回路１の発振が弱くなる。
このため、検出特性はのようになり、近接センサの検
出範囲がシフトして、ｄ1 ’（ｄ1 ’＞ｄ1 ）から
ｄ2 ’（ｄ2’＞ｄ2 ）までの範囲が検出範囲となる。
つまり、検出範囲の下限及び上限が大きい方へシフトす
る。また、「金属体あり」と判定する範囲は０〜ｄ3 ’
（ｄ3’＞ｄ3 ）となる。これに対し、使用環境温度が
下降して低温Ｔ3 （例えば、−１０℃）の時の検出特性
はのようになり、近接センサの検出範囲がシフトし
て、ｄ1 ”（ｄ1 ”＜ｄ1 ）からｄ2 ”（ｄ2 ”＜
ｄ2 ）までの範囲が検出範囲となる。この時、「金属体
あり」と判定する範囲は０〜ｄ3 ”（ｄ3 ”＜ｄ3 ）と
なる。
【００１０】また、上記近接センサは、センサの小型化
や低コスト化を図るために、集積回路（ＩＣ）を用いて
部品点数を減らしている。このため、共振回路を構成す
る検出コイルＬ、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 や、コンデンサ
Ｃ3 、抵抗Ｒ0 （駆動電流を調節するために抵抗値が高
精度であることが望まれる）を除いて、その他の構成要
素（図５において一点鎖線で囲んだ回路）は同一半導体
チップ上に集積化して形成されている（所謂カスタムＩ
Ｃを用いる）。しかしながら、ＩＣ内の抵抗Ｒ 1 〜Ｒ4
の抵抗値は、ＩＣの製造プロセスに起因してＩＣ間で±
２０％程度のばらつきがある（ただし、各抵抗間の抵抗
比は略一定であり、抵抗比のばらつきは少ない）ため、
ＩＣ内の抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 の抵抗値のばらつきによりアナ
ログ出力が変化してしまうという問題があった。
や低コスト化を図るために、集積回路（ＩＣ）を用いて
部品点数を減らしている。このため、共振回路を構成す
る検出コイルＬ、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 や、コンデンサ
Ｃ3 、抵抗Ｒ0 （駆動電流を調節するために抵抗値が高
精度であることが望まれる）を除いて、その他の構成要
素（図５において一点鎖線で囲んだ回路）は同一半導体
チップ上に集積化して形成されている（所謂カスタムＩ
Ｃを用いる）。しかしながら、ＩＣ内の抵抗Ｒ 1 〜Ｒ4
の抵抗値は、ＩＣの製造プロセスに起因してＩＣ間で±
２０％程度のばらつきがある（ただし、各抵抗間の抵抗
比は略一定であり、抵抗比のばらつきは少ない）ため、
ＩＣ内の抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 の抵抗値のばらつきによりアナ
ログ出力が変化してしまうという問題があった。
【００１１】図７は抵抗値のばらつきによるアナログ出
力の変化を説明するための図であり、は仕様（所望の
抵抗値）に対する抵抗値のばらつきが略零の時の検出特
性であり、は仕様に対する抵抗値のばらつきが＋１５
％の場合の検出特性であり、は仕様に対する抵抗値の
ばらつきが−１５％の場合の検出特性である。すなわ
ち、ＩＣの製造プロセスによる抵抗値のばらつきにより
検出特性が変化する。
力の変化を説明するための図であり、は仕様（所望の
抵抗値）に対する抵抗値のばらつきが略零の時の検出特
性であり、は仕様に対する抵抗値のばらつきが＋１５
％の場合の検出特性であり、は仕様に対する抵抗値の
ばらつきが−１５％の場合の検出特性である。すなわ
ち、ＩＣの製造プロセスによる抵抗値のばらつきにより
検出特性が変化する。
【００１２】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、安定した検出特性を有する近接セン
サを提供することにある。
あり、その目的は、安定した検出特性を有する近接セン
サを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、ＬＣ共振回路を具備した発振回
路と、前記発振回路へ駆動電流を供給する駆動電流設定
回路とを備え、被検知物体が接近することによって起き
る前記ＬＣ共振回路を構成する検出コイルの実効抵抗値
の変化に基づいて前記被検知物体を検知する近接センサ
であって、前記駆動電流設定回路に、温度の上昇・下降
に応じて前記駆動電流を増加・減少させる温度補償回路
を付加したことを特徴とするものであり、温度変動によ
る検出特性の変動を抑制することができ、安定した検出
特性を有する近接センサを提供することができる。
目的を達成するために、ＬＣ共振回路を具備した発振回
路と、前記発振回路へ駆動電流を供給する駆動電流設定
回路とを備え、被検知物体が接近することによって起き
る前記ＬＣ共振回路を構成する検出コイルの実効抵抗値
の変化に基づいて前記被検知物体を検知する近接センサ
であって、前記駆動電流設定回路に、温度の上昇・下降
に応じて前記駆動電流を増加・減少させる温度補償回路
を付加したことを特徴とするものであり、温度変動によ
る検出特性の変動を抑制することができ、安定した検出
特性を有する近接センサを提供することができる。
【００１４】請求項２の発明は、上記目的を達成するた
めに、ＬＣ共振回路を具備した発振回路と、前記発振回
路を駆動する駆動電流を設定する駆動電流設定回路とを
備え、被検知物体が接近することによって起きる前記Ｌ
Ｃ共振回路を構成する検出コイルの実効抵抗値の変化に
基づいて前記被検知物体を検知する近接センサであっ
て、同一半導体チップに前記駆動電流設定回路と前記Ｌ
Ｃ共振回路を除いた前記発振回路の一部とを集積化して
形成し、且つ、前記駆動電流設定回路に前記半導体チッ
プの抵抗値が所定値よりも大きい時は前記駆動電流を増
加させ前記抵抗値が所定値よりも小さい時は前記駆動電
流を減少させるような補償回路を付加したことを特徴と
するものであり、小型化及び低コスト化が可能になると
ともに、前記半導体チップに形成された抵抗の抵抗値の
製造プロセスによるばらつきに起因した検出特性の変動
を抑制できるから、安定した検出特性を有する近接セン
サを提供することができる。
めに、ＬＣ共振回路を具備した発振回路と、前記発振回
路を駆動する駆動電流を設定する駆動電流設定回路とを
備え、被検知物体が接近することによって起きる前記Ｌ
Ｃ共振回路を構成する検出コイルの実効抵抗値の変化に
基づいて前記被検知物体を検知する近接センサであっ
て、同一半導体チップに前記駆動電流設定回路と前記Ｌ
Ｃ共振回路を除いた前記発振回路の一部とを集積化して
形成し、且つ、前記駆動電流設定回路に前記半導体チッ
プの抵抗値が所定値よりも大きい時は前記駆動電流を増
加させ前記抵抗値が所定値よりも小さい時は前記駆動電
流を減少させるような補償回路を付加したことを特徴と
するものであり、小型化及び低コスト化が可能になると
ともに、前記半導体チップに形成された抵抗の抵抗値の
製造プロセスによるばらつきに起因した検出特性の変動
を抑制できるから、安定した検出特性を有する近接セン
サを提供することができる。
【００１５】ところで、図５に示した従来の近接センサ
は、駆動電流Ｉdrを変化させた場合、図９において、所
定の駆動電流の時の検出特性をとすると、駆動電流が
大きくなった時の検出特性はのようにシフトし、駆動
電流が小さくなった時の検出特性はのようにシフトす
る。つまり、駆動電流の変化に伴い検出範囲（検出特
性）が変化する。発明者は、この点に注目して本発明を
行った。
は、駆動電流Ｉdrを変化させた場合、図９において、所
定の駆動電流の時の検出特性をとすると、駆動電流が
大きくなった時の検出特性はのようにシフトし、駆動
電流が小さくなった時の検出特性はのようにシフトす
る。つまり、駆動電流の変化に伴い検出範囲（検出特
性）が変化する。発明者は、この点に注目して本発明を
行った。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。 （実施形態１）図１に本実施形態の近接センサの回路図
を示す。本近接センサの基本構成及び基本動作は図５に
示した従来例と略同じであり、駆動電流設定回路２が使
用環境温度の変動による検出特性の変化を抑制するため
の温度補償回路５を備えた点に特徴がある。なお、従来
例と同じ構成については同一の符号を付し説明を省略す
る。
基づいて説明する。 （実施形態１）図１に本実施形態の近接センサの回路図
を示す。本近接センサの基本構成及び基本動作は図５に
示した従来例と略同じであり、駆動電流設定回路２が使
用環境温度の変動による検出特性の変化を抑制するため
の温度補償回路５を備えた点に特徴がある。なお、従来
例と同じ構成については同一の符号を付し説明を省略す
る。
【００１７】温度補償回路５は、抵抗Ｒ0 に直列接続し
た１乃至複数のダイオードＤ，Ｄ，・・・で構成される
（図１は２つの場合である）。このため、本近接センサ
では、ダイオードＤをｎ個直列接続した場合、１つのダ
イオードＤの順方向電圧降下をＶf とすると、発振回路
１の共振回路に供給される駆動電流ＩdrはＩdr＝（Ｖ
set −ｎＶf ）／Ｒ0 となる。ここで、Ｖf は高温にな
るほど小さくなるので、使用環境温度が高温になるほ
ど、駆動電流Ｉdrは大きくなる。したがって、本近接セ
ンサは、使用環境温度が高温になっても、駆動電流Ｉdr
が大きくなることによって従来構成の場合よりも発振回
路１の出力が強まるから、検出特性（アナログ出力）の
変動を抑え、検出範囲が変化するのを抑制することがで
きるのである。また、使用環境温度が低温になった場合
は、駆動電流Ｉdrが小さくなることによって従来構成の
場合よりも発振回路１の出力が弱まるから、検出範囲が
変化するのを抑制することができる。而して、本近接セ
ンサは、従来の近接センサに比べて安定した検出特性を
有するのである。
た１乃至複数のダイオードＤ，Ｄ，・・・で構成される
（図１は２つの場合である）。このため、本近接センサ
では、ダイオードＤをｎ個直列接続した場合、１つのダ
イオードＤの順方向電圧降下をＶf とすると、発振回路
１の共振回路に供給される駆動電流ＩdrはＩdr＝（Ｖ
set −ｎＶf ）／Ｒ0 となる。ここで、Ｖf は高温にな
るほど小さくなるので、使用環境温度が高温になるほ
ど、駆動電流Ｉdrは大きくなる。したがって、本近接セ
ンサは、使用環境温度が高温になっても、駆動電流Ｉdr
が大きくなることによって従来構成の場合よりも発振回
路１の出力が強まるから、検出特性（アナログ出力）の
変動を抑え、検出範囲が変化するのを抑制することがで
きるのである。また、使用環境温度が低温になった場合
は、駆動電流Ｉdrが小さくなることによって従来構成の
場合よりも発振回路１の出力が弱まるから、検出範囲が
変化するのを抑制することができる。而して、本近接セ
ンサは、従来の近接センサに比べて安定した検出特性を
有するのである。
【００１８】（実施形態２）図２に本実施形態の近接セ
ンサの回路図を示す。本近接センサの基本構成及び基本
構成は図５に示した従来例と略同じであり、駆動電流設
定回路２が一点鎖線で囲んだＩＣにおける抵抗値ばらつ
きによる検出特性の変化を抑制するための補償回路を備
えた点に特徴がある。なお、従来例と同じ構成について
は同一の符号を付し説明を省略する。
ンサの回路図を示す。本近接センサの基本構成及び基本
構成は図５に示した従来例と略同じであり、駆動電流設
定回路２が一点鎖線で囲んだＩＣにおける抵抗値ばらつ
きによる検出特性の変化を抑制するための補償回路を備
えた点に特徴がある。なお、従来例と同じ構成について
は同一の符号を付し説明を省略する。
【００１９】補償回路は、トランジスタＱ11，Ｑ12、抵
抗Ｒ5 、オペアンプ等で構成され、基準電圧回路３から
基準電圧Ｖset2が供給されている。このため、本近接セ
ンサでは駆動電流Ｉdrが、Ｉdr＝Ｖset1／Ｒ0 −Ｖset2
／Ｒ5 となる。ここで、ＩＣの抵抗値が製造プロセスに
起因して仕様よりも大きい場合はＲ5 が大きくなる。一
方、Ｒ0 は外付の抵抗であるから、ＩＣの抵抗の抵抗値
が大きいほどＩdrは大きくなる。したがって、本近接セ
ンサは、ＩＣの抵抗値が仕様よりも大きい場合でも、駆
動電流Ｉdrが大きくなることによって従来構成に比べて
検出特性の変動を抑制することができるのである。つま
り、従来構成では、ＩＣの抵抗値が仕様よりも大きくな
ると、発振回路１の発振が弱まっていたが、本実施形態
では補償回路を設けたことによって駆動電流Ｉdrが大き
くなるので発振回路１の発振が強められるから、これら
が打ち消しあって検出特性（アナログ出力）の変動を抑
制することができるのである。また、ＩＣの抵抗値が仕
様よりも小さい場合は、駆動電流Ｉdrが小さくなること
によって従来構成に比べて検出特性の変動を抑制するこ
とができる。而して、本近接センサは、従来の近接セン
サに比べて安定した検出特性を有するのである。
抗Ｒ5 、オペアンプ等で構成され、基準電圧回路３から
基準電圧Ｖset2が供給されている。このため、本近接セ
ンサでは駆動電流Ｉdrが、Ｉdr＝Ｖset1／Ｒ0 −Ｖset2
／Ｒ5 となる。ここで、ＩＣの抵抗値が製造プロセスに
起因して仕様よりも大きい場合はＲ5 が大きくなる。一
方、Ｒ0 は外付の抵抗であるから、ＩＣの抵抗の抵抗値
が大きいほどＩdrは大きくなる。したがって、本近接セ
ンサは、ＩＣの抵抗値が仕様よりも大きい場合でも、駆
動電流Ｉdrが大きくなることによって従来構成に比べて
検出特性の変動を抑制することができるのである。つま
り、従来構成では、ＩＣの抵抗値が仕様よりも大きくな
ると、発振回路１の発振が弱まっていたが、本実施形態
では補償回路を設けたことによって駆動電流Ｉdrが大き
くなるので発振回路１の発振が強められるから、これら
が打ち消しあって検出特性（アナログ出力）の変動を抑
制することができるのである。また、ＩＣの抵抗値が仕
様よりも小さい場合は、駆動電流Ｉdrが小さくなること
によって従来構成に比べて検出特性の変動を抑制するこ
とができる。而して、本近接センサは、従来の近接セン
サに比べて安定した検出特性を有するのである。
【００２０】（実施形態３）図３に本実施形態の近接セ
ンサの回路図を示す。本近接センサは図１と図２の回路
を組み合わせたものであり、基本構成及び基本動作は実
施形態１及び実施形態２に準じるので説明を省略する。
なお、実施形態１及び実施形態２と同じ構成については
同一の符号を付してある。
ンサの回路図を示す。本近接センサは図１と図２の回路
を組み合わせたものであり、基本構成及び基本動作は実
施形態１及び実施形態２に準じるので説明を省略する。
なお、実施形態１及び実施形態２と同じ構成については
同一の符号を付してある。
【００２１】本近接センサは、使用環境温度が高くなっ
た場合や、一点鎖線で囲んだＩＣの抵抗の抵抗値が製造
プロセスに起因して仕様よりも大きい場合には、駆動電
流Ｉ drが大きくなるので、検出特性（アナログ出力）の
変動を抑制することができる。また、使用環境温度が低
くなった場合や、ＩＣの抵抗の抵抗値が製造プロセスに
起因して仕様よりも小さい場合には、駆動電流Ｉdrが小
さくなるので、検出特性（アナログ出力）の変動を抑制
することができる。而して、本近接センサは、実施形態
１及び実施形態２の近接センサに比べてより一層安定し
た検出特性を有するのである。
た場合や、一点鎖線で囲んだＩＣの抵抗の抵抗値が製造
プロセスに起因して仕様よりも大きい場合には、駆動電
流Ｉ drが大きくなるので、検出特性（アナログ出力）の
変動を抑制することができる。また、使用環境温度が低
くなった場合や、ＩＣの抵抗の抵抗値が製造プロセスに
起因して仕様よりも小さい場合には、駆動電流Ｉdrが小
さくなるので、検出特性（アナログ出力）の変動を抑制
することができる。而して、本近接センサは、実施形態
１及び実施形態２の近接センサに比べてより一層安定し
た検出特性を有するのである。
【００２２】（実施形態４）図４に本実施形態の近接セ
ンサの回路図を示す。本近接センサは、実施形態３の回
路に比較回路１１及び出力回路１２を付加してセンサ回
路Ａを構成したものであり、金属体の有無を検知するセ
ンサ（例えば、遊戯玉検出器）として用いられる。ここ
で、センサ回路Ａの出力は電流信号であるから、センサ
回路Ａの出力に外付けの出力抵抗ＲS を直列接続し、セ
ンサ回路Ａと出力抵抗ＲS との直列回路を直流電源Ｅに
接続することによって、出力抵抗ＲS の両端電圧でセン
サ回路Ａから出力された遊戯玉の有無に対応した信号を
取り出すことができるのである。
ンサの回路図を示す。本近接センサは、実施形態３の回
路に比較回路１１及び出力回路１２を付加してセンサ回
路Ａを構成したものであり、金属体の有無を検知するセ
ンサ（例えば、遊戯玉検出器）として用いられる。ここ
で、センサ回路Ａの出力は電流信号であるから、センサ
回路Ａの出力に外付けの出力抵抗ＲS を直列接続し、セ
ンサ回路Ａと出力抵抗ＲS との直列回路を直流電源Ｅに
接続することによって、出力抵抗ＲS の両端電圧でセン
サ回路Ａから出力された遊戯玉の有無に対応した信号を
取り出すことができるのである。
【００２３】比較回路１１は、直流化回路４の出力と所
定の閾値とをコンパレータＣＰにて比較して、その大小
に応じて２値の信号を出力回路１２を構成しているトラ
ンジスタＱ5 のベースへ出力する。ここで、コンパレー
タＣＰにて比較される閾値Ｖ th（図６参照）は、抵抗Ｒ
7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 の抵抗値によって決まる。なお、トラン
ジスタＱ4 のベース及びコンパレータＣＰの出力端には
定電流源７1 から定電流が流されている。
定の閾値とをコンパレータＣＰにて比較して、その大小
に応じて２値の信号を出力回路１２を構成しているトラ
ンジスタＱ5 のベースへ出力する。ここで、コンパレー
タＣＰにて比較される閾値Ｖ th（図６参照）は、抵抗Ｒ
7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 の抵抗値によって決まる。なお、トラン
ジスタＱ4 のベース及びコンパレータＣＰの出力端には
定電流源７1 から定電流が流されている。
【００２４】出力回路１２は、比較回路１１の出力に基
づいてオン・オフするトランジスタＱ5 と、トランジタ
Ｑ5 がオフの時にオンするトランジスタＱ6 ，Ｑ7 と、
トランジスタＱ5 のコレクタ及びトランジスタＱ6 のベ
ースに定電流を供給する定電流源７2 と、抵抗Ｒ10と、
トランジタＱ7 のコレクタに接続されたツェナーダイオ
ードＺＤとで構成され、比較回路１１の出力に基づいて
出力抵抗ＲS に被検知物体の有無に相当する検知信号を
生じさせるものである。
づいてオン・オフするトランジスタＱ5 と、トランジタ
Ｑ5 がオフの時にオンするトランジスタＱ6 ，Ｑ7 と、
トランジスタＱ5 のコレクタ及びトランジスタＱ6 のベ
ースに定電流を供給する定電流源７2 と、抵抗Ｒ10と、
トランジタＱ7 のコレクタに接続されたツェナーダイオ
ードＺＤとで構成され、比較回路１１の出力に基づいて
出力抵抗ＲS に被検知物体の有無に相当する検知信号を
生じさせるものである。
【００２５】以下、本近接センサを遊戯盤（所謂パチン
コ台）で用いられる遊戯玉（所謂パチンコ玉）の通過を
検出する遊戯玉検出器に用いた場合の動作について説明
する。なお、検出器本体には、遊戯玉の通過孔が設けら
れている。遊戯玉が検出コイルＬの近傍にない状態（つ
まり、遊戯玉が通過孔を通過しない状態）では、発振回
路１が発振しており、直流化回路４のトランジスタＱ3
からのアナログ出力は従来例で説明したＶinf （図６参
照）に略等しい。このため、直流化回路４の出力の方が
前記閾値Ｖthよりも小さいから、比較回路１１のコンパ
レータＣＰの出力はＬレベル（オフ）となる。すると、
出力回路１２では、トランジスタＱ5 がオフし、トラン
ジスタＱ6 ，Ｑ7 がオンするので、センサ回路Ａの端子
間電圧Ｖ1 はツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖ
Z に略等しくなる。したがって、出力抵抗ＲS の両端電
圧Ｖout は、直流電源Ｅの電圧をＶ+とすると、Ｖout
＝Ｖ+ −Ｖ1 で与えられる。
コ台）で用いられる遊戯玉（所謂パチンコ玉）の通過を
検出する遊戯玉検出器に用いた場合の動作について説明
する。なお、検出器本体には、遊戯玉の通過孔が設けら
れている。遊戯玉が検出コイルＬの近傍にない状態（つ
まり、遊戯玉が通過孔を通過しない状態）では、発振回
路１が発振しており、直流化回路４のトランジスタＱ3
からのアナログ出力は従来例で説明したＶinf （図６参
照）に略等しい。このため、直流化回路４の出力の方が
前記閾値Ｖthよりも小さいから、比較回路１１のコンパ
レータＣＰの出力はＬレベル（オフ）となる。すると、
出力回路１２では、トランジスタＱ5 がオフし、トラン
ジスタＱ6 ，Ｑ7 がオンするので、センサ回路Ａの端子
間電圧Ｖ1 はツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧Ｖ
Z に略等しくなる。したがって、出力抵抗ＲS の両端電
圧Ｖout は、直流電源Ｅの電圧をＶ+とすると、Ｖout
＝Ｖ+ −Ｖ1 で与えられる。
【００２６】一方、遊戯玉が通過孔を通過する際には、
遊戯玉が検出コイルＬに近接して発振回路１の発振振幅
が低下し、直流化回路４からのアナログ出力が前記閾値
Ｖthよりも大きくなるから、コンパレータＣＰの出力が
Ｈレベル（オン）になり、トランジスタＱ6 ，Ｑ7 がオ
フとなる。したがって、外部抵抗ＲS には基準電圧回路
３、駆動電流設定回路２、発振回路１、直流化回路４、
比較回路１１の消費電流が流れるだけなので、その消費
電流による電圧降下がＶout となる。
遊戯玉が検出コイルＬに近接して発振回路１の発振振幅
が低下し、直流化回路４からのアナログ出力が前記閾値
Ｖthよりも大きくなるから、コンパレータＣＰの出力が
Ｈレベル（オン）になり、トランジスタＱ6 ，Ｑ7 がオ
フとなる。したがって、外部抵抗ＲS には基準電圧回路
３、駆動電流設定回路２、発振回路１、直流化回路４、
比較回路１１の消費電流が流れるだけなので、その消費
電流による電圧降下がＶout となる。
【００２７】例えば、Ｖ+ ＝１２（ｖ）、ＶZ ＝６
（ｖ），消費電流＝１（ｍＡ）、Ｒｓ＝６８０（Ω）と
すると、遊戯玉がない場合、Ｖout ＝６（ｖ）であり、
遊戯玉がある場合はＶout ＝０．６８（ｖ）となる。し
たがって、出力抵抗ＲS の両端電圧は、遊戯玉の有無に
よって値が大きく異なる（ＬレベルとＨレベル）から、
出力抵抗ＲS の両端電圧を検出することで遊戯玉の有無
を知ることができるのである。
（ｖ），消費電流＝１（ｍＡ）、Ｒｓ＝６８０（Ω）と
すると、遊戯玉がない場合、Ｖout ＝６（ｖ）であり、
遊戯玉がある場合はＶout ＝０．６８（ｖ）となる。し
たがって、出力抵抗ＲS の両端電圧は、遊戯玉の有無に
よって値が大きく異なる（ＬレベルとＨレベル）から、
出力抵抗ＲS の両端電圧を検出することで遊戯玉の有無
を知ることができるのである。
【００２８】ところで、比較回路１１のコンパレータＣ
Ｐはシュミットトリガ型であって、出力レベルがＬレベ
ルからＨレベルに変化する閾値と、ＨレベルからＬレベ
ルに変化する閾値とが異なるから、通過孔を遊戯玉が１
個しか通過していないにもかかわらず２個通過したと判
断するような誤動作を防止することができる（つまり、
そのヒステリシスに相当する範囲においては遊戯玉のチ
ャタリングをダブルカウントしない）。
Ｐはシュミットトリガ型であって、出力レベルがＬレベ
ルからＨレベルに変化する閾値と、ＨレベルからＬレベ
ルに変化する閾値とが異なるから、通過孔を遊戯玉が１
個しか通過していないにもかかわらず２個通過したと判
断するような誤動作を防止することができる（つまり、
そのヒステリシスに相当する範囲においては遊戯玉のチ
ャタリングをダブルカウントしない）。
【００２９】
【発明の効果】請求項１の発明は、ＬＣ共振回路を具備
した発振回路と、前記発振回路へ駆動電流を供給する駆
動電流設定回路とを備え、被検知物体が接近することに
よって起きる前記ＬＣ共振回路を構成する検出コイルの
実効抵抗値の変化に基づいて前記被検知物体を検知する
近接センサであって、前記駆動電流設定回路に、温度の
上昇・下降に応じて前記駆動電流を増加・減少させる温
度補償回路を付加したこので、温度変動による検出特性
の変動を抑制することができ、安定した検出特性を有す
る近接センサを提供することができるという効果があ
る。
した発振回路と、前記発振回路へ駆動電流を供給する駆
動電流設定回路とを備え、被検知物体が接近することに
よって起きる前記ＬＣ共振回路を構成する検出コイルの
実効抵抗値の変化に基づいて前記被検知物体を検知する
近接センサであって、前記駆動電流設定回路に、温度の
上昇・下降に応じて前記駆動電流を増加・減少させる温
度補償回路を付加したこので、温度変動による検出特性
の変動を抑制することができ、安定した検出特性を有す
る近接センサを提供することができるという効果があ
る。
【００３０】請求項２の発明は、ＬＣ共振回路を具備し
た発振回路と、前記発振回路を駆動する駆動電流を設定
する駆動電流設定回路とを備え、被検知物体が接近する
ことによって起きる前記ＬＣ共振回路を構成する検出コ
イルの実効抵抗値の変化に基づいて前記被検知物体を検
知する近接センサであって、同一半導体チップに前記駆
動電流設定回路と前記ＬＣ共振回路を除いた前記発振回
路の一部とを集積化して形成し、且つ、前記駆動電流設
定回路に前記半導体チップの抵抗値が所定値よりも大き
い時は前記駆動電流を増加させ前記抵抗値が所定値より
も小さい時は前記駆動電流を減少させるような補償回路
を付加したので、小型化及び低コスト化が可能になると
ともに、前記半導体チップに形成された抵抗の抵抗値の
製造プロセスによるばらつきに起因した検出特性の変動
を抑制できるから、安定した検出特性を有する近接セン
サを提供することができるという効果がある。
た発振回路と、前記発振回路を駆動する駆動電流を設定
する駆動電流設定回路とを備え、被検知物体が接近する
ことによって起きる前記ＬＣ共振回路を構成する検出コ
イルの実効抵抗値の変化に基づいて前記被検知物体を検
知する近接センサであって、同一半導体チップに前記駆
動電流設定回路と前記ＬＣ共振回路を除いた前記発振回
路の一部とを集積化して形成し、且つ、前記駆動電流設
定回路に前記半導体チップの抵抗値が所定値よりも大き
い時は前記駆動電流を増加させ前記抵抗値が所定値より
も小さい時は前記駆動電流を減少させるような補償回路
を付加したので、小型化及び低コスト化が可能になると
ともに、前記半導体チップに形成された抵抗の抵抗値の
製造プロセスによるばらつきに起因した検出特性の変動
を抑制できるから、安定した検出特性を有する近接セン
サを提供することができるという効果がある。
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】実施形態２を示す回路図である。
【図３】実施形態３を示す回路図である。
【図４】実施形態４を示す回路図である。
【図５】従来例を示す回路図である。
【図６】同上の検出特性の説明図である。
【図７】同上の温度変動時における検出特性の説明図で
ある。
ある。
【図８】同上の抵抗変動時における検出特性の説明図で
ある。
ある。
【図９】同上の駆動電流変動時における検出特性の説明
図である。
図である。
１ 発振回路 ２ 駆動電流設定回路 ３ 基準電圧回路 ４ 直流化回路 ５ 温度補償回路 Ｌ 検出コイル Ｃ1 ，Ｃ2 コンデンサ Ｄ ダイオード
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年９月２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００６】発振回路１の出力は、直流化回路４に入力
される。直流化回路４は、発振回路１の出力がベースに
入力されるトランジスタＱ3 と、トランジスタＱ3 のコ
レクタに接続されたコンデンサＣ3 とを有しており、コ
ンデンサＣ3 の両端電圧がアナログ信号として出力され
る。駆動電流設定回路２は、基準電圧回路３から供給さ
れる基準電圧Ｖset と抵抗Ｒ0 （の両端電圧）とにより
決まる定電流Ｉdrを発振回路１に供給する。金属体の近
接状態に関わらずＩdrを一定とすれば、抵抗Ｒ3 と抵抗
Ｒ1 との抵抗値の比で決まる帰還率は一定であるので、
発振振幅は金属体の近接に伴う検出コイルＬの実効抵抗
値の変化に応じて連続的に変化する。
される。直流化回路４は、発振回路１の出力がベースに
入力されるトランジスタＱ3 と、トランジスタＱ3 のコ
レクタに接続されたコンデンサＣ3 とを有しており、コ
ンデンサＣ3 の両端電圧がアナログ信号として出力され
る。駆動電流設定回路２は、基準電圧回路３から供給さ
れる基準電圧Ｖset と抵抗Ｒ0 （の両端電圧）とにより
決まる定電流Ｉdrを発振回路１に供給する。金属体の近
接状態に関わらずＩdrを一定とすれば、抵抗Ｒ3 と抵抗
Ｒ1 との抵抗値の比で決まる帰還率は一定であるので、
発振振幅は金属体の近接に伴う検出コイルＬの実効抵抗
値の変化に応じて連続的に変化する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１１】図７は抵抗値のばらつきによるアナログ出
力の変化を説明するための図であり、は仕様の中心値
（所望の抵抗値）に対する抵抗値のばらつきが略零の時
の検出特性であり、は仕様の中心値に対する抵抗値の
ばらつきが＋１５％の場合の検出特性であり、は仕様
の中心値に対する抵抗値のばらつきが−１５％の場合の
検出特性である。すなわち、ＩＣの製造プロセスによる
抵抗値のばらつきにより検出特性が変化する。
力の変化を説明するための図であり、は仕様の中心値
（所望の抵抗値）に対する抵抗値のばらつきが略零の時
の検出特性であり、は仕様の中心値に対する抵抗値の
ばらつきが＋１５％の場合の検出特性であり、は仕様
の中心値に対する抵抗値のばらつきが−１５％の場合の
検出特性である。すなわち、ＩＣの製造プロセスによる
抵抗値のばらつきにより検出特性が変化する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】補償回路は、トランジスタＱ11，Ｑ12、抵
抗Ｒ5 、オペアンプ等で構成され、基準電圧回路３から
基準電圧Ｖset2が供給されている。このため、本近接セ
ンサでは駆動電流Ｉdrが、Ｉdr＝Ｖset1／Ｒ0 −Ｖset2
／Ｒ5 となる。ここで、ＩＣの抵抗値が製造プロセスに
起因して仕様の中心値よりも大きい場合はＲ5 が大きく
なる。一方、Ｒ0 は外付の抵抗であるから、ＩＣの抵抗
の抵抗値が大きいほどＩdrは大きくなる。したがって、
本近接センサは、ＩＣの抵抗値が仕様の中心値よりも大
きい場合でも、駆動電流Ｉdrが大きくなることによって
従来構成に比べて検出特性の変動を抑制することができ
るのである。つまり、従来構成では、ＩＣの抵抗値が仕
様の中心値よりも大きくなると、発振回路１の発振が弱
まっていたが、本実施形態では補償回路を設けたことに
よって駆動電流Ｉdrが大きくなるので発振回路１の発振
が強められるから、これらが打ち消しあって検出特性
（アナログ出力）の変動を抑制することができるのであ
る。また、ＩＣの抵抗値が仕様の中心値よりも小さい場
合は、駆動電流Ｉdrが小さくなることによって従来構成
に比べて検出特性の変動を抑制することができる。而し
て、本近接センサは、従来の近接センサに比べて安定し
た検出特性を有するのである。
抗Ｒ5 、オペアンプ等で構成され、基準電圧回路３から
基準電圧Ｖset2が供給されている。このため、本近接セ
ンサでは駆動電流Ｉdrが、Ｉdr＝Ｖset1／Ｒ0 −Ｖset2
／Ｒ5 となる。ここで、ＩＣの抵抗値が製造プロセスに
起因して仕様の中心値よりも大きい場合はＲ5 が大きく
なる。一方、Ｒ0 は外付の抵抗であるから、ＩＣの抵抗
の抵抗値が大きいほどＩdrは大きくなる。したがって、
本近接センサは、ＩＣの抵抗値が仕様の中心値よりも大
きい場合でも、駆動電流Ｉdrが大きくなることによって
従来構成に比べて検出特性の変動を抑制することができ
るのである。つまり、従来構成では、ＩＣの抵抗値が仕
様の中心値よりも大きくなると、発振回路１の発振が弱
まっていたが、本実施形態では補償回路を設けたことに
よって駆動電流Ｉdrが大きくなるので発振回路１の発振
が強められるから、これらが打ち消しあって検出特性
（アナログ出力）の変動を抑制することができるのであ
る。また、ＩＣの抵抗値が仕様の中心値よりも小さい場
合は、駆動電流Ｉdrが小さくなることによって従来構成
に比べて検出特性の変動を抑制することができる。而し
て、本近接センサは、従来の近接センサに比べて安定し
た検出特性を有するのである。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】本近接センサは、使用環境温度が高くなっ
た場合や、一点鎖線で囲んだＩＣの抵抗の抵抗値が製造
プロセスに起因して仕様の中心値よりも大きい場合に
は、駆動電流Ｉdrが大きくなるので、検出特性（アナロ
グ出力）の変動を抑制することができる。また、使用環
境温度が低くなった場合や、ＩＣの抵抗の抵抗値が製造
プロセスに起因して仕様の中心値よりも小さい場合に
は、駆動電流Ｉdrが小さくなるので、検出特性（アナロ
グ出力）の変動を抑制することができる。而して、本近
接センサは、実施形態１及び実施形態２の近接センサに
比べてより一層安定した検出特性を有するのである。
た場合や、一点鎖線で囲んだＩＣの抵抗の抵抗値が製造
プロセスに起因して仕様の中心値よりも大きい場合に
は、駆動電流Ｉdrが大きくなるので、検出特性（アナロ
グ出力）の変動を抑制することができる。また、使用環
境温度が低くなった場合や、ＩＣの抵抗の抵抗値が製造
プロセスに起因して仕様の中心値よりも小さい場合に
は、駆動電流Ｉdrが小さくなるので、検出特性（アナロ
グ出力）の変動を抑制することができる。而して、本近
接センサは、実施形態１及び実施形態２の近接センサに
比べてより一層安定した検出特性を有するのである。
Claims (2)
- 【請求項１】 ＬＣ共振回路を具備した発振回路と、前
記発振回路へ駆動電流を供給する駆動電流設定回路とを
備え、被検知物体が接近することによって起きる前記Ｌ
Ｃ共振回路を構成する検出コイルの実効抵抗値の変化に
基づいて前記被検知物体を検知する近接センサであっ
て、前記駆動電流設定回路に、温度の上昇・下降に応じ
て前記駆動電流を増加・減少させる温度補償回路を付加
したことを特徴とする近接センサ。 - 【請求項２】 ＬＣ共振回路を具備した発振回路と、前
記発振回路を駆動する駆動電流を設定する駆動電流設定
回路とを備え、被検知物体が接近することによって起き
る前記ＬＣ共振回路を構成する検出コイルの実効抵抗値
の変化に基づいて前記被検知物体を検知する近接センサ
であって、同一半導体チップに前記駆動電流設定回路と
前記ＬＣ共振回路を除いた前記発振回路の一部とを集積
化して形成し、且つ、前記駆動電流設定回路に前記半導
体チップの抵抗値が所定値よりも大きい時は前記駆動電
流を増加させ前記抵抗値が所定値よりも小さい時は前記
駆動電流を減少させるような補償回路を付加したことを
特徴とする近接センサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18518296A JPH1032480A (ja) | 1996-07-15 | 1996-07-15 | 近接センサ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18518296A JPH1032480A (ja) | 1996-07-15 | 1996-07-15 | 近接センサ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1032480A true JPH1032480A (ja) | 1998-02-03 |
Family
ID=16166286
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18518296A Pending JPH1032480A (ja) | 1996-07-15 | 1996-07-15 | 近接センサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1032480A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1564888A3 (de) * | 2004-02-12 | 2005-11-09 | Werner Turck GmbH & Co. KG | Näherungsschalter |
| JP2018077215A (ja) * | 2016-11-07 | 2018-05-17 | オムロン株式会社 | 検出回路及びスイッチ構造 |
| CN116743133A (zh) * | 2023-03-16 | 2023-09-12 | 杰华特微电子股份有限公司 | 一种开关驱动集成电路及开关驱动设置方法 |
-
1996
- 1996-07-15 JP JP18518296A patent/JPH1032480A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1564888A3 (de) * | 2004-02-12 | 2005-11-09 | Werner Turck GmbH & Co. KG | Näherungsschalter |
| JP2018077215A (ja) * | 2016-11-07 | 2018-05-17 | オムロン株式会社 | 検出回路及びスイッチ構造 |
| CN116743133A (zh) * | 2023-03-16 | 2023-09-12 | 杰华特微电子股份有限公司 | 一种开关驱动集成电路及开关驱动设置方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20031028 |