JPH1032613A - デジタル信号伝送システムと、その送信機および受信機 - Google Patents

デジタル信号伝送システムと、その送信機および受信機

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JPH1032613A
JPH1032613A JP9056565A JP5656597A JPH1032613A JP H1032613 A JPH1032613 A JP H1032613A JP 9056565 A JP9056565 A JP 9056565A JP 5656597 A JP5656597 A JP 5656597A JP H1032613 A JPH1032613 A JP H1032613A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、直角変調により送信機から受信機
へ任意の周波数位置において送信され、シンボルでコー
ド化されるデジタル信号伝送システムの受信機側のろは
きの構造を簡単にすることを目的とする。 【解決手段】 送信機Ｔにおいて、２つの直角信号成分
ｋｉ，ｋｑのうち一方が所定の時間間隔、特にシンボル
期間Ｔsymbの１／４および／または送信機Ｔの直角位相
搬送波周期の１／４だけ直角位相変調前に遅延装置13に
より遅延され、受信端Ｒで形成される直角位相信号成分
は各ＩＩＲフィルタＦＩ 1およびＦＱ 2によりそれぞれ
フィルタ処理されることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、シンボルでコード
化され、直角変調により任意の周波数位置で送信機から
受信機へ送信されるデジタル信号用の伝送システムに関
する。本発明はさらに、送信機、受信機およびこのよう
な伝送システムのフィルタ組合わせに関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル信号用の伝送システムは長い年
月にわたって知られており、その有効な特性のために、
娯楽または情報システムで信号またはデータの伝送或い
は記憶用にも多く使用されている。このようなシステム
の主要な特徴は、送信される情報がデジタル化されたま
たはコード化された信号として直列的に存在し、送信ま
たは記憶する前にこのデジタル信号は通常ＱＰＳＫ変調
（＝直角位相シフトキー）を受けることである。一般的
にこの後に送信チャンネルまたは無線周波数送信帯域の
周波数変換が行われ、信号が記憶されるならば、この変
換は必要ではない。受信端では、信号処理は逆の順序で
行われ、それによって本来のデジタル信号は再生され
る。これに続いてさらに受信機での信号処理が続いて行
われるが、しかしながらこれはこの発明では関係ない。
送信チャンネルを通過する送信された信号は、変調とし
てあるコード化された形態のデジタル情報を含んだ連続
的なアナログ信号である。基本的な要求は、この変調中
信頼性のある量子化範囲が存在することであり、したが
って最高の可能な雑音不感性が達成される。前述のＱＰ
ＳＫ変調技術およびその変形は高い送信信頼度と高い適
合能力を結合させる。送信される信号は、狭帯域幅の測
定または音声信号から、広帯域幅のビデオまたは高分解
能のカラーテレビジョン信号までの範囲にわたる。この
技術を使用する既知の地上または衛星ベースの伝送シス
テムの幾つかの例は、ＤＶＢ＝デジタルビデオ放送、Ｄ
ＡＢ＝デジタルオーディオ放送、ＡＤＲ＝アストラ無
線、世界スペース無線である。さらに既知の形態の直角
変調は、ＢＰＳＫ＝２進位相シフトキー、ＱＡＭ＝直角
振幅変調、ＶＳＢ＝残留側帯波変調を含んでいる。
【０００３】直角変調はＩ座標とそれに垂直のＱ座標に
より形成される仮想平面において搬送波周波数で回転す
るベクトルとして説明されることができる。変調しない
とき、回転周波数は一定であり、そのため位相は一定の
増加を示す。これは送信される信号で変調される基準位
相を限定する。アナログ信号の場合、あらゆる位相値が
可能である。デジタル信号の場合、量子化が行われ、そ
れを通して４象限などの特定の位相範囲のみが許容さ
れ、したがって識別可能である。それぞれの量子化限界
よりも小さい残留した妨害は影響を及ぼさない。搬送波
周波数の特定により、ＱＰＳＫ変調技術は送信される周
波数範囲に適合されることができる。ある状況下、例え
ばＱＡＭ技術等では、ベクトル長も変化され、それによ
ってさらに独立の情報が送信されることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】伝送システムの開発に
おいて、その送信特性と、使用される送信機および受信
機の価格および複雑性に関するシステム全般の最適化が
必要である。これに関して、通常の放送システムの場合
のように、システムが双方向であるか否かまたはこれが
基本的にただ１つの送信機と複数の受信機からなるか否
かが重要である。後者の場合、送信機特性が改良されお
よび／または受信機が簡単にされるならば、送信機がよ
り複雑になってもシステムを非対称に設計することが有
効である。
【０００５】それ故、本発明の目的は、デジタル信号用
の伝送システムを提供することであり、それによって通
常のシステムと比較して送信特性の改良および特に受信
機で必要とされる回路量の減少が達成されることができ
る。
【０００６】本発明の別の目的は、本発明にしたがった
伝送システム用の送信機および受信機を提供することで
ある。
【０００７】本発明のさらに別の目的は、本発明にした
がった伝送システム用の有効なフィルタ結合を提供する
ことである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の主要な目的は、
所定の時間間隔、特にシンボル期間の１／４により直角
混合する前に送信機の２つの直角信号成分のうち一方を
遅延することにより達成される。一方の直角信号成分の
他方の直角信号成分に関するこの時間遅延は、送信機の
直角変調の振幅安定度と、受信機の回路の複雑性との両
者にかなりの影響をもたらし、この複雑性はデジタル回
路を使用して構成する場合には非常に簡単にされること
ができる。送信機に必要とされる回路量は以下説明する
ようにほぼ同一であるか、問題にならない程度で増加す
る。
【０００９】受信機の簡単化は、２つの直角信号成分の
うち一方が所定の時間だけ送信機中で遅延され、付加的
なグループ遅延等価が２つの直角信号成分のうちいずれ
かに必要となることなく、受信機のパルス成形フィルタ
がオールパス回路網を有する簡単なＩＩＲ構造により置
換されることができるという本発明の認識から得られ
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明およびその有効な特徴を添
付図面を参照してより詳細に説明する。図１では、デジ
タルデータ流がデジタル信号ｓｒとしてソース１から送
信機Ｔへ供給されている。直角位相変調に対する基本的
な部分は変調器２中に含まれ、それはデジタル信号ｓｒ
をデジタル流の形態でＩ信号および並列なＱ信号の両者
へ変換する直列並列変換器３を含んでいる。帯域幅限定
のために、各データ流Ｉ、Ｑはそれぞれのパルス成形フ
ィルタＦＩ１、ＦＱ１に供給されている。これらのフィ
ルタによる処理後、２つのデータ流Ｉ、Ｑは通常それぞ
れ同位相成分ｋｉと直角位相成分ｋｑと呼ばれ、直角ミ
キサ４により直角位相搬送波ｔｒを変調する。搬送波ｔ
ｒはｓｉｎ／ｃｏｓ発生器4.1 により形成され、そのｃ
ｏｓ成分およびｓｉｎ成分ｃｏｓ（ｔｒ）とｓｉｎ（ｔ
ｒ）は第１のミキサ4.2 と第２のミキサ4.3 にそれぞれ
供給される。搬送波ｔｒは搬送波周波数ｆtrでベクトル
図（図４参照）において回転する。２つのミキサ4.2 と
4.3 の出力は加算器4.4 により加算され、単一段または
多段の周波数変換器５により送信チャンネルＣの帯域位
置に導かれる変調信号ｓ（ｔ）を形成する。出力端の変
換器５、発生器5.1 、ミキサ5.2 、帯域通過フィルタ5.
3 が示されている。変調された信号ｓ（ｔ）は連続的な
アナログ信号であり、それには外部および雑音信号が送
信通路Ｃ上で重畳されている。よく知られているよう
に、送信機Ｔと受信機Ｒが雑音整合基準およびナイキス
ト基準の両者を満足させるパルス成形フィルタを含んで
いるならば、干渉または雑音により生じる疑似効果が最
小にされる。
【００１１】受信機Ｒは機能的に送信機Ｔの鏡像であ
る。発生器6.1 、ミキサ6.2 、２つの帯域通過フィルタ
6.3 、6.4 を含む周波数変換器６により、受信された無
線周波数信号は再度アナログ信号ｓ（ｔ）としてより低
い周波数帯域またはベースバンドへ変換され、ここで
は、アナログまたはデジタル回路を使用して復調器７で
復調されデコードされることができる。
【００１２】復調器７では、アナログ信号ｓ（ｔ）はま
ず直角ミキサ８により同位相成分ｋｉおよび直角位相成
分ｋｑに分割される。これはアナログ信号をｓｉｎ／ｃ
ｏｓ発生器8.1 からのｓｉｎ信号およびｃｏｓ信号と混
合することにより行われる。直角混合は純粋にデジタル
的に行われてもよいが、この場合、デジタル化された信
号値は各サンプリングクロックパルスで、デジタルｓｉ
ｎ値とデジタルｃｏｓ値により乗算され、デジタルｓｉ
ｎ値とデジタルｃｏｓ値は例えば記憶されたｓｉｎ／ｃ
ｏｓ表または適切な計算技術により決定された各角度値
に対して得られる。発生器8.1 が固定されたサンプリン
グ瞬間における直角搬送波値として値＋１、０、−１、
０、＋１、０、…を得るならば、ミキサ8.2 、8.3 は特
にデジタル形態で構成することが容易である。両者の場
合、発生器8.1 は位相ロックループ（＝ＰＬＬ）を介し
て送信機の基準位相にロックされなければならない。直
角ミキサ８に後続して各信号通路にそれぞれパルス成形
フィルタＦＩ１、ＦＱ２が設けられ、パルス成形フィル
タに続いて同位相検出器9.1 と直角検出器9.2 がそれぞ
れ配置されている。最終的にＩおよびＱ信号は並列直列
変換器10により単一データ流ｓｒに再結合される。処理
段12でさらに処理が行われる。
【００１３】復調器７では、クロック再生装置11はＰＬ
Ｌの一部分を形成する。これはＩおよびＱ信号を制御信
号ｓｔへ変換し、この制御信号ｓｔは周波数において可
変周波数発生器8.1 （＝ＶＣＯ）にロックし、位相を基
準位相にロックする。デジタル復調器では、クロック再
生装置11はサンプリングクロックｆｓも提供し、この周
波数は通常シンボル周波数ｆｓｙｍｂの整倍数である。
【００１４】図２では、並列形態への本来のデータ流ｓ
ｒの変換がデータシーケンスにより図示されている。直
列並列変換器３はもとのビットシーケンス１、２、３、
４、…を交互に２つの信号通路ＩとＱに分配し、したが
ってもとのビット対ｄ１、ｄ２の奇数ビットはデータ速
度ｆBit ／２のＩデータ流を形成し、ビット対の偶数の
ビットは同一のデータ速度のＱデータ流を形成する。ビ
ット対ｄ１、ｄ２は“シンボル”Ｓｉを形成し、これは
それぞれの変調プロセスによりこのようにコード化され
る。図３の表を参照すると、ビット対ｄ１、ｄ２は４つ
の異なった論理状態を有することができ、したがってこ
れには４つの異なったシンボルＳ０、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３
が割当てられる。シンボルＳｉは、データ流ｓｒのビッ
ト速度ｆBit の半分のみであるシンボル速度またはシン
ボル周波数ｆｓｙｍｂで再度生じる。例えば４、６また
は８などの２以上のもとのビットを１シンボルに結合す
ることも可能である。シンボルの可能な数が増加し、シ
ンボル速度は減少する。シンボル速度が低下する程、送
信機および受信機の処理周波数と直角搬送波の周波数も
低下する。
【００１５】図４はＱＰＳＫ変調のベクトル図を示して
いる。４つの可能なシンボルＳｉが単位円の４つの象限
に割当てられる。ベクトルは搬送波ｔｒに対応し、Ｉ／
Ｑ座標系のその瞬間的な回転位置は角度ψ（ｔ）と振幅
Ａ（ｔ）により特有に限定される。
【００１６】図５は送信機および受信機のＩおよびＱ信
号の理想的な波形の例を示しており、これは関連するシ
ンボルＳｉにしたがって、理論的に正規化された信号値
＋１と−１の間に無限大の勾配のパルスエッジを具備し
なければならず、即ちスペクトルは無限大の長さであ
る。できる限り必要な帯域幅を減少するため、エッジは
先に説明したパルス成形フィルタにより予め定められた
方法で丸くされ、それによって同位相成分ｋｉと直角位
相成分ｋｑがパルスシーケンスから形成される。図示の
成分ｋｉ、ｋｑは送信機および受信機の両者で生じ、受
信機では僅かに変形された形態であり、サンプリングク
ロックｆｓにより直角混合される前または後にそこでデ
ジタル化されることができる。どの程度サンプリング周
波数が減少されているかが図６で明白である。
【００１７】図６は適切なサンプリングによって個々の
直角位相信号成分ｋｉ、ｋｑが受信されたアナログ信号
ｓ（ｔ）から受信機Ｒで再生されることができるかを概
略して示している。これはアナログ信号ｓ（ｔ）と、搬
送波ｔｒの関連するｃｏｓおよびｓｉｎ成分ｃｏｓ（ｔ
ｒ）ｓｉｎ（ｔｒ）（破線曲線）を同一時間スケールで
示している。時間軸ｔはシンボル期間Ｔsymb（＝Ｔs ＝
Ｔｓ）に正規化される。第４のラインはサンプリングク
ロックｆｓのサンプリング瞬間ｔ' を示しており、これ
は図４で示されているように基準位相のＩ／Ｑ座標交差
にロックされ、従ってそれぞれｃｏｓおよびｓｉｎ搬送
波成分の搬送波に関連するサンプリング瞬間ｔ' kiと
ｔ' kqを決定する。これは有効なサンプリング速度ｆｓ
と有効な搬送波周波数ｆtrを生じ、これは一体となって
符号周波数ｆｓｙｍｂ：ｆｓ＝４×ｆsymbとｆtr＝ｆ
symbに関連する。前述したように、非常に簡単な乗算係
数、即ち値＋１、０、−１のみが受信機の直角混合に対
して得られる。ミキサはゲートおよびネゲータでデジタ
ルおよびアナログ形態で非常に容易に構成されることが
できる。
【００１８】サンプリングがそれぞれＩ／Ｑ座標交差の
時間に行われるならば、係数“０”による乗算が信号値
“０”を与えるので、受信機の直角混合はさらに簡単に
されることができる。この“０”信号値は、個別のデー
タおよびそれに続くローパスフィルタ処理を省略するこ
とによって、デシメーション段とも呼ばれる簡単なサン
プリング速度減少段で共通して行われるように、さらに
処理するときに単に省略されることができる。直角変調
された信号の場合、省略は情報損失を生じない。
【００１９】最後の２行はそれぞれ同位相成分ｋｉおよ
び直角位相成分ｋｑのサンプリング瞬間ｔkiとｔkqにお
ける乗算係数＋１および−１で結合されたサンプリング
クロックｆｓｉとｆｓｑを示している。サンプリング瞬
間ｔkiおよびｔkqは時間間隔ｔｄにより分離され、ｔｄ
＝１／４×Ｔsymbである。
【００２０】同位相サンプリングクロック周波数ｆｓｉ
と、直角位相サンプリングクロックの周波数ｆｓｑはし
たがって同一である。 ｆｓｉ＝ｆｓｑ＝２×ｆｓｙｍｂ しかし、位相は異なっており、したがってサンプリング
値ｔkiおよびｔkqは先に説明したようにＴｓｙｍｂ／４
により時間的に分離される。
【００２１】結果的なベクトルｔｒ（ｔ）の瞬間的位置
φ（ｔ）および、したがって２つの直角位相成分ｋｉ、
ｋｑは、同位相サンプル値と直角位相サンプル値の両者
が実際にそれぞれのサンプリング瞬間ｔで得られさえす
れば、必要な正確度で決定されることができる。図６の
交互のサンプリングシーケンスｔkiとｔkqの場合、これ
は補間なしには可能ではない。
【００２２】普通に使用され、ナイキストおよび雑音整
合基準をも満たさなければならないＦＩＲ補間フィルタ
は嵩ばった回路を必要とするが、これまでのところ避け
られない。しかしながら、本発明によれば、先の基準を
満たすが著しく簡単なＩＩＲフィルタが提案されてい
る。予め必要な条件は２つの直角信号成分ｋｉ、ｋｑの
うち一方が、好ましくは符号周期Ｔｓｙｍｂの１／４に
等しい時間間隔ｔｄだけ送信機において遅延されること
である。
【００２３】図７は本発明にしたがった送信機Ｔと受信
機Ｒの実施形態を示している。送信機Ｔは直角位相成分
通路Ｑ中の遅延素子13を除いて図１のブロック図と同一
の機能ユニットを含んでいる、同一の参照符号が使用さ
れ、動作は基本的に図１と同じなので、送信機回路Ｔ全
体については再度説明しない。遅延素子13により導入さ
れた遅延間隔ｔｄは値ｔｄ＝Ｔｓｙｍｂ／４を有する。
前述したようにこの値によって、受信機端Ｒでは複雑な
パルス成形フィルタは非常に簡単なフィルタ構造により
置換されることができる。これは勿論、詳細に後述する
ように送信機のパルス成形フィルタＦＩ１、ＦＱ２の構
造および設計に影響を有する。送信機Ｔにおける信号処
理はアナログまたはデジタルである。処理がデジタルで
あるならば、処理クロックの周波数ｆｓｉ、ｆｓｑは少
なくともシンボル周波数の４倍またはその倍数でなけれ
ばならない。
【００２４】図７は送信機Ｔのデジタル実施形態を示し
ている。デジタル変調器２に後続してデジタルアナログ
変換器15が配置され、これには発生器16から符号速度の
４倍に等しい、即ちｆｓ＝４×ｆｓｙｍｂの変換クロッ
ク速度ｆｓが与えられており、これはデータ流ｓｒのビ
ットクロックｆBit にロックされる（図７では図示せ
ず）。出力がアナログ信号ｓ（ｔ）であるこの変換器15
を通って、再度、適切な送信がアナログであることが明
白にされる。送信機および受信機端での無線周波数変換
は図示されていない。
【００２５】図７の受信機Ｒのブロック図は図１の受信
機の基本構造に非常に類似している基本構造を示してい
る。同一の機能ユニットは同一の参照符号により示され
ており、したがって対応するユニットが容易に認識可能
である。再度、先の説明を参照する。受信され下方向変
換されたアナログ信号ｓ（ｔ）はアナログデジタル変換
器17によりデジタル化され、データ流ｓｄを形成する。
デジタルクロックｆｓはクロック再生装置11に結合され
たクロック発生器18から来る。通常のデジタル処理装置
では、受信された信号ｓ（ｔ）の帯域幅に関してサンプ
リングが反していないならばデジタル化クロックは任意
である。しかしながら好ましいデジタル受信機構造で
は、デジタル化クロックｆｓは自由に予め決定可能では
なく、その周波数はできる限りに正確にシンボル周波数
ｆｓｙｍｂの４倍近くなるべきである。これは簡単な切
換え動作＋１、−１により切換えられた受信機の直角ミ
キサが使用されるならば、図６の説明とフィルタ実行の
説明から理解される。これは同位相成分および直角位相
成分ｋｉ、ｋｑのサンプリング周波数ｆｓｉ、ｆｓｑを
与え、ｆｓ＝２×ｆｓｙｍｂである。これはＩＩＲフィ
ルタ構造を有する受信機フィルタの構成に予め要求され
る条件であり、特に（式２）の後述の関連説明が参照さ
れる。復調器７中の直角ミキサ80,85 はこの原理で動作
する。
【００２６】クロック発生器18に結合される直角ミキサ
80はデマルチプレクサとしてそれに関連する電子スイッ
チ81を有し、このデマルチプレクサはＩデータ通路およ
びＱデータ通路に交互にアナログデジタル変換器17の出
力データを分配する。電子スイッチ81は図７の送信機Ｔ
の加算器4.4 の逆に対応する。Ｉミキサ83とＱミキサ84
に接続される直角搬送波ｔｒの発生器82は交互に値＋１
と−１をミキサ83、84に与えるデータ源を含んでいる。
後者は提供されたデータを変化しないかこれらを無効に
し、両者は特に２の補数表示で、通常の２進数システム
で容易に構成されることができる。粗直角ミキサである
ミキサ80に加えて、復調器７は精巧な直角ミキサ85を含
んでおり、これは非常に低い搬送波差周波数のみを処理
する。従って、同位相成分および直角位相成分ｋｉおよ
びｋｑは、結果的な搬送波またはベクトルｔｒの付加的
な角度回転にそれぞれ対応するｃｏｓおよびｓｉｎ値を
ゆっくりと変化することによって粗ミキサ80後に乗算さ
れる。この分割のために、高速ミキサ80の比較的高い搬
送波周波数の調節は評価期間中に不正確さを生じること
なく比較的粗い周波数ステップで行われることができ
る。粗および精密直角ミキサ80、85はそれぞれクロック
再生装置11からの制御信号ｓｔおよびｓｔ' により制御
される。
【００２７】２つの直角ミキサ80、85に後続してＩデー
タ通路の同位相パルス成形フィルタＦＩ２と、Ｑデータ
通路の直角位相パルス成形フィルタＦＱ２が配置されて
いる。パルス成形フィルタＦＩ１、ＦＱ２に後続してそ
れぞれデシメーション段19.1と19,2が配置され、ここで
各データ速度ｆｓｉとｆｓｑは再度係数１／２により減
少される。最終的に２つの検出器段9.1 と9.2 はもとの
シンボルＳｉを再生し、これは並列直列変換器10により
直列データ流ｓｒへ再結合される。図７では、図面を明
瞭にするため、各サンプリング速度が送信機Ｔと受信機
Ｒのそれぞれの処理セクションに入っている。
【００２８】図７の受信機Ｒのブロック図は、送信機Ｔ
の遅延により予測される遅延素子を含んでいない。これ
は２つのオールパス回路網を有するＩＩＲフィルタ構造
を使用している本発明の構造によるパルス成形受信機フ
ィルタＦＩ１とＦＱ２を具備する。これらのフィルタは
対応する送信機フィルタＦＩ１およびＦＱ１と関係して
雑音整合基準とナイキスト基準との両者を満足する。以
下の説明部分では、これらの特性の論証、対応するフィ
ルタ構造および基本的設計を、同位相フィルタ対ＦＩ
１、ＦＩ２または直角位相フィルタ対ＦＱ１、ＦＱ２を
置換できる１対のフィルタ対Ｆ１、Ｆ２の例により詳細
に説明する。これらのフィルタＦ１、Ｆ２は異なったフ
ィルタ構造である。個々のフィルタの伝達特性は非対称
である。しかしながら、後述されるように、２つのフィ
ルタＦ１、Ｆ２のインパルス応答特性は相互に関して鏡
像対称でなければならない。
【００２９】以下の記述は２つの非対称フィルタ対ＦＩ
１とＦＩ２、ＦＱ１とＦＱ２に関する。本発明では、非
対称フィルタ組合わせＦ１、Ｆ２が構成されなければな
らない。非対称フィルタ組合わせＦ１、Ｆ２のインパル
ス応答ｈ（ｔ）の例は図９では送信機フィルタＦ１に対
して、図８では受信機フィルタＦ２に対して与えられて
いる。２つの波形は時間軸ｔ＝０に関して鏡像対称であ
る。図９のインパルス応答は負の時間範囲に延在し、因
果関係の法則を破ることなく図９のインパルス応答およ
び／または図８のインパルス応答を適切に予め遅延する
ことにより実行されることができる。２つの非対称フィ
ルタＦ１、Ｆ２の相互作用は共通のインパルス応答ｈｇ
（ｔ）により図１０で表示され、これは図８、９のイン
パルス応答のコンボリューションにより得られる。
【００３０】さらに考慮すると、複素伝達関数Ｈ（ｚ）
を試験することによりナイキスト基準と雑音整合基準を
より詳細に説明することが必要である。以下の式では、
誤解が生じないように通常の形態の指数が使用されてい
る。フィルタ組合わせＦ１、Ｆ２は共通の伝達関数Ｈｇ
（ｚ）を有し、これは送信機フィルタＦ１の伝達関数Ｈ
ｔ（ｚ）と受信機フィルタＦ２の伝達関数Ｈｒ（ｚ）に
分割される。２つのフィルタＦ１、Ｆ２の伝達関数のコ
ンボリューションはフィルタＦ１、Ｆ２の組合わせの伝
達関数Ｈｇ（ｚ）を与える。 Ｈｇ（ｚ）＝Ｈｔ（ｚ）×Ｈｒ（ｚ） （式１）
【００３１】以下の考察は、アナログデジタル変換器17
とデマルチプレクサ81により図７で決定される受信機フ
ィルタＦ２のサンプリングクロックｆｓｉ、ｆｓｑがシ
ンボル周波数ｆｓｙｍｂの２倍もの高さであり、即ちｆ
ｓｉ＝ｆｓｑ＝２×ｆｓｙｍｂである条件に適用されて
いる。簡単にする目的で、疑いのある場合のみ、受信機
Ｆ２の同位相サンプリングクロックｆｓｉと直角サンプ
リングクロックｆｓｑの区別を以下行い、代りに各処理
セクションに割当てられるサンプリングクロックまたは
サンプリング周波数ｆｓはｆｓｉとｆｓｑで与えられ
る。
【００３２】 ｆｓ＝２×ｆｓｙｍｂ （式２） を仮定すると、満たされるべき受信機のパルス成形フィ
ルタの構成と基準の式は特に簡単になる。ナイキスト基
準は以下の一般的な形態を有する。 Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ* ）＝１ （式３） ここでｚ＝Ｅｘｐ（ｊ×２π×ｆ／ｆs ）
【００３３】最適に雑音整合するために、以下の関係が
送信機フィルタＦ１と受信機フィルタＦ２との間で保持
されなければならない。 Ｈｔ（ｚ）＝Ｈｒ（ｚ* ） （式４）
【００３４】さらに、隣接するチャンネル干渉を抑圧す
るため、十分な減衰ａmin がそれぞれのＦ１、Ｆ２の阻
止帯域で必要とされる。阻止帯域の開始は共通してロー
ルオフ係数ｒにより限定される。 ｆ≧０．５×ｆｓｙｍｂ×（１＋ｒ）では、 ｜Ｈｔ（Ｅｘｐ（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin （式５） ｆ≧０．５×ｆｓｙｍｂ×（１＋ｒ）では、 ｜Ｈｒ（Ｅｘｐ（ｊ×２π×ｆ／ｆs ））｜≦ａmin （式６）
【００３５】前述したように、これらの条件はパルス成
形フィルタとして広く使用されている“上昇した余弦”
およびガウスフィルタにより満足される。しかしなが
ら、これらのフィルタ構造の欠点は送信機および受信端
で必要とされる回路が相当量であることである。
【００３６】本発明は２つの並列接続されたオールパス
回路網Ａ１、Ａ２を有する受信機フィルタ構造が（式
２）、（３）、（５）、（６）の基準を満足することが
できるという認識で予測されている。関連する複素伝達
関数は次式のようになる。 Ｈｒ（ｚ）＝１／２×（Ａｌ（ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ２（ｚ2 ）） （式７）
【００３７】２つのオールパスフィルタＡ１、Ａ２の複
素伝達関数は次式のようになる。 Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ）＝ （ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋ａ1 ×ｚ-m+1＋ｚ-m）／ （１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×ｚ-m） （式８）
【００３８】（式８）が変数ｚではなく変数の逆数ｚ*
＝１／ｚを意味しているならば、以下のように変形が行
われる。 Ａi （ｚ* ）＝１／Ａi （ｚ） （式８Ａ）
【００３９】示されているように、受信機フィルタＦ２
と、対応する送信機フィルタＦ１との両者のオールパス
回路網を使用して構成されるフィルタＦ１、Ｆ２の組合
わせは論理的にナイキスト条件を満足する。
【００４０】（式７）から始めて、送信機フィルタＦ１
の伝達関数Ｈｔ（ｚ）は、（式４）の雑音整合条件を介
して受信機フィルタＦ２の伝達関数Ｈｒ（ｚ）から形成
される。 Ｈｔ（ｚ）＝１／２×（１／Ａ１（ｚ2 ）＋ｚ／Ａ２（ｚ2 ）） （式８ｂ）
【００４１】オールパス回路網を使用するこのフィルタ
Ｆ１、Ｆ２の組合わせの共通の伝達関数Ｈｇ（ｚ）は
（式７）、（式８ｂ）にしたがって個々の伝達関数のコ
ンボリューションから得られる。 Ｈｇ（ｚ）＝１／２×（Ａ１（ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ２（ｚ2 ））× １／２×（１／Ａ１（ｚ2 ）＋ｚ／Ａ２（ｚ2 ）） （式９）
【００４２】２つの伝達関数Ｈｒ（ｚ）とＨｔ（ｚ）の
複素乗算によって行われるコンボリューションから次式
が得られる。 Ｈｇ（ｚ）＝１／２＋１／４× （ｚ×Ａ１（ｚ2 ）／Ａ２（ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ２（ｚ2 ）／Ａ１（ｚ2 ）） （式１０）
【００４３】特に伝達関数Ｈｇ（−ｚ* ）を形成するこ
とを含めて、（式３）からのナイキスト基準を（式１
０）へ形式的に適用すると、次式が得られる。 Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｇ（−ｚ* ）＝１＋０ （式１１）
【００４４】（式１１）はオールパス回路網を有するフ
ィルタの伝達関数によって得られるが、一般的な形態の
ナイキスト基準である（式３）と同一に見える。残念な
がら、（式４）にしたがった共役複素数フィルタは不安
定であり、オールパス回路網を使用するこの形態では実
現可能ではない。安定であると仮定される受信機フィル
タＦ２の反転を通じて、極およびゼロは交換され、それ
によって送信機フィルタＦ１の極は単位円外の複素周波
数ドメインに移動される。しかしながら、これは数学的
に正確な送信機フィルタのＩＩＲ構造のみに適用され
る。しかしながらＦＩＲ近似により、必要とされるフィ
ルタ回路量だけ限定される正確性により必要な条件を満
足する送信機フィルタを設計することは容易に可能であ
る。前述したように、このフィルタの設計は、図８、９
にしたがって受信機フィルタＦ２の鏡像の遅延されたイ
ンパルス応答ｈｒ' （−ｔ）＝ｈｔ（ｔ）に基づいてい
る。
【００４５】図１１は例示により、オールパス回路網を
使用する受信機フィルタＦ２の減衰特性を示している。
周波数ｆはシンボル周波数ｆｓｙｍｂに正規化される。
阻止帯域では、減衰ａは約−７０ｄＢである。（式８
ｂ）を参照して、共役複素数受信機フィルタは理論的に
同一の減衰特性をもたなければならない。しかしなが
ら、前述したように、オールパス構造はここでは可能で
はないので、鏡像に形成される周波数応答ｈｒ（ｔ）が
図９の周波数応答ｈｔ（ｔ）にできる限り近くなるよう
に近似されるＦＩＲフィルタ構造は、送信機フィルタＦ
１に使用される。理論的に負の時間範囲に無限に延在す
るインパルス応答はインパルス応答開始を限定する時間
ウィンドウにより置換されなければならない。これはク
リップされたインパルス応答が僅かの影響しか表さない
ならば十分に正当化される。必要ならば、時間ウィンド
ウおよび関連するＦＩＲフィルタ構造は抑圧された影響
が無視できる程度になるまでさらに大きくされなければ
ならない。この算定は本発明においてこれまで使用され
たＦＩＲフィルタＦ１に必要な回路量が１０乃至２０％
増加されることのみを必要とすることを示している。し
かしながら、受信端では、ここで必要とされる匹敵する
フィルタ回路量が例えば１０分の１に減少されるので節
約が著しい。さらに、受信機フィルタＦＩ１、ＦＱ２は
同一である。
【００４６】信号送信特性に対する近似を表したＦＩＲ
フィルタの影響は阻止帯域減衰のみで基本的に明らかで
あり、これは図１２で想定される例では約−５５ｄＢで
ある。フィルタＦ１、Ｆ２の組合わせ全体の減衰は所望
の減衰特性に対して十分以上の総阻止帯域減衰を与え
る。
【００４７】図１３は受信端の同位相成分および直角位
相成分ｋｉ、ｋｑをアイダイアグラムで概略的に示して
いる。信号値ｋｉ、ｋｑ＝＋１、ｋｉ、ｋｑ＝−１を通
過する曲線は限定曲線を表し、その間にはシンボル変換
が丁度行われるか否かにかかわらず、受信側の直角位相
信号成分が位置付けられている。これらの限定曲線は値
＋１、−１で丁度交差するので、先行するシンボルのシ
ーケンスは任意であり、瞬間ｔ＝０で決定されるシンボ
ル状態Ｓｉに影響を与えないことが明白である。図１３
のアイダイアグラムは、アナログ形態で瞬間−０．５≦
ｔ／Ｔs ≦＋０．５間の全ての可能な転移における２つ
の直角信号成分ｋｉ、ｋｑを表し、その減衰特性が図１
１、１２に対応する非対称フィルタＦ１、Ｆ２の組合わ
せから計算により決定される。
【００４８】図１４は２つのオールパス回路網Ａ１、Ａ
２を有する受信機フィルタＦ２の構造のブロック図を示
している。構造はオールパス回路網Ａ１を有する第１の
信号と、ｚ-1の遅延素子ｖ１と第２のオールパス回路網
Ａ２の直列結合を有する第２の信号通路を示している。
２つの信号通路の共通の入力にはデジタル入力信号ｓ
ｒ' が供給される。第１、第２のオールパス回路網Ａ
１、Ａ２の出力はそれぞれ減算器ｓｂ１の減数入力と被
減数入力へ接続され、これは受信機フィルタＦ２のデジ
タル出力信号ｓｒを出力する。
【００４９】図１５は本発明に適したオールパスフィル
タＡｉの機能ユニットおよび構造のブロック図を示して
いる。オールパスフィルタは２次フィルタであり、これ
は（式８）にしたがってオールパスフィルタの最も簡単
な実施形態を表しており、ｍ＝２である。入力ｐ１は第
１の加算器ａｄ１の第１の入力１と、減算器ｓｂ２の減
数入力に接続されている。加算器ａｄ１の出力はｚ-2遅
延素子ｖ２に結合され、その出力は減算器ｓｂ２の被減
数入力と、第２の加算器ａｄ２の第１の入力１に接続さ
れている。減算器ｓｂ２の出力は乗算器ｍの第１の入力
１に接続され、その第２の入力２にはメモリ装置ｍｒか
らの係数ａが与えられている。係数ａによって、オール
パスフィルタＡｉのフィルタ特性が決定される。乗算器
ｍの出力は第１の加算器ａｄ１の第２の入力２と、第２
の加算器ａｄ２の第２の入力２の両者に接続されてお
り、第２の加算器ａｄ２の出力は出力ｐ２に接続されて
いる。フィルタ構造はしたがって、非常に簡単であり、
デジタル形態で容易に構成されることができる。図１５
のオールパス構造は単一の乗算器ｍしか含んでいないこ
とに留意すべきである。それと対照的に、受信機フィル
タＦ２の通常のＦＩＲ構造は複数の乗算器を含み、それ
によって個別の加重が記憶された信号に割当てられる。
４０程のサンプル値が加重され、したがって乗算されな
ければならない。オールパスフィルタを使用する受信機
構造の利点はこの比較から容易に明白であろう。（式
８）にしたがって設計された高次のオールパスフィルタ
では、フィルタ特性は対応する高価格で改良されること
ができるが、しかしながらこれは匹敵するＦＩＲフィル
タの価格よりも廉価である。受信機フィルタＦ２または
送信機フィルタＦ１はデジタル形態で構成されることが
必ずしも必要ではなく、本発明の概念は原理的に、アナ
ログフィルタ構造に適用されることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】関連する受信機を有する一般的な送信機のブロ
ック図。
【図２】送信機のデータの並列形態への変換を示した説
明図。
【図３】シンボルを限定している表の図。
【図４】ＱＰＳＫベクトル図。
【図５】直角位相の１対の信号および有効なサンプリン
ククロックのタイミング図。
【図６】受信機におけるデジタル信号処理の概略図。
【図７】本発明にしたがった送信機および受信機のブロ
ック図。
【図８】受信機のフィルタの伝達関数のグラフ。
【図９】送信機のフィルタの伝達関数のグラフ。
【図１０】送信機および受信機フィルタのコンボリュー
ション伝達関数のグラフ。
【図１１】受信機のフィルタの減衰特性と、関連する理
想的な送信機のフィルタの減衰特性のグラフ。
【図１２】実際の送信機のフィルタの減衰特性のグラ
フ。
【図１３】受信機における復調された直角信号成分の限
定曲線を概略したアイダイヤグラム図。
【図１４】ＩＩＲフィルタ構造の構成図。
【図１５】オールパス構造の構成図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ミオトラーク・テメリナック ドイツ連邦共和国、デー − 79258 ハ ルタイム、フォゲッセンシュトラーセ 24 (72)発明者 フランツ − オット・ビッテ ドイツ連邦共和国、デー − 79312 エ ンメンディンゲン、シューベルトベーク ５

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直角変調により送信機から受信機へ任意
    の周波数位置において送信され、シンボルでコード化さ
    れるデジタル信号伝送システムにおいて、 送信機において、２つの直角信号成分のうち一方が所定
    の時間間隔、特にシンボル期間Ｔsymbの１／４および／
    または送信機の直角位相搬送波周期の１／４だけ直角位
    相変調前に遅延されることを特徴とする伝送システム。
  2. 【請求項２】 受信端で形成される直角信号成分は各Ｉ
    ＩＲフィルタによりそれぞれフィルタ処理されることを
    特徴とする請求項１記載の伝送システム。
  3. 【請求項３】 データ源により提供されビット速度にロ
    ックされるデジタル信号をＩデータ流とＱデータ流へ変
    換する直列並列変換器と、 送信機直角ミキサにより直角搬送波を変調する同位相成
    分および直角位相成分を形成するようにＩおよびＱデー
    タ流の帯域幅を限定するためにパルス成形フィルタとし
    てそれぞれ機能する第１の同位相フィルタおよび第１の
    直角位相フィルタと、 送信機直角位相ミキサの前に接続され、シンボル周期の
    整数部分１／Ｎに等しい時間間隔だけ同位相成分または
    直角位相成分を遅延する遅延素子とを具備している請求
    項１または２記載の伝送システム用の送信機。
  4. 【請求項４】 実質上シンボル周波数の４倍に等しいア
    ナログデジタル変換器のサンプリング周波数ｆｓによ
    り、受信された信号から抽出された信号を形成するため
    のアナログデジタル変換器と、 ＩＩＲフィルタ構造をもつそれぞれのパルス成形フィル
    タによりそれぞれフィルタ処理されるＩデータ通路用の
    同位相成分と、Ｑデータ通路用の直角位相成分へ抽出さ
    れた信号を分離するデマルチプレクサと、 入力端でＩデータ通路および／またはＱデータ通路に結
    合され、出力端でアナログデジタル変換器とデマルチプ
    レクサと直角ミキサに結合されているクロック再生装置
    とを具備している請求項１または２記載の受信機。
  5. 【請求項５】 受信機直角位相ミキサ後、同位相成分と
    直角位相成分がそれぞれＩＩＲフィルタ構造を使用して
    構成されている第２の同位相フィルタと第２の直角位相
    フィルタによりそれぞれフィルタ処理され、 第２の同位相フィルタおよび直角位相フィルタの伝達関
    数Ｈｒ（ｚ）は、送信機中の関連する第１の同位相フィ
    ルタと、関連する第１の直角位相フィルタの相互作用か
    ら得られ、これらのフィルタは好ましくはＦＩＲ構造を
    使用するデジタル形態で構成され、 第１、第２の同位相フィルタの組合わせおよび、第１、
    第２の直角位相フィルタの組合わせそれぞれ伝達関数Ｈ
    ｇ（ｚ）＝Ｈｔ（ｚ）×Ｈｒ（ｚ）を有し、これはナイ
    キスト基準Ｈｇ（ｚ）＋Ｈｒ（−ｚ* ）＝１と、雑音整
    合基準Ｈｔ（ｚ）＝Ｈｒ（ｚ* ）の両者を満たす特性で
    あることを特徴とする請求項４記載の受信機。
  6. 【請求項６】 第２の同位相フィルタと第２の直角位相
    フィルタはぞれぞれ第１のオールパス回路網と第２のオ
    ールパス回路網を含んでおり、伝達関数Ｈｉ（ｚ）は次
    式により限定され、 Ｈｉ（ｚ）＝Ａi （ｚ）＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1＋…＋
    ａ1 ×ｚ-m+1＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋ａm ×
    ｚ-m） 第２の同位相フィルタと第２の直角位相フィルタの伝達
    関数は、 Ｈｒ（ｚ）＝（Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））／
    ２ により限定されることを特徴とする請求項４または５記
    載の受信機。
  7. 【請求項７】 第１の同位相フィルタまたは第１の直角
    位相フィルタの伝達関数は、特に第１、第２の同位相フ
    ィルタまたは第１、第２の直角位相フィルタのインパル
    ス応答ｈt （ｔ）、ｈr （ｔ）に関する雑音整合の対称
    条件Ｈt （ｚ）＝Ｈr （ｚ* ）を経て、第２の同位相フ
    ィルタまたは第２の直角位相フィルタからそれぞれ決定
    され、第１の同位相フィルタまたは第１の直角位相フィ
    ルタの結果的なインパルス応答はＦＩＲ構造により任意
    の正確度で近似されることを特徴とする請求項４乃至６
    のいずれか１項記載の受信機。
  8. 【請求項８】 第２の同位相フィルタおよび第２の直角
    位相フィルタは、加算器／減算器により入力端と出力端
    で共に接続される２つの並列信号通路を有し、減数通路
    は第１のオールパス回路網を含み、被減数通路はｚ-1遅
    延素子と第２のオールパス回路網との直列結合を含んで
    いることを特徴とする請求項６または７記載の受信機。
  9. 【請求項９】 第１、第２のオールパス回路網はそれぞ
    れ１次のオールパス構造Ａi （ｚ2 ）を表し、前記オー
    ルパス構造はｚ-2遅延素子と、乗算器と、第１の加算器
    と、第２の加算器と、第２の減算器とを機能ユニットと
    して含んでいることを特徴とする請求項６乃至８のいず
    れか１項記載の受信機。
  10. 【請求項１０】 オールパス構造Ａi （ｚ2 ）の機能ユ
    ニットの相互接続は、 入力と出力との間に直列に結合されている信号流方向に
    第１の入力に接続されている第１の加算器と、出力に接
    続されているｚ-2遅延素子および第２の加算器との直列
    結合を含んでおり、 第２の減算器は減数入力が入力端子に接続され、被減数
    入力がｚ-2遅延素子の出力に接続され、出力が乗算器の
    第１の入力に接続されており、 乗算器の第２の入力にはメモリからのフィルタ係数ａが
    与えられ、乗算器の出力は第１の加算器の第２の入力
    と、第２の加算器の第２の入力の両者に接続されている
    ことを特徴とする請求項９記載の受信機。
  11. 【請求項１１】 送信機端においてそれぞれＦＩＲフィ
    ルタ構造を有する第１の同位相フィルタおよび第１の直
    角位相フィルタを具備し、受信機端においてそれぞれＩ
    ＩＲ構造を有する第２の同位相フィルタおよび第２の直
    角位相フィルタを具備し、 第２の同位相フィルタおよび第２の直角位相フィルタは
    次式の伝達関数にしたがってｚ-1遅延素子と、第１のオ
    ールパス回路網と、第２のオールパス回路網とによって
    構成され、 Ｈｒ（ｚ）＝（Ａ1 （ｚ2 ）＋ｚ-1×Ａ2 （ｚ2 ））／
    ２ 第１および第２のオールパス回路網の伝達関数Ａ
    i （ｚ）は次式により定められ、 Ｈall-pass（ｚ）＝Ａi （ｚ）＝（ａm ＋ａm-1 ×ｚ-1
    ＋…＋ａ1 ×ｚ-m+1＋ｚ-m）／（１＋ａ1 ×ｚ-1＋…＋
    ａm ×ｚ-m） 時間ドメインでコンボリュートされたインパルス応答ｈ
    r ' （−ｔ）は、雑音整合基準Ｈｔ（ｚ）＝Ｈｒ
    （ｚ* ）にしたがって第２の同位相フィルタと第２の直
    角位相フィルタのインパルス応答ｈr （ｔ）によって形
    成され、前記インパルス応答ｈr （ｔ）は僅かに残留し
    た振動範囲、特に消滅している振動範囲中に時間ドメイ
    ンにおいて前に限定され、 鏡像の限定されたインパルス応答ｈr ' （−ｔ）＝ｈr
    （ｔ）から、ＦＩＲフィルタの係数が決定され、それは
    第１の同位相フィルタと第１の直角位相フィルタとのフ
    ィルタの組合わせで使用されることを特徴とする請求項
    １または２で伝送システム、請求項３で送信機、請求項
    ４乃至１０のいずれか１項に記載された受信機のための
    フィルタ組合わせ装置。
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