JPH10327091A - 相互変調ひずみを検出し低減させるための装置及び方法 - Google Patents

相互変調ひずみを検出し低減させるための装置及び方法

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JPH10327091A
JPH10327091A JP10038216A JP3821698A JPH10327091A JP H10327091 A JPH10327091 A JP H10327091A JP 10038216 A JP10038216 A JP 10038216A JP 3821698 A JP3821698 A JP 3821698A JP H10327091 A JPH10327091 A JP H10327091A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 広帯域スペクトル内に入る狭帯域信号により
導入される相互変調ひずみ干渉の各成分を識別できる相
互変調ひずみの検出方法及び装置を提供する。 【解決手段】 ＣＤＭＡセルラー又は広帯域ＰＣＳ移動
電話受信機のフロントエンドにおいて、増幅器バイパス
接続を通して受信信号を送るように、低雑音増幅器３０
５をバイパスするために切換え式バイパス接続が設けら
れる。該増幅器バイパス接続は減衰器３０６を内含する
ことができる。切換え式バイパスはデジタル信号プロセ
ッサにより生成された制御信号によって活性化される。
デジタル信号プロセッサは受信信号を解析して、合計受
信信号出力に対するＩＭＤ干渉の相対的寄与を検出して
決定し、ＩＭＤ干渉が予め定められたレベルを上回った
時点で低雑音増幅器をバイパスするべく制御信号を送
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般に、符号分割多
元接続（ＣＤＭＡ）の移動電話システムにおける、相互
変調ひずみ（ＩＭＤ）の検出及びＩＭＤの低減のための
方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】セルラー移動電話の加入者の急激な成長
率、音声のみならずデータ伝送のためのセルラー電話の
使用の必要性、そしてアナログセルラーシステムの容量
に限界があることなどが、増大された容量及びより高品
質の信号を提供するためのデジタルセルラーシステムの
実施の推進要因となっている。或る時点で、アナログシ
ステムからデジタルシステムへの完全な移行が起こるか
もしれない。しかしながらその時まで、２つのシステム
は共存しなければならず、デジタルセルラーに対する付
加的なスペクトル割当ては全く無いと思われることか
ら、デジタル及びアナログセルラーシステムは、受信用
として８６９〜８９４MHz 、信号送信用として８２４〜
８４９MHz という同じスペクトルを共用しなければなら
ない。
【０００３】ＣＤＭＡ（符号分割多元接続）技術を用い
るデジタルセルラーシステムは、なかでも周波数計画の
容易さ、容量の増大（少なくとも理論上は）及びハンド
オフの改善といったものを含め、その他の提案されたデ
ジタル技術すなわちＴＤＭＡ及びＦＤＭＡ（それぞれ、
時分割多元接続及び周波数分割多元接続）に比べいくつ
かの利点をもつ。ＣＤＭＡシステムは、ＡＭＰＳ（ａｄ
ｖａｎｃｅｄ ｍｏｂｉｌｅ ｐｈｏｎｅ ｓｙｓｔｅ
ｍ）を用いたアナログセルラーシステムがすでに充分確
立されている高密度市場すなわち大都市へと導入されて
きた。これらの領域内では、ＣＤＭＡ基地局は、数多く
の既存のＡＭＰＳ基地局の中にまばらに点在している。
ＣＤＭＡ移動局（ＣＤＭＡセルラー加入者）とＣＤＭＡ
基地局との間の距離及びＡＭＰＳ基地局の相対的近接性
に応じて、ＡＭＰＳ送信機からの信号は、ＣＤＭＡ電話
に過大な負荷を与え得る重大な干渉（ｉｎｔｅｒｆｅｒ
ｅｎｃｅ）を発生する可能性がある。このことは、受信
機フロントエンドにある高感度増幅器が高レベルのＡＭ
ＰＳ信号で駆動されている場合に、それが増幅器の転送
機能の非線形領域内で作動するために起こるのである。
非線形動作領域においては、周波数成分が混合して、受
信されたスペクトル内の各信号に加え新しい周波数項を
作り出す。相互変調ひずみ（ＩＭＤ）をその有意な構成
要素（コンポーネント）とするこの干渉は、ＣＤＭＡ電
話が物理的にＣＤＭＡ基地局から遠いものの、ＡＭＰＳ
専用（同じ位置に設定（ｃｏ−ｌｏｃａｔｅｄ）されて
いない）基地局の近くにある（位置設定されている）場
合に発生する。このような状況下で発生するＩＭＤは、
「移動性の発生ＩＭＤ（ｍｏｂｉｌｅ−ｇｅｎｅｒａｔ
ｅｄ ＩＭＤ）」とラベル付けされてきた。
【０００４】移動性の発生ＩＭＤ（以下単に「ＩＭＤ」
と呼ぶ）が発生した場合、過剰駆動された出力レベルで
作動するときの装置の非線形性に起因して２つ以上の信
号が受信機内で混合し、時として受信機通過帯域内に入
る周波数でＩＭＤ積信号（ＩＭＤ ｐｒｏｄｕｃｔ ｓ
ｉｇｎａｌｓ）を生成する。通過帯域内のＩＭＤ積がＣ
ＤＭＡ信号強度に比べて充分なレベルにある場合、それ
は望まれる受信信号と干渉する可能性がある。ＣＤＭＡ
帯域はＡＭＰＳ帯域よりも４１倍広い受信機帯域幅を有
することから、ＩＭＤ積（ＩＭＤ ｐｒｏｄｕｃｔ）
が、ＣＤＭＡ帯域内に入る確率は比較的高い。こうし
て、ＡＭＰＳ，ＮＡＭＰＳ（狭帯域ＡＭＰＳ）又はＩＳ
−１３６ベースのＴＤＭＡを含む狭帯域システムが、Ｉ
Ｓ−９５ベースのＤＳ−ＣＤＭＡ（直接シーケンスＣＤ
ＭＡ）といった広帯域システムに亘ってパルス妨害タイ
プ（ｐｕｌｓｅ−ｊａｍｍｉｎｇ ｔｙｐｅ）の干渉を
ひき起こすメカニズムが作り出される。
【０００５】ＩＭＤは一般に、移動電話受信機（フロン
トエンド）の能動段においてアンテナとチャンネル選択
性フィルタの間で発生する。「先行技術」を示す図１
は、ＣＤＭＡ電話受信機フロントエンドのための典型的
な能動段のブロックダイヤグラムである。能動段１００
には、一般には、デュープレクサ（送受切替器）１０８
を介して信号を受信するＲＦ低雑音増幅器（「ＲＦ Ｌ
ＮＡ」）１０２、ミクサ１０４（これは局部発振器に結
合されている）及びＩＦ増幅器１０６が内含されてい
る。干渉信号は、フロントエンドＲＦフィルタ１１０を
通過し、チャンネル選択性ＩＦフィルタ１１２に達する
まで阻止されない。この時点までにＩＭＤ積はすでに生
成されており、ＤＳ−ＣＤＭＡ信号の通過帯域内に位置
づけられている。
【０００６】標準規格ＩＳ−９５に準拠する移動電話に
ついての実用的な相互変調スプリアスレスポンス減衰は
約５８dBである。この減衰レベルは、大衆市場をターゲ
ットにしたセルラー電話の必要条件と一貫性をもつコス
トで、適正な電力消費を提供する。しかしながら、試験
的ＣＤＭＡ／ＡＭＰＳデュアルモードネットワーク上で
行なわれたフィールドテストは、５８dBの減衰が不適当
であることを示した。図２は、５８dBの相互変調干渉許
容余裕（ｔｏｌｅｒａｎｃｅ ｍａｒｇｉｎ）を表わす
ライン２０での、ＡＭＰＳ信号出力レベル（水平軸に沿
ったもの）と、望まれるＣＤＭＡ出力レベル（垂直軸に
沿ったもの）の間の関係例を示している。５８dBのライ
ンは、ネットワークが高度に負荷を受けた場合に受容可
能な音声品質を維持するのに必要とされる最低の搬送波
対干渉比（Ｃｉ／Ｉ）に対応する。このラインより下の
点は、Ｃｉ／Ｉがこのラインより上で増大している状態
で、劣化した音声の品質と増大した呼ドロップ率を表わ
している。実際のフィールドテスト測定点は、参照番号
２２で示された領域の中に示されており、測定された点
は全てこのラインのはるか下にあり、ＩＳ−９５ベース
のＣＤＭＡ電話についての重大な問題点を表わしてい
る。
【０００７】高レベルの干渉が存在する領域内でＣＤＭ
Ａサービスを提供することに対する考えられる１つの解
決法は、ＣＤＭＡセルをＡＭＰＳ又はその他の狭帯域セ
ルと同じ位置に設定することである。この措置は、基地
局の１対１の調和がきわめてコスト高になることから、
特に確立したＡＭＰＳテリトリ内へのＣＤＭＡの初期的
導入に対しては実用的でない。ＡＭＰＳ基地局は非常に
数多く存在することから、ＣＤＭＡシステムは、ＣＤＭ
Ａ加入者がその他の同じ位置に設定されていないＡＭＰ
Ｓサイト（ｓｉｔｅ）の近くにあるとき、近−遠効果
（ｎｅａｒ−ｆａｒ ｅｆｆｅｃｔ）に起因してシステ
ム干渉をなおも受けやすくなる。考えられるもう１つの
解決法は、ＬＮＡのダイナミックレンジ能力を増大さ
せ、特定的に最大出力処理能力を増大させることによっ
て、干渉に対する受信機の免疫を改善させることであ
る。しかしながら、この解決法は、受信機に対する供給
電流の増大を必要とし、ＣＤＭＡの有意な利点の１つ、
つまりセルラー電話内の電池寿命の延長及び通話及び待
受け（ｓｔａｎｄ−ｂｙ）時間の延長という利点をくつ
がえすことから、同様に実用的でない。これらの解決法
は実質的な妥協無しで干渉問題を無くすることのできな
いものであることから、ＩＭＤ干渉を最小限におさえる
ことに努力が向けられてきた。
【０００８】ＩＭＤは、受信機内に注入される２つ以上
のトーン（ｔｏｎｅ）によって生成されるピークスプリ
アスレベルの形で定義づけされ得る。ＩＭＤの影響を最
小限におさえるための１つの解決法は、移動局のフロン
トエンドすなわちアンテナと能動要素との間で強いＩＭ
Ｄ（ＩＩＰ3 （三次遮断点（ｔｈｉｒｄ−ｏｒｄｅｒｉ
ｎｔｅｒｃｅｐｔ ｐｏｉｎｔ）））信号を減衰させる
ことにある。三次遮断点は、一般には、受信機につい
て、入力された２つのトーン出力に等しい三次ひずみ積
を作り出すために必要とされる入力（２つのトーンの形
での）として定義づけされる。ＩＩＰ3 が高くなればな
るほど、与えられたレベルの入力トーンについて生成さ
れるＩＭＤ積のレベルは低いものとなる。低雑音増幅器
（ＬＮＡ）は低いＩＩＰ3 を有すること、そして弱い望
まれた信号を受信した時点で標的（ｔａｒｇｅｔ）雑音
指数を提供するためにそれが必要とされることから、そ
れは、選択的な、すなわち切換え式のバイパス及び／又
は減衰の点に対して論理的な選択である。ＬＮＡは、設
計パーティションに応じて１５dBと２２dBの間で典型的
に変動しうるステップサイズ（ただしこれは０dB以上の
いずれかの場所の一範囲をカバーすることができる）を
もつ広帯域幅ステップ増幅器である。
【０００９】本明細書に参考として取り込まれているＰ
Ｆ Ｄｅｓｉｇｎ，１９９６年１２月号，ｐ４６〜５３
で発表された「ＣＤＭＡセルラー電話におけるＩＭひず
みの低減」という題の論文の中でＢａｉｎが記述したも
のを含め、ＩＭＤ積のレベルを低減させるためにさまざ
まな方法が提案されてきた。Ｂａｉｎは、ある与えられ
た信号についてのＲＦ入力レベルを決定し、そのレベル
が予め定められたしきい値を上回る場合にはＬＮＡに先
立ち減衰器内で切換えを行なうための方法について記述
している。ＬＮＡはバイパスされず、受信機フロントエ
ンド内で活動状態にあり続ける。減衰器は、固定式でも
可変式でもよい。しきい値及び検出は両方共ＡＭＰＳ信
号レベルに関係なく合計受信信号レベルに基づいている
ことから、信号対雑音比（ＳＮＲ）は犠牲にされ、ＡＭ
ＰＳ信号レベルがＣＤＭＡ信号レベルよりもはるかに大
きい場合、呼（ｃａｌｌ）がドロップする危険性は高
い。この状況下で、組合された信号は減衰器内で切換え
するのに充分なほどに高いが、比較的弱いＣＤＭＡ信号
は、増幅なしでは検出することができないような低いレ
ベルにあり、その結果呼は喪失する。
【００１０】もう１つの方法は、本明細書に参考として
取り込まれているＷｈｅａｔｌｅｙ等の国際特許出願
（国際出願第ＷＯ９６／１９０４８；国際出願第ＰＣＴ
／９５ＵＳ／１６００２号、表題：「干渉に対する受信
機の免疫を増大させるための方法及び装置」）の中で記
述されている。この方法は、受信信号を第１のスイッチ
位置で増幅器入力端に、又は第２のスイッチ位置で増幅
器をバイパスする帯域フィルタに直接結合させるため、
１対のスイッチを用いる。マイクロコントローラが受信
信号の出力を監視し、合計の受信信号出力が予め定めら
れたしきい値を上回ったのに応答して第１の位置と第２
の位置との間で切換えを行なう。１つの変形形態では、
内含された受信信号強度表示器（ＲＳＳＩ）からのもう
１つの予め定められた出力しきい値及び情報に基づい
て、フロントエンド利得が連続的に調整される。Ｂａｉ
ｎによって提案されている方法におけるように、減衰の
活動化は、望ましくないＡＭＰＳ信号（又はその他の干
渉源）の相対的寄与を参考にすることなく、合計受信信
号レベルに基づいている。従って、減衰器の設定が高す
ぎるか又は受信信号の増幅が低すぎるために、低レベル
のＣＤＭＡ信号がドロップする危険性が残る。
【００１１】増幅器バイパスの不必要な活動化を回避す
るためにＩＭ干渉（ＩＭ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）
に対しより特定的な反応を提供することに向けての努力
は、ＩＭ干渉がランダムプロセスであって移動チャンネ
ル環境内での干渉の検出を困難な仕事にしているという
事実によって妨げられている。図８は、ＦＦＴプロセッ
サの出力から決定されるようなＣＤＭＡ帯域幅を横切っ
てのＩＭＤの存在の一例を提供している。ＡＭＰＳ基地
局の方向に走行する間に行なわれたフィールド測定を使
って生成されたこのプロットは、合計帯域幅内の小さな
帯域幅内で干渉がどのように現われるか、及びそれが帯
域幅を横切ってどのようにランダムに広がっているかを
例示している。ＩＭＤ出力レベルを検出するのに全帯域
幅が使用される場合、狭帯域干渉の影響を適切に考慮に
入れることは不可能である。
【００１２】ＩＭＤからの類似の干渉は、受信機フロン
トエンドでの低雑音増幅器の使用及び必要とされる全て
のセルラーチャンネルの同時受信に起因して、広帯域Ｐ
ＣＳ１９００（パーソナルコミュニケーションサービ
ス）無線電話においても見受けられる。ＰＣＳ帯域は、
信号受信については１９３０〜１９９６MHz 、そして信
号送信については１８５０〜１９１０MHz にあり、従っ
て同じ入力スペクトル内にＡＭＰＳ信号の重複は全く無
い。しかしながらＩＭＤは、低雑音増幅器内の２つ以上
の入力信号の混合（ｍｉｘｉｎｇ）の積であることか
ら、それでもなお近隣のＡＭＰＳ基本局又はその他の発
信源（ｓｏｕｒｃｅ）からの高レベルで比較的狭帯域の
信号がＰＣＳ１９００移動電話内のＩＭ積（ＩＭ ｐｒ
ｏｄｕｃｔｓ）を結果としてもたらし、その結果信号は
劣化し呼がドロップする可能性がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】以上の理由から、ＣＤ
ＭＡ−及びその他の広帯域ベースの移動電話システムを
ＡＭＰＳサービスエリア内に有効に組込むため、ＩＭＤ
濾波メカニズムの中の感度の過剰補償又は欠如に起因し
て発生する広帯域ベースの呼のドロップの発生を最小限
におさえるＩＭＤ積低減操作の選択的活性化のためＡＭ
ＰＳに由来するＩＭＤ干渉を検出するための方法及びシ
ステムに対するニーズがなおも存在する。ＩＭＤ干渉が
存在するか否かを決定するための優れた方法には、干渉
の性質を正確に考慮することが必要とされる。先行技術
の解決法はこのような考慮を行なうことができなかっ
た。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の利点は、ＡＭＰ
Ｓベースのシステムからの信号といった広帯域スペクト
ル内に入る狭帯域信号により導入されるＩＭＤ干渉（Ｉ
ＭＤ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の各成分の識別（特
定）を可能にするＣＤＭＡ又はその他の広帯域ベースシ
ステム内の相互変調ひずみを検出するための方法及び装
置を提供するという点にある。
【００１５】本発明のもう１つの利点は、ＣＤＭＡ又は
その他の広帯域内で狭帯域に起因する相互変調積（ｉｎ
ｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｐｒｏｄｕｃｔｓ）が検
出された時点で、ＩＭＤ干渉の減少のため濾波機能を制
御するための方法及び装置を提供するという点である。
１つの実施例においては、広帯域移動セルラー電話の受
信機のフロントエンドにおいて、低雑音増幅器をバイパ
スして受信信号を低雑音増幅器の出力側上の１点に伝え
るための切換え型バイパス接続が提供される。バイパス
接続内には減衰器を内含させることもできる。切換え型
バイパスは、デジタル信号プロセッサによって生成され
た制御信号により活性化される。デジタル信号プロセッ
サは、合計受信信号出力（ＲＳＳＩ）に対するＩＭＤ干
渉の相対的寄与を検出し決定するために受信信号を解析
し、ＩＭＤ干渉が予め定められたレベルを上回るとき、
低雑音増幅器をバイパスするべく制御信号を送る。
【００１６】ＩＳ−９５ＣＤＭＡセルラー電話又はＰＣ
Ｓ１９００移動電話が、インバンド（ｉｎ−ｂａｎｄ）
ＩＭＤをひき起こす大きな近帯域（ｎｅａｒ−ｂａｎ
ｄ）信号の存在下にある時を見分けるためのスペクトル
推定を実行することによって、ＩＭＤ干渉の存在の識別
（ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）が達成される。一実
施例においては、受信信号が受信機フロントエンドの１
つ又はそれ以上の能動段を通過した後、アナログ−デジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器で受信信号から一連のデータサン
プルを収集することによって、スペクトル推定が実行さ
れる。収集した各サンプルを用いて、デジタル信号プロ
セッサ（ＤＳＰ）は離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をコン
ピュータ処理してデータの複数のビン（ｂｉｎ）を生成
する。このとき、各ビン（ｂｉｎ）について大きさすな
わち振幅（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ ｖａｌｕｅ）が計算さ
れる。周波数ドメイン内の各ビンについて１つのフィル
タの割合でフィルタ列（ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋ）にデ
ータを通すことにより、収集された各サンプルについて
各ビンのための平均の大きさ（ａｖｅｒａｇｅ ｍａｇ
ｎｉｔｕｄｅ）が計算され、その後、ＬＮＡをバイパス
するために充分なＩＭＤが受信信号内に存在するか否か
を決定する決定アルゴリズムにより演算処理される。Ｉ
ＭＤレベルがＬＮＡのバイパスを保証するのに充分高い
場合、ＤＳＰは、ＬＮＡのバイパスに起因する利得損失
を補償するべく可変利得増幅器（ＶＧＡ）を制御するた
めの自動利得制御（ＡＧＣ）ブロックに対し信号を提供
することになる。
【００１７】データ収集は、短かい持続時間の割込みル
ーチンの間に行なわれ、このルーチンの期間はハードウ
ェアの複雑性、電池の寿命及び検出の頑強性すなわち検
出器信頼性の間の平衡化（ｂａｌａｎｃｉｎｇ）に基づ
いて決定される。好ましい実施形態においては、検出器
は、ＩＳ−９５規格によると２０ミリセカンドである全
てのフレームの始めで更新される。割込みは、約１msec
以下のオーダーという短かい持続時間のものであり、少
量の合計処理資源しか消費せず、従ってエンドユーザー
にとってトランスペアレントである。
【００１８】インバンドＩＭＤの存在の決定はスペクト
ル推定に基づいていることから、自己相関（ａｕｔｏｃ
ｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）、ウィンドウ処理型ＦＦＴ（ｗ
ｉｎｄｏｗｅｄ ＦＦＴ）、バーグ法（Ｂｕｒｇ ｍｅ
ｔｈｏｄ）、及びその他のパラメータ方法（ｐａｒａｍ
ｅｔｒｉｃ ｍｅｔｈｏｄｓ）を含むその他の統計的方
法を使用することもできる。
【００１９】移動セルラー電話内で生成されるＩＭＤを
濾波するための方法として記述されているものの、発明
力あるこの方法は、狭帯域同一チャンネル干渉及び基地
局送信機で生成されるＩＭＤといったようなＣＤＭＡ又
はその他の広帯域移動電話によって受信され得る非移動
局で生成されるＩＭＤ干渉を濾波するためにも利用可能
である。一般に、この発明力ある方法及び装置は、ＩＭ
Ｄが１つの要因でないエリア内のセルラー電話のノイズ
フロア（ｎｏｉｓｅ ｆｌｏｏｒ）を犠牲にすることな
く、又電力消費を付加したり又はコストを増大させるこ
となく、セルトラヒックローディングに移動セルラー電
話を適合させるための手段を提供する。
【００２０】本発明は、同じ番号が同じ部品を指示して
いる添付図面と合わせて本発明の好ましい実施形態につ
いての以下の詳細な記述を考慮することによって、容易
に理解することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】好ましい実施形態についての以下
の詳細な記述は、ＣＤＭＡ移動電話に対するこの発明力
ある方法及び装置の応用について論述するものである。
相互変調ひずみは数多くのＲＦシステムにおいて干渉を
生成し移動電話における著しい問題となっていることか
ら、本明細書で記述する方法は、ＰＣＤ１９００移動電
話を含むその他の広帯域ベースの移動電話にも同様に応
用可能である。
【００２２】以下の詳細な説明は、当該技術分野におい
て一般に周知のものである数多くの頭字語を利用してい
る。便宜上、標準的には各頭字語の最初の例に定義づけ
が備わっているものの、以下の表１に、頭字語とそのそ
れぞれの定義づけのリストが提供されている。 表 １ 頭字語 定義づけ Ａ／Ｄ アナログ−デジタル（変換器） ＡＧＣ 自動利得制御 ＡＭＰＳ 先進移動無線標準方式（Advanced Mobile Phone System） ＡＳＩＣ 特定用途向け集積回路 ＢＰＦ 帯域通過フィルタ ＣＤＭＡ 符号分割多元接続 Ｃｉ／Ｉ 搬送波対干渉比 ＤＦＴ 離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform） ＤＳ 直接シーケンス ＦＤＭＡ 周波数分割多元接続 ＦＦＴ 高速フーリエ変換 ＩＦ 中間周波数 ＩＩＰ3 三次遮断点（Third Order Intercept Point) ＩＩＲ 無限インパルス応答 ＩＭ 相互変調 ＩＭＤ 相互変調ひずみ（Intermodulation Distortion) ＩＮＲ 干渉対雑音比 ＩＳ 暫定規格 ＬＮＡ 低雑音増幅器 ＬＯ 局部発振器 ＬＰＣ 線形予測符号化 ＬＰＦ 低域通過フィルタ ＭＳ 移動局 ＰＣＳ パーソナルコミュニケーションズサービス （Personal Communications Services） ＰＳＦ 点広がり関数（Point Spread Function) ＲＦ 無線周波数 ＲＳＳＩ 受信信号強度 ＲＸ 受信 ＳＡＷ 表面音響波 ＳＮＲ 信号対雑音比 ＴＤＭＡ 時分割多元接続 本発明の検出及び濾波（ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）方法の実
施のための好ましい実施形態のアーキテクチャのブロッ
ク図が図３に提供されている。送信された信号はアンテ
ナ３０１で受信され、広帯域通過フィルタ３０２を通過
させられ、この信号は、受信機による復調のために考慮
すべき８６９〜８９４MHz の受信チャンネルのみを通過
する（ＰＣＳ１９００については１９３０〜１９９０MH
z ）。閉じられている場合、スイッチ３０３は、広帯域
フィルタを通った信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）３０
５、そして外側のノード３２４に結合させる。開いてい
る場合、スイッチ３０３は広帯域フィルタを通った信号
をスイッチ３０４に結合し、このスイッチ３０４は、閉
じられている場合、信号を減衰器３０６内に通し、次に
ノード３２４へと伝える。受信機の初期始動中、ＬＮＡ
３０５は信号の位置設定を容易にするため高利得にセッ
トされ、ＩＭＤ検出機能が実行されＩＭＤの存在を表示
するための信号を提供するまでそこにとどまる。
【００２３】ノード３２４からその経路（ルート）に応
じて減衰又は増幅を受けたか、又は何も変化されなかっ
た（減衰器が具備されていない場合）信号は、ミキサ／
局部発振器（ＬＯ）３０７に結合され、この局部発振器
は受信信号を第１の中間周波数（ＩＦ）信号にダウン変
換する。第１のＩＦ信号は帯域通過フィルタ３０８内で
濾波され、自動利得制御装置（ＡＧＣ）３１５により提
供される制御信号に従って可変利得増幅器（ＶＧＡ）３
０９によって増幅される。ＶＧＡ３０９の出力から、第
１のＩＦ信号は分割され、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
３１２，３１３を通ってアナログ−デジタル変換器（Ａ
／Ｄ）３１８に結合されているミキサ／ＬＯ ３１０，
３１１において第２のＩＦ信号へと変換される。ＬＰＦ
３１２，３１３は、好ましくは、当該技術分野において
知られている通りのＣＤＭＡ ＳＡＷフィルタである
（例えば図１参照）。標準的に周波数基準とするための
水晶発振器及び位相検出器を内含する周波数合成装置３
１４は、ミキサ３０７，３１０及び３１１に対し結合さ
れたＬＯの周波数を調整するため制御電圧信号を生成す
る。
【００２４】Ａ／Ｄ３１８からのデジタル出力は、自動
利得制御（ＡＧＣ）ブロック３１５，ＰＮサーチャ３１
７及び、各々が局部ＰＮ発生器を含む３つの並列なフィ
ンガーをもつＲａｋｅ復調器３１９に結合される。ＣＤ
ＭＡ信号の片側の帯域幅は０．６１４４MHz であり、従
ってＡ／Ｄ３１８からのデジタル信号は、サンプリング
理論の必要条件を満たすために１．２２８８MHz の最小
データ速度でサンプリングされる。
【００２５】Ｒａｋｅ復調器３１９の各フィンガーから
の出力は、最大比混合器（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）３２０で
合計され、チャンネルデコーダブロック３２１に伝えら
れる。チャンネルデコーダブロック３２１からデータは
５０Hzのフレーム速度でデジタル信号プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）３３０に伝えられる。実施を容易にし、移動電話の
全体的サイズを減少させるため、ＡＧＣブロック３１
５、サンプルバッファ３１６、サーチャブロック３１
７、Ｒａｋｅ復調器３１９、混合器（ｃｏｍｂｉｎｅ
ｒ）３２０及びチャンネル復号器（デコーダ）３２１、
そしてさまざまな要素間の接続（例えば３２２，３２
３）は好ましくは、ＡＳＩＣ（特定用途向け集積回路）
上に集積されている。
【００２６】受信信号（ＲＸ）からのＩ（同相）及びＱ
（直角位相）信号の獲得は、中に集積された位相復調器
（図示せず）によりサーチャブロック３１７内で実行さ
れる。サーチャブロックは同様に、Ｉ及びＱサンプルが
中に記憶されるサンプルバッファ３１６として別に示さ
れたＲＡＭをも内含する。サンプルバッファ３１６は６
４×９ビットワードから成り、ここで各ワードの下位４
ビット（０，１，２，３）はＱサンプルに、次の４ビッ
ト（４，５，６，７）はＩサンプルに対応する。ＭＳＢ
（最上位ビット）、ビット８は、ＲＸ ＩＱ獲得モード
の間にゼロにセットされるべきである。６４の複素デー
タサンプルの選択は、短かいコンピュータ処理時間のた
めの充分に小さいサンプルサイズに対して解像度を得る
ための充分大きいサンプルの必要性を平衡化させること
に基づいている。６４のデータサンプルから、６４ポイ
ントのＤＦＴがコンピュータ処理され、１９．２KHz の
間隔どりで６４の周波数ビンを生成する。ＡＭＰＳ信号
帯域幅は３０KHz であることから、この解像度の度合は
充分な有効範囲（ｃｏｖｅｒａｇｅ）を提供する。幾分
かの性能低下が発生する可能性があることを留意すべき
ではあるものの、許容可能な結果を達成するにはそれ以
下又はそれ以上のサンプルサイズを選択することもでき
る、ということは明白である。例えば、３２ポイントの
ＦＦＴが使用されたとすると、ビンの間隔どりは３８．
４KHz となり、単一のビン間隔内に入るＡＭＰＳ信号を
見のがす危険性が出てくる。サーチャブロック３１７は
同様に、測定を行ない受信信号出力を表示するＤＳＰ３
３０に対する信号を提供するＲＳＳＩ検出器（図示せ
ず）をも内含する。
【００２７】ＲＸ ＩＱの獲得中、サーチャブロックの
探索機能は、約１ミリセカンド以下のオーダーで短時間
中断される。別に例示されているもののサーチャブロッ
ク３１７の一部であるサンプルバッファ３１６内に記憶
されたＩ及びＱサンプルは、ＤＳＰ３３０まで転送さ
れ、そこで２０ミリセカンド毎に６４ポイントの複素高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）が実行される。この反復速度
は、ＩＳ−９５規格に従ったフレーム速度に基づいてい
るが、その他の反復速度も使用できる。
【００２８】ＡＧＣブロック３１５は、ＶＧＡ３０９の
利得を設定するために接続３２３を用いてＤＳＰ３３０
からの制御信号を受信する（この接続の実施は、レジス
タへのＤＳＰ３３０の書込みによるものであり、このと
きこのレジスタは当該技術分野において知られているよ
うに、信号をＡＧＣブロック上に伝える、ということに
留意すべきである。単純化を期して、機能的接続は参照
番号３２３により表わされている）。この制御信号は、
ＬＮＡ３０５がバイパスされたときＡＧＣブロック３１
５が利得損失を補償できるように、ＩＭＤが存在するこ
とをＤＳＰが決定したことに応答して提供される。ＤＳ
Ｐ３３０は雑音推定量及びＲＳＳＩならびにＩＭＤのレ
ベルを決定することから、ＡＧＣブロック３１５はＶＧ
Ａ３０９の利得を受信信号に適したレベルにセットす
る。
【００２９】ＲＸ信号内でＩＭＤを検出する方法では、
２つの全く異なるケースが発生するという仮定がなされ
る。第１のケースは、望まれる周波数帯域（８６９〜８
９４MHz ）の中にＣＤＭＡ信号のみが存在するというも
のである。第２のケースでは、望ましいスペクトルの中
にＣＤＭＡ信号及びＩＭ干渉の両方が存在するというこ
とが仮定されている。本発明の好ましい実施形態に従う
と、ＩＭＤを検出するためのテストは、（１）電話内の
ＤＳＰプロセッサのＦＦＴ出力を収集し、（２）テスト
統計量を生成し、（３）統計量をしきい値に比較するこ
とである。各々のテストの後の成果は、ＩＭＤが存在す
るか否かの決定である。
【００３０】ここで図４を参照すると、Ａ／Ｄ３１８か
らサーチャブロック３１７まで、ダウン変換された受信
信号を転送することから始めて、ステップ４０１に始ま
りステップ４２０に終わる２０msecの割込みが起こり、
その間に、ＲＸ ＩＱサンプルが獲得され、サンプルバ
ッファ３１６内に記憶され（ステップ４０２）、ＩＭＤ
の存在についてテストするべく演算処理される（ステッ
プ４０３〜４０６）。ＤＳＰ３３０へのサンプルの転送
後、ＦＦＴは、受信した時間ドメイン信号を周波数ドメ
インに変形させて、周波数スペクトル内にＮ個の離散的
なサンプルを提供する（ステップ４０３）。好ましい実
施形態の場合、Ｎ＝６４である。Ｎ個のビンの各々は、
コンピュータ処理され（ステップ４０４）、この場合に
は当該技術分野において既知の無限インパルス応答（Ｉ
ＩＲ）フィルタであるＮ個のデジタルフィルタのうちの
対応する１つを通して処理される（ステップ４０５）１
つの大きさ（振幅）を有する（例えば、Ｍａｒｖｅｎ
ａｎｄ Ｅｗｅｒｓの「デジタル信号処理への単純なア
プローチ」１９９６，Ｗｉｌｅｙ Ｉｎｔｅｒｓｃｉｅ
ｎｃｅ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋを参照のこと）。結果として
得られた値は、ＤＳＰ３３０内のメモリの中に記憶さ
れ、その間にもう１つのフレームからのデータが収集さ
れる。ＦＦＴのコンピュータ処理及び濾波（ｆｉｌｔｅ
ｒｉｎｇ）のステップ（４０４，４０５）が４つのフレ
ームについて完了した時、各々の個々のビンについての
平均的な大きさが計算される。結果は、各ＤＦＴビンに
ついての平均出力である。
【００３１】Ｎ個のビンのうち、Ｍ個の最大値が、最高
の平均出力を有するものとして識別（特定）される。Ｍ
個の最大値をもつビンを除いて、サンプル帯域幅全体を
横切る残りの（Ｎ−Ｍ）個のビンのための平均出力が計
算される。この値は「雑音推定量（ｎｏｉｓｅ ｅｓｔ
ｉｍａｔｅ）」を表わす。図５は、ＦＦＴプロセッサに
よって生成された記録の仮説例を提供している。ここに
は、各々全く異なる大きさｒk をもつＤＦＴビン番号１
〜８が示されている。Ｍを３に設定すると、ビン２，３
及び５は最大値を有し、雑音推定量を計算するためにビ
ン１，４及び６〜８を残す。
【００３２】干渉信号の数及びそのそれぞれの周波数は
先天的に（ｐｒｉｏｒｉ）わかっていないことから、Ｍ
の値は、それが特別のネットワークの構成の一つの機能
であることから、好ましくはフィールド測定を用いて選
択される。Ｍの値は、雑音推定量からそれないように充
分低く、かつ干渉信号が雑音推定量をバイアスしないよ
うに充分高いものでなくてはならない。Ｍのための値の
選択は、同様に、ＲＦ受信連鎖に応じて、移動電話のフ
ロントエンドアーキテクチャと共に変動することにな
る。
【００３３】Ｍ個の最大ビンのための平均出力は、平均
干渉信号すなわち「干渉推定量（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎ
ｃｅ ｅｓｔｉｍａｔｅ）」を提供するために計算さ
れ、干渉対雑音比（ＩＮＲ）はステップ４０６でコンピ
ュータ処理される。簡単に図５を参照すると、平均的な
干渉信号の大きさ（振幅）は、ビン２，３及び５の平均
から決定されることになる。
【００３４】ステップ４０７では、ＤＳＰ３２０は、Ｌ
ＮＡ３０５の現在の利得設定値が高いか低いかを見極め
るようにチェックする。初期のパワーアップの間、ＬＮ
Ａ利得は、望まれる信号の信頼性ある位置設定を容易に
するため「ハイ（ｈｉｇｈ）」に設定される。現在のサ
ンプル収集及び処理シーケンス（ステップ４０１〜４０
６）の後、始動後の最初のテストであること、又はＩＭ
Ｄが以前に存在していなかったことのいずれかの理由で
利得が「ハイ」に設定された場合、ＩＮＲは、ステップ
４０９で予め定められたしきい値と比較される。しきい
値は、ネットワークの構成により左右され、フィールド
テストにより最も容易に決定することができる。しきい
値を設定するための考えられる１つの方法は、ＩＭＤが
存在するとわかっている場合にＩＮＲの予想値に等しく
しきい値ｔを設定することである。
【００３５】ＩＮＲがしきい値を上回る場合、ステップ
４１１において、ＬＮＡ３０５をバイパスするべく指令
が送られ、受信信号を減衰器３０６を通して分流させ
る。ＬＮＡ利得が低い場合、又はＩＮＲがしきい値より
低い場合、受信信号は、その信号強度（ＲＳＳＩ）があ
まりにも低くＬＮＡ３０５での高い利得なしでは検出不
可能であるか否かを見極めるために評価される（ステッ
プ４０８）。ＲＳＳＩが低い場合、バイパスはオフに切
換わり、ＬＮＡ３０５の利得は高く設定される（ステッ
プ４１０）。ステップ４０９においてＩＮＲがしきい値
より低い場合、そしてステップ４０８で受信信号が検出
不可能なほど低くない場合、サンプリングの割込みは終
結される（ステップ４２０）。
【００３６】受信機連鎖からＬＮＡ３０５を切換える
と、結果として全体的利得はより小さいものとなり、Ｉ
Ｍ積の出力の三次減少がもたらされる。しかしながら、
受信機連鎖からＬＮＡを削除すると、また、ノイズフロ
アも増大し、このことは低い信号対雑音比での性能に対
し不利な影響をもたらす可能性がある。従って、ＬＮＡ
をバイパスすることによって全てのＩＭ積に応答できる
わけではなく、ＣＤＭＡでの呼の実質的劣化が起こるよ
うなレベルにあるものだけに応答できるような平衡化
（ｂａｌａｎｃｉｎｇ）が起こらなくてはならない。
【００３７】ＩＭＤの存在の推定のために好ましい実施
形態において使用されるアルゴリズムには、以下のよう
な各ステップが含まれる。 １）次のＦＦＴアルゴリズムを利用して複素数値入力デ
ータを用いたＤＦＴをコンピュータ処理する。
【００３８】
【数１】
【００３９】なお式中、Ｎは、ＦＦＴの長さ（前述の理
由からＮ＝６４）であり、Ｘl （ｎ）は、ｌ番目のフレ
ームのｎ番目のサンプルについて１．２２８８MHz の速
度でサンプリングされたＡ／Ｄからの複素入力データで
ある。 ２）エネルギー周波数ドメインサンプルをコンピュータ
処理する。
【００４０】
【数２】
【００４１】３）出力をＮ個の独立したＩＩＲフィルタ
列（ｆｉｌｔｅｒ ｂａｎｋｓ）に転送する。
【００４２】
【数３】
【００４３】なお式中、Ｒl+1 （ｋ）は、時間（ｌ＋
１）でのｋ番目のＤＦＴビンの出力であり、Ｃl は、Ｉ
ＩＲフィルタ係数である。 ４）最小のＲl 1 から最大のＲl P+M までのＮ個のＤＦ
Ｔビン、Ｒl （ｋ）を順序づけする。
【００４４】
【数４】
【００４５】なお式中、Ｎ＝Ｐ＋Ｍである。
【００４６】
【数５】
【００４７】
【数６】
【００４８】５）Ｒmax 上でのＩＭＤ推定量を以下のと
おり定義づける。
【００４９】
【数７】
【００５０】６）Ｒmin 上での背景雑音（ｂａｃｋｇｒ
ｏｕｎｄ ｎｏｉｓｅ）の推定量を以下の通り定義づけ
する。
【００５１】
【数８】
【００５２】７）干渉対バックグラウンド信号出力比
（ＩＮＲ）をコンピュータ処理し、予め定められたしき
い値と比較する。
【００５３】
【数９】
【００５４】なお式中、ｔはしきい値であり、Ｈ1 は、
干渉信号が存在するとき真であるという仮説であり、Ｈ
2 は、干渉信号が全く存在しない時真である。前述の通
り、しきい値ｔは一般に、ＡＭＰＳとＣＤＭＡ基地局の
相対的密度及びその間の距離に対し考えられるだけの考
慮を払って、特定のネットワークの性能基準を満たすよ
うに設定されている。しきい値を決定するために考えら
れる１つの手段は、ＩＭＤが存在するときに予想される
ＳＮＲに等しくしきい値ｔを設定することである。
【００５５】干渉信号を１つの周波数ビンの中に封じ込
めることができず従ってそのエネルギーは隣接するビン
内に存在することになるため、雑音推定量がバイアスさ
れる可能性がある。このバイアスを減少させるための１
つのアプローチは、矩形以外のものであるウィンドウ関
数を使用することであり、その場合はコンピュータ処理
上の複雑さを増大させる。考えられるもう１つのアプロ
ーチは、Ｍ個の最大ビンに隣接するビンを捨てることで
ある。この後者の方法は、推定量での使用に利用できる
サンプルが少なくなるために雑音推定量に対し何らかの
影響をもつ可能性がある一方で、このような妥協は、Ｉ
ＭＤ信号の漏れを無くする上でのその有効性のために正
当化され得る。
【００５６】図６及び７は、それぞれＩＭＤが存在しな
いときとＩＭＤが存在するときのＩＮＲコンピュータ処
理段階（図４のステップ４０６）の出力をそれぞれ表わ
す。これらのプロットは、プロトタイプ（ｐｒｏｔｏｔ
ｙｐｅ）ＣＤＭＡ移動セルラー電話を用いて収集された
フィールド測定値を用いて生成されたものである。テス
ト電話は、図６に示されているとおり、ＩＭＤが全く存
在しない場合１０dBの予想テスト統計量（ＩＮＲ）を有
する。４０dBのしきい値で、ＩＮＲは明らかにしきい値
のはるか下にあり、バイパススイッチの誤ったトリガリ
ングという明らかな危険性は全くない。
【００５７】テスト電話が既知のＩＭＤエリアに向かっ
て走行した時、図７に示す通り、テスト統計量（ＩＮ
Ｒ）はＡＭＰＳ基地局が近づくにつれて増大し、ＩＭＤ
が実質的に存在したことを表わしている。ここでも又、
プロットに表わされているような４０dBのしきい値に比
べて、ＩＭＤの全てではないものの一部分は、誤ったト
リガリングを最小限におさえるような妥協においてＬＮ
Ａの切換え型バイパスをトリガすることになる。
【００５８】上述の方法は、ＩＭＤが存在するか否かを
決定するべくスペクトル推定を使用することから、当業
者には、スペクトルを推定するために類似の要領でその
他の統計的方法を用いることもできるということは明ら
かであろう。使用可能なその他の方法としては、自己相
関、ウィンドウ処理型ＦＴＴ、Ｂｕｒｇ法、及び線形予
測符号化（ＬＰＣ）において用いられるアルゴリズムを
含むパラメータ法がある（例えば、前出のＴｈｅｒｒｅ
ｉｎ，Ｃ，Ｗ．，「離散的ランダム信号及び統計的信号
処理」、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，Ｉｎｇｅｌｗｏ
ｏｄ Ｃｌｉｆｆｓ，ＮＪ；Ｍａｒｖｅｎ及びＥｗｅｒ
ｓを参照のこと）。ＬＰＣ法は、すでにアルゴリズムが
ボコーダ（ｖｏｃｏｄｅｒ）で利用されておりほとんど
又は全く付加的なハードウェア又はソフトウェアをそな
えることなくＤＳＰの処理能力及び適切なアルゴリズム
を再使用できるようにすることができることから、移動
電話での使用に特に適している可能性がある。一般にＩ
ＭＤの検出方法の実施のための装置は、移動電話のアー
キテクチャ内にすでにその多くが存在するハードウェア
コンポーネントを用いて実施可能であり、従ってボコー
ダ及びＩＭＤ検出機能のためにＬＰＣといった多目的ア
ルゴリズムが使用されなくても、最小コストで実施を達
成することができるようになっている。
【００５９】ＩＭＤを検出し濾波するための発明力ある
方法及び装置は、ＣＤＭＡスペクトルが一般に平担であ
るという事実により、ＣＤＭＡのために特に有効であ
る。ＣＤＭＡ帯域内のＩＭＤを識別する能力は、先行技
術の方法において使用されるような合計受信信号出力の
みに対する依存とは異なり、ＩＭＤの実際の存在に基づ
く選択的濾波の導入を可能にし、かくして、発明力ある
この方法及び装置を、確立されたＡＭＰＳ又は類似のサ
ービスエリア内にＣＤＭＡセルラーネットワークを導入
することの問題点に対処するのにきわめて適したものに
している。発明力あるこの方法及び技術の応用は同様
に、ＰＣＳ１９００移動電話を含むその他の広帯域移動
電話システムにとっても有利である。
【００６０】当業者にとっては、本発明の精神又は範囲
から逸脱することなく本発明のシステムにおいてさまざ
まな修正及び変更を加えることができるということは明
らかである。かくして、本発明は、特許請求の範囲及び
それと等価のものの範囲内に入ることを条件として、本
発明の修正及び変形形態をも網羅するものであることが
意図されている。
【００６１】要するに本発明は、ＣＤＭＡセルラー又は
広帯域ＰＣＳ移動電話受信機のフロントエンドにおい
て、増幅器バイパス接続を通して受信信号を送るよう
に、低雑音増幅器３０５をバイパスするために切換え式
バイパス接続が設けられる。該増幅器バイパス接続は、
減衰器３０６を内含することができる。切換え式バイパ
スはデジタル信号プロセッサにより生成された制御信号
によって活性化される。デジタル信号プロセッサは受信
信号を解析して、合計受信信号出力に対するＩＭＤ干渉
の相対的寄与を検出して決定し、ＩＭＤ干渉が予め定め
られたレベルを上回った時点で低雑音増幅器をバイパス
するべく制御信号を送る。ＩＭＤ干渉の存在の識別は、
移動電話がＡＭＰＳ又はインバンドＩＭＤをひき起こす
その他の狭帯域基地局からの大きい近帯域（ｎｅａｒ−
ｂａｎｄ）信号の存在下にあるときを見分けるべくスペ
クトル推定によって行なわれる。好ましい実施形態にお
いては、スペクトル推定は、受信信号から一連のデータ
サンプルを収集し、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
を用いて離散フーリエ変換（ＤＦＴ）をコンピュータ処
理して周波数ドメインデータを生成し、フィルタ列にデ
ータを通過させ、次に決定アルゴリズムを用いて、ＬＮ
Ａをバイパスするのに充分なＩＭＤが受信信号の中に存
在するか否かを決定することによって、実行される。Ｉ
ＭＤレベルがＬＮＡのバイパスを保証するのに充分なほ
ど高い場合、ＤＳＰは、ＬＮＡのバイパスに起因する利
得損失を補償するべく可変利得増幅器（ＶＧＡ）を制御
するための自動利得制御（ＡＧＣ）ブロックに対し信号
を提供することになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】セルラー電話受信機のフロントエンドにおける
従来の能動段のブロック図である。
【図２】ＣＤＭＡ信号強度とＡＭＰＳ信号強度の関係を
表わすプロット図である。
【図３】他の受信機機能を伴う本発明に従ったセルラー
電話受信機のフロントエンドのブロック図である。
【図４】ＩＭＤの検出のためのプロセスを示すフローチ
ャートである。
【図５】ＩＭＤが存在する場合のサンプル信号のＤＦＴ
の仮説例を示す周波数と振幅との関係を示すプロット図
である。
【図６】ＩＭＤが無い場合の、フィールドデータを用い
た、経時的なコンピュータ処理された干渉対雑音比のプ
ロット図である。
【図７】ＩＭＤが存在する場合の、フィールドデータを
用いた、経時的なコンピュータ処理された干渉対雑音比
のプロット図である。
【図８】ＣＤＭＡ周波数帯域内のＩＭＤを示す高速フー
リエ変換（ＦＦＴ）の出力のプロット図である。
【符号の説明】
３０１…アンテナ ３０２，３０８…帯域通過フィルタ ３０３，３０４…スイッチ ３０５…ＬＮＡ（低雑音増幅器） ３０６…減衰器 ３０７…局部発振器（ＬＯ） ３０９…可変利得増幅器（ＶＧＡ） ３１２，３１３…低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ３１４…周波数合成装置 ３０７，３１０，３１１…ミキサ ３１５…自動利得制御（ＡＧＣ）ブロック ３１７…サーチャブロック ３１８…Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル変換器） ３１９…Ｒａｋｅ復調器 ３２０…最大比混合器 ３２１…チャンネルデコーダブロック ３３０…デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
フロントページの続き (72)発明者 イルッカ ニーバ アメリカ合衆国，カリフォルニア 92122, サン ディエゴ，ナンバーエー303，フィ オール テラス 5215 (72)発明者 スティーブン ディー．グレイ アメリカ合衆国，カリフォルニア 92037, ラ ジョラ，ビア マロルカ 8453−30 (72)発明者 ジョー ダウリング アメリカ合衆国，カリフォルニア 92122, サン ディエゴ，ナンバー296，アベニダ ナビダッド 7925

Claims (34)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 広帯域ベースの移動電話の中のインバン
    ド相互変調ひずみを検出し低減させるための装置におい
    て、 低雑音増幅器、制御信号に応えて該低雑音増幅器をバイ
    パスするための切換え可能な手段、及び受信信号をデジ
    タル信号に変換するための変換器を有する、広帯域スペ
    クトル内の信号を受信するための受信機、及びデジタル
    信号を受信し、予め定められたサンプリング間隔でそこ
    から複数のサンプルを抽出し、各周波数値がいくつかの
    大きさからなる範囲内の１つの大きさを有する複数の周
    波数値を含む、複数のサンプルの各々についてのスペク
    トル推定を実行し、それらの大きさの範囲内で第１の大
    きさのグループと第２の大きさのグループを識別し、該
    第１のグループはそれらの大きさの範囲の上端において
    予め定められた数の大きさを含んでおり、干渉推定量を
    決定するため第１の大きさのグループについて第１の平
    均された大きさをコンピュータ処理し、受信信号のため
    の雑音推定量を決定するために第２のグループについて
    第２の平均された大きさをコンピュータ処理し、第１の
    平均された大きさ及び第２の平均された大きさから干渉
    統計量を計算し、干渉統計量を予め定められたしきい値
    と比較し、干渉統計量がしきい値を超えた場合に、低雑
    音増幅器をバイパスするべく切換え可能な手段に対しバ
    イパス指令を提供するための、デジタル信号プロセッ
    サ、 をそなえてなる装置。
  2. 【請求項２】 前記スペクトル推定は、離散フーリエ変
    換を用いてデジタル信号プロセッサ内で行なわれる請求
    項１に記載の装置。
  3. 【請求項３】 前記複数の周波数値には離散フーリエ変
    換のＮ個のビンが含まれており、デジタル信号プロセッ
    サはさらに、Ｎ個の平均ビンの大きさを提供するべく複
    数のサンプルから各ビンについての平均ビンの大きさを
    計算し、第１の平均された大きさ及び第２の平均された
    大きさはＮ個の平均ビンの大きさから計算される請求項
    ２に記載の装置。
  4. 【請求項４】 前記複数のサンプルの各々は、１つのフ
    ィルタが各ビンに対応する形でＮ個のフィルタの列によ
    って濾波される請求項３に記載の装置。
  5. 【請求項５】 前記デジタル信号プロセッサが、高速フ
    ーリエ変換を用いて離散フーリエ変換をコンピュータ処
    理する請求項２に記載の装置。
  6. 【請求項６】 前記干渉統計量には、第１の平均された
    大きさと第２の平均された大きさとの比が含まれている
    請求項１に記載の装置。
  7. 【請求項７】 前記しきい値は、インバンド相互変調雑
    音が存在することがわかっている場合に、干渉統計量に
    等しくセットされる請求項１に記載の装置。
  8. 【請求項８】 前記デジタル信号プロセッサは、バイパ
    ス指令と関連させて利得制御信号を生成し、該利得制御
    信号に対する応答性をもつ利得制御ブロック及び可変利
    得増幅器をさらに含み、該利得制御ブロックは、デジタ
    ル信号プロセッサが利得制御信号を生成するとき可変利
    得増幅器の利得を増大させる請求項１に記載の装置。
  9. 【請求項９】 前記低雑音増幅器がバイパスされた時点
    で受信信号を減衰させるための切換え可能な手段に接続
    されている減衰器をさらにそなえてなる請求項１に記載
    の装置。
  10. 【請求項１０】 広帯域幅受信信号内でインバンド干渉
    信号を検出するための方法において、 アナログ受信信号を受信する段階、 アナログ受信信号をデジタル信号に変換する段階、 予め定められたサンプリング間隔でデジタル信号から複
    数のサンプルを抽出する段階、 各周波数値がいくつかの大きさからなる範囲内の１つの
    大きさをもつ複数の周波数値を含む、複数のサンプルの
    各々についてのスペクトル推定を実行する段階、 高レベルのインバンド干渉信号をもつ複数の値の周波数
    値を表わす第１の大きさのグループを該大きさの範囲内
    で識別する段階、 干渉統計量を決定するために該大きさの範囲内で第２の
    大きさのグループに対し第１の大きさのグループを比較
    する段階、及びインバンド相互変調ひずみを表わす予め
    定められたしきい値に対し干渉統計量を比較する段階、 をそなえてなる方法。
  11. 【請求項１１】 スペクトル推定を実行する段階には、
    離散フーリエ変換を計算することが含まれる請求項１０
    に記載の方法。
  12. 【請求項１２】 複数の周波数値には離散フーリエ変換
    のＮ個のビンが含まれており、スペクトル推定を実行す
    る段階にはさらに、Ｎ個の平均ビンの大きさを提供する
    べく複数のサンプルから各ビンについての平均ビンの大
    きさを計算することが含まれ、第１の大きさのグループ
    及び第２の大きさのグループがＮ個の平均ビンの大きさ
    からとられる請求項１１に記載の方法。
  13. 【請求項１３】 スペクトル推定の段階にはさらに、１
    つのフィルタが各ビンに対応する状態でＮ個のフィルタ
    の列を通して複数のサンプルの各々を濾波することが含
    まれている、請求項１２に記載の方法。
  14. 【請求項１４】 濾波段階には、無限インパルス応答濾
    波を用いることが含まれている請求項１３に記載の方
    法。
  15. 【請求項１５】 離散フーリエ変換を計算する段階が高
    速フーリエ変換を内含する請求項１１に記載の方法。
  16. 【請求項１６】 離散フーリエ変換が６４ポイントを有
    する請求項１１に記載の方法。
  17. 【請求項１７】 干渉統計量が、第１の平均された大き
    さと第２の平均された大きさとの比を含んでなる請求項
    １０に記載の方法。
  18. 【請求項１８】 第１の大きさのグループがＭ個の平均
    ビンの大きさを内含し、ここでＭは高レベルインバンド
    干渉信号をもつビンの数であり、ＭはＮよりも小さく、
    第２の大きさのグループが（Ｎ−Ｍ）個の平均ビンの大
    きさを含んでいる請求項１２に記載の方法。
  19. 【請求項１９】 第１の大きさのグループがＭ個の平均
    ビンの大きさを含み、ここでＭは高レベルのインバンド
    干渉信号をもつＮ個のビンのサブセットであり、第２の
    大きさのグループは（Ｎ−（Ｍ＋Ａ））個の平均ビンの
    大きさを含み、ここでＡは高レベルのインバンド干渉信
    号をもつビンに隣接して位置づけされたＮ個のビンのサ
    ブセットである請求項１２に記載の方法。
  20. 【請求項２０】 しきい値は、高レベル狭帯域干渉信号
    が存在することがわかっている場合、干渉統計量に等し
    くセットされる請求項１０に記載の方法。
  21. 【請求項２１】 低雑音増幅器及びデジタル信号プロセ
    ッサを有する移動電話受信機において、広帯域幅受信信
    号内でインバンド干渉を生成する高レベル狭帯域干渉信
    号から結果として得られるひずみ積を検出し減少させる
    ための方法であって、 アナログ受信信号を受信する段階、 アナログ受信信号をデジタル信号に変換する段階、 予め定められたサンプリング間隔でデジタル信号から複
    数のサンプルを抽出する段階、 デジタル信号プロセッサにおいて、各周波数値がいくつ
    かの大きさからなる範囲内の１つの大きさをもつ複数の
    周波数値を含む、複数のサンプルの各々についてのスペ
    クトル推定を実行する段階、 高レベル狭帯域干渉信号を表わす第１の大きさのグルー
    プ及び広帯域幅受信信号のためのベース雑音レベルを表
    わす第２の大きさのグループであって、第１のグループ
    はいくつかの大きさの範囲の高い端部にて予め定められ
    た数の大きさを含むものを、該大きさの範囲内で識別す
    る段階、 インバンド干渉の干渉推定量を決定するために第１の大
    きさのグループについての第１の平均された大きさをコ
    ンピュータ処理する段階、 受信信号のための雑音推定量を決定するために第２のグ
    ループについて第２の平均された大きさをコンピュータ
    処理する段階、 第１の平均された大きさと第２の平均された大きさとか
    ら干渉統計量を計算する段階、及び干渉統計量を予め定
    められたしきい値と比較し、干渉統計量がしきい値を超
    えた場合に、低雑音増幅器をバイパスするためスイッチ
    に対してバイパス指令を提供する段階、 をそなえてなる方法。
  22. 【請求項２２】 前記デジタル信号プロセッサは、バイ
    パス指令と関連させて利得制御信号を生成し、さらに、
    利得制御信号に対する応答性をもつ利得制御ブロック及
    び可変利得増幅器を含み、該利得制御ブロックは、該デ
    ジタル信号プロセッサが該利得制御信号を生成したとき
    該可変利得増幅器の利得を増大させる請求項２１に記載
    の方法。
  23. 【請求項２３】 スペクトル推定を実行する段階には、
    離散フーリエ変換を計算することが含まれている請求項
    ２１に記載の方法。
  24. 【請求項２４】 前記複数の周波数値には離散フーリエ
    変換のＮ個のビンが含まれており、スペクトル推定を実
    行する段階にはさらに、Ｎ個の平均ビンの大きさを提供
    するために複数のサンプルから各ビンについての平均ビ
    ンの大きさを計算することが含まれ、第１の大きさのグ
    ループ及び第２の大きさのグループがＮ個の平均ビンの
    大きさからとられる請求項２３に記載の方法。
  25. 【請求項２５】 スペクトル推定の段階にはさらに、１
    つのフィルタが各ビンに対応する状態でＮ個のフィルタ
    の列を通して複数のサンプルの各々を濾波することが含
    まれている請求項２４に記載の方法。
  26. 【請求項２６】 濾波段階には、無限インパルス応答濾
    波を用いることが含まれている請求項２５に記載の方
    法。
  27. 【請求項２７】 離散フーリエ変換を計算する段階が複
    素高速フーリエ変換を実行することを内含する、請求項
    ２２に記載の方法。
  28. 【請求項２８】 離散フーリエ変換が６４ポイントを有
    する請求項２２に記載の方法。
  29. 【請求項２９】 干渉統計量が、第１の平均された大き
    さと第２の平均された大きさとの比を含んでなる請求項
    ２１に記載の方法。
  30. 【請求項３０】 第１の大きさのグループがＭ個の平均
    ビンの大きさを内含し、ここでＭは高レベルインバンド
    干渉信号をもつビンの数であり、ＭはＮよりも小さく、
    第２の大きさのグループが（Ｎ−Ｍ）個の平均ビンの大
    きさを含んでいる請求項２３に記載の方法。
  31. 【請求項３１】 第１の大きさのグループがＭ個の平均
    ビンの大きさを含み、ここでＭは高レベルのインバンド
    干渉信号をもつＮ個のビンのサブセットであり、第２の
    大きさのグループは（Ｎ−（Ｍ＋Ａ））個の平均ビンの
    大きさを含み、ここでＡは高レベルのインバンド干渉信
    号をもつビンに隣接して位置づけされたＮ個のビンのサ
    ブセットである請求項２３に記載の方法。
  32. 【請求項３２】 該しきい値は、高レベル狭帯域干渉信
    号が存在することがわかっている場合に干渉統計量に等
    しくセットされる請求項２１に記載の方法。
  33. 【請求項３３】 低雑音増幅器、及びＣＤＭＡ帯域幅内
    のアナログ受信信号をデジタル信号プロセッサに転送さ
    れるデジタル信号へと変換するための少なくとも１つの
    デジタル−アナログ変換器を有するＣＤＭＡ移動電話受
    信機のフロントエンドにおいて、インバンド相互変調ひ
    ずみを検出するための方法であって、 インタフェース統計量を提供するためにインバンド相互
    変調ひずみに帰することのできる信号の大きさと雑音信
    号に帰することのできる信号の大きさとを実質的に区別
    するようにＣＤＭＡ帯域幅内の周波数で離散的な信号の
    大きさの推定値を計算するために、デジタル信号プロセ
    ッサ内でスペクトル推定を実行する段階、及び予め定め
    られたインタフェースしきい値とインタフェース統計量
    とを比較する段階、 をそなえてなる方法。
  34. 【請求項３４】 スペクトル推定を実行する段階には、 予め定められたサンプリング間隔でデジタル信号から複
    数のサンプルを得る段階、 各ビンが離散的な信号の大きさをもつ、ある周波数ドメ
    イン内のＮ個のビンを提供するために複数のサンプルの
    各々について離散フーリエ変換を実行する段階、 Ｎ個の平均された信号の大きさを得るために複数のサン
    プルを横切ってＮ個のビンのうちの各々のビンについて
    離散的な信号の大きさを平均する段階、 Ｎ個のビンのうちの各々のビンをデジタル式に濾波する
    段階、 Ｎ個の平均された信号の大きさ内のＭ個の最も高い大き
    さのグループをもつＮ個のビンのうちのＭ個のビンを識
    別する段階、 干渉推定量を提供するためにＭ個の最高の大きさを平均
    する段階、 雑音推定量を提供するために（Ｎ−Ｍ）個の平均された
    信号の大きさを平均する段階、 干渉推定量及び雑音推定量から干渉対雑音比を計算する
    段階、及びインバンド相互変調ひずみを表わす予め定め
    られたしきい値と、干渉対雑音比を比較する段階、 をそなえている請求項３３に記載の方法。
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