JPH10341573A - 高周波電源装置 - Google Patents
高周波電源装置Info
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- JPH10341573A JPH10341573A JP18681996A JP18681996A JPH10341573A JP H10341573 A JPH10341573 A JP H10341573A JP 18681996 A JP18681996 A JP 18681996A JP 18681996 A JP18681996 A JP 18681996A JP H10341573 A JPH10341573 A JP H10341573A
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 9
- 238000009413 insulation Methods 0.000 claims description 3
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 3
- 238000005549 size reduction Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 2
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スペクトラム変換動作を伴うＳＳＢ変調技術
を用いることにより、小型化、ＩＣ化が可能であり、し
かも力率が改善された高周波電源装置を提供することに
ある。 【解決手段】 商用交流電源電圧を有する単相交流信号
を２相発生回路３に入力して２相の交流信号を出力する
と共に、該２相交流信号を直交変調器４に入力して、Ｓ
ＳＢ変調信号を出力し、絶縁トランス５で変圧後、整流
回路６を介して所定の電圧の直流信号を得るようにし
た。
を用いることにより、小型化、ＩＣ化が可能であり、し
かも力率が改善された高周波電源装置を提供することに
ある。 【解決手段】 商用交流電源電圧を有する単相交流信号
を２相発生回路３に入力して２相の交流信号を出力する
と共に、該２相交流信号を直交変調器４に入力して、Ｓ
ＳＢ変調信号を出力し、絶縁トランス５で変圧後、整流
回路６を介して所定の電圧の直流信号を得るようにし
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高周波電源装置、特
にスペクトラム変換動作を伴うＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ
Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ）変調技術を利用した高周波電源装
置に関する。
にスペクトラム変換動作を伴うＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌｅ
Ｓｉｄｅ−Ｂａｎｄ）変調技術を利用した高周波電源装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の高周波電源装置は、直流電源から
出力された直流を高周波の交流に変換し、絶縁トランス
で変圧した後、整流回路を用いて再度直流に変換するも
のであった。
出力された直流を高周波の交流に変換し、絶縁トランス
で変圧した後、整流回路を用いて再度直流に変換するも
のであった。
【０００３】この装置は、上述したように、直流電源を
利用することを前提として構成されている。
利用することを前提として構成されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、このような従
来の装置に、商用交流電源を利用する場合には、整流回
路が必要となり、従来型のスイッチ電源と同じ回路構成
となってしまう。この結果、装置全体が大型になり、ま
たＩＣ化も困難である。。
来の装置に、商用交流電源を利用する場合には、整流回
路が必要となり、従来型のスイッチ電源と同じ回路構成
となってしまう。この結果、装置全体が大型になり、ま
たＩＣ化も困難である。。
【０００５】しかも、整流回路を設けただけでは、図９
（ａ）に示すように、脈流しか得られない。これを解決
するために、従来は、整流回路の後段に平滑回路を配置
し、図９（ｃ）に示す出力電圧と出力電流が得られるよ
うにしている。
（ａ）に示すように、脈流しか得られない。これを解決
するために、従来は、整流回路の後段に平滑回路を配置
し、図９（ｃ）に示す出力電圧と出力電流が得られるよ
うにしている。
【０００６】しかし、通常は、コンデンサ入力型の平滑
回路を用いることが多いので、コンデンサの容量を大き
くすればする程、図９（ｂ）に示すように、入力電流が
パルス状になり、ノイズが多く、しかも力率も悪い。
回路を用いることが多いので、コンデンサの容量を大き
くすればする程、図９（ｂ）に示すように、入力電流が
パルス状になり、ノイズが多く、しかも力率も悪い。
【０００７】本発明の目的は、スペクトラム変換動作を
伴うＳＳＢ変調技術を用いることにより、小型化、ＩＣ
化が可能であり、しかも力率が改善された高周波電源装
置を提供することにある。
伴うＳＳＢ変調技術を用いることにより、小型化、ＩＣ
化が可能であり、しかも力率が改善された高周波電源装
置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、２つのＳＳＢ変調技術、即ち、１個の平衡変調器の
後段に単側波帯フィルタを設置する方法と、２個の平衡
変調器を用いて低い周波数の複素正弦波と高い周波数の
複素正弦波を直交変調する方法のうち、本願の発明者
は、後者の方法を採用することとし、フィルタが不要で
あり、応答速度が早い図１（Ａ）に示す直交変調器４に
着眼した。
に、２つのＳＳＢ変調技術、即ち、１個の平衡変調器の
後段に単側波帯フィルタを設置する方法と、２個の平衡
変調器を用いて低い周波数の複素正弦波と高い周波数の
複素正弦波を直交変調する方法のうち、本願の発明者
は、後者の方法を採用することとし、フィルタが不要で
あり、応答速度が早い図１（Ａ）に示す直交変調器４に
着眼した。
【０００９】直交変調器４は、図１（Ａ）に示すよう
に、２つの平衡変調器４Ａと４Ｂ、及び加算器４Ｃを組
み合わせたものである。
に、２つの平衡変調器４Ａと４Ｂ、及び加算器４Ｃを組
み合わせたものである。
【００１０】図１（Ａ）において、Ｉ入力端子とＱ入力
端子に、複素正弦波（ｃｏｓωb ｔ、ｓｉｎωb ｔ）を
印加すると、キャリアをそれぞれｃｏｓωc ｔ、ｓｉｎ
ωcｔとすれば、よく知られているように、各平衡変調
器４Ａと４Ｂからは、ＤＳＢ変調信号がそれぞれ出力さ
れる。
端子に、複素正弦波（ｃｏｓωb ｔ、ｓｉｎωb ｔ）を
印加すると、キャリアをそれぞれｃｏｓωc ｔ、ｓｉｎ
ωcｔとすれば、よく知られているように、各平衡変調
器４Ａと４Ｂからは、ＤＳＢ変調信号がそれぞれ出力さ
れる。
【００１１】このＤＳＢ変調信号を加算器４Ｃに入力す
れば、出力端子ＯＵＴからは、下側波（＝ｃｏｓ（ωc
ｔ−ωb ｔ））、又は上側波（＝ｓｉｎ（ωc ｔ＋ωb
ｔ））から成るＳＳＢ変調信号が出力される。
れば、出力端子ＯＵＴからは、下側波（＝ｃｏｓ（ωc
ｔ−ωb ｔ））、又は上側波（＝ｓｉｎ（ωc ｔ＋ωb
ｔ））から成るＳＳＢ変調信号が出力される。
【００１２】直交変調器４から出力される上記ＳＳＢ変
調信号は、振幅が一定で、しかも単純な単スペクトラム
になり、該直交変調器４のＩ入力端子とＱ入力端子に印
加する信号を、例えば、周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの
商用交流信号とした場合、高い周波数に変換、即ち、ス
ペクトラム変換されたように見える。
調信号は、振幅が一定で、しかも単純な単スペクトラム
になり、該直交変調器４のＩ入力端子とＱ入力端子に印
加する信号を、例えば、周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの
商用交流信号とした場合、高い周波数に変換、即ち、ス
ペクトラム変換されたように見える。
【００１３】そこで、本願の発明者は、この高い周波数
の交流信号を整流すれば、小さい定数の平滑回路によ
り、直流化できるという考えに到達した。
の交流信号を整流すれば、小さい定数の平滑回路によ
り、直流化できるという考えに到達した。
【００１４】この考えに基づいて、単相の商用交流信号
（図１（Ｂ）の（ａ））からｃｏｓ波（図１（Ｂ）の
（ｂ））とｓｉｎ波（図１（Ｂ）の（ｃ））から成る２
相交流を発生させ、直交キャリア（図１（Ｂ）の（ｄ）
と（ｅ））と共に直交変調器４に入力すれば、ＤＳＢ変
調信号（図１（Ｂ）の（ｉ）と（ｊ）、（ｆ）と
（ｇ））が加算された後、既述したＳＳＢ変調信号（図
１（Ｂ）の（ｋ）と（ｈ））が出力されるので、このＳ
ＳＢ変調信号を絶縁トランスを介して２次側で整流する
ことにより、所定の直流信号が得られるという発明の原
理を完成した。
（図１（Ｂ）の（ａ））からｃｏｓ波（図１（Ｂ）の
（ｂ））とｓｉｎ波（図１（Ｂ）の（ｃ））から成る２
相交流を発生させ、直交キャリア（図１（Ｂ）の（ｄ）
と（ｅ））と共に直交変調器４に入力すれば、ＤＳＢ変
調信号（図１（Ｂ）の（ｉ）と（ｊ）、（ｆ）と
（ｇ））が加算された後、既述したＳＳＢ変調信号（図
１（Ｂ）の（ｋ）と（ｈ））が出力されるので、このＳ
ＳＢ変調信号を絶縁トランスを介して２次側で整流する
ことにより、所定の直流信号が得られるという発明の原
理を完成した。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明を実施の形態により
添付図面を参照して説明する。図２は本発明の回路構成
図である。
添付図面を参照して説明する。図２は本発明の回路構成
図である。
【００１６】図２において、参照符号１は単相商用交流
電源、２はＡＣノイズ・フィルタ、３は２相発生回路、
４は直交変調器、５は絶縁トランス、６は整流回路、７
は平滑回路、８は逓倍回路、９はＰＬＬ回路、１０は各
種タイミング信号発生回路、１１は直交キャリア発生回
路、１２は安定化回路である。
電源、２はＡＣノイズ・フィルタ、３は２相発生回路、
４は直交変調器、５は絶縁トランス、６は整流回路、７
は平滑回路、８は逓倍回路、９はＰＬＬ回路、１０は各
種タイミング信号発生回路、１１は直交キャリア発生回
路、１２は安定化回路である。
【００１７】また、図３は、図２の詳細図である。図３
の回路のうち、２相発生回路３としては、表１に掲げる
５つの方式が考えられる。
の回路のうち、２相発生回路３としては、表１に掲げる
５つの方式が考えられる。
【００１８】本発明では、特に電力を取り扱わなければ
ならず、また既存技術により実現可能であるという観点
から、表１の４の方式を採用した。
ならず、また既存技術により実現可能であるという観点
から、表１の４の方式を採用した。
【００１９】この観点から、図３の２相発生回路３は、
図示するように、フル・ブリッジの全波整流回路３Ａ、
ｃｏｓパルス・ハイト変調部３Ｂ、ｓｉｎパルス・ハイ
ト変調部３Ｃ、ＰＷＭ０°のこぎり波発生回路３Ｄ、Ｐ
ＷＭ９０°のこぎり波発生回路３Ｅ、余弦係数発生回路
３Ｆ、正弦係数発生回路３Ｇ、ヒステリシス・コンパレ
ータ３Ｈと３Ｉ、Ｉ−ＰＷＭ−Ｃドライバ回路３Ｊ、Ｑ
−ＰＷＭ−Ｓドライバ回路３Ｋから構成されている。
図示するように、フル・ブリッジの全波整流回路３Ａ、
ｃｏｓパルス・ハイト変調部３Ｂ、ｓｉｎパルス・ハイ
ト変調部３Ｃ、ＰＷＭ０°のこぎり波発生回路３Ｄ、Ｐ
ＷＭ９０°のこぎり波発生回路３Ｅ、余弦係数発生回路
３Ｆ、正弦係数発生回路３Ｇ、ヒステリシス・コンパレ
ータ３Ｈと３Ｉ、Ｉ−ＰＷＭ−Ｃドライバ回路３Ｊ、Ｑ
−ＰＷＭ−Ｓドライバ回路３Ｋから構成されている。
【００２０】また、図５は、直交変調器４の詳細図であ
り、ｃｏｓ平衡変調器４Ａとｓｉｎ平衡変調器４Ｂから
構成され、それぞれアナログ・スイッチを有する。
り、ｃｏｓ平衡変調器４Ａとｓｉｎ平衡変調器４Ｂから
構成され、それぞれアナログ・スイッチを有する。
【００２１】直交キャリアＳ１１により、上記ｃｏｓ平
衡変調器４Ａとｓｉｎ平衡変調器４Ｂのアナログ・スイ
ッチを切り換え、ＤＳＢ変調信号Ｓ１２を出力するよう
になっている。
衡変調器４Ａとｓｉｎ平衡変調器４Ｂのアナログ・スイ
ッチを切り換え、ＤＳＢ変調信号Ｓ１２を出力するよう
になっている。
【００２２】このような２相発生回路３と直交変調器４
を有する図３の回路において、先ず、単相商用交流電源
１からの実効値１００Ｖ、周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ
の交流信号Ｓ１は、ＡＣノイズ・フィルタ２により、電
源側からのノイズ電圧や、２相発生回路３等のシステム
側からのリーク高周波成分が減衰され、２相発生回路３
と、各種タイミング信号発生回路１０と、逓倍回路８に
分配される。
を有する図３の回路において、先ず、単相商用交流電源
１からの実効値１００Ｖ、周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ
の交流信号Ｓ１は、ＡＣノイズ・フィルタ２により、電
源側からのノイズ電圧や、２相発生回路３等のシステム
側からのリーク高周波成分が減衰され、２相発生回路３
と、各種タイミング信号発生回路１０と、逓倍回路８に
分配される。
【００２３】２相発生回路３に入力した交流信号Ｓ１は
（図４（ａ））、全波整流回路３Ａにおいて整流され、
該全波整流回路３Ａからは、整流信号Ｓ２が出力され
（図４（ｂ））次段のｃｏｓパルス・ハイト変調部３Ｂ
とｓｉｎパルス・ハイト変調部３Ｃに入力する。
（図４（ａ））、全波整流回路３Ａにおいて整流され、
該全波整流回路３Ａからは、整流信号Ｓ２が出力され
（図４（ｂ））次段のｃｏｓパルス・ハイト変調部３Ｂ
とｓｉｎパルス・ハイト変調部３Ｃに入力する。
【００２４】一方、余弦係数発生回路３Ｆと正弦係数発
生回路３Ｇからは、図４（ｃ）と図４（ｄ）に示す余弦
係数信号Ｓ３と正弦係数信号Ｓ４が、ＰＷＭ０°のこぎ
り波発生回路３ＤとＰＷＭ９０°のこぎり波発生回路３
Ｅからは、図４（ｅ）に示すのこぎり波のＰＷＭキャリ
アＳ５が、それぞれ出力され、ヒステリシス・コンパレ
ータ３Ｈと３Ｉに入力する。
生回路３Ｇからは、図４（ｃ）と図４（ｄ）に示す余弦
係数信号Ｓ３と正弦係数信号Ｓ４が、ＰＷＭ０°のこぎ
り波発生回路３ＤとＰＷＭ９０°のこぎり波発生回路３
Ｅからは、図４（ｅ）に示すのこぎり波のＰＷＭキャリ
アＳ５が、それぞれ出力され、ヒステリシス・コンパレ
ータ３Ｈと３Ｉに入力する。
【００２５】上記余弦係数信号Ｓ３は（図４（ｃ））、
オフセットしているコタンジェント関数であって、ゼロ
・クロスが−４５°と９０°−４５°のところにあり、
マイナス入力に対して極性が反転する。
オフセットしているコタンジェント関数であって、ゼロ
・クロスが−４５°と９０°−４５°のところにあり、
マイナス入力に対して極性が反転する。
【００２６】また、上記正弦係数信号Ｓ４は（図４
（ｄ））、余弦係数信号Ｓ３と排他的な極性となるコタ
ンジェント関数であって、ゼロ・クロスが４５°と９０
°＋４５°のところにある。
（ｄ））、余弦係数信号Ｓ３と排他的な極性となるコタ
ンジェント関数であって、ゼロ・クロスが４５°と９０
°＋４５°のところにある。
【００２７】ヒステリシス・コンパレータ３Ｈと３Ｉに
おいては、上記余弦係数信号Ｓ３と正弦係数信号Ｓ４
が、ＰＷＭキャリアＳ５を基準としてＰＷＭに変換さ
れ、余弦係数のＰＷＭ波であるＩ−ＰＷＭ−Ｃ信号Ｓ６
と（図４（ｆ））、正弦係数のＰＷＭ波であるＱ−ＰＷ
Ｍ−Ｓ信号Ｓ７が（図４（ｇ））、それぞれ出力され
る。
おいては、上記余弦係数信号Ｓ３と正弦係数信号Ｓ４
が、ＰＷＭキャリアＳ５を基準としてＰＷＭに変換さ
れ、余弦係数のＰＷＭ波であるＩ−ＰＷＭ−Ｃ信号Ｓ６
と（図４（ｆ））、正弦係数のＰＷＭ波であるＱ−ＰＷ
Ｍ−Ｓ信号Ｓ７が（図４（ｇ））、それぞれ出力され
る。
【００２８】上記Ｉ−ＰＷＭ−Ｃ信号Ｓ６とＱ−ＰＷＭ
−Ｓ信号Ｓ７は、各ドライバ回路３Ｊと３Ｋを介して、
ｃｏｓパルス・ハイト変調部３Ｂとｓｉｎパルス・ハイ
ト変調部３Ｃにそれぞれ入力する。
−Ｓ信号Ｓ７は、各ドライバ回路３Ｊと３Ｋを介して、
ｃｏｓパルス・ハイト変調部３Ｂとｓｉｎパルス・ハイ
ト変調部３Ｃにそれぞれ入力する。
【００２９】これにより、上記Ｉ−ＰＷＭ−Ｃ信号Ｓ６
とＱ−ＰＷＭ−Ｓ信号Ｓ７が、全波整流信号Ｓ２（図４
（ｂ））によりパルス・ハイト変調され、図４（ｈ）と
図４（ｉ）に示すｃｏｓパルス・ハイト変調信号Ｓ８と
ｓｉｎパルス・ハイト変調信号Ｓ９が出力され、フィル
タ３Ｌと３Ｍを通すことにより、図４（ｊ）に示す互い
に９０°ずれた直交ＡＣ信号Ｓ１０、即ち、２相交流信
号Ｓ１０が出力される。
とＱ−ＰＷＭ−Ｓ信号Ｓ７が、全波整流信号Ｓ２（図４
（ｂ））によりパルス・ハイト変調され、図４（ｈ）と
図４（ｉ）に示すｃｏｓパルス・ハイト変調信号Ｓ８と
ｓｉｎパルス・ハイト変調信号Ｓ９が出力され、フィル
タ３Ｌと３Ｍを通すことにより、図４（ｊ）に示す互い
に９０°ずれた直交ＡＣ信号Ｓ１０、即ち、２相交流信
号Ｓ１０が出力される。
【００３０】上記２相交流信号Ｓ１０は（図４
（ｊ））、直交変調器４を構成するｃｏｓ平衡変調器４
Ａとｓｉｎ平衡変調器４Ｂに入力し、直交キャリアＳ１
１（図４（ｋ））が変調されて、ＤＳＢ変調信号Ｓ１２
が出力される（図４（ｌ））。
（ｊ））、直交変調器４を構成するｃｏｓ平衡変調器４
Ａとｓｉｎ平衡変調器４Ｂに入力し、直交キャリアＳ１
１（図４（ｋ））が変調されて、ＤＳＢ変調信号Ｓ１２
が出力される（図４（ｌ））。
【００３１】上記ＤＳＢ変調信号Ｓ１２は、次段の加算
器兼絶縁トランス４５Ｃに入力して、加算され、かつ変
圧されてＳＳＢ変調信号Ｓ１３が出力される（図４
（ｍ））。
器兼絶縁トランス４５Ｃに入力して、加算され、かつ変
圧されてＳＳＢ変調信号Ｓ１３が出力される（図４
（ｍ））。
【００３２】即ち、ＤＳＢ変調信号Ｓ１２は、既述した
ように、両側波であり、この直交ＤＳＢ変調信号Ｓ１２
を加算することにより、いずれか一方の下側波（＝ｃｏ
ｓ（ωc ｔ−ωb ｔ））、又は上側波（＝ｓｉｎ（ωc
ｔ＋ωb ｔ））から成るＳＳＢ変調信号Ｓ１３が出力さ
れる。
ように、両側波であり、この直交ＤＳＢ変調信号Ｓ１２
を加算することにより、いずれか一方の下側波（＝ｃｏ
ｓ（ωc ｔ−ωb ｔ））、又は上側波（＝ｓｉｎ（ωc
ｔ＋ωb ｔ））から成るＳＳＢ変調信号Ｓ１３が出力さ
れる。
【００３３】上記ＳＳＢ変調信号Ｓ１３を全波整流回路
６により整流して（図４（ｎ））、平滑回路７を通せ
ば、図４（ｏ）に示すような、直流出力信号Ｓ１５が得
られる。
６により整流して（図４（ｎ））、平滑回路７を通せ
ば、図４（ｏ）に示すような、直流出力信号Ｓ１５が得
られる。
【００３４】この場合、図３に示す直流誤差アンプ１２
Ｃと、ホト・カプラ１２Ｂと、光電変換回路１２Ａから
構成された安定化回路１２の制御信号Ｓ１６は、余弦係
数発生回路３Ｆと正弦係数発生回路３Ｇに入力すること
により、余弦係数信号Ｓ３と正弦係数信号Ｓ４のゲイン
が可変となるように制御され、直流出力信号Ｓ１５の安
定化が図られている。余弦係数及び正弦係数のゲインを
上げると、図１０（ｂ）と図１０（ｃ）に示すように、
係数振幅リミッタと全波整流のゼロ付近が重なって２相
交流直交出力にグリッジが発生するが（図１０
（ｄ））、平滑コンデンサの容量を大きめに設定する
と、簡単に解決できる。
Ｃと、ホト・カプラ１２Ｂと、光電変換回路１２Ａから
構成された安定化回路１２の制御信号Ｓ１６は、余弦係
数発生回路３Ｆと正弦係数発生回路３Ｇに入力すること
により、余弦係数信号Ｓ３と正弦係数信号Ｓ４のゲイン
が可変となるように制御され、直流出力信号Ｓ１５の安
定化が図られている。余弦係数及び正弦係数のゲインを
上げると、図１０（ｂ）と図１０（ｃ）に示すように、
係数振幅リミッタと全波整流のゼロ付近が重なって２相
交流直交出力にグリッジが発生するが（図１０
（ｄ））、平滑コンデンサの容量を大きめに設定する
と、簡単に解決できる。
【００３５】図６は、図３の２相交流信号Ｓ１０から全
波整流回路３Ａを除いた回路である。全波整流回路３Ａ
がないと、アナログ・スイッチは、双方向電流を流さな
ければならず、その場合の余弦係数、正弦係数は、極性
反転のないオフセット付きコタンジェント波形となる。
波整流回路３Ａを除いた回路である。全波整流回路３Ａ
がないと、アナログ・スイッチは、双方向電流を流さな
ければならず、その場合の余弦係数、正弦係数は、極性
反転のないオフセット付きコタンジェント波形となる。
【００３６】しかし、全波整流回路３Ａを用いた場合、
単相交流信号Ｓ１（図４（ａ））の極性によってオフセ
ット付きコタンジェント波形が極性反転されている（図
４（ｂ）、図４（ｃ））。
単相交流信号Ｓ１（図４（ａ））の極性によってオフセ
ット付きコタンジェント波形が極性反転されている（図
４（ｂ）、図４（ｃ））。
【００３７】図７は、逓倍回路８の実施形態を示す図で
ある。
ある。
【００３８】図７（Ａ）は、参照符号Ｂ１を１ブロック
としたものであって、単相交流信号（図７（Ｂ）の
（ａ））を初段で矩形波にし（図７（Ｂ）の（ｂ））、
積分して（図７（Ｂ）の（ｃ））、再度矩形波にし（図
７（Ｂ）の（ｄ））、元の矩形波（図７（Ｂ）の
（ｂ））と積分後の矩形波（図７（Ｂ）の（ｄ））との
ＥＸ−ＯＲをとる。
としたものであって、単相交流信号（図７（Ｂ）の
（ａ））を初段で矩形波にし（図７（Ｂ）の（ｂ））、
積分して（図７（Ｂ）の（ｃ））、再度矩形波にし（図
７（Ｂ）の（ｄ））、元の矩形波（図７（Ｂ）の
（ｂ））と積分後の矩形波（図７（Ｂ）の（ｄ））との
ＥＸ−ＯＲをとる。
【００３９】これにより、元の信号（図７（Ｂ）の
（ｂ））の２倍の周波数の信号がＥＸ−ＯＲから出力さ
れる（図７（Ｂ）の（ｅ））。
（ｂ））の２倍の周波数の信号がＥＸ−ＯＲから出力さ
れる（図７（Ｂ）の（ｅ））。
【００４０】即ち、図７（Ａ）の回路において、段数を
ｎとすれば、出力周波数は、元の信号の周波数の２n 倍
である。
ｎとすれば、出力周波数は、元の信号の周波数の２n 倍
である。
【００４１】図８は、逓倍回路８の他の実施形態を示す
図である。
図である。
【００４２】図８（Ａ）は、参照符号Ｂ２を１ブロック
としたものであって、単相交流信号（図８（Ｂ）の
（ａ））を矩形波に変換し（図８（Ｂ）の（ｂ））、積
分して（（図８（Ｂ）の（ｃ））、再度矩形波に変換
後、再度積分すれば、９０°位相のずれた三角波が準備
できる。
としたものであって、単相交流信号（図８（Ｂ）の
（ａ））を矩形波に変換し（図８（Ｂ）の（ｂ））、積
分して（（図８（Ｂ）の（ｃ））、再度矩形波に変換
後、再度積分すれば、９０°位相のずれた三角波が準備
できる。
【００４３】その後段に、縦続型ＡＤコンバータのアナ
ログ部のようにカスケード接続する。
ログ部のようにカスケード接続する。
【００４４】尚、上述した本発明の回路は、ノン・リニ
アな関数が加わらずに動作するので、力率改善回路が自
動的に実現される。
アな関数が加わらずに動作するので、力率改善回路が自
動的に実現される。
【００４５】
【表１】
【００４６】
【発明の効果】上記のとおり、本発明によれば、高周波
電源装置を、商用交流電源電圧を有する単相交流信号を
入力して２相交流信号を発生する２相発生回路３と、２
相交流信号を入力してＳＳＢ変調信号を出力する直交変
調器４と、該ＳＳＢ変調信号を変圧する絶縁トランス５
と、変圧後のＳＳＢ変調信号を整流して直流出力信号を
出力する整流回路６から構成したことにより、スペクト
ラム変換動作を伴うＳＳＢ変調技術を用いることによ
り、小型化、ＩＣ化が可能であり、しかも力率が改善さ
れた高周波電源装置を提供するという技術的効果を奏す
ることとなった。
電源装置を、商用交流電源電圧を有する単相交流信号を
入力して２相交流信号を発生する２相発生回路３と、２
相交流信号を入力してＳＳＢ変調信号を出力する直交変
調器４と、該ＳＳＢ変調信号を変圧する絶縁トランス５
と、変圧後のＳＳＢ変調信号を整流して直流出力信号を
出力する整流回路６から構成したことにより、スペクト
ラム変換動作を伴うＳＳＢ変調技術を用いることによ
り、小型化、ＩＣ化が可能であり、しかも力率が改善さ
れた高周波電源装置を提供するという技術的効果を奏す
ることとなった。
【００４７】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理図である。
【図２】本発明の回路構成図である。
【図３】図２の詳細図である。
【図４】本発明の波形図である。
【図５】本発明を構成する２相発生回路の変形例を示す
図である。
図である。
【図６】本発明を構成する直交変調器の詳細図である。
【図７】本発明を構成する逓倍回路の実施形態を示す図
である。
である。
【図８】本発明を構成する逓倍回路の他の実施形態を示
す図である。
す図である。
【図９】コンデンサ入力型平滑回路の動作説明図であ
る。
る。
【図１０】余弦係数と正弦係数の振幅制限の影響を説明
する図である。
する図である。
１ 単相商用交流電源 ２ ＡＣノイズ・フィルタ ３ ２相発生回路 ４ 直交変調器 ５ 絶縁トランス ６ 整流回路 ７ 平滑回路 ８ 逓倍回路 ９ ＰＬＬ回路 １０ 各種タイミング信号発生回路 １１ 直交キャリア発生回路１１ １２ 安定化回路
Claims (3)
- 【請求項１】 商用交流電源電圧を有する単相交流信号
を２相発生回路３に入力して２相の交流信号を出力する
と共に、該２相交流信号を直交変調器４に入力して、Ｓ
ＳＢ変調信号を出力し、絶縁トランス５で変圧後、整流
回路６を介して所定の電圧の直流信号を得るようにした
ことを特徴とする高周波電源装置。 - 【請求項２】 上記２相発生回路３が、全波整流回路３
Ａと、ｃｏｓパルス・ハイト変調部３Ｂと、ｓｉｎパル
ス・ハイト変調部３Ｃから構成され、余弦係数と正弦係
数のＰＷＭ信号を上記単相交流信号の全波整流信号によ
りパルス・ハイト変調することにより、直交２相交流信
号が出力される請求項１記載の高周波電源装置。 - 【請求項３】 上記整流回路６の後段に、平滑回路７を
介して安定化回路１２が設けられ、該安定化回路１２
が、上記２相発生回路３を構成する余弦係数発生回路３
Ｆと正弦係数発生回路３Ｇを制御する請求項１記載の高
周波電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18681996A JPH10341573A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 高周波電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18681996A JPH10341573A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 高周波電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10341573A true JPH10341573A (ja) | 1998-12-22 |
Family
ID=16195163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18681996A Pending JPH10341573A (ja) | 1996-06-27 | 1996-06-27 | 高周波電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10341573A (ja) |
-
1996
- 1996-06-27 JP JP18681996A patent/JPH10341573A/ja active Pending
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