JPH10337035A - 圧電トランスの駆動回路 - Google Patents

圧電トランスの駆動回路

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JPH10337035A
JPH10337035A JP9137180A JP13718097A JPH10337035A JP H10337035 A JPH10337035 A JP H10337035A JP 9137180 A JP9137180 A JP 9137180A JP 13718097 A JP13718097 A JP 13718097A JP H10337035 A JPH10337035 A JP H10337035A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 圧電トランスを用いて冷陰極管を点灯させる
場合、点灯直後では駆動回路に供給する電力が一時的に
増加するため電源の容量を増加させなければならず、電
源のコストアップを招いていた。 【解決手段】 電源から圧電トランスの駆動回路に供給
する電流値を検出し、この電流の最大値が所定値以上に
なった場合に、第２の周波数によってパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）調光を行い、駆動回路で消費する電流を減少さ
せ、電源電流が所定値より増加しないように制御する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電効果を用いて、
直流電圧源から高圧の交流電圧に変換し、冷陰極管等の
放電管を点灯させる圧電トランスの駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】圧電トランスは、ピエゾ効果を利用して
電圧を変換する素子であり、冷陰極管等の放電管を点灯
するための高圧を発生させるインバータとして、高圧電
源などの用途に利用されているものである。この圧電ト
ランスを駆動するための回路としては、特開平８−１０
７６７８号公報に技術が開示されており、図５がそのブ
ロック図である。
【０００３】圧電トランス１１０の１次側には駆動回路
１９が接続されており、周波数掃引発振器１１３で発生
させた圧電トランス１１０の共振周波数付近の信号を駆
動回路１９に供給する。駆動回路１９では電源１１から
昇圧した正弦波を発生させ、圧電トランス１１０を駆動
する。圧電トランス１１０の２次側は冷陰極管１１１の
高圧側に接続されている。この冷陰極管１１１の低圧側
は、負荷電流比較回路１１２に接続されており、圧電ト
ランス１１０から冷陰極管１１１を流れた電流は負荷電
流比較回路１１２に入力される。この回路で電流−電圧
変換を行い、所望の負荷電流値に相当する基準電圧Ｖｒ
ｅｆＡと比較する。この負荷電流比較回路１１２の出力
は、周波数掃引発振器１１３に接続されており、この比
較結果により圧電トランス１１０の駆動周波数の掃引方
向を決定する。
【０００４】圧電トランス１１０は共振周波数で昇圧比
が最大になり、その周波数の低域および高域では急激に
昇圧比が低下する昇圧特性を有している。この性質を利
用して、冷陰極管１１１を流れた電流値が所望の値に達
した場合には、周波数掃引発振器１１３の出力周波数を
高域側に変更し、圧電トランス１１０の昇圧比を低下さ
せて冷陰極管１１１に出力する電流値を減少させる。負
荷電流が所望の値より小さい場合には、周波数掃引発振
器１１３の出力周波数を低域側に変更して冷陰極管１１
１に出力する電流値を増加させる制御を行う。従って周
波数掃引発振器１１３は、圧電トランス１１０が所望の
負荷電流を発生する付近の周波数を出力するように制御
されることになる。
【０００５】この特開平８−１０７６７８による圧電ト
ランス駆動回路は、以上の回路構成によって、一定の交
流電流を冷陰極管に流すことができるインバータを実現
するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】第１の課題は、前に説
明した特開平８−１０７６７８による圧電トランスとそ
の駆動回路によってインバータを構成し、冷陰極管を負
荷として点灯させた場合、電流容量の大きい電源を使用
する必要があることである。
【０００７】その理由は、冷陰極管に流れる電流を一定
に保つように制御を行うと、電源から圧電トランスの駆
動回路に流れる直流電流ＩＤＤが、点灯直後において図
４（ａ）に示すように数分以内の時間の間にピークとな
り、その後、減少したのちに一定の電流値になる現象が
あるためである。これは冷陰極管１１１として使用する
冷陰極管の温度特性に起因して発生する。冷陰極管には
点灯直後や周囲温度が低い場合に、この管電圧が高くな
る特性がある。しばらく冷陰極管を点灯させるとその自
己発熱によって温度が上昇したのち、一定の温度で平衡
状態となる。そこで駆動回路が冷陰極管に一定の電流を
流す制御を行うと、点灯直後は管で消費する電力が増加
することになる。このため電源から駆動回路に一定電圧
の直流を供給する場合、この電流は増加することにな
る。同様に周囲温度が低い場合には管電圧が高くなるた
め、常温に比べて駆動回路で必要な電流も増加すること
になる。そこでこの駆動回路の電源の電流容量は、点灯
直後のピーク電流や、使用する環境温度の最低の温度に
おいても、電流を供給するように余裕を持たせなければ
ならず、電源のコストアップを招いていた。
【０００８】第２の課題は、容易に電源の最大電流を設
定することができないことである。
【０００９】その理由は、この電力の増加分は冷陰極管
の温度特性に起因するので、冷陰極管の種類ごとに、こ
の電力の増加分がどのように変化するかを求める必要が
あり、冷陰極管の温度特性の評価なしに電源の最大出力
電流値を算出できないためである。
【００１０】第３の課題は圧電トランスを使用し、冷陰
極管を負荷とした駆動回路の場合、出力電流を制限する
手法としてよく用いられる方式である駆動周波数におい
てパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を行い出力電流を制限する過電流
保護回路が使用できないことである。
【００１１】その理由は、従来の圧電トランス駆動回路
では冷陰極管の輝度を不安定にせずに、回路電流を制限
することができないためである。
【００１２】この種の過電流保護回路としては特開昭６
３−３５１７１号公報に技術が開示されており、ブロッ
ク図を図６に示す。Ｖｉｎは直流電源であり、昇圧用の
電磁トランスＴ１の一次側の一方に接続されている。ま
た電磁トランスＴ１の一次側の他方にはスイッチング素
子Ｑ１が接続されており、スイッチング素子Ｑ１のソー
ス側には、過電流検出用の抵抗Ｒ２が接続されている。
Ｒ１、Ｃ１はスイッチングによるスパイク状の電流を除
去するための回路である。電磁トランスの２次側のＤ
１、Ｄ２、Ｌ１、Ｃ２はそれぞれ整流ダイオード、フラ
イホイールダイオード、平滑用インダクタ、平滑用コン
デンサである。
【００１３】電磁トランスＴ１から冷陰極管に流れる出
力電流Ｉｏが、所定の値以上になると過電流検出用の抵
抗Ｒ２に流れる電流ｉＲ２もこれに比例して増加する。
このｉＲ２の値が規準値よりも大きくなると、図６の回
路中のＡのループでＰＷＭ回路にフィードバックし、ス
イッチング素子Ｑ１のオン期間を短縮する。更に、Ｂの
ループで発振回路にも過電流検出信号をフィードバック
する。
【００１４】以上の制御によって電磁トランスＴ１から
負荷に供給する電流を制限することができるように構成
されている。
【００１５】さらにこの他の過電流保護回路として開示
されている従来技術は、特開平６−３１１７３４号があ
る。図７がその原理図であり、以下この図面について説
明する。
【００１６】Ｖｉが入力端子、Ｖｏｕｔが出力端子であ
る。また、コイルＬａ、ダイオードＤａ、コンデンサＣ
ａは、整流平滑に用いられる。また、スイッチング素子
としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いている。ＭＯＳ−ＦＥＴが
オンしているときの飽和電圧は、ＭＯＳ−ＦＥＴのオン
抵抗によりＭＯＳ−ＦＥＴの通過電流に正比例する。こ
の特性を利用しＭＯＳ−ＦＥＴがオンの状態で、出力が
短絡などによる過電流が入力端から電源回路に流れた場
合、ドレイン電流をＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗による電
圧降下Ｖｄｓとして検出する。次に検出部の分圧抵抗Ｒ
ａとＲｂで分圧した電圧とツェナーダイオードＺＤによ
る基準電圧とをコンパレータで比較し、その比較信号を
ＰＷＭ制御回路の時比率制御端子に入力する。検出部の
分圧抵抗ＲａとＲｂの分圧した電圧が基準電圧を越える
と、スイッチング素子のオン時間を狭くして、過電流保
護を行うものである。
【００１７】これら２つの過電流保護回路は、いずれも
昇圧機能を持つ電磁トランスや、コイルの駆動周波数に
おいて、これらの素子に電流を流すスイッチング時間を
ＰＷＭによって制御して、電磁トランスやコイルに入力
する電流を制限するものである。しかしこの方法は、圧
電トランスを使用した冷陰極管の駆動回路には適用でき
ない問題点がある。その理由を次に説明する。
【００１８】前に説明した特開平８−１０７６７８によ
る圧電トランスとその駆動回路では、冷陰極管１１１に
供給する電流が一定になるように圧電トランス１１０の
駆動周波数を制御して、この昇圧比を変化させている。
冷陰極管１１１の管電圧を制御していないので、前に述
べたように冷陰極管の温度特性によって管電圧が変化し
た結果、管の消費電力が増加することは回避できないこ
とになる。
【００１９】さらに、圧電トランス１１０は共振周波数
付近でしか昇圧する能力を持たず、電磁トランスのよう
に広い電送帯域を有しないため、圧電トランス１１０を
駆動するには正弦波、またはこれに近い波形を用いなけ
れば、圧電トランスの効率が低下することになる。たと
えこの効率低下を許容した上で、ＰＷＭ波形によって圧
電トランス１１０を駆動し、電源１１から供給する電流
値を所定値以内に制御する方法を採用すると仮定した場
合においても、前述したように圧電トランス１１０の駆
動周波数を制御して昇圧比を可変しているので、所定の
管電流が冷陰極管１１１に供給できなくなる。このため
周波数掃引発振器は圧電トランス１１０の共振周波数に
ロックできず、この発振周波数範囲を掃引し続けるた
め、冷陰極管は安定に点灯できないことになる。そこで
輝度が急変してしまい光源としては不適当な動作をする
ことになる。
【００２０】すなわち、圧電トランス１１０で冷陰極管
のような負荷を点灯している場合は、消費電流が増加し
ても光源が不安定になる動作は許されず、安定した光量
を保つ必要があるため、電磁トランスの場合に駆動周波
数でＰＷＭ制御を用いて出力電流を制限することはでき
ない問題がある。
【００２１】本発明の目的は上述した課題を解決し、効
率良く圧電トランスを使用して冷陰極管を点灯させる回
路において、電源から供給される電流が所定値を越えな
い回路を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明では、圧電効果を利用して１次端子から入力
した電圧を２次端子に出力する圧電トランスと、前記圧
電トランスの２次端子に接続した冷陰極管と、前記圧電
トランスに共振周波数の駆動電圧を供給する駆動手段
と、前記冷陰極管に流れる負荷電流を検出し、前記負荷
電流が所定値になるように第１の周波数を前記駆動手段
に供給する周波数掃引発振器と、前記駆動手段に直流電
源から供給される入力電流を検出し、この電流値が所定
値以上になった場合に第２の周波数のＰＷＭ信号を発生
する電源電流制限手段から構成され、前記ＰＷＭ信号に
よって前記駆動手段を周期的に停止させ、前記入力電流
が所定値以上にならないように、前記ＰＷＭ信号の時比
率を制御することを特徴とする。前記ＰＷＭ信号によっ
て前記駆動手段が前記圧電トランス駆動を停止する期間
において、前記周波数掃引発振器が前記第１の周波数の
近傍を保持し、前記圧電トランスの駆動が再開した場合
に、前記第１の周波数の近傍によって前記圧電トランス
を駆動することを特徴とする。また、前記第２の周波数
が前記第１の周波数より低く、かつ６０Ｈｚより高いこ
とを特徴とする。
【００２３】本発明による他の圧電トランス駆動手段
は、圧電効果を利用して１次端子から入力した電圧を２
次端子に出力する圧電トランスと、前記圧電トランスの
前記２次端子に接続した冷陰極管と、前記圧電トランス
に共振周波数の駆動電圧を供給する駆動手段と、前記冷
陰極管に流れる負荷電流を検出し、前記負荷電流が所定
値になるように第１の周波数を前記駆動手段に供給する
周波数掃引発振器と、前記冷陰極管で消費する電力を検
出し、この電力値が所定値以上になった場合に第２の周
波数のＰＷＭ信号を発生する電源電流制限手段から構成
され、前記ＰＷＭ信号によって前記駆動手段を周期的に
停止させ、前記入力電流が所定値以上にならないよう
に、前記ＰＷＭ信号の時比率を制御することを特徴とす
る。前記ＰＷＭ信号によって前記駆動手段が前記圧電ト
ランスの駆動を停止する期間において、前記周波数掃引
発振器が前記第１の周波数の近傍を保持し、前記圧電ト
ランスの駆動が再開した場合に、前記第１の周波数の近
傍によって前記圧電トランスを駆動することを特徴とす
る。また、前記第２の周波数が前記第１の周波数より低
く、かつ６０Ｈｚより高いことを特徴とする。
【００２４】本発明によれば、圧電トランスを用いて冷
陰極管を点灯させる回路において、冷陰極管の点灯直後
や、低温環境時の電源電流の増加時に、駆動周波数より
充分低く、しかも目にちらつきを感じない６０Ｈｚ以上
の周波数でＰＷＭ調光を行うことによって、駆動回路に
流れ込む平均電流を所定電流以内に制限することができ
る。そこで電源の電流マージンを減少できるため電源の
コストダウンが可能となる作用がある。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下に、発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明による第１の
実施の形態のブロック図である。以下図面について詳細
に説明する。
【００２６】図１における１１は電源、１２が電流制御
回路であり、１３は電流検出回路、１４はＣＭＰ（比較
器）、１５は積分器、１６は時分割駆動制御回路、１７
は電流検出用抵抗、１９は駆動回路、１１０は圧電トラ
ンス、１１１は冷陰極管、１１２は負荷電流比較回路、
１１３は周波数掃引発振器である。
【００２７】図１の冷陰極管１１１に流れた電流は電流
検出回路１１２に流れ込む。この電流値を基準電圧Ｖｒ
ｅｆ２と比較して結果を周波数掃引発振器１１３に出力
し、冷陰極管１１１に流れる電流値が一定になるように
圧電トランス１１０の駆動周波数を決定する。この周波
数掃引発振器１１３から出力された信号が駆動回路１９
に入力される。また、この駆動回路１９には、電源１１
から電力が供給されており、周波数制御回路１１３から
出力された信号を圧電トランス１１０を駆動する正弦波
の電圧波形に変換し圧電トランス１１０を駆動する。
【００２８】図３は負荷電流比較回路１１２と、周波数
掃引発振器１１３の内部構成を示した図である。冷陰極
管１１１を流れた電流Ｉｏは電流電圧比較回路２０で電
圧に変換され、整流回路２１によってＩｏに比例した直
流信号になる。そこでＣＭＰ２２で基準電圧Ｖｒｅｆ２
と比較され、この結果は２値の信号として周波数掃引発
振器１１３の積分器２３に入力される。冷陰極管１１１
を流れた電流値が基準電圧Ｖｒｅｆ２に相当する電流値
より小さい場合、ＣＭＰ２２はロウ（Ｌｏｗ）レベルの
信号を出力する。そこで積分器２３は時間の経過に比例
して出力電圧が増加する。ＶＣＯ２５は入力電圧に反比
例して出力周波数が低下するように構成された電圧制御
発振回路であり、冷陰極管１１１を流れる電流値Ｉｏが
Ｖｒｅｆ２で決めた値より小さな場合には、時間の経過
とともに低くなる信号を駆動回路１９に供給する。ＣＭ
Ｐ２４は積分器２３の出力電圧が基準電圧Ｖｍｉｎより
大きくなると積分器２３にリセット信号を供給し、積分
器２３の出力電圧を最低電圧にする。そこでＶＣＯ２５
の出力周波数は速やかに最高周波数にセットされること
になる。この動作は冷陰極管１１１を流れる電流値が所
定値以下の場合、ＶＣＯ２５の最高周波数側から次第に
低域側に掃引され、最低周波数になると再び最高周波数
に設定される動作を繰り返す。このＶＣＯ２５の発振周
波数の範囲に圧電トランス１１０の共振周波数が含まれ
るように設定しておくと、ＶＣＯ２５の発振周波数が高
域側から低域側に掃引されるに従って、次第に圧電トラ
ンス１１０の昇圧比が増加し、冷陰極管１１１に流れる
電流値が増加することになる。そこで、基準電圧Ｖｒｅ
ｆ２より整流回路２１の出力電圧が大きくなるとＣＭＰ
２２の出力はハイ（Ｈｉｇｈ）レベルに変化する。そこ
で積分器の出力電圧は僅かづつ低下するため、ＶＣＯ２
５の発振周波数は上昇することになる。
【００２９】その結果、圧電トランスの昇圧比が低下す
るため、冷陰極管１１１を流れる電流値は低下してＣＭ
Ｐ２２の出力は再びＬｏｗレベルに戻る。このようにＣ
ＭＰ２２は、基準電圧Ｖｒｅｆ２で定まる負荷電流を供
給する駆動周波数の付近で、頻繁に出力レベルを変化さ
せることで圧電トランス１１０の駆動周波数を決定する
動作を行う。
【００３０】次に、図１の電源電流制御回路１２は電流
検出回路１３、ＣＭＰ１４、積分器１５、時分割駆動制
御回路１６で構成されており、電流検出用抵抗１７の両
端の電位差を電流検出回路１３で電圧に変換し、ＣＭＰ
１４の反転入力側に入力している。このＣＭＰ１４の非
反転入力側は、電源電流の最大値に相当する電圧Ｖｒｅ
ｆが入力されている。もし抵抗１７に流れる電流が設定
値より大きくなった場合には、ＣＭＰ１４はＬＯＷレベ
ルを出力する。このＣＭＰ１４の出力は積分器１５に接
続されており、高域成分が除去されるのでＬＯＷレベル
入力信号が続くと次第に出力電圧は増加する。この積分
器１５の出力は時分割駆動回路１６に入力される。この
時分割駆動回路１６は、圧電トランス１１０の駆動周波
数より十分低い周波数で、しかも目にちらつきを感じな
い数１００Ｈｚの周波数を発振するＰＷＭ発振回路で構
成されており、積分器１５の出力電圧が高くなるに従っ
てＨｉｇｈレベルの時間が長くなるＰＷＭ信号を出力す
るように構成されている。このＰＷＭ信号は駆動回路１
９と周波数掃引発振器１１３に出力される。駆動回路１
９はこのＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間には圧電ト
ランスの駆動を停止し、周波数掃引発振器１１３は負荷
電流比較回路１１２の信号を無視して駆動周波数を一定
に保つ動作を行う。駆動回路１９は圧電トランス１１０
の駆動を停止すると、負荷の冷陰極管１１１に電流が流
れず、負荷電流比較回路１１２は、圧電トランス１１０
の駆動周波数を低域側に掃引する。そこで時分割駆動制
御回路１６が次の周期で圧電トランスを駆動する場合
に、昇圧比が低下しすぎてしまい、冷陰極管１１１の点
灯の失敗を防止することができる。
【００３１】図１の構成によれば、次の周期で再びＰＷ
Ｍ信号がＬＯＷレベルになると、駆動周波数が変化して
いないので同じ周波数で圧電トランス１１０の駆動を再
開し、冷陰極管１１１を即時に点灯することができる。
この動作の結果、図１の圧電トランスの駆動回路は、時
分割制御回路１６が出力する駆動周波数より十分低い周
波数のＰＷＭ信号の割合で間欠動作を行うため、電源１
１から供給される電流ＩＤＤの平均電流値は減少する。
そこでＩＤＤは図４（ｂ）のように、設定した値以上に
はならない結果になる。 〔実施例〕次に上記実施の形態の具体例について詳細に
説明する。図１を参照すると、本発明の実施例は、圧電
トランス１１０の素子は４２×５．５×１ｍｍのサイズ
であり、共振周波数は約１１８ｋＨｚである。この圧電
トランス１１０の入力電圧は正弦波で約５０Ｖｒｍｓ、
出力電圧は約６００Ｖｒｍｓで約１２倍の昇圧比を持
つ。冷陰極管のインピーダンスは約１２０ｋΩで、約５
ｍＡｒｍｓの電流が流れる。電源１１の電圧は約１２Ｖ
の直流電圧を供給する。駆動回路１９はこの直流１２Ｖ
から１１８ｋＨｚの約５０Ｖｒｍｓの交流正弦波に変換
する。
【００３２】周波数掃引発振器１１３は約１００ｋＨｚ
から１３０ｋＨｚの周波数範囲を掃引することができ
る。時分割駆動回路１６は積分器１５の出力電圧に応じ
て常にＬｏｗレベルの信号から、周波数が２１０Ｈｚで
デューティ比の変化する信号を発生する回路である。
【００３３】次に本発明の第２の実施の形態について図
面を参照して説明する。図２は、電力検出回路１１５を
付加することによって、圧電トランスの駆動回路で消費
する電源電流の上限値を制御する一実施例を示すもので
ある。
【００３４】図２の回路の圧電トランス１１０の駆動回
路１９、負荷電流比較回路１１２、周波数掃引発振器１
１３の動作に関しては図１の例と同等である。本回路で
は、冷陰極管１１１の低圧側に負荷電流検出回路１１４
と電力検出回路１１５が接続されている。電力検出回路
１１５は、冷陰極管１１１の高圧側の電圧と、冷陰極管
１１１を流れる電流の積を算出することによって、冷陰
極管１１１の消費する電力を求め、この結果をＣＭＰ１
４の反転入力端子に出力する。
【００３５】ＣＭＰ１４の非反転入力端子には、最大負
荷電力１１４に相当する電圧Ｖｒｅｆが接続されてお
り、冷陰極管１１１で消費する電力がこの値を超えた場
合には、図１と同等に分割駆動制御回路１６がＰＷＭ信
号を発生させて、電源１１からこの圧電トランスの駆動
回路に供給する電流ＩＤＤが、所定値以上にならないよ
うに動作する。
【００３６】
【発明の効果】本発明の第１の効果は、この圧電トラン
スの駆動回路に接続する電源の最大電流を、ＣＭＰ１４
で設定したＶｒｅｆの電流に設定できるので、余分ピー
ク電流分の増加を見込む必要が不要になる。そこで電源
のコストダウンをはかれる効果がある。
【００３７】その理由は、圧電トランスの駆動回路で消
費する電流値が所定値以上にならない様にＰＷＭ制御を
行い、冷陰極管の輝度を低下させて消費電力平均値を制
御するためである。
【００３８】本発明の第２の効果は、駆動回路に供給す
る電源の最大電流値を容易に設定できることである。
【００３９】その理由は、定常時に冷陰極管を負荷とし
た本発明の駆動回路が消費する電力を測定し、Ｖｒｅｆ
で最大電流値を設定しておけばよいため、駆動回路が点
灯直後にどれだけのピーク電流を流すかを評価すること
や、低温環境下の消費電流を評価する必要がないからで
ある。
【００４０】本発明の第３の効果は、電源電流を制限す
るために冷陰極管の輝度を低下させても安定な輝度で点
灯するので、使用者には特に違和感を与えない効果があ
る。
【００４１】その理由は、圧電トランスの駆動回路に入
力される電流値が所定値より大きくなった状態の時だけ
ＰＷＭ方式で輝度を低下させる動作を行うが、冷陰極管
は点灯直後の輝度は定常時の輝度に比べると低いこと、
低温環境下では輝度が常温時より低下する特性があるた
め使用上の問題はない。さらに本発明においてはＰＷＭ
の時比率が連続的に変化するため、人間の目には連続的
な輝度変化として認識できないためである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１の実施例の圧電トランスの駆
動回路のブロック図。
【図２】本発明による第２の実施例の圧電トランスの駆
動回路のブロック図。
【図３】本発明の図１の負荷電流比較回路１１２と周波
数掃引発振器１１３のブロック図。
【図４】（ａ）は、図５の電源電流ＩＤＤの点灯後の変
化を示すグラフであり、（ｂ）は、図１および図２によ
る電源電流ＩＤＤの点灯後の変化を示すグラフ。
【図５】従来例１の圧電トランスの駆動回路のブロック
図。
【図６】従来例２のＰＷＭ制御による電流制限方法を用
いた電源回路図。
【図７】従来例３のＰＷＭ制御による電流制限方法を用
いた電源回路図。
【符号の説明】
１１ 電源（直流） １２ 電源電流制御回路 １３ 電流検出回路 １４ ＣＭＰ（比較器） １５ 積分器 １６ 時分割駆動制御回路 １７ 電流検出用抵抗 １９ 駆動回路 ２０ 電流電圧変換回路 ２１ 整流回路 ２２ ＣＭＰ（比較器） ２３ 積分器 ２４ ＣＭＰ（比較器） ２５ ＶＣＯ（電圧制御発振器） １１０ 圧電トランス １１１ 冷陰極管 １１２ 負荷電流比較回路 １１３ 周波数掃引発振器 １１４ 負荷電流検出回路 １１５ 電力検出回路

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
    た電圧を２次端子に出力する圧電トランスと、前記圧電
    トランスの２次端子に接続した放電管と、前記圧電トラ
    ンスに共振周波数の駆動電圧を供給する駆動回路と、前
    記放電管に流れる負荷電流を検出し、前記負荷電流が所
    定値になるように第１の周波数を前記駆動回路に供給す
    る周波数掃引発振器と、前記駆動回路に直流電源から供
    給される入力電流を検出し、この電流値が所定値以上に
    なった場合に第２の周波数のパルス幅変調（ＰＷＭ）信
    号を発生する電源電流制限回路とを有し、前記ＰＷＭ信
    号によって前記駆動回路を周期的に停止させ、前記入力
    電流が所定値以上にならないように、前記ＰＷＭ信号の
    時比率を制御することを特徴とする圧電トランスの駆動
    回路。
  2. 【請求項２】 圧電効果を利用して１次端子から入力し
    た電圧を２次端子に出力する圧電トランスと、前記圧電
    トランスの２次端子に接続した放電管と、前記圧電トラ
    ンスに共振周波数の駆動電圧を供給する駆動回路と、前
    記放電管に流れる負荷電流を検出し、前記負荷電流が所
    定値になるように第１の周波数を前記駆動回路に供給す
    る周波数掃引発振器と、前記放電管で消費する電力を検
    出し、この電力値が所定値以上になった場合に第２の周
    波数のＰＷＭ信号を発生する電源電流制限回路とを有
    し、前記ＰＷＭ信号によって前記駆動回路を周期的に停
    止させ、前記入力電流が所定値以上にならないように、
    前記ＰＷＭ信号の時比率を制御することを特徴とする圧
    電トランスの駆動回路。
  3. 【請求項３】 前記ＰＷＭ信号によって前記駆動回路が
    前記圧電トランスの駆動を停止する期間において、前記
    周波数掃引発振器が前記第１の周波数の近傍を保持し、
    前記圧電トランスの駆動が再開した場合に、前記第１の
    周波数の近傍によって前記圧電トランスを駆動すること
    を特徴とする請求項１または２記載の圧電トランスの駆
    動回路。
  4. 【請求項４】 前記第２の周波数が前記第１の周波数よ
    り低く、かつ６０Ｈｚより高いことを特徴とする請求項
    １または２記載の圧電トランスの駆動回路。
  5. 【請求項５】 前記放電管は冷陰極管であることを特徴
    とする請求項１または２記載の圧電トランスの駆動回
    路。
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