JPH10327126A - Ｃｄｍａ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】パイロット信号干渉除去技術を用いたコヒーレ
ントＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提供すること。 【解決手段】 本発明は、ユーザデータチャネルと、Ｌ
個のパスを介しての個々のパイロットチャネルとを含む
コヒーレントＣＤＭＡ信号を受信し復調するＣＤＭＡ受
信機において、前記所望のデータチャネルは、あるパス
のパイロットチャネルとは直交し、（Ａ）１個のパスを
介して受信したＣＤＭＡ信号からデータチャネルとパイ
ロットチャネルを見積り減算手段が使用する（Ｌ−１）
個の除去信号を生成するＬ個のパス復調器と、（Ｂ）自
己の減算手段に関連しない他の（Ｌ−１）個のパス復調
器のうちの個々の復調器により生成された（Ｌ−１）個
の除去信号を、減算手段に関連するＣＤＭＡ信号から減
算するＬ個の減算手段とを有することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、符号分割多重（Ｃ
ＤＭＡ）受信機に関し、パイロット干渉除去技術を用い
たコヒーレントＭＣ−ＣＤＭＡ受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）は、
ワイアレス通信システムの最も有望なシステムになりつ
つある。ＣＤＭＡユーザは、異なる符号シーケンスによ
り他のユーザから区別されている。ＣＤＭＡ信号がワイ
ドバンドである特徴により、この受信機は、ＲＡＫＥ受
信機を用いて内蔵する時間ダイバスティを用いることに
よりフェージングに耐え得るようになっている。

【０００３】ＲＡＫＥ受信機をコヒーレントに実現する
ためには、パイロット信号を用いてコヒーレント検出に
必要なチャネルの振幅と位相の予測値を得ている。ＩＳ
−９５仕様のＣＤＭＡシステムの場合においては、この
パイロット信号はユーザの拡散符号に対し直交してお
り、その結果マルチパスの分散がないという稀な場合に
おいては、パイロット信号は、所望のユーザに対するマ
ッチドフィルタの出力点で干渉を引き起こすことはな
い。

【０００４】しかし、マルチパス分散が存在する場合に
は、所望の信号に対し直交していない様々な種類のマル
チパス成分に起因して、マッチドフィルタの出力点で不
要な干渉が存在する。具体的に説明すると、所望のトラ
フィックチャネルのあるマルチパス成分にとっては、そ
のマッチドフィルタの出力は、他のマルチパス成分と、
他のチャネルの他のマルチパス成分と、パイロット信号
とに起因する不要な寄与分を有することになる。

【０００５】パイロット信号は、ダウンリンク信号のパ
ワーの約２０％であるので、そのマルチパス成分は、活
性トラフィックチャネルの全数が多い場合には、近遠効
果（near-far effect） により、特に所望のユーザのビ
ット決定に対し損傷を与えることがある。従来のＲＡＫ
Ｅ受信機は、チャネル間のマルチパス干渉に対し対策を
講じていないため、その結果性能が劣化することにな
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】したがって本発明の目
的は、パイロット信号干渉除去技術を用いたコヒーレン
トＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明のＣＤＭＡ受信機
は、受信信号からパイロット信号を除去する。このパイ
ロット信号は、そのマルチパスパラメータ（振幅，位相
シフトと遅延）と、そのシグネチャーシーケンス（sign
ature sequence）によって規定されている。この情報は
ユーザの受信機端末（即ち、ハンドセット）に知られて
いるので、ベースバンドの受信信号の干渉を来すマルチ
パス成分のパイロット信号が、検出され、所望のマルチ
パス成分を復調する前に取り除かれる。

【０００８】特に本発明のＣＤＭＡ受信機は、複数のＬ
本（Ｌは２以上の整数）のパスを介して受信した個々の
パイロットチャネルと、少なくとも１つのユーザデータ
チャネルを含むコヒーレントＣＤＭＡ信号を受信し復調
する、そしてこの所望のデータチャネルは、あるパスで
はパイロットチャネルに対し直交している。

【０００９】ＣＤＭＡ受信機は、Ｌ個のパス復調器を有
し、各復調器はＬ本のパスの内１本のパスを介して受信
したＣＤＭＡ信号からデータチャネルとパイロットチャ
ネルを予測し、Ｌ個の減算手段（subtractor means）の
特定の１つにより使用される（Ｌ−１）個の除去信号
（cancellation signals）を生成する。各Ｌ個の減算手
段は、その減算手段に関連するＣＤＭＡ信号から（Ｌ−
１）個の除去信号（他の（Ｌ−１）個のパス復調器の別
の復調器により生成される）を減算する。

【００１０】前復調型（pre-demodulation）の実施例に
おいては、この（Ｌ−１）個の除去信号は、再構成され
たパイロット信号であり、そして各減算手段は、その関
連復調器の前に配置され、再構成パイロット信号をその
復調器に入力される信号から減算する。

【００１１】後蓄積型（post-accumulation）の実施例
においては、各（Ｌ−１）個の除去信号は、相関器で処
理され再構成された一対のパイロット信号であり、各減
算手段は一対の減算器であり、これらはその復調器のパ
イロットとデータのアキュムレータ（蓄積器）の後ろに
配置され、一対の相関器処理された再構成パイロット信
号をそのデータとパイロットアキュムレータからの出力
信号から減算する。

【００１２】本発明の他の実施例においては、パイロッ
ト信号の除去は、所定レベルを超えて検出されたパス信
号レベルに応じてオン、オフに切り換えられる。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１にはＩＳ−９５用に与えられ
た値を有する同期パイロット符号補助のＣＤＭＡ通信リ
ンク用の送信器が示されている。この実施例において
は、レートＲ_b（ビットレート，シンボルレート）でユ
ーザｊとｋからのデータ信号が符号拡散器１０１ｊと１
０１ｋに接続されている。ここでは長さｇ（ｇ＝６４）
の異なる直交Ｗａｌｓｈ符号が個々のユーザ用の拡散シ
ーケントスとして用いられている。符号拡散器１０１ｊ
と１０１ｋの出力は、加算器１０２内でパイロット信号
と結合されて、Ｗａｌｓｈ−拡散ベースバンド信号を形
成する。最大（ｇ−１）個のデータチャネル（制御チャ
ネルを含む）が一度に利用できる（チャネルの１つはパ
イロット信号により占有されている）。

【００１４】このＷａｌｓｈ−拡散ベースバンド信号
は、例えばレートＲ_c で符号化器１０４−１０５内で別
のＰＮ符号拡散シーケンス（ショートコードあるいはパ
イロット符号シーケンスとも称する）と乗算される。

【００１５】この拡散（Ｗａｌｓｈ拡散とショートコー
ド拡散の両方）が、広い周波数スペクトラムにデータ信
号のバンド幅を広げる。このように得られたチップレー
ト信号は、元のシンボルレート信号よりもｇ＝Ｒ_c ／Ｒ
_b 倍だけ広いバンド幅を占有する。例えば、この拡散シ
ーケンスは、ＩチャネルとＱチャネル（ＱＰＳＫ拡散）
に対しては、異なる周期的二進ＰＮシーケンス（ＰＮは
疑似ノイズ）である。この拡散シーケンスは、「チップ
シーケンス」とも称し、そのため拡散後の処理レート
は、「チップレート」Ｒ_c とも称する。

【００１６】未変調パイロット符号（Ｗａｌｓｈ符号は
０で、常に＋１で、そのデータは常に＋１）がデータ信
号内に組込まれ、受信機のデータチャネルのコヒーレン
ト復調用に位相基準として用いられる。全てのユーザに
対して１個のパイロットチャネルで十分であるが、それ
は同期ＣＤＭＡリンクだからである。

【００１７】符号化器１０４−１０５からの出力は、そ
れぞれＦＩＲフィルタ１０６と１０７でフィルタ処理さ
れる。ＦＩＲフィルタ１０６，１０７の出力は、その後
それぞれ無線キャリア周波数信号ｃｏｓ（ω_cｔ）とｓ
ｉｎ（ω_cｔ）を用いて変調器１０８と１０９によりア
ップコンバートされる。変調器１０８，１０９の出力は
無線周波数信号であり、これらの信号はコンバイナー１
１０内で結合されて、アンテナ１１１を介して無線で移
動局ユーザに送信される。

【００１８】この無線周波数ＱＰＳＫ／ＣＤＭＡ信号
は、合算された全てのチャネル（データチャネル，パイ
ロットチャネル）を含む。レートＲ_b でのベースバンド
内（シンボルとも称する）の１ビットは、チャネル上の
レートＲ_c のｇ個のチップからなる。

【００１９】例えば、ＩＳ−９５の送信器においては、
パラメータは次の通りである。Ｒ_b＝１９．２kbps（kil
obit per second），Ｒ_c ＝１．２２８８Ｍｃｐｓ（meg
achip per second） ，ｇ＝６４。

【００２０】図２は、移動局で使用されるＣＤＭＡ受信
機を表すブロック図である。アンテナ２０１を介して受
信した無線周波数信号は、変調器２０２，２０３により
それぞれ無線周波数信号ｃｏｓ（ω_cｔ）とｓｉｎ（ω_c
ｔ）を用いてダウンコンバートされる。ダウンコンバー
タの機能を実行する変調器２０２，２０３の出力は、そ
れぞれアンチアリアシングＬＰＦ（ローパスフィルタ）
２０４，２０５によりフィルタ処理されて、ベースバン
ドＩ信号とベースバンドＱ信号を生成する。

【００２１】その後、このＩ信号とＱ信号は、デジタル
信号プロセッサ（ＤＳＰ）２０９の制御下で動作するＣ
ＤＭＡＲＡＫＥ受信機２０８により復号化され、逆拡散
されて、出力データ信号２１０を生成する。ＤＳＰは、
異なるマルチパス成分を追跡する別々のフィンガにより
受信したデータ信号の重み付き平均を出力する。

【００２２】パイロット干渉除去（pilot interference
cancellation） を行う本発明のＣＤＭＡ復調器フィン
ガの実施例を説明する前に、従来技術にかかるＣＤＭＡ
ＲＡＫＥ受信機の動作について説明する。ＲＡＫＥ受信
機は、他のユーザに起因する干渉が存在しない場合に
は、マルチパス環境内で信号を受信するのに最適なメカ
ニズムである。しかし本発明のＣＤＭＡシステムは、他
のユーザによる干渉が存在する場合に適用される。その
理由は、所望の信号と干渉信号の間の相互相関（cross-
correlations）は非常に低く、ＲＡＫＥ受信機は非常に
良好な（しかし必ずしも最適ではない）の性能を与える
からである。

【００２３】ＲＡＫＥ受信機の例は、次の文献に記載さ
れている。 1) "A Communication Technique for Multipath Channe
ls" by R. Price and P.E. Green Jr.; Proceedings IR
E, Vol. 46, Pages 555-570, March,1958 2) "Introduction to Spread Spectrum Anti-multipath
Technique and Their Applications to Urban Digital
Radio" by G. L. Turin; Proceedings IEEE, Vol. 68,
No. 3, Pages 328-353, March, 1980 3) "Digital Communications" by J. G. Proakis; McGr
aw-Hill, 1989

【００２４】図３は、ＣＤＭＡ受信機のブロック図であ
る。ＲＡＫＥ受信機は、マルチパス環境において、異な
るパスを介して到達した受信信号の固有の時間ダイバシ
ティの利点を利用して、ＣＤＭＡシステムの順方向リン
クと逆方向リンクの両方で用いられる。

【００２５】アナログのＩ信号（Ｉ）とＱ信号（Ｑ）
は、それぞれＡ／Ｄ回路３０１と３０２でデジタル信号
に変換される。制御論理回路３０３は、デジタル信号プ
ロセッサＤＳＰのインタフェース機能と、制御機能と、
共通タイミング機能とをＣＤＭＡ受信機に与える。制御
論理回路３０３は、ＤＳＰ（図示せず）からのＤＳＰバ
スを介して受信した信号の制御下で動作する。ＲＳＳＩ
（受信信号強度インディケータ）３０４が、様々な信号
パスを介して受信したＩ信号とＱ信号の全受信信号パワ
ーを計算する。

【００２６】ＲＡＫＥ受信機においては、数個（通常４
個）のほぼ同一機能のフィンガユニット３０５−３０８
がある。各フィンガ３０５−３０８を用いて、マルチパ
ス環境下で異なる空間パスを介して到着した受信信号を
復調する。これらのフィンガ３０５−３０８は基本的に
同一であるが、但しこれらは時間遅延，減衰特性，位相
特性が異なる。フィンガユニット３０８はさらに付属の
小型論理回路を有し、それを高速パイロットサーチャと
して用いることができる（図１に示したＷａｌｓｈ信号
パイロットを検出するコヒーレント受信機内で使用され
る）。

【００２７】パイロットサーチャフィンガ３０８は、来
入信号をパイロットＰＮシーケンスでもって連続的に相
関をとることにより来入信号を検査する。パイロットサ
ーチャフィンガ３０８は、異なる基地局とマルチパス成
分とを検出し、それぞれのＰＮオフセットを復調用フィ
ンガ３０５−３０７に配信する。

【００２８】各復調器のフィンガは、来入したマルチパ
スで歪んだ信号のあるパスのコヒーレント復調を実行す
る。

【００２９】図４は、コヒーレントＣＤＭＡの従来技術
にかかるレイクフィンガのアーキテクチャである。コヒ
ーレントＣＤＭＡ受信機内のＩＳ−９５ＲＡＫＥフィン
ガは、３個の複合相関器を有し、それぞれ４０２はパイ
ロットオンタイム検出用で、４０３はパイロット早期／
遅延の検出用で、４０４はデータオンタイムの検出用で
あり、これらが一体となってタイミング信号を再構成す
る。この構成によりデータ複合相関器４０４による単一
Ｗａｌｓｈチャネル上のデータの復号化と、逆拡散化が
可能となる。相関器４０２−４０４のデータ出力は、そ
の後ＤＳＰバスを介してＤＳＰ４２０に出力される。

【００３０】Ｉ／ＱＰＮ生成器４０５が、入力符号を相
関器４０２−４０４に与える。Ｗａｌｓｈ関数生成器４
０６は、Ｗａｌｓｈ符号をデータ複合相関器４０４に与
える。制御回路４０７とスリュウ制御論理４０８がＲＡ
ＫＥフィンガの動作用に制御信号を与え、かつＤＳＰバ
スへのインタフェースを与える。

【００３１】次に従来の変数名の定義を示す。 Ｔ_c 秒あたりのチップ持続時間 Ｒ_c ＝１／Ｔ_c チップレート、ＩＳ−９５では１．２
２８８Ｍｃｐｓ Ｒ_b ＝Ｒ_c／Ｎ_c ビットレート（即ち、シンボルレー
ト）、ＩＳ−９５では１９．２ｋｂｐｓ Ｎ_c シンボル（ビット）あたりのチップ数、ＩＳ−９
５では６４

【００３２】Ａ パイロットゲイン（単一のユーザ振幅
と比較した） ρ 各ＩチャネルとＱチャネルに対し、１チップ間隔の
間得られたサンプル数（オーバーサンプリング係数） ΔＴ_I＝（Δ_I＋δ_I・１／ρ）Ｔ_c メインパス成分に対
するＩ番目のマルチパス成分の遅延時間、ここでΔ_l は
整数部分（チップの遅延）で、δ_l がチップの分数部分
（チップの１／ρ部分の遅延）、Δとδは整数値でδ＝
０…ρ−

【００３３】τ_l＝ρΔ_l＋δ_l サブチップ内のパス０
に対する遅延；ｌチップはρ個のサブチップから構成さ
れる（τ₀ ＝０と仮定） Ｌ マルチパス成分の数；インデックスはｌ＝０…Ｌ− ｒ_(l) ⁽ⁿ⁾ 他のマルチパス成分からのノイズを含むマル
チパス成分ｌに対するｎ番目のシンボルの受信信号ベク
トル（各ベクトル要素は、複素数）

【００３４】ｐ_(l) ⁽ⁿ⁾ マルチパス成分ｌに対するｎ番
目のシンボルのｐＮショートコード（ショートコード，
パイロット符号とも称する） ｓ_k(l) ⁽ⁿ⁾ マルチパス成分ｌ（ユーザｋ）用のｎ番目
のシンボルのシンボルシグネチャーコード（Walsh-cod
e）でベクトル要素は実数

【数１】 上記の符号は、マルチパス成分ｌに対するｎ番目のシン
ボルから得られた復号チャネル予測値（これはベクトル
ではない）

【００３５】

【数２】 上記の符号は、マルチパス成分ｌの利用可能なチャネル
予測値の組

【数３】 上記の符号は、より信頼できるチャネル予測値（平均
化，ＦＩＲ−ＬＰフィルタ処理）を得るためのチャネル
予測値上で実行される関数；計算に使用される最新の予
測値はシンボルｎの予測値である

【００３６】ｙ_(l) ⁽ⁿ⁾ マルチパス成分ｌに対するｎ番
目のシンボルの復調器出力 ｒ^I,Q［ｉ］＝ｒ［ｉ］ サブチップレートρＲ_c での
全合成のρ倍でオーバーサンプルされた復号信号

【数４】 上記は、受信信号ベクトルρＲ_c

【００３７】従来の受信機 図５にパイロットオンタイム複合相関器（図４の４０
２）と、データ１オンタイム複合相関器（図４のと４０
４）の基本的な復調器の構造をマルチパス成分が０の複
合信号処理ブロックとして示す。要素５０１−５０４
は、パイロットオンタイム相関器４０２の機能を与え、
一方５０１−５０３，５０７，５０８は、データ１オン
タイム相関器４０４の機能を与える。図５に用いられた
複素数のグラフ表示は、同図に示すように入力信号はｒ
［ｉ］＝ｒ^I［ｉ］＋ｒ^Q［ｉ］である（即ち、図４のＩ
信号とＱ信号である）。

【００３８】来入信号ｒ［ｉ］は、チップ−シンボルあ
たりのρ個のサンプルである、オーバーサンプルされた
複合ＱＰＳＫＤＳ／ＣＤＭＡベースバンド信号（ダウン
コンバート後の）である。オンタイムセレクタ５０１
は、後続の処理のためにチップあたりρ個のサンプルの
うちの１つをピックアップする。信号ｒ₍₀₎［ｉ］ を乗
算器５０３内で複合共役回路５０２から受信した適宜に
整合化したショートコードのＰＮシーケンスｐ_(l) ⁽ⁿ⁾と
乗算することによりパイロット信号の逆拡散が実行され
る。

【００３９】乗算器５０３からの信号から上側のアキュ
ムレータ通路（１シンボルに亘る蓄積（accumulatio
n））からチャネル予測値（数１式）が得られる。チャ
ネル予測相関器と称するこの上側通路は、アキュムレー
タ５０４と選択的にチャネル予測アルゴリズムブロック
（Channel Estimation Algorithm Block（ＣＡＬ））５
０５と、複合共役回路５０６とを有する。

【００４０】特定のマルチパスに対するチャネル係数
は、シンボル毎に大幅に変化するわけではないので、現
在のシンボルに対するチャネル係数予測は、ＣＡＬ５０
５により改善され、そしてこのＣＡＬ５０５は、アキュ
ムレータ５０４からの現在の出力と全ての得られたチャ
ネル予測の重み付き平均を生成する。シグネチャーコー
ドｓ_k(l) ⁽ⁿ⁾ の（ユーザｋのＷａｌｓｈ符号）を除去す
ると、下側通路、即ちデータ相関器５０７−５０８は二
進情報を再構成し、この二進情報を乗算器５０９内で上
側通路からの複素共役チャネル予測値（チャネル重み付
け値）と乗算することにより、信号スペース（位相／減
衰相関）に整合する。

【００４１】ブロック５１０は、乗算器５０９からの複
合信号（チャネル予測出力とデータ相関器出力の積）の
実部をとり、それを図６のデジタル信号プロセッサ（Ｄ
ＳＰ）６２０として示す受信機の復号化部分（ビタービ
復号化器，スライサーあるいはマルチパス結合器）に入
力する。

【００４２】ＣＡＬブロック５０５に関しては、チャネ
ル予測値（数１式）は、シンボルレートでもって得られ
る。（このチャネル予測値は、パイロットチャネル振幅
を含む。理由は、このチャネル予測値は、パイロットチ
ャネルと相関をとることにより得られたためである。）
より信頼性のあるチャネル予測値を得るためには、最後
のＮα個のチャネル予測値（ｎはチャネル予測計算アル
ゴリズムに含まれる最新のチャネル予測値のインデック
スとする）のある種の重み付けの和である下記式をとる
こと、例えばローパスＦＩＲフィルタ処理をすることは
一般的である。

【数５】

【００４３】ＣＡＬアルゴリズムの利点は、フェージン
グとＶＣＸＯオフセットのようなチャネル特性により、
制限される。その理由は、チャネルパラメータは、平均
化（即ち、線形挿間も可能である）の間ほとんど一定に
維持しなければならないからである。ＣＡＬの複雑さを
増加させることを考えると、大部分の時間１シンボルに
亘るチャネル予測値で十分であることが分かる。しか
し、後述するように本発明のパイロット除去系はある特
定のチャネル予測アルゴリズムに限定されるものではな
い。

【００４４】以下の説明においては、どのチャネル予測
値（最新の？）がパイロット再構成に使用されるＣＡＬ
に含まれるか、および復調のどの部分が除去の利点を利
用しているかを明確にすることが重要である。復調は常
に最新のチャネル予測値の知識を有しているが、パイロ
ット再構成は、必ずしも有しているわけではない。

【００４５】アキュムレータブロックに関しては、その
出力点で記憶容量を有している、あるいは要素をホール
ドできると仮定している。アキュムレータは、各シンボ
ルクロックサイクル毎に最新の蓄積値を新たな蓄積値で
更新するまでその値を保持している。

【００４６】図４の従来の受信機に基づいて、前置およ
び後置の復調除去構造の両方に本発明のパイロット除去
系を適用した数個の実施例を示す。本発明の構造は、ブ
ロック５０３−５１０を含む復調ユニット５２０を用い
ている。

【００４７】図面を単純化するために、２個のパス信号
に着目し、このため２個の復調フィンガ、即ちフィンガ
０とフィンガ１のみを示す。これ以上の数のパス／フィ
ンガへの拡張は当業者には容易であろう。

【００４８】前復調除去系 前復調除去系においては、パイロット干渉除去（減算）
がチップ−サンプル上で実行される。

【００４９】図６に本発明のパイロット干渉除去（Pilo
t Interference Cancellation（ＰＩＣ））系の外観を
示す。図６の本発明の受信機は、２本のパス６１１と６
１２のみを経由した信号を受信し、そのため受信機の通
常は３本以上のフィンガのうち２本のみを使用する（図
３参照のこと）。フィンガ６０３，６０４は、それぞれ
異なるパス信号６０１と６０２を前述した方法で復調す
るよう動作する。

【００５０】この実施例の受信機は、複合信号ｒ⁽ⁿ⁾ を
受信するが、それがパス０とパス１からの両方の信号を
表すことは認識していない。これらパス０とパス１の信
号は、減衰α，位相φ，パス遅延τの点で異なってい
る。パイロット信号は、受信パス信号のパワーの約２０
％を示すので、パス１のパイロット信号をパス０の受信
信号から取り除くとができ、そしてその逆もまた可能で
るならば、その結果受信機はより正確な復調を実行でき
ることを発明者は認識した。

【００５１】このことを考慮すると、フィンガ６０３，
６０４を変更してパイロット再構成回路６０６，６０７
をそれぞれそれらのフィンガ６０３，６０４に追加し
て、パス０からのパイロット信号６１１と、パス１から
のパイロット信号６１２を再構成する。パス０の受信信
号ｒ⁽ⁿ⁾ であるｒ⁽⁰⁾ は、オンタイムセレクタ回路（on
-time selector circuit（ＯＴＳ））によりまず処理さ
れて、その後変更したフィンガ６０３により処理され
る。パス１の受信信号ｒ⁽ⁿ⁾ であるｒ⁽¹⁾ は、同じくオ
ンタイムセレクタ回路（ＯＴＳ）６０２によりまず処理
されて、その後修正されたフィンガ６０４により処理さ
れる。

【００５２】パイロット再構成回路６０６，６０７は、
予測された減衰α，位相φ，パス遅延τでもってパイロ
ット信号を再構成する。同図に示すようにパス０からの
再構成パイロット信号は、加算回路６０９内でパス１の
信号から減算される（即ち除去される）。本発明の前除
去系においては、パイロット干渉除去（減算）は、復調
が行われる前にチップ−サンプル上で実行される。

【００５３】同様にパス１からの再構成パイロット信号
は、加算回路６０８内でパス０の信号から減算される。
それぞれパス１とパス０のパイロット信号を減算して得
られたパス０とパス１の信号は、その後さらにそれぞれ
フィンガ０とフィンガ１内で正確に復調される。前述し
たのと同様に、フィンガ０と１からの出力信号は、例え
ばＤＳＰ６０５内で実行されるようなビット決定、ある
いはビタービ復号化装置内で処理される。

【００５４】Ａ．−バッファを有するパイロット除去
（ディテクタＡ） 図７はパイロット除去用に最新のチャネル予測を獲得す
るために、シンボルバッファを用いた２フィンガの前除
去構成の詳細図である。本発明によれば、パイロットを
再構成し、それを復調の前に除去する現行のシンボルの
チャネル予測値を使用するために、データは蓄積しなけ
ればならない。その後この処理は次の３段階で行われ
る。

【００５５】１．各フィンガＩに対して、受信信号から
Ｉ番目のマルチパス成分のチャネル予測値を得て、この
予測値を用いてパイロットを再構成する。 ２．Ｌ個の蓄積された受信信号の各々に対して、他の
（Ｌ−１）個のマルチパス信号により引き起こされたパ
イロット干渉を除去するためにこの再構成されたパイロ
ットを使用する。 ３．このようにして得られた信号を復調する。

【００５６】図７は、この手順に従って作用する構成を
示す。以下の説明においては、ダッシュを付けた番号
は、ダッシュの付いていない番号のブロックと同一の働
きをする。同図に示すようにブロック５０１′−５０
５′，５０９′，５２０′は、ブロック５０１−５０
５，５０９，５２０（図５に示す）と同じ働きをする。
ブロック７００と７００′は、正規化された（７０５と
７０５′により）チャネル予測値（５０４−５０５，５
０４′−５０５′を用いて得られた）を用いる別個のパ
イロットディテクタである。

【００５７】パイロットディテクタ７００と７００′の
パルス整形は、それぞれＲＬＰブロック７０１と７０
１′（再構成ローパスフィルタ）を用いて考慮に入れら
れる。ＲＬＰ７０１と７０１′は、遅延が複数のチップ
持続期間に存在しない場合には必要である。パルス整形
を考慮しないとビットエラーレート（Bit Error Rate
（ＢＥＲ）は増加する。ＲＬＰの実現方法を以下に説明
する。

【００５８】パイロットディテクタ７０１と７０１′が
パイロット信号を再構成している間、シンボルバッファ
７０３−７０４と７０３′−７０４′により、シンボル
データを蓄積しておくことができる。

【００５９】一方のブランチにおいてＲＬＰにより導入
された遅延を除去するために、小さなＲＬＰ遅延バッフ
ァｚ^-Dが他方のブランチに付加されるために必要である
（Ｄはチップ−サンプルのＲＬＰ遅延で、Ｄ＝Ｎ／２
で、ＮはＲＬＰフィルタのタップ数）。かくして遅延量
ｚ^-D７０２と７０２′は、それぞれＲＬＰ７０１と７０
１′を補償する。

【００６０】選択事項として、あるチップの範囲におけ
る遅延オフセット（シンボルあたりのチップの全数に比
較して小さな）に対して、遅延７０６−７０８と７０
６′−７０８′として示される下記の整合バッファの影
響を考慮してもよい。

【数６】

【００６１】このような影響は、無視できると我々は考
えた。理由は実際に実現する際に全てのフィンガの出力
の組み合わせはシンボルレートで実行されるからであ
る。それ故に整合バッファ７０６−７０８，７０６′−
７０８′は必要ではない。このことを考慮すると、チッ
プ−サンプルレベルで整合バッファに必要とされるハー
ドウェアは必要ではない。そのため以下に示す実施例で
は、この整合バッファは取り除いてある。

【００６２】パス０のパイロット信号がパイロットディ
テクタ７００内で再構成された後、このパイロット信号
は加算器７１１″に加えられ、復調器５２０′による信
号の復調の前にパス１の信号から減算される。パイロッ
トディテクタ７００のＲＬＰブロック７０１からの非パ
ルス整形（遅延しただけであり、ＲＬＰの説明を参照の
こと）出力は、遅延され、共役化され、乗算器５０３へ
の入力として用いられる。

【００６３】同様にパス１のパイロット信号は、パイロ
ットディテクタ７０１′内で再構成され、これは加算器
７１１に加えられ、復調器５２０による信号の復調の前
にパス０の信号から減算される。パイロットディテクタ
７００′のＲＬＰブロック７０１′からの非パルス整形
出力は、遅延され、共役化され、そして乗算器５０３へ
の入力として用いられる。

【００６４】本発明の他の実施例によれば、ディテクタ
Ａを変更すると、パイロット再構成に使用されるチャネ
ル予測値（７００と７００′から得られる）は、復調プ
ロセス（復調器５２０と５２０′による）にも使用でき
るようになる。このような実施例においては、本発明は
フィンガあたり２個の位相予測蓄積とＣＡＬブロックを
必要とはしない。しかし、このことを実行することによ
り、データ相関器のみがパイロット除去から利点を受
け、そのためこの構成はＢＥＲ性能が落ちる。この同一
構成の若干の変更は、次に述べるディテクタＣについて
も適用可能である。

【００６５】図８，９には図７のディテクタＡのタイミ
ングチャートを示す。図８のタイミングチャートは、パ
イロット再構成用のチャネル予測値が、シンボルタイミ
ングに対していかに得られるかを示したものである。シ
ンボルバッファ（例、７０３）は、シンボルｎのパイロ
ット除去がシンボルｎのデータから得られたチャネル予
測値（最後に得られたチャネル予測値）に対し実行する
ことを補償している。整合バッファ（例、７０６）によ
り、パイロット除去用の新たなチャネル予測値は復調プ
ロセスの開始点で得られる。

【００６６】図９には、パイロット再構成用のチャネル
予測値が整合バッファを利用しないタイミングチャート
を示す。整合バッファを有しない性能の劣化は、遅延オ
フセットτ₁ があるチップのディメンジョン内にある場
合には（τ₀ ＝０と仮定して）無視できる。

【００６７】ディテクタＡの動作 レイレイフェージング環境においては、ディテクタＡの
利点は、ディテクタがパイロット再構成用に得られる最
新のチャネル予測値を有しており、これがチャネル特性
がシンボル毎に大幅に代わるような場合にＢＥＲ上に好
ましい影響を有することである。

【００６８】しかし、ＡＷＧＮチャネルにおいては、チ
ャネル特徴はシンボル毎に変化しないので、検出器Ｂに
対する改善点は存在しない。

【００６９】パイロット信号を再構成するために、チャ
ネル予測値は除去段を通らない信号から得られる。この
点に関しては、後述する巡回構成は利点を有するが、そ
の理由はチャネル予測値は除去段を既に通過したデータ
から得られ、それ故にノイズの影響が少ないためであ
る。

【００７０】実際にはチップ−サンプルは、４ビット解
像度（ＩサンプルとＱサンプル）を有する。かくしてパ
イロット再構成プロセス全体は、低ビット解像度（ＲＬ
Ｐ：４ビット，チップレート乗算：４ビット）でもって
動作することができる。位相整形を考慮しない場合に
は、チップレートでの乗算さえも必要ではない。チップ
レートの乗算を避ける別の方法は、後述する後変調計で
説明する。

【００７１】Ｂ−バッファなしの循環型構成（ディテク
タＢ） 図１０には前のチャネル予測値を用いることのない循環
型前除去を使用する受信機を示す。この構成は、バッフ
ァが必要ないために実現するのに最も有望な構成であ
る。付属のハードウェアは最少で済む。復調器５２０
（フィンガ０）と５２０′（フィンガ１）から前のシン
ボルｎ−１の復調に用いられるチャネル予測値１００１
と１００１′をそれぞれフィンガ０と１の次のシンボル
ｎのパイロット信号の再構成と除去に再利用する。この
パイロット再構成は、回路１０１０と１０１０′で行わ
れる。除去は、減算器７１１，７１１′内で行われる。
ディテクタＢは、残りのブロックは、前述したブロック
と同一の番号を付してある。

【００７２】図１１には、パイロット再構成用にチャネ
ル予測タイミングを示すディテクタＢのタイミングチャ
ート図を示す。シンボルｎのパイロット除去は、シンボ
ルｎ−１のデータから得られたチャネル予測値と共に一
部が動作する（シンボルｎ，ｎ−２の予測値と共に）。

【００７３】ディテクタＢの動作 この構成の不利な点は、最新のチャネル予測値が除去に
利用できないことであり、その結果高速のフェージング
環境において、性能が劣化することになる。

【００７４】しかし、循環ループには有効な副次的効果
がある、この構成ではパイロット信号を再構成するのに
用いられるチャネル予測値は、前述したパイロット除去
段を通過したデータから得られる。

【００７５】Ｃ−−バッファを有する循環型構成（ディ
テクタＣ） 図１２は、上記で説明した２つの概念を組み合わせた構
成を示す。まず第１に、パイロット再構成用にＣＡＬ内
で得られる（７００と７００′による）最新のチャネル
予測値を有するバッファ（即ち、７０３と７０３′）を
用い、そして第２に、循環ループ（即ち、１０１０と１
０１０′）を用いて、その結果パイロット再構成のチャ
ネル予測さえも前のチャネル除去から利点を得ることが
できる。

【００７６】同図に示すように巡回ループブロック１０
１０′により、パス１からの検出パイロット信号は、
（加算器１２１０を用いて）パス０のパイロット検知器
７００へ入力される信号から減算される。同様に巡回ル
ープブロック１０１０により、パス０からの検出パイロ
ット信号は、（加算器１２１０′を用いて）パス１のパ
イロット検知器７００′へ入力される信号から減算され
る。再びディテクタＣの残りのブロックは、前述した図
と同一の方法で番号がふされている。

【００７７】パイロット再構成用のチャネル予測値を使
用するディテクタＣ用のタイミングチャート（図示せ
ず）は、ディテクタＡのそれと類似する。但し、パイロ
ット再構成用のよりよいチャネル予測値を提供するさら
に別の除去手段を有する点が異なる。

【００７８】ディテクタＣの動作 ディテクタＣは、パイロット再構成用に得られる最新の
チャネル予測値と前の除去から利点を有するデータから
得られるパイロット再構成用のチャネル予測値の両方を
組み合わせる。しかし、ディテクタＢの性能向上は、ハ
ードウェアの複雑さ（シンボルバッファとＲＬＰを用い
た第２のパイロット再構成処理とチップレートでの乗算
が必要である）を正当化できるほど優れたものではな
い。

【００７９】後蓄積除去系 この後除去系においては、パイロット除去（減算）は、
シンボルレートＲ_b で実行される。後除去を行う目的
は、チップレートＲ_c での乗算を回避するためである。

【００８０】Ａ−後復調除去（ディテクタＤ） 前除去系においては、例えば図１３においては、再構成
パイロット信号Ｃ₍₁₎［ｉ］は、復調の前にチップレー
トで受信信号ｒ［ｉ］から加算器１３００内から除去さ
れる。図１３のＡにおいては、除去段（加算器１３０１
と１３０２）は、蓄積器（１３０３と１３０４）の後ろ
に配置され、シンボルレートサンプルに対し除去を実行
する。

【００８１】図１４のディテクタＤは、オンタイムセレ
クタ５０１と５０１′，ＣＡＬ回路１４１０と１４１
０′，復調器５２０と５２０′とパイロットディテクタ
１４１０と１４１０′，加算回路１４２０とを有する。
オンタイムセレクタ５０１と５０１′と復調器５２０，
５２０′の動作は前述した通りである。

【００８２】ディテクタＤは、個々に蓄積され（パイロ
ットディテクタ１４１０と１４１０′内で）、シンボル
レートＲ_b でのチャネル予測値（復調器５２０と５２
０′とＣＡＬ回路１４０１と１４０１′からの）で乗算
された（乗算器１４０２，１４０３と１４０２′，１４
０３′）再構成パイロット信号を用いる。その後１４０
２と１４０２′から得られたパイロット信号は、加算器
１４２１と１４２１′内で加算されて、それぞれ５２０
と５２０′のトラフィック（データ）信号となる。その
後乗算器１４０３と１４０３′から得られたパイロット
信号は加算器１４２２と１４２２′内で加算されてそれ
ぞれ復調器５２０と５２０′のチャネル予測値になる。

【００８３】後除去の有効な副次的効果は、パイロット
再構成用にＣＡＬ内に最新のチャネル予測値を含むため
にシンボルバッファ（例、図７の７０３）はもはや必要
なく（そして整合バッファ、例えば７０６さえも必要で
はない）、その理由はチャネル予測乗算は、現行シンボ
ルの終わりまで遅延するからである。ディテクタＤの構
成は、図７に示す整合バッファを示すディテクタＡと等
価であるが、シンボルバッファも整合バッファも必要と
はしていない。

【００８４】図１５にはディテクタＤのタイミングチャ
ートが示されている。同図に示すようにシンボルレート
Ｒ_b での蓄積器の結果は、全てのパスが時間的に整合す
るまで保持され（遅延オフセットは、シンボル期間より
も通常短い）、そしてその後除去が最新のチャネル予測
値で実行される。シンボルレートでの遅延整合制御（蓄
積器の出力が保持される）は、同図には明示していな
い。ディテクタＤの性能はディテクタＡのそれと類似で
ある。

【００８５】Ｂ−多段後除去（ディテクタＥ） ディテクタＤの後除去系は、前のパイロット除去の利点
を利用するチャネル予測値を用いてパイロット信号の除
去を行わなかった。ディテクタＥの構成を図１６に示
す。

【００８６】ディテクタＥは、オンタイムセレクタ５０
１と５０１′，ＣＡＬ回路１４０１と１４０１′，復調
器５２０と５２０′，パイロットディテクタ１４１０と
１４１０′，加算回路１４２０，乗算器１４０２，１４
０３と１４０２′，１４０３′とを有し、これらの動作
は前述した通りである。さらにまたディテクタＥは、Ｃ
ＡＬ回路１６０１と１６０１′と乗算器１６０２と１６
０２′とを有し、１４１０と１４１０′のチャネル予測
値のみが更新される（refined） ような第１除去段を提
供する。その後、より良好なチャネル予測値を用いて実
際の除去が加算回路１４２０内で行われる。

【００８７】ディテクタＥのタイミンググラフは、図１
５のディテクタＤのそれと同一である。

【００８８】ディテクタＥの動作 ディテクタＥの動作は、ディテクタＣに類似する（若干
良好であるが）、その理由はパイロット再構成用に使用
される、あるいは除去前の全てのチャネル予測値は最新
のものだからである。より良好なチャネル予測値を得る
ためには何段の除去段でも用いることができる。しか
し、最も可能性のあるものとしては１段ではハンドセッ
ト受信機（図２）内で実現するのに値しない、その理由
は、若干良好な程度のチャネル予測値の利点は、それほ
ど重要ではないからである。

【００８９】Ｅ−３フィンガ構成の例 図１７には、前のチャネル予測値（即ち、図１０のディ
テクタＢ）と働くバッファを有さない循環前除去を用い
た３フィンガ（３パス）の受信機の構成を示す。ＩＳ−
９５のハンドセット受信機では３フィンガの設計のもの
が提案されている。

【００９０】ＲＬＰ（例、６０１）は２個の出力を有す
るが、その理由はこの２個の他のフィンガ１，２は、そ
のオンタイムサンプルに対し異なるタイミングを有する
ことがあるからである。かくして、例えばパイロット０
のパルス整形の再構成は、フィンガ１と２に対し、２個
の異なる部分遅延オフセットδ₁ ，δ₂ を必要とする。
フィンガ０（パス０）においては、フィンガ１，２（パ
ス１，２）の両方からのパイロットは、フィンガ０に入
力される信号から除去される。同様にフィンガ１，２も
その入力信号から除去された他のチャネルのそれぞれの
パイロット信号を有する。この受信機の残りの部分は図
１０のＢで説明したディテクタと同一の動作をする。

【００９１】再構成ローパスフィルタ（ＲＬＰ） 大部分の時間Ｔ_c（δ₁≠０）の小数点以下の遅延となる
マルチパス成分が存在する。その後、パルス整形が考慮
に入れられる。

【００９２】Ａ−パルス形成の再構成の必要性 図１８−２０は、マルチパス成分のタイミングオフセッ
トがＴ_c のマルチプル内に存在しない場合に、パルス整
形再構成ローパスフィルタ（ＲＬＰ）の必要性を示して
いる。マルチパス成分０のサンプル化パイロット信号
（例、Ｉチャネル）の一部を示す。この実施例において
は、サンプリング時間は、Ｔ_s＝ｉ・Ｔ_c／ρと仮定し、
ここでｉは整数で、Ｉ／Ｑ位相シフトは存在せず、信号
はオンタイムサンプルで１に正規化されていると仮定し
ている。

【００９３】

【数７】 正規化されたナイキストパルスシェープでは、

【数８】 ロールオフ係数α_off（ＩＳ−９５ではα_off≒０）で、
ｉはサブチップサンプルインデックスである。

【００９４】図１８には、サブチップインデックスを有
する信号Ｐ［ｉ］のショートコードシーケンスを示す。
図１９には、最大４個のサイドローブのナイキストレイ
ズドコサインフィルタ（Nyquist-raised cosine filte
r）の正規化された時間領域インパルス応答を示す。

【００９５】図２０には、マルチパス成分０のパルス整
形パイロットの例を示す。上記のパイロット信号は、マ
ルチパス成分０に属する。その後チップレートでのオン
タイムサンプルは、（理想的には）＋１または−１（正
規化された）のいずれかである、その理由は、ナイキス
トパルス整形フィルタは、送信機内で用いられるからで
ある（オンタイムサンプルには近傍インパルスのＩＳＩ
は存在しない）。実際には、送信機内に二乗ルートのナ
イキストレイズフィルタ（square-root Nyquist raised
filter） が存在する受信機内のパルス整形マッチドフ
ィルタ（また、二乗ルートのナイキストレイズドフィル
タ）と共に受信機のベースバンド内でナイキストレイズ
ドコサインパルス整形が得られる。

【００９６】このパイロット信号を他のマルチパス成分
（フィンガ）、例えば成分１から除去するために、それ
ぞれのマルチパス成分１のオンタイムサンプルにおい
て、パイロット信号０のパルス整形を考慮する必要があ
る。言い換えると、マルチパス成分０のパイロット信号
を成分１から除去するためには、信号１（ＲＬＰ係数α
_j,δ₁） のオンタイムサンプルで、パイロット０のパル
ス整形を再構成する必要がある。Ｔ_c のマルチプル内に
遅延を仮定していないので、成分１のオンタイムサンプ
ルはどこか（in between）にあり（このことはδ₁ ≠０
を意味する）、それ故に（^*１） によればパイロット信
号０のパルス整形は重要である。

【００９７】再構成ローパスフィルタのＦＩＲでの実現
方法は、極めて単純である。Ｎタップ（Ｎは偶数）の有
限数でもって、式（^*１） の離散畳み込み加算を近似す
る。

【００９８】図２１には、再構成ローパスフィルタ（Ｒ
ＬＰ）のＦＩＲ実現を示す。ＦＩＲ係数は、α_j,δ＝ｈ
［（ｊ−Ｎ／２）・ρ＋δ］で、それ故に遅延τ＝ρΔ
＋δの分数部分δに依存している。δ＝０の場合には、
α_N/2,0 ＝のみで、他の係数はゼロとなる。これはＴ_c
の整数倍数（integer multiples） の遅延についてあて
はまる。チップレートでのパルス整形出力は次式で表さ
れる。

【数９】 ここでｉはチップサンプルインデックスで、ｐ
^I,Q［ｉ］ はショートコードシーケンスである。

【００９９】ＲＬＰを実現する他の側面 １．タップの非常に小さな数Ｎ（４さらにまた２でさ
え）もパイロットパルス整形の十分な近似を得るのに十
分であることが分かる。 ２．乗算器（係数）は単純なスイッチである、その理由
は来入ＰＮシーケンスは、＋１と−１からのみ成立して
いるからである。 ３．パルス整形ｈ［ｉ］は、Ｎ／２・ρの値に対する
（対称の）ルックアップテーブルとして記憶できる。か
くしてＮ＝４タップ，ρ＝８と４ビットの値に対して
は、テーブルのサイズは６４ビットである。

【０１００】４．１個のルックアップテーブル（そして
スイッチも加算器も不必要）として実現できる。来入Ｐ
ＮシーケンスのＮ個の二進値を通り、少数点以下の遅延
（fractional delay）δ＝０‥ρ−１に従って出力を生
成する。このテーブルのサイズは、２^N・ρ の値であ
り、対称性を利用して１／４に縮めることができる。し
かし、より複雑なアクセスメカニズムが必要となる。そ
して再びＮ＝４タップで、ρ＝８と４ビットの値の場合
には、テーブルサイズは対称性を利用しない場合には５
１２ビットで、対称性を利用した場合には１２８ビット
である。最も可能性のあるものとして３が実現し易い。

【０１０１】５．ＦＩＲフィルタにより導入されたチッ
プレベルでの遅延処理は、Ｄ_FIR ＝Ｎ／２チップであ
る。この遅延を補償するために、ＰＮショートコードの
ＲＬＰへの入力は、ＰＮシーケンスを復調することに比
較してＤ個のチップだけ前もって実行される（ＰＮ周期
内で）。このことは、タップ付きの遅延ラインの中央部
から復調用のＰＮシーケンスを取り出すことにより容易
に実行できる（図２１のポイントＸを参照のこと）。

【０１０２】６．フィンガあたり再構成する２個以上の
パイロット信号が存在する（マルチパス成分１，２に対
し、２個の異なる少数点以下遅延オフセットδ₁ ，δ₂
でパイロット０を再構成する）場合には、それぞれの遅
延オフセットδ₂ に従ってフィンガ０で第２のＲＬＰを
必要とする。ＲＬＰフィルタのタップ付き遅延ライン
は、両方にとって同一であるため、新たな組の係数α_j,
δ₂ を既存のＲＬＰα_j,δ ₁ に加え、タップ付き遅延ラ
インを共有する必要がある。これにより複雑さが解消す
る。

【０１０３】さらなる実現方法 高速フェージングのシミュレーションにおいては、パイ
ロット干渉除去は、パイロット信号再構成用に使用され
るチャネル予測値が所定のパワーしきい値を超えたマル
チパス成分から得られる場合にのみ、パイロット干渉除
去を実行しなければならないことが分かった。それ以外
の場合には、悪いチャネル予測値を用いることによりパ
イロット除去のＢＥＲ利点を不必要に損なうことにな
る。

【０１０４】この目的のために単純なスイッチが提案さ
れている設計の各フィンガに付加され、その成分の受信
信号パワーが小さすぎる場合（短く深いフェージングに
起因して）には、それぞれのマルチパス成分用のパイロ
ット除去を切り離す。各マルチパス成分の信号パワー
は、実際の実現方法でいずれにしても計算できる。かく
して、余分のハードウェアは必要とされないが、但しス
イッチとしきい値検出器は必要である。

【０１０５】本発明の他の特徴によれば、スイッチは特
定のパイロット信号用のパイロット干渉除去を行うか否
かを制御する。このスイッチの決定は、最少平均二乗誤
差基準（minimum mean-squared error criterion（ＭＭ
ＳＥ））に従うと最適であり、線形結合器としきい値装
置を用いて実現できる。単純な決定デバイスでは、キャ
ンセルするパイロットの最適な組を決定し、理論的に本
発明のパイロット干渉除去システムの性能を向上させ
る。

【０１０６】図２２は、決定ユニット２２０３により制
御される付加切り換え機能（２２０１，２２０２）を有
する図６の改善型ＰＩＣディテクタあるいは受信機を示
す。下記の式をシンボル期間ｎの間、ｌ番目のフィンガ
に対し除去されたパイロットの組とする。

【数１０】

【０１０７】パイロットｌは、パスｌのチャネルを予測
するために必要であるため、フィンガｌから除去するこ
とはできない。そのため数１０式は、｛０，１，…，
ｊ，…，（Ｌ−１）；ｊ≠ｌの組のサブセットである。
（例えば、Ｌ＝３の場合には、除去セットの可能なグル
ープは、下記式である。）

【数１１】

【０１０８】次に述べる基準を用いて、下記のチャネル
予測を用いると、

【数１２】 決定ユニット２２０３は、次のシンボル間隔で下記のパ
イロット除去組を決定する。

【数１３】 下記の場合には、トップスイッチはオンで、パイロット
０は数１２（ａ）を用いて再構成され、次のシンボル間
隔でフィンガ１への入力から除去される。

【数１４】

【０１０９】それ以外で下記の場合には、スイッチ２２
０１はオフとなり、フィンガ１に対してはパイロット０
の信号除去は発生しない。

【数１５】 同様に下記の場合には、ボトムスイッチはオンとなり、
パイロット１は数１２（ｂ）を用いて再構成され、次の
シンボル期間でフィンガ１への入力から除去される。

【数１６】 それ以外に数１５式の場合には、スイッチ２２０３はオ
フとなり、フィンガ０に対するパイロット１信号除去は
発生しない。

【０１１０】図２３は、Ｌ＝３フィンガのＲＡＫＥ受信
機の実現方法を示す。図２３は、決定ユニット２３０１
とスイッチ２２０２，２２０４が付加された図１７であ
る。パイロットを除去しようとしているフィンガのマル
チパス遅延を適合するために、個別の再構成ローパスフ
ィルタ（ＲＬＰＦ）を用いて、パイロットｌの（Ｌ−
１）個のバージョンを再構成しなければならない。

【０１１１】例えば、パス０に対しては、パス１と２用
のパイロット信号（１７１０′と１７１０″内で）を再
構成し、その後これらはパス０の信号から減算される
（加算器２３０５を用いて）。同様にパイロット０と１
は、パス２の信号から（加算器２３０７を用いて）減算
され、パイロット０と２は、パス１の信号から（加算器
２３０６を用いて）減算される。

【０１１２】スイッチ機構の変形例 パイロット干渉除去用にＭＭＳＥスイッチセットの変形
例を示す。この目的はＲＡＫＥフィンガ出力の和の平均
二乗エラーを最少にする下記のスイッチセットを決定す
ることである。

【数１７】 フィンガｌの出力は、下記のスイッチセットの関数であ
る。

【数１８】

【０１１３】この目的は、次の式を評価することであ
る。

【数１９】 ここで下記であり、そしてランダム符号，干渉データビ
ット，背景熱ノイズに関して予測をとる。

【数２０】 （３）式の右側を評価すると、次のようになる。

【数２１】

【０１１４】和の分散（variance）は、分散の和である
ので、（３）式の元の決定ルールは、次のようになる。

【数２２】 ＭＭＳＥセットは、式（５）で表される。

【数２３】

【０１１５】実際のチャネルパラメータｃ_j ⁽ⁿ⁾は不明で
あるので、決定に際しては下記の予測値を使用しなけれ
ばならない。

【数２４】 しかし、この置き換えは、それ自身の数１０式に依存す
ることになる。このような状況を修復するために、シン
ボル間のチャネル変動は小さく、したがって式（６）の
除去セットを与えるために、下記式（ｂ）の代わりに下
記式（ａ）を用いる。

【数２５】

【数２６】

【０１１６】パイロットｊの除去の決定は、対応する予
測された下記のチャネルパワーと、チャネル予測値の変
動にのみ依存する。

【数２７】 この決定の背景にある直感は明かである。パイロット信
号ｊのパワーは、予測値の変動よりも強くなると、ｃ_j
⁽ⁿ⁾の基づいた再構成パイロット干渉は、信頼性が十分
高く、その結果フィンガ入力からそれを除去すること
は、出力ＭＳＥを低下させる。

【０１１７】それ以外にパワーが弱すぎる場合には、再
構成されたパイロット干渉を除去することは出力ＭＳＥ
を実際に増加させる。ｊ≠ｌという条件を除いて、この
決定はフィンガｌ，パイロット干渉除去用の目標フィン
ガには依存しない。したがって、数１０式の組はｌの関
数ではないが、但しｌは数１０式のメンバではない、そ
の理由はパイロットＩをフィンガｌから除去することが
できないからである。

【０１１８】この例外を考えると、数１７式は、下記で
表すことができる。

【数２８】 前に説明した実施例での除去セット数１１式は、式
（５）または（６）によれば許されない。その理由はパ
イロット１は、フィンガ０からは除去されるが、フィン
ガ２からは除去されないからである。

【０１１９】除去セットの有効グループは、次式であ
る。

【数２９】 これらの組は、下記を用いて表すことができ、

【数３０】 そして次式を規定することにより、

【数３１】 次のように示される。

【数３２】

【０１２０】ここで、Ｎは拡散係数（ＩＳ−９５ではＮ
＝６４）で、Ｋは活性データ／同期チャネルの数、２σ
² はチップあたりの熱ノイズパワー、Ａ₀ はパイロット
振幅で、Ａ₁ はＫ個のデータ／同期チャネルの各々の振
幅である。シンボル間隔（ｎ−２）からのチャネル予測
値をシンボル間隔（ｎ−１）からの実際のチャネルパラ
メータの代わりに用いることにより式（７）は次の式と
なる。

【数３３】

【０１２１】各シンボル間隔において除去セット数１０
式（ｌ＝０…Ｌ−１）は、次のステップを用いて決定で
きる。 ・式（８）を用いてｌ＝０…Ｌ−１に対し、下記チャネ
ル予測変動を計算する。

【数３４】 ・式（６）を用いて数１０式（ｌ＝０…Ｌ−１）を決定
する。

【０１２２】以上述べたようにパイロット干渉除去検出
器用のスイッチ機構の変形例は、最少平均二乗エラーの
ＲＡＫＥ検出器の出力を提供できる。このスイッチに対
する決定ルールは、パスＩ（ｌ＝０…Ｌ−１）のチャネ
ル予測値のパワーが高い（即ち、その予測値の変動より
も大きい）時には、このチャネル予測値を用いて再構成
された関連パイロット信号は信頼性があり、他の（Ｌ−
１）個のＲＡＫＥフィンガ入力から除去しなければなら
ない。チャネル予測値のパワーが低い場合には、再構成
されたパイロット信号は信頼性がなく、このパイロット
を用いた除去を行ってはならない。

【０１２３】

【発明の効果】本発明のＣＤＭＡ受信機は、Ｗａｌｓｈ
符号パイロット周波数とＷａｌｓｈ符号化を用いてコヒ
ーレント動作を与えるように順方向リンクで使用する例
を用いて記載したが、コヒーレント動作を維持するよう
な他の公知の符号系列をＣＤＭＡ送信器とＣＤＭＡ受信
機（通常順方向リンク）の両方に用いることもできる。
さらに本発明のコヒーレント受信機は、コヒーレント順
方向リンクを例に説明したが、コヒーレント逆方向リン
クにも使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の動作を説明するＣＤＭＡ通信リンクの
送信器を示す図

【図２】移動局で使用されるＣＤＭＡ受信機のブロック
図

【図３】ＣＤＭＡ受信機のブロック図

【図４】コヒーレントＣＤＭＡの従来技術にかかるレイ
クフィンガのアーキテクチャ

【図５】パイロットオンタイムとデータ１オンタイムの
複合相関器（complex correlator）の基本的な復調器の
構造を示す図

【図６】２フィンガのコヒーレントＣＤＭＡ受信機に適
用される本発明のパイロット除去系のブロック図

【図７】本発明による前復調除去系の第１実施例（ディ
テクタＡ）を表す図

【図８】シンボルタイミングに関し、いかにパイロット
信号再構成用のチャネル予測値が得られるかを表す図７
のディテクタＡ用のタイミングチャート

【図９】シンボルタイミングに関し、いかにパイロット
信号再構成用のチャネル予測値が得られるかを表す図７
のディテクタＡ用のタイミングチャート

【図１０】バッファを処理しない循環前除去を用いたデ
ィテクタＢを表す図

【図１１】図１０のディテクタＢ用のタイミングチャー
ト

【図１２】バッファ処理する循環前除去を用いたディテ
クタＣを表す図

【図１３】本発明による前除去系を表す図で、Ａは後除
去系を表す図

【図１４】後除去を用いたディテクタＢのブロック図

【図１５】図１４のディテクタＤ用のタイミングチャー
ト

【図１６】多段後除去を用いたディテクタＥのブロック
図

【図１７】３フィンガコヒーレントＣＤＭＡ受信機に適
用される本発明のパイロット信号除去系（ディテクタＢ
による）のブロック図

【図１８】パルス整形（pulse-shape） 再構成ローパス
フィルタ（Reconstruction Low Pass Filter（ＲＬ
Ｐ））の必要性を示す図

【図１９】パルス整形再構成ローパスフィルタ（ＲＬ
Ｐ）の必要性を示す図

【図２０】パルス整形再構成ローパスフィルタ（ＲＬ
Ｐ）の必要性を示す図

【図２１】ＲＬＰのＦＩＲ実現手段を表す図

【図２２】本発明により切り換え可能なパイロット干渉
除去手段を含む２フィンガコヒーレントＣＤＭＡ受信機
を表す図

【図２３】本発明により切り換え可能なパイロット干渉
除去手段を含む３フィンガコヒーレントＣＤＭＡ受信機
を表す図

【図２４】多段後除去を用いたディテクタＥのブロック
図

【符号の説明】

１０１ 符号拡散器 １０２ 加算器 １０４−１０５ 符号化器 １０６，１０７ ＦＩＲフィルタ １０８，１０９，２０２，２０３ 変調器 １１０ コンバイナー １１１，２０１ アンテナ ２０４，２０５ アンチアリアシングＬＰＦ（ローパス
フィルタ） ２０８ ＣＤＭＡＲＡＫＥ受信機 ２０９ デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ） ２１０ 出力データ信号 ３０１，３０２ Ａ／Ｄ回路 ３０３ 制御論理回路 ３０４ ＲＳＳＩ（受信信号強度インディケータ） ３０５−３０８ フィンガ ４０２，４０３，４０４ データ複合相関器 ４０５ Ｉ／ＱＰＮ生成器 ４０６ Ｗａｌｓｈ関数生成器 ４０７ 制御回路 ４０８ スリュウ制御論理 ５０１ オンタイムセレクタ ５０２ 複合共役回路 ５０３，５０７，５０９ 乗算器 ５０４，５０５，５０６ 上側通路 ５２０ 復調ユニット ６０１，６０２ パス信号 ６０３，６０４ ＲＡＫＥフィンガ ６０５ ビタービ復号化 ６０６，６０７ パイロット再構成回路 ６０８，６０９ 加算回路 ６１１，６１２ パイロット信号 ７００ パイロットディテクタ ７０１ ＲＬＰ ７０２ 遅延量 ７０３，７０４ シンボルバッファ ７０６，７０８ 整合バッファ ７１１ 加算器 １３００，１３０１，１３０２，１４２１，２３０５
加算器 １３０３，１３０４ 蓄積器 １４０１ ＣＡＬ回路 １４０２，１４０３ 乗算器 １４１０ パイロットディテクタ １４２０ 加算回路 ２２０１，２２０２ 付加切り換え機能 ２２０３ 決定ユニット

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 チー−リン イ アメリカ合衆国，07726 ニュージャージ ー，マナラパン，テイラー レイク コー ト ９ (72)発明者 ステファン テン ブリンク ドイツ，71573 オールマースバック イ ム タル，リッテンステインウェグ ８ (72)発明者 ジョヴァンニ ヴァンヌッチ アメリカ合衆国，07701 ニュージャージ ー，レッド バンク，ルートレッジ ドラ イブ 329

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも１個のユーザデータチャネル
   と、複数のＬ個（Ｌは２以上の整数）のパスを介しての
   個々のパイロットチャネルとを含むコヒーレントＣＤＭ
   Ａ信号を受信し復調するＣＤＭＡ受信機において、 前記所望のデータチャネルは、あるパスのパイロットチ
   ャネルとは直交し、 （Ａ） Ｌ個のパスのうちの１個のパスを介して受信し
   たＣＤＭＡ信号からデータチャネルとパイロットチャネ
   ルを見積り、減算手段が使用する（Ｌ−１）個の除去信
   号を生成するＬ個のパス復調器と、 （Ｂ） 関連減算手段に関連しない他の（Ｌ−１）個の
   パス復調器のうちの個々の復調器により生成された（Ｌ
   −１）個の除去信号を、減算手段に関連するＣＤＭＡ信
   号から減算するＬ個の減算手段とを有することを特徴と
   するＣＤＭＡ受信機。
2. 【請求項２】 前記（Ｌ−１）個の除去信号は、再構成
   されたパイロット信号であり、 前記各（Ｂ）減算手段は、前記再構成されたパイロット
   信号を復調器へ入力される信号から減算するために、前
   記関連復調器の前に配置されることを特徴とする請求項
   １記載のＣＤＭＡ受信機。
3. 【請求項３】 前記（Ｌ−１）個の除去信号は、一対の
   相関処理で再構成されたパイロット信号であり、 前記（Ｂ）減算手段は、一対の相関処理で再構成された
   パイロット信号をそのデータ／パイロットアキュームレ
   ータから出力された信号から減算するために、その復調
   器のデータ／パイロットアキュームレータの後に配置さ
   れた一対の減算器であることを特徴とする請求項１記載
   のＣＤＭＡ受信機。
4. 【請求項４】 前記除去用のパイロット信号は、１個の
   シンボルに対し実行された第１チャネル見積により得ら
   れた最新のチャネル見積を有するチャネル見積アルゴリ
   ズムを用いて再構成され、 前記復調器の入力は、１個のシンボルの間、来入するチ
   ップレート信号をバッファリングすることにより得られ
   ることを特徴とする請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。
5. 【請求項５】 前記除去用のパイロット信号は、前のシ
   ンボル間隔復調から得られた最新のチャネル見積を有す
   るチャネル見積アルゴリズムを用いて再構成され、 これらのチャネル見積は、パイロット信号の再構成と前
   のシンボル間隔の復調用に用いられることを特徴とする
   請求項２記載のＣＤＭＡ受信機。
6. 【請求項６】 第１チャネル見積の前の減算手段は、１
   個のシンボルに亘って、前のシンボル間隔復調から得ら
   れた最新のチャネル見積を有するチャネル見積アルゴリ
   ズムを用いて再構成されたパイロット信号を除去するこ
   とを特徴とする請求項４記載のＣＤＭＡ受信機。
7. 【請求項７】 前記一対の相関処理で再構成された除去
   用のパイロット信号は、利用可能な最新のチャネル見積
   を有するチャネル見積アルゴリズムを用いて再構成され
   ることを特徴とする請求項３記載のＣＤＭＡ受信機。
8. 【請求項８】 チャネル見積アルゴリズムの前に減算手
   段を有し、この減算手段は一対の相関処理されたパイロ
   ット信号を再構成するために用いられる出力を有し、パ
   イロットアキュームレータ信号上の除去用に用いられる
   一対の相関処理されたパイロット信号の成分の第１中間
   結果を除去することを特徴とする請求項７記載のＣＤＭ
   Ａ受信機。
9. 【請求項９】 （Ｃ） 他の（Ｌ−１）個の復調器の遅
   延時間に関連するパイロット除去信号のパルス形状を再
   構成する再構成用ローパスフィルタ（ＲＬＰ）をさらに
   有することを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信
   機。
10. 【請求項１０】 前記（Ｃ）再構成用ローパスフィルタ
    は、有限インパルス応答（ＦＩＲ） フィルタを用いて
    実現されることを特徴とする請求項９記載のＣＤＭＡ受
    信機。
11. 【請求項１１】 前記有限インパルス応答フィルタは、
    ルックアップテーブルを用いて実現されることを特徴と
    する請求項１０記載のＣＤＭＡ受信機。
12. 【請求項１２】 前記再構成用ローパスフィルタは、係
    数用のルックアップテーブルを用いて実現されることを
    特徴とする請求項９記載のＣＤＭＡ受信機。
13. 【請求項１３】 （Ｄ） 指定されたマルチパス成分の
    信号パワーに従って、（Ｌ−１）個の除去信号の生成を
    入り切りする各復調器内のスイッチ手段をさらに有する
    ことを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
14. 【請求項１４】 前記パイロットチャネルは、少なくと
    も１個のユーザ信号チャネルに直交することを特徴とす
    る請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
15. 【請求項１５】 前記パイロットチャネルは、あるパス
    の所望のユーザ信号チャネルに非直交であり、 各復調器は、復調される前にマルチパス成分の非直交パ
    イロット信号を除去するために（Ｌ−１）個の除去信号
    と付属の除去信号を生成し、 前記非直交パイロット信号の除去は、各Ｌ個の減算手段
    内の余分の付属的減算を用いて行われることを特徴とす
    る請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
16. 【請求項１６】 前記複数の信号チャネルは、ウォルシ
    ュ符号を用いて符号化されることを特徴とする請求項１
    記載のＣＤＭＡ受信機。
17. 【請求項１７】 少なくとも一人のユーザは、複数の信
    号チャネルを使用することを特徴とする請求項１記載の
    ＣＤＭＡ受信機。
18. 【請求項１８】 前記コヒーレントＣＤＭＡ信号は、少
    なくともＱ信号チャネルとＩ信号チャネルを含むことを
    特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
19. 【請求項１９】 ＣＤＭＡシステムのユーザ局の一部
    は、少なくとも１つの基地局と複数のユーザ局とを含む
    ことを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
20. 【請求項２０】 ＣＤＭＡシステムの基地局の一部は、
    少なくとも１つの基地局と複数のユーザ局とを含むこと
    を特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
21. 【請求項２１】 減算手段の出力をチャネル重み付けす
    る手段と、 前記重み付けされた出力を結合する手段をさらに有する
    ことを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信機。
22. 【請求項２２】 少なくとも１個のユーザデータチャネ
    ルと、複数のＬ個（Ｌは２以上の整数）のパスを介して
    の個別のパイロットチャネルとを含むコヒーレントＣＤ
    ＭＡ信号を受信し、復調するＣＤＭＡ受信機の動作方法
    において、 前記所望のデータチャネルは、あるパスのパイロットチ
    ャネルとは直交し、 （Ａ） Ｌ個のパス復調器の各々において、Ｌ個のパス
    のうちの１個のパスを介して受信したＣＤＭＡ信号から
    データチャネルとパイロットチャネルを見積り、特定の
    減算手段により使用される（Ｌ−１）個の除去信号を生
    成するステップと、 （Ｂ） Ｌ個の減算手段の各々において、自己の減算手
    段に関連しない他の（Ｌ−１）個のパス復調器のうちの
    別の１個の復調器により生成された（Ｌ−１）個の除去
    信号を減算手段に関連するＣＤＭＡ信号から減算するス
    テップとからなることを特徴とするＣＤＭＡ受信機の動
    作方法。
23. 【請求項２３】 （Ｌ−１）個の除去信号の１つまたは
    複数の減算を制御する手段、 をさらに有し、 前記（Ｌ−１）個の除去信号の各々の減算は、関連デー
    タチャネル信号で受信されたパイロット信号とその変動
    分に基づいて決定されたしきい値レベルの関数として制
    御されることを特徴とする請求項１記載のＣＤＭＡ受信
    機。
24. 【請求項２４】 生成され減算されるべき除去信号の組
    は、式（６）で与えられることを特徴とする請求項２３
    記載のＣＤＭＡ受信機。