JPH10327209A - 歪補償システム - Google Patents
歪補償システムInfo
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- JPH10327209A JPH10327209A JP9134777A JP13477797A JPH10327209A JP H10327209 A JPH10327209 A JP H10327209A JP 9134777 A JP9134777 A JP 9134777A JP 13477797 A JP13477797 A JP 13477797A JP H10327209 A JPH10327209 A JP H10327209A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は歪補償システムに関し、系の周波数
特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器
の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうこと
ができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオ
フセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償
システムを提供することを目的としている。 【解決手段】 送出される信号と帰還信号の振幅，位相
を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプ
リディストーション処理して歪補償する歪補償システム
において、歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波
数特性と逆特性を生成する演算制御手段を具備し、該演
算制御手段により送信系及び帰還系の周波数特性を補正
するように構成する。
特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器
の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうこと
ができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオ
フセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償
システムを提供することを目的としている。 【解決手段】 送出される信号と帰還信号の振幅，位相
を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプ
リディストーション処理して歪補償する歪補償システム
において、歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波
数特性と逆特性を生成する演算制御手段を具備し、該演
算制御手段により送信系及び帰還系の周波数特性を補正
するように構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線送信システムに
おける歪補償システムに関する。
おける歪補償システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】無線送信システムに於いて、近年ディジ
タル化による高能率転送が多く用いられるようになって
きた。ディジタル化の多値振幅変調方式（ＰＳＫ変調方
式）を適用する場合、送信の電力増幅器の線形特性によ
りその送信機の隣接チャネル漏洩電力が規格外れを起こ
すのを防ぐ歪補償が必要となる。
タル化による高能率転送が多く用いられるようになって
きた。ディジタル化の多値振幅変調方式（ＰＳＫ変調方
式）を適用する場合、送信の電力増幅器の線形特性によ
りその送信機の隣接チャネル漏洩電力が規格外れを起こ
すのを防ぐ歪補償が必要となる。
【０００３】ここで、ＰＳＫ変調方式とは、入力音声デ
ータを位相と振幅で表わす方式である。このために、Ｉ
軸とＱ軸を考え、入力データはこのＩ軸とＱ軸で構成さ
れる平面上の点として考える（図１０参照）。そして、
点のＩ軸からの回転量を位相と考え、座標原点からの距
離を電力とするものである。
ータを位相と振幅で表わす方式である。このために、Ｉ
軸とＱ軸を考え、入力データはこのＩ軸とＱ軸で構成さ
れる平面上の点として考える（図１０参照）。そして、
点のＩ軸からの回転量を位相と考え、座標原点からの距
離を電力とするものである。
【０００４】歪補償の技術としては多種提案されている
が、これらには回路規模や調整に大きな問題があり、実
現には至っていない。しかしながら、近年のＤＳＰ（デ
ィジタル・シグナル・プロセッサ）信号処理の速度向上
により、ディジタル信号処理によって歪補償を行なう方
式の実用化が検討されている。
が、これらには回路規模や調整に大きな問題があり、実
現には至っていない。しかしながら、近年のＤＳＰ（デ
ィジタル・シグナル・プロセッサ）信号処理の速度向上
により、ディジタル信号処理によって歪補償を行なう方
式の実用化が検討されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】歪補償を正確に行なう
上で３つの課題があり、本発明はそれを解決しようとす
るものである。
上で３つの課題があり、本発明はそれを解決しようとす
るものである。
【０００６】第１は、送信ベースバンド信号をＲＦ変
調したものに対して、線形条件下の帰還系で復調された
ベースバンド信号の振幅や位相のずれを比較して歪補償
を行なうものである。
調したものに対して、線形条件下の帰還系で復調された
ベースバンド信号の振幅や位相のずれを比較して歪補償
を行なうものである。
【０００７】歪補償の手段として、変調後の正常な信号
と帰還された信号とを比較して、パワーアンプを含む送
信系のＡＭ−ＰＭ（電力対位相），ＡＭ−ＡＭ（電力対
電力）特性の逆特性を演算する。その結果を基に正常な
変調信号を付加するプリディストーション処理を行な
う。ここで行なう演算は、入力電力に対する位相及び出
力電力に関することのみを行なっている。
と帰還された信号とを比較して、パワーアンプを含む送
信系のＡＭ−ＰＭ（電力対位相），ＡＭ−ＡＭ（電力対
電力）特性の逆特性を演算する。その結果を基に正常な
変調信号を付加するプリディストーション処理を行な
う。ここで行なう演算は、入力電力に対する位相及び出
力電力に関することのみを行なっている。
【０００８】よって、周波数に依存する変化が発生した
場合、例えばフィルタ等の電力に依存しないデバイスが
回路上に存在すると、本来の歪補償処理は成立しなくな
り、隣接チャネル漏洩電力は増大してしまう。
場合、例えばフィルタ等の電力に依存しないデバイスが
回路上に存在すると、本来の歪補償処理は成立しなくな
り、隣接チャネル漏洩電力は増大してしまう。
【０００９】第２は、温度変化によって帰還系フィー
ドバックの復調Ｉ／Ｑ信号のＲｘオフセットが増大する
と、被測定データが誤ってしまいプリディストーション
処理が正確に行われない状態が起こる。
ドバックの復調Ｉ／Ｑ信号のＲｘオフセットが増大する
と、被測定データが誤ってしまいプリディストーション
処理が正確に行われない状態が起こる。
【００１０】これを補正するための手段が考えられてい
るが、何れも送信中に補正を行なうことはできなかっ
た。基地局の連続通信の場合には、通信を一旦止めなけ
れば補正を行なうことができないため、実用的ではなか
った。
るが、何れも送信中に補正を行なうことはできなかっ
た。基地局の連続通信の場合には、通信を一旦止めなけ
れば補正を行なうことができないため、実用的ではなか
った。
【００１１】第３は、コンスタレーションに歪が生じ
た場合、例えば直交変調器、直交検波器に直交度誤差が
存在すると、送信する前のコンスタレーション上のレベ
ルと、実際に検波した後のコンスタレーション上のレベ
ルとの間に差異が生じ本来の歪補償は成立しない。
た場合、例えば直交変調器、直交検波器に直交度誤差が
存在すると、送信する前のコンスタレーション上のレベ
ルと、実際に検波した後のコンスタレーション上のレベ
ルとの間に差異が生じ本来の歪補償は成立しない。
【００１２】ここで、直交度誤差を測定及び削減する手
段を得るためには演算処理を行わなければならない。そ
れ故、三角関数等の演算処理を用いるため、三角関数テ
ーブルを格納するためのメモリが必要となるが、全ての
演算テーブルを用いるとメモリ容量も増大し、回路規模
も増大する。
段を得るためには演算処理を行わなければならない。そ
れ故、三角関数等の演算処理を用いるため、三角関数テ
ーブルを格納するためのメモリが必要となるが、全ての
演算テーブルを用いるとメモリ容量も増大し、回路規模
も増大する。
【００１３】本発明はこのような課題に鑑みてなされた
ものであって、系の周波数特性に依存した信号劣化を無
くし、直交変調器と検波器の直交度誤差に依存した歪補
償処理を正確に行なうことができ、かつ送信中において
も歪補償劣化を招くＲｘオフセット及び直交度誤差を削
減することができる歪補償システムを提供することを目
的としている。
ものであって、系の周波数特性に依存した信号劣化を無
くし、直交変調器と検波器の直交度誤差に依存した歪補
償処理を正確に行なうことができ、かつ送信中において
も歪補償劣化を招くＲｘオフセット及び直交度誤差を削
減することができる歪補償システムを提供することを目
的としている。
【００１４】
（１）図１は本発明の原理ブロック図である。図におい
て、１０は音声入力を受けて歪補償演算の際に、送信系
及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成しする演算制御
手段、２０は該演算制御手段１０のＩ／Ｑ出力を受けて
直交変調すると共に、帰還信号を復調して演算制御手段
１０に伝える直交変調・復調手段、４０は該直交変調・
復調手段２０の出力を受けて送信すると共に、受信信号
を受ける送受信手段、３１は変調信号が送出されるアン
テナである。
て、１０は音声入力を受けて歪補償演算の際に、送信系
及び帰還系の周波数特性と逆特性を生成しする演算制御
手段、２０は該演算制御手段１０のＩ／Ｑ出力を受けて
直交変調すると共に、帰還信号を復調して演算制御手段
１０に伝える直交変調・復調手段、４０は該直交変調・
復調手段２０の出力を受けて送信すると共に、受信信号
を受ける送受信手段、３１は変調信号が送出されるアン
テナである。
【００１５】この発明の構成によれば、演算制御手段１
０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性
と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送
信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性
と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、送
信系及び帰還系の周波数特性を補正することができる。
【００１６】（２）この場合において、前記演算制御手
段１０としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数
特性を補正するイコライザ機能と、プリディストーショ
ン機能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されて
きた変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプ
リディストーション処理を行なうことを特徴としてい
る。
段１０としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数
特性を補正するイコライザ機能と、プリディストーショ
ン機能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されて
きた変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプ
リディストーション処理を行なうことを特徴としてい
る。
【００１７】この発明の構成によれば、ＤＳＰがイコラ
イザ機能とプリディストーション機能を実行することに
より、送出信号の直線性を保持することが可能となる。 （３）また、系の違いによって周波数特性が変化するた
め、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモリ
を配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系の
周波数特性をキャンセルすることを特徴としている。
イザ機能とプリディストーション機能を実行することに
より、送出信号の直線性を保持することが可能となる。 （３）また、系の違いによって周波数特性が変化するた
め、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモリ
を配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系の
周波数特性をキャンセルすることを特徴としている。
【００１８】この発明の構成によれば、周波数特性をキ
ャンセルするための周波数特性補正データをテーブルと
して持つことにより、ＤＳＰはイコライザ機能のために
演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセ
ルすることが容易になる。
ャンセルするための周波数特性補正データをテーブルと
して持つことにより、ＤＳＰはイコライザ機能のために
演算処理することが不要となり、周波数特性をキャンセ
ルすることが容易になる。
【００１９】（４）また、系の周波数特性の有無の切り
換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系
の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数
特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することを特
徴としている。
換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系
の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数
特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することを特
徴としている。
【００２０】この発明の構成によれば、ＤＳＰが系の逆
周波数特性をメモリテーブルに予め記憶しておくことに
より、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易にな
る。 （５）また、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を
比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリ
ディストーション処理して歪補償する歪補償システムに
おいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つ
イコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることを特徴と
している。
周波数特性をメモリテーブルに予め記憶しておくことに
より、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易にな
る。 （５）また、送出される信号と帰還信号の振幅，位相を
比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリ
ディストーション処理して歪補償する歪補償システムに
おいて、送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つ
イコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることを特徴と
している。
【００２１】この発明の構成によれば、Ｉ軸とＱ軸のそ
れぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設
けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうこ
とが容易になる。
れぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設
けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうこ
とが容易になる。
【００２２】（６）また、前記演算制御手段１０は通信
中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、
Ｒｘオフセットを削減することを特徴としている。この
発明の構成によれば、通信中においても、誤差データか
らＲｘオフセットを削減することが可能となる。
中でも誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、
Ｒｘオフセットを削減することを特徴としている。この
発明の構成によれば、通信中においても、誤差データか
らＲｘオフセットを削減することが可能となる。
【００２３】（７）また、前記演算制御手段１０は、Ｒ
ｘオフセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、
誤差オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲ
ｘオフセット値を加減することを特徴としている。
ｘオフセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、
誤差オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲ
ｘオフセット値を加減することを特徴としている。
【００２４】この発明の構成によれば、誤差オフセット
検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒ
ｘオフセットを削減することが可能となる。 （８）また、前記演算制御手段１０は、遅延要素τを検
出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調デー
タを用いて誤差オフセットを検出することを特徴として
いる。
検出値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒ
ｘオフセットを削減することが可能となる。 （８）また、前記演算制御手段１０は、遅延要素τを検
出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調デー
タを用いて誤差オフセットを検出することを特徴として
いる。
【００２５】この発明の構成によれば、遅延要素τに基
づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、誤差オ
フセットの検出を精度よく行なうことができる。 （９）また、前記演算制御手段１０は前記遅延要素τの
値がしきい値を超えることによって区間を識別し、その
区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに
分配するかを判別することを特徴としている。
づく補正の後に誤差オフセットを検出するので、誤差オ
フセットの検出を精度よく行なうことができる。 （９）また、前記演算制御手段１０は前記遅延要素τの
値がしきい値を超えることによって区間を識別し、その
区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに
分配するかを判別することを特徴としている。
【００２６】この発明の構成によれば、遅延要素τの値
により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値を
Ｉ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの補
正を正確に行なうことができる。
により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値を
Ｉ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの補
正を正確に行なうことができる。
【００２７】（１０）また、送出される信号と帰還信号
の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記
送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪
補償システムにおいて、直交変調器、検波器の直交度誤
差を補正する演算制御手段を有し、該演算制御手段によ
り送信系及び帰還系の直交度誤差を補正することを特徴
としている。
の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記
送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪
補償システムにおいて、直交変調器、検波器の直交度誤
差を補正する演算制御手段を有し、該演算制御手段によ
り送信系及び帰還系の直交度誤差を補正することを特徴
としている。
【００２８】この発明の構成によれば、直交変調器、検
波器の直交度誤差を補正する演算制御部を設けることに
より、送信系及び帰還系の直交度誤差を正確に補正する
ことができる。
波器の直交度誤差を補正する演算制御部を設けることに
より、送信系及び帰還系の直交度誤差を正確に補正する
ことができる。
【００２９】（１１）また、前記演算制御手段としてＤ
ＳＰを用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプ
リディストーションすることで直交度補正を行ない、増
幅器で受ける電力差を最小にすることを特徴としてい
る。
ＳＰを用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプ
リディストーションすることで直交度補正を行ない、増
幅器で受ける電力差を最小にすることを特徴としてい
る。
【００３０】この発明の構成によれば、歪補償を正確に
改善することができる。 （１２）また、前記直交度補正演算用の三角関数テーブ
ルを具備し、該三角関数テーブルを任意の角度に限定す
ることを特徴としている。
改善することができる。 （１２）また、前記直交度補正演算用の三角関数テーブ
ルを具備し、該三角関数テーブルを任意の角度に限定す
ることを特徴としている。
【００３１】この発明の構成によれば、テーブル用のメ
モリの容量を小さく抑えることができる。 （１３）また、前記直交軸補正のステップサイズを任意
に設定することを特徴としている。
モリの容量を小さく抑えることができる。 （１３）また、前記直交軸補正のステップサイズを任意
に設定することを特徴としている。
【００３２】この発明の構成によれば、テーブルメモリ
の容量を調整可能とすることができる。 （１４）また、前記演算制御部は、サービス中にも帰還
されたＩ軸信号ととＱ軸信号から直交軸のずれを検出し
て補正することを特徴としている。
の容量を調整可能とすることができる。 （１４）また、前記演算制御部は、サービス中にも帰還
されたＩ軸信号ととＱ軸信号から直交軸のずれを検出し
て補正することを特徴としている。
【００３３】この発明の構成によれば、サービス中にも
直交軸のずれを補正することができる。 （１５）また、前記演算制御部はコンスタレーション上
の２点の原点からの距離を演算し、その距離を比較する
ことにより直交度誤差を補正することを特徴としてい
る。
直交軸のずれを補正することができる。 （１５）また、前記演算制御部はコンスタレーション上
の２点の原点からの距離を演算し、その距離を比較する
ことにより直交度誤差を補正することを特徴としてい
る。
【００３４】この発明の構成によれば、直交度誤差を正
確に補正することが可能となる。 （１６）更に、直交変調時における送信スプリアス成分
の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶
フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を
具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうこ
とを特徴としている。
確に補正することが可能となる。 （１６）更に、直交変調時における送信スプリアス成分
の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水晶
フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段を
具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうこ
とを特徴としている。
【００３５】この発明の構成によれば、送信スプリアス
成分を除去することができる。
成分を除去することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を詳細に説明する。先ず、前記３つの課題を
解決するための構成について説明する。
施の形態例を詳細に説明する。先ず、前記３つの課題を
解決するための構成について説明する。
【００３７】に対して 送信系、帰還系も含めて送信部全体の伝送帯域内の周波
数特性を演算制御部１０で測定し、理想値と比較して伝
送路の逆特性を予め付加して送受信手段４０から送信す
るようにする。
数特性を演算制御部１０で測定し、理想値と比較して伝
送路の逆特性を予め付加して送受信手段４０から送信す
るようにする。
【００３８】この実施の形態例によれば、演算制御手段
１０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特
性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、
送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができ
る。
１０が歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特
性と逆特性を生成し、送信信号に乗算することにより、
送信系及び帰還系の周波数特性を補正することができ
る。
【００３９】に対して ＲｘオフセットがＩ／Ｑ軸それぞれに存在する場合、送
信し、復調されたＩ軸，Ｑ軸データの常時比較した差分
にも誤差のオフセットが存在する。この誤差オフセット
を無くすように帰還側（フィードバック側）のＲｘオフ
セット値を可変していくことによりＲｘオフセットを除
去していく。
信し、復調されたＩ軸，Ｑ軸データの常時比較した差分
にも誤差のオフセットが存在する。この誤差オフセット
を無くすように帰還側（フィードバック側）のＲｘオフ
セット値を可変していくことによりＲｘオフセットを除
去していく。
【００４０】このような構成をとることにより、前歪補
償を行ない正確な歪補償を行なうことができる。しかし
ながら、帰還された復調Ｉ軸，Ｑ軸データには送信路及
び復信路において、遅延要素τ（角度）が存在するた
め、単純に送信データと帰還データとを比較することが
できない。
償を行ない正確な歪補償を行なうことができる。しかし
ながら、帰還された復調Ｉ軸，Ｑ軸データには送信路及
び復信路において、遅延要素τ（角度）が存在するた
め、単純に送信データと帰還データとを比較することが
できない。
【００４１】図２は遅延要素τによる送信／復調Ｉ，Ｑ
データ誤差の説明図である。図のＩ軸とＱ軸が本来の軸
（送信する際の軸）であるものとする。ここで復調時に
遅延要素τが存在すると、Ｉ／Ｑ軸が角度τだけ回転
し、Ｉ’軸，Ｑ’軸となる。
データ誤差の説明図である。図のＩ軸とＱ軸が本来の軸
（送信する際の軸）であるものとする。ここで復調時に
遅延要素τが存在すると、Ｉ／Ｑ軸が角度τだけ回転
し、Ｉ’軸，Ｑ’軸となる。
【００４２】Ｉ軸上の点Ａが、回転によりＡ’点に移動
する結果、Ａ点とＡ’点との差分ΔＩが遅延要素対によ
るＩチャネル誤差となる。一般的に遅延要素τの値を検
出補正する手段は原理的に知られている。ここで、τ検
出を行なった後に前述したＲｘオフセットを補正する手
段を設ける方法をとることにする。
する結果、Ａ点とＡ’点との差分ΔＩが遅延要素対によ
るＩチャネル誤差となる。一般的に遅延要素τの値を検
出補正する手段は原理的に知られている。ここで、τ検
出を行なった後に前述したＲｘオフセットを補正する手
段を設ける方法をとることにする。
【００４３】先ず、復調されたＩ’，Ｑ’信号を演算制
御手段１０により−τ補正演算を行ないＩ’’，Ｑ’’
信号を生成する。次に、Ｒｘオフセットを補正する。し
かしながら、Ｒｘオフセット補正は、基本的にＩ’，
Ｑ’信号に対して処理を施すものであるため、τの値に
よっては、Ｉ’’＝±Ｉ’、Ｑ’’＝±Ｑ、Ｉ’’＝±
Ｑ、Ｑ’’＝±Ｉ’に相当することになる。このため、
τの値によって誤差オフセットＩ’’，Ｑ’’の符号及
び補正対象のＩ／Ｑを切り換える方法をとることによ
り、回避が可能である。
御手段１０により−τ補正演算を行ないＩ’’，Ｑ’’
信号を生成する。次に、Ｒｘオフセットを補正する。し
かしながら、Ｒｘオフセット補正は、基本的にＩ’，
Ｑ’信号に対して処理を施すものであるため、τの値に
よっては、Ｉ’’＝±Ｉ’、Ｑ’’＝±Ｑ、Ｉ’’＝±
Ｑ、Ｑ’’＝±Ｉ’に相当することになる。このため、
τの値によって誤差オフセットＩ’’，Ｑ’’の符号及
び補正対象のＩ／Ｑを切り換える方法をとることによ
り、回避が可能である。
【００４４】について 直交変調器及び直交検波器の直交度誤差を補正する方法
と演算メモリを削減する方法を以下に示す。 （ａ）直交変調器の直交度誤差を検出し、ベースバンド
信号に補正を施す。 （ｂ）直交検波器の直交度誤差を検出し、ベースバンド
信号に補正を施す。 （ｃ）市場で使用されている直交変調／検波器デバイス
の直交度誤差はトータルで±３゜（ｍａｘ）であるた
め、０゜±Ｘ゜（Ｘ≧３）だけの三角関数テーブルを作
成することにより、演算メモリを削減することができ
る。
と演算メモリを削減する方法を以下に示す。 （ａ）直交変調器の直交度誤差を検出し、ベースバンド
信号に補正を施す。 （ｂ）直交検波器の直交度誤差を検出し、ベースバンド
信号に補正を施す。 （ｃ）市場で使用されている直交変調／検波器デバイス
の直交度誤差はトータルで±３゜（ｍａｘ）であるた
め、０゜±Ｘ゜（Ｘ≧３）だけの三角関数テーブルを作
成することにより、演算メモリを削減することができ
る。
【００４５】図３は本発明の第１の実施の形態例を示す
ブロック図である。図において、２１は音声信号をディ
ジタル信号に変換するコーデック（ＣＯＤＥＣ）、２２
は該コーデック２１の出力を受けて送信データを転送す
るＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓｏｒ）部、２３は送られてきたデ
ータを一時記憶するＲＡＭ（入力バッファ）である。
ブロック図である。図において、２１は音声信号をディ
ジタル信号に変換するコーデック（ＣＯＤＥＣ）、２２
は該コーデック２１の出力を受けて送信データを転送す
るＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉ
ｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓｏｒ）部、２３は送られてきたデ
ータを一時記憶するＲＡＭ（入力バッファ）である。
【００４６】２４は、ＲＡＭ２３の出力を受けて歪補償
演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を
生成する演算制御部である。該演算制御部２４は、図１
の演算制御手段１０に相当する。演算制御部２４におい
て、１０１は送信信号に帰還系からの補正信号を乗算し
てプリディストーションを行なうプリディストーション
演算制御部、１０２は帰還Ｉ／Ｑ信号に対してイコライ
ザ演算を施すイコライザ演算制御部である。該演算制御
部２４としては、例えばＤＳＰ（ディジタル・シグナル
・プロセッサ）が用いられる。
演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆特性を
生成する演算制御部である。該演算制御部２４は、図１
の演算制御手段１０に相当する。演算制御部２４におい
て、１０１は送信信号に帰還系からの補正信号を乗算し
てプリディストーションを行なうプリディストーション
演算制御部、１０２は帰還Ｉ／Ｑ信号に対してイコライ
ザ演算を施すイコライザ演算制御部である。該演算制御
部２４としては、例えばＤＳＰ（ディジタル・シグナル
・プロセッサ）が用いられる。
【００４７】入力信号は、該演算制御部２４によりＩ軸
とＱ軸の信号に分解され、Ｉｋ，Ｑｋとなる。２６は演
算制御部２４の出力を受けるバッファとしてのＲＡＭ、
２７は該ＲＡＭ２６から読み出されたＩｋ，Ｑｋ信号を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。該Ｄ／Ａ
変換器２７にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）機能も付加
されている。
とＱ軸の信号に分解され、Ｉｋ，Ｑｋとなる。２６は演
算制御部２４の出力を受けるバッファとしてのＲＡＭ、
２７は該ＲＡＭ２６から読み出されたＩｋ，Ｑｋ信号を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器である。該Ｄ／Ａ
変換器２７にはローパスフィルタ（ＬＰＦ）機能も付加
されている。
【００４８】２８はＤ／Ａ変換器２７の出力であるＩ／
Ｑ信号を直交変換して１つの変調信号に合成する直交変
調器である。２９は該直交変調器２８の出力を受ける周
波数変換器（ＦＣ）である。３０は該周波数変換器２９
の出力を増幅するアンプ、３１は該アンプ３０と接続さ
れるアンテナである。３２はアンプ３０の出力段に設け
られた方向性結合器である。
Ｑ信号を直交変換して１つの変調信号に合成する直交変
調器である。２９は該直交変調器２８の出力を受ける周
波数変換器（ＦＣ）である。３０は該周波数変換器２９
の出力を増幅するアンプ、３１は該アンプ３０と接続さ
れるアンテナである。３２はアンプ３０の出力段に設け
られた方向性結合器である。
【００４９】５０は方向性結合器３２からの帰還信号を
受ける遅延要素である。３３は該遅延要素５０の出力を
受ける周波数変換器（ＦＣ）である。３４は周波数変換
器３３の出力からＩ／Ｑ成分を分離する直交検波器であ
る。４３は直交変調器２８及び直交検波器３４に基準搬
送波を与える基準搬送波発生部である。
受ける遅延要素である。３３は該遅延要素５０の出力を
受ける周波数変換器（ＦＣ）である。３４は周波数変換
器３３の出力からＩ／Ｑ成分を分離する直交検波器であ
る。４３は直交変調器２８及び直交検波器３４に基準搬
送波を与える基準搬送波発生部である。
【００５０】３５は直交検波器３４の出力であるＩ／Ｑ
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器で、該Ａ
／Ｄ変換器３５からはＩ軸とＱ軸の信号Ｉｋ，Ｑｋが出
力される。３７は該Ａ／Ｄ変換器３５の出力を一時記憶
する帰還バッファとしてのＲＡＭである。該ＲＡＭ３７
のＩ／Ｑ出力信号は、演算制御部２４に与えられる。
信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器で、該Ａ
／Ｄ変換器３５からはＩ軸とＱ軸の信号Ｉｋ，Ｑｋが出
力される。３７は該Ａ／Ｄ変換器３５の出力を一時記憶
する帰還バッファとしてのＲＡＭである。該ＲＡＭ３７
のＩ／Ｑ出力信号は、演算制御部２４に与えられる。
【００５１】２５ｃは演算制御部２４の動作プログラム
を格納するＲＯＭ、２５ａはワークエリアとして動作す
るＥ2ＰＲＯＭ、２５ｂは送信系及び帰還系の周波数特
性をキャンセルする周波数特性データを記憶するメモリ
である。３９は各種のコマンドを入力する操作部、３８
は該操作部３９からのコマンド入力を受けてシステムの
制御を行なうマイコンである。該マイコン３８は、ＴＤ
ＭＡ２２及び演算制御部２４に指令信号を与える。この
ように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通り
である。
を格納するＲＯＭ、２５ａはワークエリアとして動作す
るＥ2ＰＲＯＭ、２５ｂは送信系及び帰還系の周波数特
性をキャンセルする周波数特性データを記憶するメモリ
である。３９は各種のコマンドを入力する操作部、３８
は該操作部３９からのコマンド入力を受けてシステムの
制御を行なうマイコンである。該マイコン３８は、ＴＤ
ＭＡ２２及び演算制御部２４に指令信号を与える。この
ように構成された回路の動作を説明すれば、以下の通り
である。
【００５２】音声コーデック２１から送出されるデータ
群は、ＴＤＭＡ部２２においてバースト処理され、ＲＡ
Ｍ２３を介して演算制御部２４に送られる。該演算制御
部２４で、それぞれのデータはＩ／Ｑ信号に分けられ、
プリディストーション演算制御部１０１で通常にプリデ
ィストーションされ出力される。この演算制御部２４の
出力が送信ベースバンド信号である。演算制御部２４の
出力データはＲＡＭ２６を介してＤ／Ａ変換器２７に送
られる。
群は、ＴＤＭＡ部２２においてバースト処理され、ＲＡ
Ｍ２３を介して演算制御部２４に送られる。該演算制御
部２４で、それぞれのデータはＩ／Ｑ信号に分けられ、
プリディストーション演算制御部１０１で通常にプリデ
ィストーションされ出力される。この演算制御部２４の
出力が送信ベースバンド信号である。演算制御部２４の
出力データはＲＡＭ２６を介してＤ／Ａ変換器２７に送
られる。
【００５３】Ｄ／Ａ変換器２７からは、アナログベース
バンド信号Ｉ／Ｑが出力される。この信号は続く直交変
調器２８に入り、同時に該直交変調器２８には、基準搬
送波発生部４３より搬送波が入力されているので、この
搬送波は該ベースバンド信号で直交変調され、この変調
波は周波数変換器２９を介して電力増幅アンプ３０に入
り、所要電力まで増幅され、アンテナ３１を介して送信
される。
バンド信号Ｉ／Ｑが出力される。この信号は続く直交変
調器２８に入り、同時に該直交変調器２８には、基準搬
送波発生部４３より搬送波が入力されているので、この
搬送波は該ベースバンド信号で直交変調され、この変調
波は周波数変換器２９を介して電力増幅アンプ３０に入
り、所要電力まで増幅され、アンテナ３１を介して送信
される。
【００５４】また、方向性結合器３２を通じて分岐され
た送信波は遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直
交検波器３４に入力される。該検波器３４には、基準搬
送波発生部４３から基準搬送波が入力されているので、
ここで送信したベースバンド信号が再生される。このベ
ースバンド信号をＡ／Ｄ変換器３５でディジタルデータ
に変換した後、ＲＡＭ３７を介して演算制御部２４にフ
ィードバックする。
た送信波は遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直
交検波器３４に入力される。該検波器３４には、基準搬
送波発生部４３から基準搬送波が入力されているので、
ここで送信したベースバンド信号が再生される。このベ
ースバンド信号をＡ／Ｄ変換器３５でディジタルデータ
に変換した後、ＲＡＭ３７を介して演算制御部２４にフ
ィードバックする。
【００５５】演算制御部２４に帰還された復調信号（復
調ベースバンド信号）には、経路上の周波数特性が含ま
れるので、帰還信号の振幅と位相を比較する前に、イコ
ライザ演算制御部１０２において、テーブル２５ｂに記
憶されている周波数特性データを基に送信系と帰還系の
周波数特性と逆特性を持たせるための演算を行なう。そ
して、この補正後のデータについて振幅、位相を比較す
ることにより、送信系及び帰還系の周波数特性による歪
補償の劣化を補正することが可能となる。
調ベースバンド信号）には、経路上の周波数特性が含ま
れるので、帰還信号の振幅と位相を比較する前に、イコ
ライザ演算制御部１０２において、テーブル２５ｂに記
憶されている周波数特性データを基に送信系と帰還系の
周波数特性と逆特性を持たせるための演算を行なう。そ
して、この補正後のデータについて振幅、位相を比較す
ることにより、送信系及び帰還系の周波数特性による歪
補償の劣化を補正することが可能となる。
【００５６】この場合において、演算制御部２４に接続
されたメモリ２５ｂには、イコライザ演算用の演算テー
ブルが記憶されている。そして、系によって周波数特性
が変化する場合には、このテーブルを書き換えることで
対応する。
されたメモリ２５ｂには、イコライザ演算用の演算テー
ブルが記憶されている。そして、系によって周波数特性
が変化する場合には、このテーブルを書き換えることで
対応する。
【００５７】この実施の形態例によれば、演算制御部
（ＤＳＰ）２４がイコライザ機能と、プリディストーシ
ョン機能を実行することにより、送出信号の直線性を保
持することが可能となる。
（ＤＳＰ）２４がイコライザ機能と、プリディストーシ
ョン機能を実行することにより、送出信号の直線性を保
持することが可能となる。
【００５８】また、系の周波数特性が異なる場合に対応
して、周波数特性をキャンセルするための周波数特性補
正データをテーブルとして持つことにより、演算制御部
（ＤＳＰ）２４は、イコライザ機能のために演算処理す
ることが不要となり、周波数特性をキャンセルすること
が容易になる。
して、周波数特性をキャンセルするための周波数特性補
正データをテーブルとして持つことにより、演算制御部
（ＤＳＰ）２４は、イコライザ機能のために演算処理す
ることが不要となり、周波数特性をキャンセルすること
が容易になる。
【００５９】図４は本発明の第２の実施の形態例を示す
ブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を
付して示す。２４は演算制御部で、プリディストーショ
ン演算制御部１０１とイコライザ演算制御部１０２を含
んでいる。該演算制御部２４には、イコライザ用メモリ
２５ｂが接続されている。演算制御部２４としては、例
えばＤＳＰが用いられる。
ブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を
付して示す。２４は演算制御部で、プリディストーショ
ン演算制御部１０１とイコライザ演算制御部１０２を含
んでいる。該演算制御部２４には、イコライザ用メモリ
２５ｂが接続されている。演算制御部２４としては、例
えばＤＳＰが用いられる。
【００６０】２６は演算制御部２４の出力データを一時
記憶するＲＡＭ出力バッファ、２７ａは各軸毎のデータ
をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、２７ｂはこれ
らＤ／Ａ変換器２７ａの出力から高周波成分を除去する
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
記憶するＲＡＭ出力バッファ、２７ａは各軸毎のデータ
をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器、２７ｂはこれ
らＤ／Ａ変換器２７ａの出力から高周波成分を除去する
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。
【００６１】２８は該ローパスフィルタ２７ｂの出力を
受けて直交変調する直交変調器、４０は該直交変調器２
８の出力を受ける送受信部、３１は該送受信部４０で起
動されるアンテナである。３４は方向性結合器から出力
される帰還信号をＩ／Ｑ軸信号に復調する直交復調器で
ある。３５は直交復調器３４の出力をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器である。
受けて直交変調する直交変調器、４０は該直交変調器２
８の出力を受ける送受信部、３１は該送受信部４０で起
動されるアンテナである。３４は方向性結合器から出力
される帰還信号をＩ／Ｑ軸信号に復調する直交復調器で
ある。３５は直交復調器３４の出力をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器である。
【００６２】ＳＷ１とＳＷ２は直交復調器３４とＡ／Ｄ
変換器３５との間に設けられたスイッチである。これら
スイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ側に設定すると、送信信号
はＤ／Ａ変換器２７ａの出力で折り返され、Ａ／Ｄ変換
器３５に入るようになっている。
変換器３５との間に設けられたスイッチである。これら
スイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ側に設定すると、送信信号
はＤ／Ａ変換器２７ａの出力で折り返され、Ａ／Ｄ変換
器３５に入るようになっている。
【００６３】３７はＡ／Ｄ変換器３５の出力を受けて、
一時記憶するＲＡＭ帰還バッファである。該ＲＡＭ帰還
バッファ３７の出力は、演算制御部２４に入る。このよ
うに構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りで
ある。
一時記憶するＲＡＭ帰還バッファである。該ＲＡＭ帰還
バッファ３７の出力は、演算制御部２４に入る。このよ
うに構成された回路の動作を説明すれば、以下の通りで
ある。
【００６４】先ず演算制御部２４は、特定の周波数スペ
クトルを持つ信号を送出する。ここで、スイッチＳＷ１
とＳＷ２の状態はＢ接点側に接続され、ローパスフィル
タ２７ｂを介して直交変調器２８に入り、直交変調さ
れ、アンテナ３１から送出される。演算制御部２４は、
この時の帰還信号をサンプリングしてＦＦＴ（Ｆａｓｔ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行ない、
送出信号のスペクトル解析を行なう。
クトルを持つ信号を送出する。ここで、スイッチＳＷ１
とＳＷ２の状態はＢ接点側に接続され、ローパスフィル
タ２７ｂを介して直交変調器２８に入り、直交変調さ
れ、アンテナ３１から送出される。演算制御部２４は、
この時の帰還信号をサンプリングしてＦＦＴ（Ｆａｓｔ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を行ない、
送出信号のスペクトル解析を行なう。
【００６５】図５は第２の実施の形態例の特性を示す図
である。（ａ）のｆ２はこの場合の周波数スペクトルを
示す図である。横軸は周波数、縦軸は電力である。次
に、スイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ接点側に接続し、ロー
パスフィルタ２７ｂの前で折り返され、演算制御部２４
に入力する。該演算制御部２４は、帰還信号をサンプリ
ングしてＦＦＴ解析を行なう。図５の（ａ）のｆ１はこ
の時の周波数スペクトルを示す図である。
である。（ａ）のｆ２はこの場合の周波数スペクトルを
示す図である。横軸は周波数、縦軸は電力である。次
に、スイッチＳＷ１とＳＷ２をＡ接点側に接続し、ロー
パスフィルタ２７ｂの前で折り返され、演算制御部２４
に入力する。該演算制御部２４は、帰還信号をサンプリ
ングしてＦＦＴ解析を行なう。図５の（ａ）のｆ１はこ
の時の周波数スペクトルを示す図である。
【００６６】そして、先に送出した信号スペクトルを基
準として、後で送出した信号スペクトルと比較し、その
スペクトル差分を検出し、その逆特性の演算を行ない、
この特性データをイコライザメモリ２５ｂに記憶させ
る。その後、スイッチＳＷ１とＳＷ２の状態をＢ側に戻
し、通常の系にする。この場合に、演算制御部２４はイ
コライザ演算制御部１０２により周波数補正を行ない、
次にプリディストーション演算制御部１０１は、プリデ
ィストーションを行ない、Ｉ／Ｑ信号を送出する。
準として、後で送出した信号スペクトルと比較し、その
スペクトル差分を検出し、その逆特性の演算を行ない、
この特性データをイコライザメモリ２５ｂに記憶させ
る。その後、スイッチＳＷ１とＳＷ２の状態をＢ側に戻
し、通常の系にする。この場合に、演算制御部２４はイ
コライザ演算制御部１０２により周波数補正を行ない、
次にプリディストーション演算制御部１０１は、プリデ
ィストーションを行ない、Ｉ／Ｑ信号を送出する。
【００６７】図５の（ｂ）のｆ３は（ａ）のｆ２−ｆ１
のスペクトル、ｆ４はｆ３の逆特性を示すスペクトルで
ある。このｆ４の特性を用いて信号送出時のプリディス
トーションを行なう。
のスペクトル、ｆ４はｆ３の逆特性を示すスペクトルで
ある。このｆ４の特性を用いて信号送出時のプリディス
トーションを行なう。
【００６８】この実施の形態例によれば、演算制御部
（ＤＳＰ）２４がｆ４に示すような系の逆周波数特性を
イコライザ用メモリ２５ｂに予め記憶しておくことによ
り、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易にな
る。
（ＤＳＰ）２４がｆ４に示すような系の逆周波数特性を
イコライザ用メモリ２５ｂに予め記憶しておくことによ
り、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易にな
る。
【００６９】この場合において、送出される信号と帰還
信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して
前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償す
る歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数
特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に
設けることができる。
信号の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して
前記送出信号をプリディストーション処理して歪補償す
る歪補償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数
特性の逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に
設けることができる。
【００７０】この発明の構成によれば、Ｉ軸とＱ軸のそ
れぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設
けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうこ
とが容易になる。
れぞれに周波数特性の逆特性を持つイコライザ回路を設
けることにより、周波数特性の歪補正を正確に行なうこ
とが容易になる。
【００７１】図６は本発明の第３の実施の形態例を示す
ブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を
付して示す。この実施の形態例は、直交検波器３４の出
力を変換するイコライザをハードウェアで設けたもので
ある。図中４１がこのイコライザであり、直交検波器３
４とＡ／Ｄ変換器３５との間に設けられている。この結
果、演算制御部２４内のイコライザ演算制御部１０２
（図３参照）は不要となっている。このように構成され
た回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
ブロック図である。図３と同一のものは、同一の符号を
付して示す。この実施の形態例は、直交検波器３４の出
力を変換するイコライザをハードウェアで設けたもので
ある。図中４１がこのイコライザであり、直交検波器３
４とＡ／Ｄ変換器３５との間に設けられている。この結
果、演算制御部２４内のイコライザ演算制御部１０２
（図３参照）は不要となっている。このように構成され
た回路の動作を説明すれば、以下の通りである。
【００７２】送出部から送出された信号を方向性結合器
３２から抽出し、帰還系に出力する。この帰還信号は、
遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直交検波器３
４に入り、Ｉ／Ｑ信号に復調される。この復調された帰
還信号は、イコライザ４１に入り、送信系及び帰還系の
逆特性の周波数補正が行なわれる。
３２から抽出し、帰還系に出力する。この帰還信号は、
遅延要素５０と周波数変換器３３を介して直交検波器３
４に入り、Ｉ／Ｑ信号に復調される。この復調された帰
還信号は、イコライザ４１に入り、送信系及び帰還系の
逆特性の周波数補正が行なわれる。
【００７３】周波数特性の補正が行なわれた帰還信号
は、Ａ／Ｄ変換器３５によりディジタルデータに変換さ
れた後、ＲＡＭバッファ３７を介して演算制御部２４に
入る。該演算制御部２４は、イコライザ４１により周波
数補正がなされた信号に対して振幅と位相を補正する。
補正後にプリディストーション演算制御部１０１でプリ
ディストーションを行ない、送信信号Ｉ／Ｑを出力す
る。
は、Ａ／Ｄ変換器３５によりディジタルデータに変換さ
れた後、ＲＡＭバッファ３７を介して演算制御部２４に
入る。該演算制御部２４は、イコライザ４１により周波
数補正がなされた信号に対して振幅と位相を補正する。
補正後にプリディストーション演算制御部１０１でプリ
ディストーションを行ない、送信信号Ｉ／Ｑを出力す
る。
【００７４】この実施の形態例によれば、送信系及び帰
還系の周波数特性による歪補償の劣化を補正することが
できる。図７，図８は本発明の第４の実施の形態例のＲ
ｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。図
１０はＲｘオフセットが存在した際の読み取り誤差の説
明図である。縦軸はＱ軸、横軸はＩ軸である。実線で示
す座標はＤＳＰ部２４のＩ／Ｑ軸、破線で示す座標はＲ
ｘオフセットが存在した場合の誤Ｉ／Ｑ軸である。実線
で示す座標の原点をＯ、破線で示す座標の原点をＯ’と
する。この時、原点ＯからＯ’までのベクトルをＡとし
て｜Ａ｜が誤測定電力となる。
還系の周波数特性による歪補償の劣化を補正することが
できる。図７，図８は本発明の第４の実施の形態例のＲ
ｘオフセット除去処理を示すフローチャートである。図
１０はＲｘオフセットが存在した際の読み取り誤差の説
明図である。縦軸はＱ軸、横軸はＩ軸である。実線で示
す座標はＤＳＰ部２４のＩ／Ｑ軸、破線で示す座標はＲ
ｘオフセットが存在した場合の誤Ｉ／Ｑ軸である。実線
で示す座標の原点をＯ、破線で示す座標の原点をＯ’と
する。この時、原点ＯからＯ’までのベクトルをＡとし
て｜Ａ｜が誤測定電力となる。
【００７５】図３の演算制御部２４でプリディストーシ
ョン処理前に生成されるＩ／Ｑ変調ベースバンドデータ
Ａを保持する（Ｓ１）。このＡに対してプリディストー
ション処理を施し（Ｓ２）、ＲＡＭバッファ２６→Ｄ／
Ａ変換器２７→直交変調器２８→周波数変換器２９→ア
ンプ３０→アンテナ３１の順に送出する。
ョン処理前に生成されるＩ／Ｑ変調ベースバンドデータ
Ａを保持する（Ｓ１）。このＡに対してプリディストー
ション処理を施し（Ｓ２）、ＲＡＭバッファ２６→Ｄ／
Ａ変換器２７→直交変調器２８→周波数変換器２９→ア
ンプ３０→アンテナ３１の順に送出する。
【００７６】送出された信号を方向性結合器３２を介し
て帰還信号として抽出し、周波数変換器３３→直交検波
器３４→Ａ／Ｄ変換器３５→ＲＡＭバッファ３７のルー
トで演算制御部２４にフィードバックＩ／Ｑ信号データ
を入力する。演算制御部２４は、フィードバックＩ／Ｑ
信号からＩ／Ｑ信号データＢを測定する（Ｓ３）。
て帰還信号として抽出し、周波数変換器３３→直交検波
器３４→Ａ／Ｄ変換器３５→ＲＡＭバッファ３７のルー
トで演算制御部２４にフィードバックＩ／Ｑ信号データ
を入力する。演算制御部２４は、フィードバックＩ／Ｑ
信号からＩ／Ｑ信号データＢを測定する（Ｓ３）。
【００７７】次に、演算制御部２４は、ＢデータにＲｘ
オフセット値Ｃを付加し、Ｄを検出する（Ｓ４）。Ｄは
次式で表される。 Ｄ＝Ｂ＋Ｃ （１） このＤに対して、先に演算されたＡの値との差分をとり
誤差を検出する（Ｓ５）。該誤差値より誤差の最大値と
最小値を検出する（Ｓ６）。最大値、最小値から誤差オ
フセットＥを次式により求める（Ｓ７）。
オフセット値Ｃを付加し、Ｄを検出する（Ｓ４）。Ｄは
次式で表される。 Ｄ＝Ｂ＋Ｃ （１） このＤに対して、先に演算されたＡの値との差分をとり
誤差を検出する（Ｓ５）。該誤差値より誤差の最大値と
最小値を検出する（Ｓ６）。最大値、最小値から誤差オ
フセットＥを次式により求める（Ｓ７）。
【００７８】 誤差オフセットＥ＝誤差最小値＋（誤差最大値−誤差最小値）／２ （２） 図１１はＲｘオフセットが存在した際のＩ／Ｑの誤差オ
フセットの説明図である。誤差のｍａｘ値とｍｉｎ値の
差（図のハッチング領域）がＡＭ−ＰＭ、ＡＭ−ＡＭ成
分による誤差である。ここでは、（２）式に示すように
ある値Ｋから誤差ｍａｘ値とｍｉｎ値の真ん中までの値
を誤差オフセットとしている。
フセットの説明図である。誤差のｍａｘ値とｍｉｎ値の
差（図のハッチング領域）がＡＭ−ＰＭ、ＡＭ−ＡＭ成
分による誤差である。ここでは、（２）式に示すように
ある値Ｋから誤差ｍａｘ値とｍｉｎ値の真ん中までの値
を誤差オフセットとしている。
【００７９】（２）式に示すＥは、Ｉ軸，Ｑ軸がそれぞ
れ独立して持っている。ここで、Ｉ軸の誤差オフセット
値をＥｉ、Ｑ軸の誤差オフセット値をＥｑとする。上よ
り求めた誤差オフセット値Ｅとしきい値とを比較してＲ
ｘオフセット値に±ｎ（ｎは任意の整数）を付加する。
れ独立して持っている。ここで、Ｉ軸の誤差オフセット
値をＥｉ、Ｑ軸の誤差オフセット値をＥｑとする。上よ
り求めた誤差オフセット値Ｅとしきい値とを比較してＲ
ｘオフセット値に±ｎ（ｎは任意の整数）を付加する。
【００８０】例えば、＋しきい値とＥとを比較し（Ｓ
８）、＋しきい値＜ＥならばＣの値から１を減算する
（Ｓ９）。＋しきい値＜Ｅでないならば、−しきい値と
Ｅとを比較する（Ｓ１０）。−しきい値＞ＥならばＣの
値に１を付加する（Ｓ１１）。そうでない時には、処理
を終了する。ここでは、ｎの値として１を用いている。
８）、＋しきい値＜ＥならばＣの値から１を減算する
（Ｓ９）。＋しきい値＜Ｅでないならば、−しきい値と
Ｅとを比較する（Ｓ１０）。−しきい値＞ＥならばＣの
値に１を付加する（Ｓ１１）。そうでない時には、処理
を終了する。ここでは、ｎの値として１を用いている。
【００８１】上述の処理を式で示すと以下のようにな
る。 正しきい値＜ならば Ｃ＝Ｃ−ｎ 負しきい値＜Ｅならば Ｃ＝Ｃ＋ｎ （３） 上述の処理を繰り返すことにより、Ｒｘオフセット値を
小さくしていくことができる。
る。 正しきい値＜ならば Ｃ＝Ｃ−ｎ 負しきい値＜Ｅならば Ｃ＝Ｃ＋ｎ （３） 上述の処理を繰り返すことにより、Ｒｘオフセット値を
小さくしていくことができる。
【００８２】この実施の形態例によれば、誤差オフセッ
ト検出値としきい値によりＲｘオフセットの値を加減
し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。本発
明によれば、演算制御部２４は、通信中でも誤差データ
からＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを
削減することができる。従って、通信中においても、誤
差データからＲｘオフセットを削減することが可能とな
る。
ト検出値としきい値によりＲｘオフセットの値を加減
し、Ｒｘオフセットを削減することが可能となる。本発
明によれば、演算制御部２４は、通信中でも誤差データ
からＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセットを
削減することができる。従って、通信中においても、誤
差データからＲｘオフセットを削減することが可能とな
る。
【００８３】次に、遅延要素τの補正について説明す
る。上記検出においての条件は、図３における直交検波
器３４出力のＩ軸とＱ軸と、直交変調器２８入力のＩ
（ｔ），Ｑ（ｔ）の軸が同相の場合にのみ成立する。し
かしながら、遅延要素τが往復経路区間において必ず発
生するために、演算制御部２４において遅延要素τをキ
ャンセルする方法が必要となる。
る。上記検出においての条件は、図３における直交検波
器３４出力のＩ軸とＱ軸と、直交変調器２８入力のＩ
（ｔ），Ｑ（ｔ）の軸が同相の場合にのみ成立する。し
かしながら、遅延要素τが往復経路区間において必ず発
生するために、演算制御部２４において遅延要素τをキ
ャンセルする方法が必要となる。
【００８４】具体的には、直交検波器３４の出力のＩ
ｋ，Ｑｋ信号にＲｘオフセット値Ｃを付加する。この生
成信号をＩｋ’，Ｑｋ’とし、このＩｋ’，Ｑｋ’に対
して遅延要素τ（角度）を補正し、Ｉｃ，Ｑｃを生成す
る。Ｉｃ，Ｑｃはそれぞれ次式で表される。
ｋ，Ｑｋ信号にＲｘオフセット値Ｃを付加する。この生
成信号をＩｋ’，Ｑｋ’とし、このＩｋ’，Ｑｋ’に対
して遅延要素τ（角度）を補正し、Ｉｃ，Ｑｃを生成す
る。Ｉｃ，Ｑｃはそれぞれ次式で表される。
【００８５】 Ｉｃ＝Ｉｋ’ｃｏｓτ−Ｑｋ’ｓｉｎτ Ｑｃ＝Ｑｋ’ｃｏｓτ＋Ｉｋ’ｓｉｎτ （４） このＩｃ，Ｑｃを（１）式に示すように上記Ｒｘオフセ
ット誤差測定用信号としてＡとの差分をとり、（２）式
に示す処理を行なう。しかしながら、軸回転後のＩ
ｋ’，Ｑｋ’を誤差比較するが、実際にＲｘオフセット
付加を行なうのは直交復調後のＩｋ，Ｑｋであるため、
単純に前記（３）式による処理を行なうことができな
い。軸回転によって、Ｉ，Ｑそれぞれが補正する符号と
対象Ｉ，Ｑが異なることによる。
ット誤差測定用信号としてＡとの差分をとり、（２）式
に示す処理を行なう。しかしながら、軸回転後のＩ
ｋ’，Ｑｋ’を誤差比較するが、実際にＲｘオフセット
付加を行なうのは直交復調後のＩｋ，Ｑｋであるため、
単純に前記（３）式による処理を行なうことができな
い。軸回転によって、Ｉ，Ｑそれぞれが補正する符号と
対象Ｉ，Ｑが異なることによる。
【００８６】そこで、τによるしきい値を設けて、それ
によってＣｉ，Ｃｑに対する演算を下記のように行な
い、（３）式を変更する。 しきい値は −π／４≦τ＜＋π／４ …… α ＋π／４≦τ＜＋３π／４… β ＋３π／４≦τ＜−３π／４… γ −３π／４≦τ＜−π／４ … ε と設定する。
によってＣｉ，Ｃｑに対する演算を下記のように行な
い、（３）式を変更する。 しきい値は −π／４≦τ＜＋π／４ …… α ＋π／４≦τ＜＋３π／４… β ＋３π／４≦τ＜−３π／４… γ −３π／４≦τ＜−π／４ … ε と設定する。
【００８７】 Ｃｉ＝Ｃｉ＋−ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ＋−ｎ（αの場合） Ｃｉ＝Ｃｑ＋−ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ−＋ｎ（βの場合） Ｃｉ＝Ｃｉ−＋ｎ，Ｃｑ＝Ｃｑ−＋ｎ（γの場合） Ｃｉ＝Ｃｑ−＋ｎ，Ｃｑ＝Ｃｉ−＋ｎ（εの場合） ここで、＋−は±の意味であり、−＋はその逆の意味で
ある。
ある。
【００８８】図９はτによるしきい値分解の説明図であ
る。τが第１象現〜第４象現のどの範囲にあるかによ
り、Ｒｘオフセット値の計算を変えていることが分か
る。このような処理機構を演算制御部２４内に設けるこ
とにより、信号送信中においてもＲｘオフセット補正が
可能となる。
る。τが第１象現〜第４象現のどの範囲にあるかによ
り、Ｒｘオフセット値の計算を変えていることが分か
る。このような処理機構を演算制御部２４内に設けるこ
とにより、信号送信中においてもＲｘオフセット補正が
可能となる。
【００８９】この実施の形態例によれば、遅延要素τの
値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値
をＩ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの
補正を正確に行なうことができる。
値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット値
をＩ軸とＱ軸に分配することにより、Ｒｘオフセットの
補正を正確に行なうことができる。
【００９０】また、本発明によれば、前記演算制御部２
４は、遅延要素τに基づく補正の後の復調データを用い
て誤差オフセットを検出するようにすることができる。
これにより、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセ
ットを検出するので、Ｉ軸とＱ軸の回転が補正され、誤
差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
４は、遅延要素τに基づく補正の後の復調データを用い
て誤差オフセットを検出するようにすることができる。
これにより、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセ
ットを検出するので、Ｉ軸とＱ軸の回転が補正され、誤
差オフセットの検出を精度よく行なうことができる。
【００９１】次に、本発明の第５の実施の形態例による
直交度誤差補正回路について図３を用いて説明する。演
算制御部（ＤＳＰ）２４内に、送信系及び帰還系の直交
度を補正するための機構をプリディストーション演算制
御部１０１に付加する。
直交度誤差補正回路について図３を用いて説明する。演
算制御部（ＤＳＰ）２４内に、送信系及び帰還系の直交
度を補正するための機構をプリディストーション演算制
御部１０１に付加する。
【００９２】外部にプリディストーション演算用の演算
テーブルメモリ２５ｂを設け、接続した系によって特性
が変化する場合には、このテーブル２５ｂを書き換える
ことで対応可能とする。
テーブルメモリ２５ｂを設け、接続した系によって特性
が変化する場合には、このテーブル２５ｂを書き換える
ことで対応可能とする。
【００９３】通常、プリディストーションされた変調信
号は、演算制御部２４→直交変調器２８→アンプ３０の
ルートを通り、帰還系の直交検波器３４→Ａ／Ｄ変換器
３５のルートからフィードバックされて再び演算制御部
２４に帰還する。この帰還した信号には、直交変調器２
８、直交検波器３４の直交度誤差が含まれる。
号は、演算制御部２４→直交変調器２８→アンプ３０の
ルートを通り、帰還系の直交検波器３４→Ａ／Ｄ変換器
３５のルートからフィードバックされて再び演算制御部
２４に帰還する。この帰還した信号には、直交変調器２
８、直交検波器３４の直交度誤差が含まれる。
【００９４】以下に、この直交変調器２８の直交度誤差
調整方法を示す。最初に、アンテナ３１に送信の直交度
誤差（位相誤差）が測定可能な測定器を接続する。次
に、この直交度誤差が最小になるように直交度誤差Δφ
を外部から変更してやる。この時の補正式は、Ｉ／Ｑ平
面上の補正後の点を（ｘ，ｙ）、補正前の点を（ｘ’，
ｙ’）とすると下記のような関係となる。
調整方法を示す。最初に、アンテナ３１に送信の直交度
誤差（位相誤差）が測定可能な測定器を接続する。次
に、この直交度誤差が最小になるように直交度誤差Δφ
を外部から変更してやる。この時の補正式は、Ｉ／Ｑ平
面上の補正後の点を（ｘ，ｙ）、補正前の点を（ｘ’，
ｙ’）とすると下記のような関係となる。
【００９５】 ｘ＝ｘ’＋ｙ’ｔａｎΔφ ｙ＝ｙ’／ｃｏｓΔφ （５） この式を用い、Δφが存在する直交変調器に関しては、
変調器入力信号に対しｃｏｓΔφ並びにｔａｎΔφのデ
ータテーブルをメモリ２５ｂから読み出し、（５）式の
演算を施すことにより、直交変調器２８の直交度誤差を
無くすことが可能である。
変調器入力信号に対しｃｏｓΔφ並びにｔａｎΔφのデ
ータテーブルをメモリ２５ｂから読み出し、（５）式の
演算を施すことにより、直交変調器２８の直交度誤差を
無くすことが可能である。
【００９６】次に、直交検波器３４における直交度誤差
補正方法を、図１２を用いて説明する。図１２は直交度
誤差αが存在する場合のコンスタレーション差の説明図
である。図１２において、縦軸はＱ、横軸はＩである。
実線座標が直交度誤差α＝０゜の時の軸と真円、○は直
交度誤差０゜の点である。破線座標が直交度誤差αが存
在する時のΔφの軸と楕円、●は直交度誤差Δφの点で
ある。
補正方法を、図１２を用いて説明する。図１２は直交度
誤差αが存在する場合のコンスタレーション差の説明図
である。図１２において、縦軸はＱ、横軸はＩである。
実線座標が直交度誤差α＝０゜の時の軸と真円、○は直
交度誤差０゜の点である。破線座標が直交度誤差αが存
在する時のΔφの軸と楕円、●は直交度誤差Δφの点で
ある。
【００９７】先ず、演算制御部２４は、円を出力するよ
うなデータＩ／Ｑを出力する。ここで、フィードバック
したＩ，Ｑ信号をｘ，ｙとすると、そのデータに対して
Ｒｘオフセット補正を行なう。補正後のデータをｘ’，
ｙ’とする。
うなデータＩ／Ｑを出力する。ここで、フィードバック
したＩ，Ｑ信号をｘ，ｙとすると、そのデータに対して
Ｒｘオフセット補正を行なう。補正後のデータをｘ’，
ｙ’とする。
【００９８】Ｒｘオフセット補正の手順は、前述した実
施の形態例３の方式を用いるものとする。続いて、直交
度誤差Δφの補正手順を図１３に示す。先ず、Ｒｘオフ
セットとＩ／Ｑゲインの補正を行なう（Ｓ１）。次に、
円コンスタレーションを出力する（Ｓ２）。次に、演算
制御部２４は、Ｉ2＋Ｑ2を演算してｍａｘ値とｍｉｎ値
を検出する（Ｓ３）。次に、ｍａｘ値とｍｉｎ値がほぼ
同一値であるかどうか、即ちｍａｘ値とｍｉｎ値の差が
所定のしきい値以内であるかどうかチェックする（Ｓ
４）。
施の形態例３の方式を用いるものとする。続いて、直交
度誤差Δφの補正手順を図１３に示す。先ず、Ｒｘオフ
セットとＩ／Ｑゲインの補正を行なう（Ｓ１）。次に、
円コンスタレーションを出力する（Ｓ２）。次に、演算
制御部２４は、Ｉ2＋Ｑ2を演算してｍａｘ値とｍｉｎ値
を検出する（Ｓ３）。次に、ｍａｘ値とｍｉｎ値がほぼ
同一値であるかどうか、即ちｍａｘ値とｍｉｎ値の差が
所定のしきい値以内であるかどうかチェックする（Ｓ
４）。
【００９９】ｍａｘ値とｍｉｎ値の差が所定のしきい値
以内である場合には、処理は終了する。ｍａｘ値とｍｉ
ｎ値の差が所定のしきい値以上である場合には、ｍａｘ
値が第１象現と第３象現にあるかどうかチェックする
（Ｓ５）。第１象現と第３象現でない場合には、Δφ＝
Δφ−βを演算する（Ｓ６）。ここで、βは直交度ステ
ップサイズである。
以内である場合には、処理は終了する。ｍａｘ値とｍｉ
ｎ値の差が所定のしきい値以上である場合には、ｍａｘ
値が第１象現と第３象現にあるかどうかチェックする
（Ｓ５）。第１象現と第３象現でない場合には、Δφ＝
Δφ−βを演算する（Ｓ６）。ここで、βは直交度ステ
ップサイズである。
【０１００】第１象現と第３象現である場合には、Δφ
＝Δφ＋βを演算する（Ｓ７）。ステップＳ７とステッ
プＳ６を演算し、次にステップＳ２に戻り、同様の処理
を繰り返す。このような手順により、直交度誤差Δφは
順次小さくなっていき、直交度補正が実現される。
＝Δφ＋βを演算する（Ｓ７）。ステップＳ７とステッ
プＳ６を演算し、次にステップＳ２に戻り、同様の処理
を繰り返す。このような手順により、直交度誤差Δφは
順次小さくなっていき、直交度補正が実現される。
【０１０１】前述した補正により求められたΔφを用い
てｘ’，ｙ’から更にΔ補正した信号ｘ，ｙを下記式に
て求める。 ｘ＝ｘ’ ｙ＝ｙ’／ｃｏｓΔφ＋ｘ’ｔａｎΔφ （６） これにより、求められたｘ，ｙをプリディストーション
演算の要因として処理することにより、正確なプリディ
ストーションが可能となる。
てｘ’，ｙ’から更にΔ補正した信号ｘ，ｙを下記式に
て求める。 ｘ＝ｘ’ ｙ＝ｙ’／ｃｏｓΔφ＋ｘ’ｔａｎΔφ （６） これにより、求められたｘ，ｙをプリディストーション
演算の要因として処理することにより、正確なプリディ
ストーションが可能となる。
【０１０２】上述の実施の形態例によれば、直交変調器
２８、直交検波器３４の直交度誤差を補正する演算制御
部を設けることにより、送信系及び帰還系の直交度誤差
を正確に補正することが可能となる。
２８、直交検波器３４の直交度誤差を補正する演算制御
部を設けることにより、送信系及び帰還系の直交度誤差
を正確に補正することが可能となる。
【０１０３】また、前記演算制御部２４としてＤＳＰを
用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプリディ
ストーションすることで直交度補正を行ない、アンプ３
０で受ける電力差を最小にすることができ、歪補償を正
確に改善することができる。
用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプリディ
ストーションすることで直交度補正を行ない、アンプ３
０で受ける電力差を最小にすることができ、歪補償を正
確に改善することができる。
【０１０４】また、上述した直交度補正演算用の三角関
数テーブルを具備し、該三角関数テーブルを任意の角度
に限定することにより、テーブルのメモリの容量を小さ
く抑えることができる。
数テーブルを具備し、該三角関数テーブルを任意の角度
に限定することにより、テーブルのメモリの容量を小さ
く抑えることができる。
【０１０５】また、前記直交軸補正のステップサイズ
（β）を任意に設定することにより、テーブルメモリ２
５ｂの容量を調整可能とすることができる。前述した実
施の形態例は、データ通信中にΔφを検出することがで
きないという欠点があるが、図１４に示すような処理に
置換することにより、データ通信中においても、Δφの
検出が可能である。
（β）を任意に設定することにより、テーブルメモリ２
５ｂの容量を調整可能とすることができる。前述した実
施の形態例は、データ通信中にΔφを検出することがで
きないという欠点があるが、図１４に示すような処理に
置換することにより、データ通信中においても、Δφの
検出が可能である。
【０１０６】図１４はデータ通信中におけるΔφ検出と
補正動作を示すフローチャートである。先ず、通常の変
調処理を行なう（Ｓ１）。次に、プリディストーション
処理を行なう（Ｓ２）。この処理には、送信直交度補正
を含む。次に、フィードバックされてきたＩ／Ｑを測定
する（Ｓ３）。
補正動作を示すフローチャートである。先ず、通常の変
調処理を行なう（Ｓ１）。次に、プリディストーション
処理を行なう（Ｓ２）。この処理には、送信直交度補正
を含む。次に、フィードバックされてきたＩ／Ｑを測定
する（Ｓ３）。
【０１０７】次に、Ｒｘオフセットを付加し、Ｒｘゲイ
ン補正を行なう（Ｓ４）。次に、受信直交度補正を行な
う（Ｓ５）。次に、Ｉ2＋Ｑ2の演算を行ない、コンスタ
レーション上の点までの距離を求める。コンスタレーシ
ョン図において、Ａ点はコンスタレーション上の軌跡が
集中する点、Ｂはコンスタレーション上の軌跡が集中す
る点、ＯはＩ／Ｑ軸の原点、θは直交度ステップサイズ
である。
ン補正を行なう（Ｓ４）。次に、受信直交度補正を行な
う（Ｓ５）。次に、Ｉ2＋Ｑ2の演算を行ない、コンスタ
レーション上の点までの距離を求める。コンスタレーシ
ョン図において、Ａ点はコンスタレーション上の軌跡が
集中する点、Ｂはコンスタレーション上の軌跡が集中す
る点、ＯはＩ／Ｑ軸の原点、θは直交度ステップサイズ
である。
【０１０８】演算制御部２４は、Ｏ−Ａ（ＯからＡまで
の距離）とＯ−Ｂを比較し、差が所定のしきい値以内で
あるかどうかチェックする（Ｓ６）。所定のしきい値以
内でない場合には、演算制御部２４はＩ2＋Ｑ2の演算を
行ない、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂであるかどうかチェックする
（Ｓ７）。
の距離）とＯ−Ｂを比較し、差が所定のしきい値以内で
あるかどうかチェックする（Ｓ６）。所定のしきい値以
内でない場合には、演算制御部２４はＩ2＋Ｑ2の演算を
行ない、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂであるかどうかチェックする
（Ｓ７）。
【０１０９】Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂでない場合には、Δφ＝Δ
φ−θの演算を行ない（Ｓ８）、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂである
場合には、Δφ＝Δφ＋βの演算を行なう（Ｓ９）。次
に、Ｏ−ＡとＯ−Ｂとの差が所定のしきい値以内に入っ
たかどうかチェックする（Ｓ１０）。所定のしきい値以
内に入った場合には処理は終了し、そうでない場合には
ステップＳ１まで戻り、同様の処理を行なう。
φ−θの演算を行ない（Ｓ８）、Ｏ−Ａ＞Ｏ−Ｂである
場合には、Δφ＝Δφ＋βの演算を行なう（Ｓ９）。次
に、Ｏ−ＡとＯ−Ｂとの差が所定のしきい値以内に入っ
たかどうかチェックする（Ｓ１０）。所定のしきい値以
内に入った場合には処理は終了し、そうでない場合には
ステップＳ１まで戻り、同様の処理を行なう。
【０１１０】この実施の形態例によれば、通信サービス
中にも直交軸のずれを補正することができる。また、演
算制御部２４はコンスタレーション上の２点の原点から
の距離を演算し、その距離を比較することにより、直交
度誤差を正確に補正することが可能となる。
中にも直交軸のずれを補正することができる。また、演
算制御部２４はコンスタレーション上の２点の原点から
の距離を演算し、その距離を比較することにより、直交
度誤差を正確に補正することが可能となる。
【０１１１】また、直交変調時における送信スプリアス
成分（直交変調時に発生するノイズ成分）の除去のため
に、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周
波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び
／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことにより、送
信スプリアス成分を除去することができる。
成分（直交変調時に発生するノイズ成分）の除去のため
に、直交変調器の出力に、構成された水晶フィルタの周
波数特性及び群遅延特性を補正する手段を具備し、及び
／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なうことにより、送
信スプリアス成分を除去することができる。
【０１１２】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、 （１）送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較し
て増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディス
トーション処理して歪補償する歪補償システムにおい
て、歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性
と逆特性を生成する演算制御手段を具備し、該演算制御
手段により送信系及び帰還系の周波数特性を補正するこ
とにより、演算制御手段が歪補償演算の際に、送信系及
び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗
算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補
正することができる。
よれば、 （１）送出される信号と帰還信号の振幅，位相を比較し
て増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプリディス
トーション処理して歪補償する歪補償システムにおい
て、歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性
と逆特性を生成する演算制御手段を具備し、該演算制御
手段により送信系及び帰還系の周波数特性を補正するこ
とにより、演算制御手段が歪補償演算の際に、送信系及
び帰還系の周波数特性と逆特性を生成し、送信信号に乗
算することにより、送信系及び帰還系の周波数特性を補
正することができる。
【０１１３】（２）この場合において、前記演算制御手
段としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数特性
を補正するイコライザ機能と、プリディストーション機
能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されてきた
変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプリデ
ィストーション処理を行なうことにより、ＤＳＰがイコ
ライザ機能とプリディストーション機能を実行し、送出
信号の直線性を保持することが可能となる。
段としてＤＳＰを用い、送信系及び帰還系の周波数特性
を補正するイコライザ機能と、プリディストーション機
能を演算処理にて行ない、歪情報を含み帰還されてきた
変調信号を初めにイコライザ処理を行ない、次にプリデ
ィストーション処理を行なうことにより、ＤＳＰがイコ
ライザ機能とプリディストーション機能を実行し、送出
信号の直線性を保持することが可能となる。
【０１１４】（３）また、系の違いによって周波数特性
が変化するため、外部に系の周波数特性をテーブルとし
て持つメモリを配置し、前記イコライザ機能はこのテー
ブルより系の周波数特性をキャンセルすることにより、
周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正デー
タをテーブルとして持ち、ＤＳＰはイコライザ機能のた
めに演算処理することが不要となり、周波数特性をキャ
ンセルすることが容易になる。
が変化するため、外部に系の周波数特性をテーブルとし
て持つメモリを配置し、前記イコライザ機能はこのテー
ブルより系の周波数特性をキャンセルすることにより、
周波数特性をキャンセルするための周波数特性補正デー
タをテーブルとして持ち、ＤＳＰはイコライザ機能のた
めに演算処理することが不要となり、周波数特性をキャ
ンセルすることが容易になる。
【０１１５】（４）また、系の周波数特性の有無の切り
換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系
の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数
特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することによ
り、ＤＳＰが系の逆周波数特性をメモリテーブルに予め
記憶し、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易に
なる。
換えをスイッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系
の周波数特性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数
特性を演算して前記メモリテーブルに記憶することによ
り、ＤＳＰが系の逆周波数特性をメモリテーブルに予め
記憶し、実際の無線送信時の周波数特性の補正が容易に
なる。
【０１１６】（５）また、送出される信号と帰還信号の
振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送
出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補
償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の
逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設ける
ことにより、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特
性を持つイコライザ回路を設け、周波数特性の歪補正を
正確に行なうことが容易になる。
振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送
出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪補
償システムにおいて、送信系及び帰還系の周波数特性の
逆特性を持つイコライザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設ける
ことにより、Ｉ軸とＱ軸のそれぞれに周波数特性の逆特
性を持つイコライザ回路を設け、周波数特性の歪補正を
正確に行なうことが容易になる。
【０１１７】（６）また、前記演算制御手段は通信中で
も誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘ
オフセットを削減することにより、通信中においても、
誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能と
なる。
も誤差データからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘ
オフセットを削減することにより、通信中においても、
誤差データからＲｘオフセットを削減することが可能と
なる。
【０１１８】（７）また、前記演算制御手段は、Ｒｘオ
フセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差
オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲｘオ
フセット値を加減することにより、誤差オフセット検出
値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒｘオ
フセットを削減することが可能となる。
フセットの誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差
オフセットを検出し、該検出値としきい値によりＲｘオ
フセット値を加減することにより、誤差オフセット検出
値としきい値によりＲｘオフセット値を加減し、Ｒｘオ
フセットを削減することが可能となる。
【０１１９】（８）また、前記演算制御手段は、遅延要
素τを検出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の
復調データを用いて誤差オフセットを検出することによ
り、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検
出するので、誤差オフセットの検出を精度よく行なうこ
とができる。
素τを検出し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の
復調データを用いて誤差オフセットを検出することによ
り、遅延要素τに基づく補正の後に誤差オフセットを検
出するので、誤差オフセットの検出を精度よく行なうこ
とができる。
【０１２０】（９）また、前記演算制御手段は前記遅延
要素τの値がしきい値を超えることによって区間を識別
し、その区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸の
どちらに分配するかを判別することにより、遅延要素τ
の値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット
値をＩ軸とＱ軸に分配し、Ｒｘオフセットの補正を正確
に行なうことができる。
要素τの値がしきい値を超えることによって区間を識別
し、その区間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸の
どちらに分配するかを判別することにより、遅延要素τ
の値により区間を識別し、その区間毎にＲｘオフセット
値をＩ軸とＱ軸に分配し、Ｒｘオフセットの補正を正確
に行なうことができる。
【０１２１】（１０）また、送出される信号と帰還信号
の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記
送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪
補償システムにおいて、直交変調器、検波器の直交度誤
差を補正する演算制御手段を有し、該演算制御手段によ
り送信系及び帰還系の直交度誤差を補正することによ
り、直交変調器、検波器の直交度誤差を補正する演算制
御部を設け、送信系及び帰還系の直交度誤差を正確に補
正することができる。
の振幅，位相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記
送出信号をプリディストーション処理して歪補償する歪
補償システムにおいて、直交変調器、検波器の直交度誤
差を補正する演算制御手段を有し、該演算制御手段によ
り送信系及び帰還系の直交度誤差を補正することによ
り、直交変調器、検波器の直交度誤差を補正する演算制
御部を設け、送信系及び帰還系の直交度誤差を正確に補
正することができる。
【０１２２】（１１）また、前記演算制御手段としてＤ
ＳＰを用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプ
リディストーションすることで直交度補正を行ない、増
幅器で受ける電力差を最小にすることにより歪補償を正
確に改善することができる。
ＳＰを用い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプ
リディストーションすることで直交度補正を行ない、増
幅器で受ける電力差を最小にすることにより歪補償を正
確に改善することができる。
【０１２３】（１２）また、前記直交度補正演算用の三
角関数テーブルを具備し、該三角関数テーブルを任意の
角度に限定することにより、テーブル用のメモリの容量
を小さく抑えることができる。
角関数テーブルを具備し、該三角関数テーブルを任意の
角度に限定することにより、テーブル用のメモリの容量
を小さく抑えることができる。
【０１２４】（１３）また、前記直交軸補正のステップ
サイズを任意に設定することにより、テーブルメモリの
容量を調整可能とすることができる。
サイズを任意に設定することにより、テーブルメモリの
容量を調整可能とすることができる。
【０１２５】（１４）また、前記演算制御部は、サービ
ス中にも帰還されたＩ軸信号ととＱ軸信号から直交軸の
ずれを検出して補正することにより、サービス中にも直
交軸のずれを補正することができる。
ス中にも帰還されたＩ軸信号ととＱ軸信号から直交軸の
ずれを検出して補正することにより、サービス中にも直
交軸のずれを補正することができる。
【０１２６】（１５）また、前記演算制御部はコンスタ
レーション上の２点の原点からの距離を演算し、その距
離を比較することにより直交度誤差を補正することによ
り、直交度誤差を正確に補正することが可能となる。
レーション上の２点の原点からの距離を演算し、その距
離を比較することにより直交度誤差を補正することによ
り、直交度誤差を正確に補正することが可能となる。
【０１２７】（１６）更に、直交変調時における送信ス
プリアス成分の除去のために、直交変調器の出力に、構
成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補
正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処
理を行なうことにより、送信スプリアス成分を除去する
ことができる。
プリアス成分の除去のために、直交変調器の出力に、構
成された水晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補
正する手段を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処
理を行なうことにより、送信スプリアス成分を除去する
ことができる。
【０１２８】このように、本発明によれば、系の周波数
特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器
の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうこと
ができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオ
フセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償
システムを提供することができる。
特性に依存した信号劣化を無くし、直交変調器と検波器
の直交度誤差に依存した歪補償処理を正確に行なうこと
ができ、かつ送信中においても歪補償劣化を招くＲｘオ
フセット及び直交度誤差を削減することができる歪補償
システムを提供することができる。
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】遅延要素τによる送信／復調Ｉ，Ｑデータ誤差
の説明図である。
の説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態例を示すブロック図
である。
である。
【図４】本発明の第２の実施の形態例を示すブロック図
である。
である。
【図５】第２の実施の形態例の特性を示す図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態例を示すブロック図
である。
である。
【図７】本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット
除去処理を示すフローチャートである。
除去処理を示すフローチャートである。
【図８】本発明の第４の実施の形態例のＲｘオフセット
除去処理を示すフローチャートである。
除去処理を示すフローチャートである。
【図９】τによるしきい値分解の説明図である。
【図１０】Ｒｘオフセットが存在した際の読み取り誤差
の説明図である。
の説明図である。
【図１１】Ｒｘオフセットが存在した際のＩ／Ｑの誤差
オフセットの説明図である。
オフセットの説明図である。
【図１２】直交度誤差αが存在する場合のコンスタレー
ション差の説明図である。
ション差の説明図である。
【図１３】直交検波器の直交度補正動作を示すフローチ
ャートである。
ャートである。
【図１４】データ通信中におけるΔφ検出動作を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
１０ 演算制御手段 ２０ 直交変調・復調手段 ３１ アンテナ ４０ 送受信手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 下瀬 正史 福岡県福岡市博多区博多駅前三丁目22番８ 号 富士通九州ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 椛島 優 福岡県福岡市博多区博多駅前三丁目22番８ 号 富士通九州ディジタル・テクノロジ株 式会社内
Claims (16)
- 【請求項１】 送出される信号と帰還信号の振幅，位相
を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプ
リディストーション処理して歪補償する歪補償システム
において、 歪補償演算の際に、送信系及び帰還系の周波数特性と逆
特性を生成する演算制御手段を具備し、該演算制御手段
により送信系及び帰還系の周波数特性を補正することを
特徴とする歪補償システム。 - 【請求項２】 前記演算制御手段としてＤＳＰを用い、
送信系及び帰還系の周波数特性を補正するイコライザ機
能と、プリディストーション機能を演算処理にて行な
い、歪情報を含み帰還されてきた変調信号を初めにイコ
ライザ処理を行ない、次にプリディストーション処理を
行なうことを特徴とする請求項１記載の歪補償システ
ム。 - 【請求項３】 系の違いによって周波数特性が変化する
ため、外部に系の周波数特性をテーブルとして持つメモ
リを配置し、前記イコライザ機能はこのテーブルより系
の周波数特性をキャンセルすることを特徴とする請求項
２記載の歪補償システム。 - 【請求項４】 系の周波数特性の有無の切り換えをスイ
ッチで行なう手段を具備し、前記ＤＳＰは系の周波数特
性をＦＦＴ演算により測定し、系の逆周波数特性を演算
して前記メモリテーブルに記憶することを特徴とする請
求項３記載の歪補償システム。 - 【請求項５】 送出される信号と帰還信号の振幅，位相
を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号をプ
リディストーション処理して歪補償する歪補償システム
において、 送信系及び帰還系の周波数特性の逆特性を持つイコライ
ザ回路をＩ軸とＱ軸各々に設けることを特徴とする歪補
償システム。 - 【請求項６】 前記演算制御手段は通信中でも誤差デー
タからＲｘオフセットの正負を判断し、Ｒｘオフセット
を削減することを特徴とする請求項１記載の歪補償シス
テム。 - 【請求項７】 前記演算制御手段は、Ｒｘオフセットの
誤差データの最大値と最小値を求めて、誤差オフセット
を検出し、該検出値としきい値によりＲｘオフセット値
を加減することを特徴とする請求項６記載の歪補償シス
テム。 - 【請求項８】 前記演算制御手段は、遅延要素τを検出
し、遅延要素τに基づく補正を行なった後の復調データ
を用いて誤差オフセットを検出することを特徴とする請
求項７記載の歪補償システム。 - 【請求項９】 前記演算制御手段は前記遅延要素τの値
がしきい値を超えることによって区間を識別し、その区
間毎にＲｘオフセット補正値をＩ軸とＱ軸のどちらに分
配するかを判別することを特徴とする請求項８記載の歪
補償システム。 - 【請求項１０】 送出される信号と帰還信号の振幅，位
相を比較して増幅器の歪を演算推定して前記送出信号を
プリディストーション処理して歪補償する歪補償システ
ムにおいて、 直交変調器、検波器の直交度誤差を補正する演算制御手
段を有し、該演算制御手段により送信系及び帰還系の直
交度誤差を補正することを特徴とする歪補償システム。 - 【請求項１１】 前記演算制御手段としてＤＳＰを用
い、送信系の直交度誤差を付加したデータをプリディス
トーションすることで直交度補正を行ない、増幅器で受
ける電力差を最小にすることを特徴とする請求項１０記
載の歪補償システム。 - 【請求項１２】 前記直交度補正演算用の三角関数テー
ブルを具備し、該三角関数テーブルを任意の角度に限定
することを特徴とする請求項１０記載の歪褒賞システ
ム。 - 【請求項１３】 前記直交軸補正のステップサイズを任
意に設定することを特徴とする請求項１０記載の歪補償
システム。 - 【請求項１４】 前記演算制御部は、サービス中にも帰
還されたＩ軸信号ととＱ軸信号から直交軸のずれを検出
して補正することを特徴とする請求項１０記載の歪補償
システム。 - 【請求項１５】 前記演算制御部はコンスタレーション
上の２点の原点からの距離を演算し、その距離を比較す
ることにより直交度誤差を補正することを特徴とする請
求項１４記載の歪補償システム。 - 【請求項１６】 直交変調時における送信スプリアス成
分の除去のために、直交変調器の出力に、構成された水
晶フィルタの周波数特性及び群遅延特性を補正する手段
を具備し、及び／又はＤＳＰでイコライザ処理を行なう
ことを特徴とする請求項２記載の歪補償システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13477797A JP3710253B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 歪補償システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13477797A JP3710253B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 歪補償システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10327209A true JPH10327209A (ja) | 1998-12-08 |
| JP3710253B2 JP3710253B2 (ja) | 2005-10-26 |
Family
ID=15136324
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13477797A Expired - Lifetime JP3710253B2 (ja) | 1997-05-26 | 1997-05-26 | 歪補償システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3710253B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2003517246A (ja) * | 1999-12-14 | 2003-05-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 時分割デュプレックストランシーバ中の送信器イメージの抑制 |
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| US10374717B2 (en) | 2017-06-26 | 2019-08-06 | Fujitsu Limited | Signal processing device, transmitting and receiving device, and signal processing method |
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|---|---|---|---|---|
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-
1997
- 1997-05-26 JP JP13477797A patent/JP3710253B2/ja not_active Expired - Lifetime
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