JPH104680A - DC / DC converter device - Google Patents
DC / DC converter deviceInfo
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- JPH104680A JPH104680A JP8154318A JP15431896A JPH104680A JP H104680 A JPH104680 A JP H104680A JP 8154318 A JP8154318 A JP 8154318A JP 15431896 A JP15431896 A JP 15431896A JP H104680 A JPH104680 A JP H104680A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は直流・直流間の変
換を行うＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関するものであ
り、特に、電気メッキやアルマイト処理に用いる低電
圧、大電流（１０〜５０Ｖ、５００〜２０，０００Ａ程
度）用の大容量ＤＣ／ＤＣコンバータ装置、高電圧（数
ＫＶ）出力用ＤＣ／ＤＣコンバータ装置、更には、高周
波で運転する高周波ＤＣ／ＤＣコンバータ装置に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC / DC converter for converting between direct current and direct current, and more particularly to a low voltage, large current (10 to 50 V, 500 to 20 V) used for electroplating or alumite treatment. The present invention relates to a large-capacity DC / DC converter for high-frequency (several KV) output, and a high-frequency DC / DC converter operating at a high frequency.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４８は従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装
置を示す回路図であり、１〜４は第１〜第４のスイッチ
ング素子であり、フル・ブリッジ接続して直流電源５に
接続され、直流電力を交流電力に変換する。６〜９は第
１〜第４のスイッチング素子１〜４それぞれに並列接続
された第１〜第４のフライホイル・ダイオードであり、
以上によりインバーター部分を構成する。2. Description of the Related Art FIG. 48 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter device. Reference numerals 1 to 4 denote first to fourth switching elements which are connected to a DC power supply 5 by full bridge connection. Converts DC power to AC power. Reference numerals 6 to 9 denote first to fourth flywheel diodes connected in parallel to the first to fourth switching elements 1 to 4, respectively.
The inverter part is configured as described above.
【０００３】１２は２次側センタータップ付きの変圧器
であり、１０は変圧器１２内に含まれるリーケージ・イ
ンダクタンス、１１は変圧器１２内に含まれる巻線等の
抵抗を示す。１３、１４は変圧器１２の２次巻線の両端
側に接続された第１、第２の整流用ダイオード、１５、
１６は抵抗とコンデンサとを直列接続して構成されたス
ナバ回路であり、第１、第２の整流用ダイオードに並列
に接続されている。１７は平滑のための直流インダクタ
ンスであり、以上で整流回路部を構成している。１８は
負荷抵抗である。[0003] Reference numeral 12 denotes a transformer having a center tap on the secondary side. Reference numeral 10 denotes a leakage inductance included in the transformer 12, and reference numeral 11 denotes a resistance of a winding and the like included in the transformer 12. 13, 14 are first and second rectifying diodes connected to both ends of the secondary winding of the transformer 12, 15,
Reference numeral 16 denotes a snubber circuit configured by connecting a resistor and a capacitor in series, and is connected in parallel to the first and second rectifying diodes. Reference numeral 17 denotes a DC inductance for smoothing, which constitutes a rectifier circuit section. 18 is a load resistance.
【０００４】次に動作について説明する。図４９に示す
ように第１と第４のスイッチング素子１、４そして第２
と第３のスイッチング素子２、３はそれぞれ同時にオン
／オフするものとする。まず、第１、第４のスイッチン
グ素子１、４がオンになると図４８の矢印で示すように
電流が流れる。この期間に直流インダクタンス１７に、
１／２・Ｉ2Ｌのエネルギーが蓄積される。ただし、Ｉ
は直流インダクタンス１７に流れる電流、Ｌは直流イン
ダクタンス１７のインダクタンス値である。Next, the operation will be described. As shown in FIG. 49, the first and fourth switching elements 1, 4 and the second
And the third switching elements 2 and 3 are simultaneously turned on / off. First, when the first and fourth switching elements 1 and 4 are turned on, a current flows as shown by arrows in FIG. During this period, the DC inductance 17
1/2 ・ I 2 L of energy is stored. Where I
Is a current flowing through the DC inductance 17, and L is an inductance value of the DC inductance 17.
【０００５】第１、第４のスイッチング素子１、４がオ
フになると、直流インダクタンス１７に蓄えられたエネ
ルギーは、第２、第３のスイッチング素子がオンするま
でのデッドタイムの間に、図５０に示すように、第１、
第２の整流用ダイオード１３、１４に二分して流れ、放
電される。この時の変圧器１２の２次側ａ−ｂ間の電位
は、ａ−ｃ間とｃ−ｂ間で逆方向に等電圧で加わるの
で、零となる。When the first and fourth switching elements 1 and 4 are turned off, the energy stored in the DC inductance 17 is supplied during the dead time until the second and third switching elements are turned on. As shown in the first,
It flows into the second rectifier diodes 13 and 14 in two parts, and is discharged. At this time, the potential between the secondary sides a and b of the transformer 12 is equal to zero in the opposite direction between a and c and between c and b, and thus becomes zero.
【０００６】第２、第３のスイッチング素子２、３がオ
ンになると図５１の矢印で示すように電流が流れ、第１
の整流用ダイオード１３には変圧器１２の２次側ａ−ｂ
間の電圧が逆方向に加わる。図５０に示す直流インダク
タンス１７の放電が完了して第１の整流用ダイオード１
３がオフする前に、第２、第３のスイッチング素子２、
３がオンになり、第１の整流用ダイオード１３は順方向
導通状態から逆方向電圧が印加されたことになって、キ
ャリア蓄積効果により、第１の整流用ダイオード１３が
いわば筒抜け状態となるため、第１の整流用ダイオード
１３内部のキャリアが消滅するまでの間、過渡的に大き
な逆方向電流Ｉｒｒが流れる。この電流は、変圧器１２
を介して第２の整流用ダイオード１４の順方向電流にも
重畳して流れる。第１の整流用ダイオード１３の逆回復
（キャリアの消滅）期間を過ぎると、図５２に示すよう
に第１の整流用ダイオード１３はオフとなり、直流イン
ダクタンス１７には第２の整流用ダイオード１４からの
順方向電流により、段落０００４で説明したのと同様
に、エネルギーが蓄えられる。When the second and third switching elements 2 and 3 are turned on, a current flows as shown by arrows in FIG.
Of the transformer 12 on the secondary side ab
The voltage between them is applied in the opposite direction. When the discharge of the DC inductance 17 shown in FIG.
Before the switching off of the second and third switching elements 2,
3 is turned on, the reverse voltage is applied to the first rectifier diode 13 from the forward conduction state, and the first rectifier diode 13 is in a cylinder-free state due to the carrier accumulation effect. Until the carriers inside the first rectifying diode 13 disappear, a large reverse current Irr flows transiently. This current is applied to the transformer 12
Flows also in the forward direction of the second rectifier diode 14 via When the reverse recovery (carrier disappearance) period of the first rectifier diode 13 has passed, the first rectifier diode 13 is turned off as shown in FIG. Energy is stored in the same manner as described in the paragraph 0004.
【０００７】そして、第２、第３のスイッチング素子
２、３がオフになると、図５３に示すように、直流イン
ダクタンス１７の放電が始まり、次に図５４に示すよう
に第１、第４のスイッチング素子１、４がオンになった
瞬間、第２の整流用ダイオード１４に対して逆方向電圧
が印加され、段落０００６で説明したのと同様に、第２
の整流用ダイオード１４には大きな逆方向電流Ｉｒｒが
流れる。第２の整流用ダイオード１４のキャリアが消滅
し、オフになると、再び図４８に示すように電流が流
れ、以降、上述の動作を繰り返す。When the second and third switching elements 2 and 3 are turned off, the discharge of the DC inductance 17 starts as shown in FIG. 53, and then the first and fourth switching elements as shown in FIG. At the moment when the switching elements 1 and 4 are turned on, a reverse voltage is applied to the second rectifier diode 14, and the second voltage is applied to the second rectifier diode 14 as described in the paragraph 0006.
A large reverse current Irr flows through the rectifying diode 14. When the carriers of the second rectifying diode 14 disappear and turn off, a current flows again as shown in FIG. 48, and thereafter, the above operation is repeated.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】従来のＤＣ／ＤＣコン
バータ装置は、以上のように構成され、動作するので、
整流用ダイオードを流れる電流はスイッチングの際、非
常に大きな逆方向電流傾斜ｄｉ／ｄｔを持ち、変圧器の
リーケージ・インダクタンスによって非常に大きなサー
ジ電圧が発生する。また、逆方向電流Ｉｒｒも大きくな
るのでこの大きな電圧と電流によって大きなスイッチン
グ損失を発生し、高周波化に不利となる。この電圧を低
く抑制するには、スナバ回路内のコンデンサの容量を大
きくすればよいが、増した容量に比例してこのスナバ回
路内の抵抗による損失電力が増すという問題が生じる。
逆に、スナバ回路内のコンデンサの容量が不十分であれ
ば、高逆耐圧の電力用ダイオードや超高速逆回復特性を
持った電力用ダイオードを採用する必要があり、大幅な
コスト高を招くことになる。また、特に超高速逆回復特
性を持つダイオードは一般的に順方向電圧ＶＦが高いた
めに、ダイオード内における順方向損失も増し、したが
って冷却面でも不利である。The conventional DC / DC converter device is constructed and operates as described above.
During switching, the current flowing through the rectifying diode has a very large reverse current slope di / dt, and a very large surge voltage is generated by the leakage inductance of the transformer. In addition, since the reverse current Irr also increases, a large switching loss occurs due to the large voltage and current, which is disadvantageous for increasing the frequency. This voltage can be suppressed by increasing the capacitance of the capacitor in the snubber circuit. However, there is a problem that the power loss due to the resistance in the snubber circuit increases in proportion to the increased capacitance.
Conversely, if the capacitance of the capacitor in the snubber circuit is insufficient, it is necessary to use a power diode with a high reverse withstand voltage or a power diode with ultra-high-speed reverse recovery characteristics, resulting in a significant increase in cost. become. Further, in particular, a diode having an ultra-fast reverse recovery characteristic generally has a high forward voltage VF, so that a forward loss in the diode also increases, which is disadvantageous in terms of cooling.
【０００９】インバーター部においてスイッチング素子
がオンになると同時に、整流用ダイオードの定常電流分
と逆方向電流分の二つが流れる（例えば、図５１におけ
る整流用ダイオード１４の動作状態参照）ので、非常に
大きなスイッチング損失（オン損失）が発生する。また
上記により電磁波障害が発生するという問題もあった。
なお、変圧器のリーケージ・インダクタンスを大きくす
れば、流れる電流の電流傾斜ｄｉ／ｄｔが抑制され、上
記の問題に対しては有効であるが、反面、システムの高
周波運転と小型化をすることが難しくなる。At the same time when the switching element is turned on in the inverter section, two currents, namely, a steady current and a reverse current of the rectifier diode, flow (for example, see the operation state of the rectifier diode 14 in FIG. 51), so that it is very large. Switching loss (ON loss) occurs. In addition, there is also a problem that electromagnetic wave interference occurs due to the above.
If the leakage inductance of the transformer is increased, the current gradient di / dt of the flowing current is suppressed, which is effective for the above-mentioned problem. However, on the other hand, high-frequency operation and downsizing of the system can be achieved. It becomes difficult.
【００１０】この発明は、以上のような問題を解決する
ためになされたものであり、整流用ダイオード等の整流
器、およびスナバ回路内で発生する電力損失を抑制し、
また、サージ電圧を抑制して一般的な大電力用ダイオー
ドなどの使用を可能にし、また、整流用ダイオード等の
素子におけるスイッチング損失を低減して、システムの
高周波運転と小型化が出来るＤＣ／ＤＣコンバータ装置
を得ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and suppresses a power loss occurring in a rectifier such as a rectifier diode and a snubber circuit.
In addition, DC / DC that suppresses surge voltage to enable use of a general high-power diode and the like, and that reduces switching loss in elements such as a rectifier diode and enables high-frequency operation and miniaturization of the system. It is intended to obtain a converter device.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】この発明に係るＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ装置は、第１〜第４のスイッチング素子
と、第１、第３のスイッチング素子の一端に陽極が接続
された第１、第３のフライホイル・ダイオードと、第
２、第４のスイッチング素子の一端に陰極が接続された
第２、第４のフライホイル・ダイオードと、第１、第２
のスイッチング素子の一端間に接続された第１の変圧器
と、第３、第４のスイッチング素子の一端間に接続され
た第２の変圧器と、第１、第２の変圧器に接続された第
１、第２の整流器とを備え、第１、第３のスイッチング
素子の他端と第２、第４のフライホイル・ダイオードの
陽極とを直流電源の陽極に接続するとともに、第２、第
４のスイッチング素子の他端と第１、第３のフライホイ
ル・ダイオードの陰極とを直流電極の陰極に接続するも
のである。A DC / D according to the present invention
The C converter device comprises: first to fourth switching elements; first and third flywheel diodes each having an anode connected to one end of the first and third switching elements; and second and fourth switching elements. Second and fourth flywheel diodes each having a cathode connected to one end of the element;
A first transformer connected between one ends of the switching elements, a second transformer connected between one ends of the third and fourth switching elements, and a first transformer connected to the first and second transformers. First and second rectifiers, and the other ends of the first and third switching elements and the anodes of the second and fourth flywheel diodes are connected to the anode of the DC power supply. The other end of the fourth switching element and the cathodes of the first and third flywheel diodes are connected to the cathode of a DC electrode.
【００１２】また、第１〜第８のスイッチング素子と、
これらと並列接続された第１〜第８のフライホイル・ダ
イオードとを備え、第１、第３、第５、第７のフライホ
イル・ダイオードの陰極と第２、第４、第６、第８のフ
ライホイル・ダイオードの陽極とを接続するとともに、
第１、第３のフライホール・ダイオードの陰極間に接続
された第１の変圧器と、第５、第７のフライホイル・ダ
イオードの陰極間に接続された第２の変圧器と、第１、
第２の変圧器に接続された第１、第２の整流器を備え、
第１、第３、第５、第７のフライホイル・ダイオードの
陽極を直流電源の陽極に接続するとともに、第２、第
４、第６、第８のフライホイル・ダイオードの陰極を直
流電源の陰極に接続するものである。Also, first to eighth switching elements,
These are provided with first to eighth flywheel diodes connected in parallel therewith, the cathodes of the first, third, fifth and seventh flywheel diodes and the second, fourth, sixth and eighth cathodes. And the anode of the flywheel diode
A first transformer connected between the cathodes of the first and third flyhole diodes, a second transformer connected between the cathodes of the fifth and seventh flywheel diodes, and a first transformer connected between the cathodes of the fifth and seventh flywheel diodes. ,
First and second rectifiers connected to a second transformer,
The anodes of the first, third, fifth, and seventh flywheel diodes are connected to the anode of the DC power supply, and the cathodes of the second, fourth, sixth, and eighth flywheel diodes are connected to the DC power supply. It is connected to the cathode.
【００１３】さらに、第１、第２の変圧器の１次巻線に
直列にリアクトルを接続したものである。さらに、第
１、第２の整流器は逆並列接続された整流能力を持つス
イッチング素子としたものである。Furthermore, a reactor is connected in series to the primary winding of the first and second transformers. Further, the first and second rectifiers are switching elements having a rectification ability connected in anti-parallel.
【００１４】さらに、出力端子を平行平板で構成すると
ともに、第１、第２の変圧器の鉄心脚を平行に配置して
両鉄心脚の対向面から出力端子を引き出し、かつ、第
１、第２の整流器を第１、第２の変圧器と一体的に配置
したものである。また、出力端子を平行平板で構成する
とともに、第１、第２の変圧器の鉄心脚を平行に配置し
て両鉄心脚の対向面から出力端子を引き出し、かつ、第
１、第２の整流器を第１、第２の変圧器の２次巻線の途
中に接続したものである。さらに、第１、第２の整流器
を複数の整流素子で構成するとともに、第１、第２の変
圧器の２次巻線を、電流の方向に沿った切り込みを有す
る導体板で構成し、切り込みにより分割されたそれぞれ
の部分に整流素子を接続したものである。Further, the output terminal is constituted by a parallel plate, and the core legs of the first and second transformers are arranged in parallel to draw out the output terminal from the opposing surfaces of the two core legs. The second rectifier is integrated with the first and second transformers. Further, the output terminal is constituted by a parallel plate, and the iron legs of the first and second transformers are arranged in parallel to draw out the output terminal from the opposing surfaces of both iron legs, and the first and second rectifiers are provided. Are connected in the middle of the secondary windings of the first and second transformers. Further, the first and second rectifiers are constituted by a plurality of rectifier elements, and the secondary windings of the first and second transformers are constituted by conductor plates having cuts along the direction of current, and the cuts are formed. A rectifying element is connected to each of the parts divided by.
【００１５】[0015]
実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１であるＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ装置を示す回路図であり、図におい
て、５は直流電源、１〜４は第１〜第４のスイッチング
素子（図ではＩＧＢＴを示すが、これらはパワーＦＥ
Ｔ、ＧＴＯ等であってもよい）、７、６、９、８は第１
〜第４のスイッチング素子１〜４にそれぞれ直列に接続
された第１〜第４のフライホイル・ダイオードであり、
第１、第３のスイッチング素子１、３の一端に第１、第
３のフライホイル・ダイオード７、９の陽極が接続点
Ｂ、Ｄで接続され、第２、第４のスイッチング素子２、
４の一端に第２、第４のフライホイル・ダイオード６、
８の陰極が接続点Ｃ、Ｅで接続されている。そして、第
１、第３のスイッチング素子１、３の他端と第２、第４
のフライホイル・ダイオード６、８の陽極とが接続点Ａ
で一括して直流電源５の陽極に接続されるとともに、第
２、第４のスイッチング素子２、４の他端と第１、第３
のフライホイル・ダイオード７、９の陰極とが接続点Ｆ
で一括して直流電源５の陰極に接続されている。第１〜
第４のスイッチング素子１〜４、および第１〜第４のフ
ライホイル・ダイオード７、６、９、８でインバーター
部を構成する。Embodiment 1 FIG. FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a C / DC converter device, in which 5 is a DC power supply, 1-4 are first to fourth switching elements (IGBTs are shown in the figure, but these are power FEs.
T, GTO, etc.), 7, 6, 9, 8 are the first
First to fourth flywheel diodes connected in series to the fourth to fourth switching elements 1 to 4, respectively.
The anodes of the first and third flywheel diodes 7, 9 are connected to one ends of the first and third switching elements 1, 3 at connection points B and D, respectively, and the second and fourth switching elements 2,
A fourth and fourth flywheel diode 6 at one end of
Eight cathodes are connected at connection points C and E. The other ends of the first and third switching elements 1 and 3 and the second and fourth switching elements
The connection point A is connected to the anodes of the flywheel diodes 6, 8
And the other end of the second and fourth switching elements 2 and 4 and the first and third switching elements
The connection point F is connected to the cathodes of the flywheel diodes 7, 9
Are collectively connected to the cathode of the DC power supply 5. First to first
The fourth switching elements 1 to 4 and the first to fourth flywheel diodes 7, 6, 9, 8 constitute an inverter unit.
【００１６】２０、２１は互いに電磁的に独立した第
１、第２の変圧器であり、第１の変圧器２０の１次巻線
８２が接続点Ｂ、Ｃ間に接続され、第２の変圧器２１の
１次巻線８３が接続点Ｄ、Ｅ間に接続されている。２
２、２３は第１、第２の変圧器２０、２１のリーケージ
・インダクタンスを、また２４、２５は第１、第２の変
圧器２０、２１に含まれる巻線等の抵抗を示す。Reference numerals 20 and 21 denote first and second transformers which are electromagnetically independent of each other, and a primary winding 82 of the first transformer 20 is connected between connection points B and C, A primary winding 83 of the transformer 21 is connected between the connection points D and E. 2
Reference numerals 2 and 23 denote leakage inductances of the first and second transformers 20 and 21, and reference numerals 24 and 25 denote resistances of windings and the like included in the first and second transformers 20 and 21.
【００１７】１３、１４は第１、第２の整流器としての
第１、第２の整流用ダイオードであり、それぞれ第１、
第２の変圧器２０、２１の２次巻線７２、７３に直列に
接続されている。１５、１６は抵抗とコンデンサを直列
に接続してなるスナバ回路であり、それぞれ第１、第２
の整流用ダイオード１３、１４に並列に接続されてい
る。１８は負荷抵抗であり、第１、第２の整流用ダイオ
ード１３、１４の出力端が並列となって負荷抵抗１８に
接続されている。１７は平滑用に負荷抵抗１８に直列に
設けられた直流インダクタンスまたは回路中に寄生する
直流インダクタンスである。第１、第２の整流用ダイオ
ード１３、１４、スナバ回路１５、１６、直流インダク
タンス１７で整流回路部を構成する。Reference numerals 13 and 14 denote first and second rectifier diodes as first and second rectifiers, respectively.
It is connected in series to the secondary windings 72, 73 of the second transformers 20, 21. Reference numerals 15 and 16 denote snubber circuits formed by connecting a resistor and a capacitor in series.
Are connected in parallel to the rectifying diodes 13 and 14. Reference numeral 18 denotes a load resistor, and output terminals of the first and second rectifying diodes 13 and 14 are connected to the load resistor 18 in parallel. Reference numeral 17 denotes a DC inductance provided in series with the load resistor 18 for smoothing, or a DC inductance parasitic in the circuit. The first and second rectifying diodes 13 and 14, the snubber circuits 15 and 16, and the DC inductance 17 constitute a rectifying circuit unit.
【００１８】次に動作について説明する。第１〜第４の
スイッチング素子１〜４は図２に示すタイミングでオン
／オフするものとする。まず、時刻ｔがｔ０≦ｔ＜ｔ１
では、第１のスイッチング素子１だけがオンとなってい
るので回路中には電流が流れない。時刻ｔ１≦ｔ＜ｔ２
で、第１のスイッチング素子１に加えて第２のスイッチ
ング素子２がオンとなるので第１の変圧器２０が励磁さ
れて、図３の矢印で示すように各部に電流が流れる（以
後、電流を矢印により示す）。この期間に直流インダク
タンス１７には、１／２・Ｉ2Ｌのエネルギーが蓄えら
れる。ただし、Ｉは直流インダクタンス１７に流れる電
流、Ｌは直流インダクタンス１７のインダクタンス値で
ある。Next, the operation will be described. The first to fourth switching elements 1 to 4 are turned on / off at the timing shown in FIG. First, the time t is t0 ≦ t <t1
Therefore, no current flows in the circuit because only the first switching element 1 is turned on. Time t1 ≦ t <t2
Then, since the second switching element 2 is turned on in addition to the first switching element 1, the first transformer 20 is excited, and a current flows to each part as indicated by an arrow in FIG. Are indicated by arrows). During this period, 1/2直流 I 2 L of energy is stored in the DC inductance 17. Here, I is a current flowing through the DC inductance 17, and L is an inductance value of the DC inductance 17.
【００１９】時刻ｔ２≦ｔ＜ｔ３では、第２のスイッチ
ング素子２がオフとなり（第１のスイッチング素子１は
引き続きオンのままである）、直流インダクタンス１７
に蓄えられたエネルギーの放電が始まり、第１の変圧器
２０の２次側に図４のように電流が流れる。これによ
り、その１次側には第２のフライホイル・ダイオード６
から第１のスイッチング素子１を経由した電流が流れる
（このようにフライホイル・ダイオードを経由して環流
する電流を、以後「フライホイル電流」と称する）。第
３、第４のスイッチング素子３、４がともにオフである
ので第２の変圧器２１には電流が流れない。At time t2 ≦ t <t3, the second switching element 2 is turned off (the first switching element 1 remains on), and the DC inductance 17
The discharge of the energy stored in the first transformer 20 starts, and a current flows on the secondary side of the first transformer 20 as shown in FIG. Thereby, the second flywheel diode 6 is provided on the primary side.
Flows through the first switching element 1 (the current circulating through the flywheel diode in this manner is hereinafter referred to as “flywheel current”). Since the third and fourth switching elements 3 and 4 are both off, no current flows through the second transformer 21.
【００２０】時刻ｔ３≦ｔ＜ｔ４で、第３のスイッチン
グ素子３がオンになる。この期間、第１、第３のスイッ
チング素子１、３がオンになっているので、それによ
り、直流インダクタンス１７に蓄えられたエネルギーの
放電は図５に示すように二分される。すなわち、第１、
第２の変圧器２０、２１の２次側で電流が二分して流れ
るとともに、１次側でも第２のフライホイル・ダイオー
ド６と第１のスイッチング素子１とを経由する回路、お
よび第４のフライホイル・ダイオード８と第３のスイッ
チング素子３とを経由する回路に、フライホイル電流が
二分して流れる。At time t3 ≦ t <t4, the third switching element 3 is turned on. During this period, since the first and third switching elements 1 and 3 are turned on, the discharge of the energy stored in the DC inductance 17 is divided into two as shown in FIG. That is, first,
A current flows on the secondary side of the second transformers 20 and 21 in two parts, and also on the primary side passes through the second flywheel diode 6 and the first switching element 1; A flywheel current flows into a circuit passing through the flywheel diode 8 and the third switching element 3 in two ways.
【００２１】時刻ｔ４≦ｔ＜ｔ５で、第１のスイッチン
グ素子１がオフになると、直流インダクタンス１７に蓄
えられていたエネルギーの放電と、１次側のフライホイ
ル電流は、図６の実線矢印で示すように、全て第２の変
圧器２１側に流れる。そしてこの時、第１の変圧器２０
の励磁インダクタンスの持つエネルギーが、同図破線矢
印で示すように、第２の変圧器２１の２次巻線と第２の
整流用ダイオード１４を経由して、第１の整流用ダイオ
ード１３に逆方向に放電され、第１の整流用ダイオード
１３はキャリア消滅まで電流が流れてオフとなる。第１
の整流用ダイオード１３がオフになることによって、第
１の変圧器の励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、
この励磁エネルギーは、図７の破線矢印で示すように、
１次側から第１、第２のフライホイル・ダイオード７、
６を経由して直流電源５に回生され、第１の変圧器２０
は元の状態に戻る（リセットされる）。When the first switching element 1 is turned off at time t4 ≦ t <t5, the discharge of the energy stored in the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side are indicated by solid arrows in FIG. As shown, all the current flows to the second transformer 21 side. At this time, the first transformer 20
As shown by the dashed arrow in the figure, the energy of the exciting inductance of the first rectifier diode 13 is transmitted through the secondary winding of the second transformer 21 and the second rectifier diode 14 to the first rectifier diode 13. The first rectifying diode 13 is turned off by passing current until the carrier disappears. First
Is turned off, the discharge route of the excitation energy of the first transformer disappears,
As shown by the dashed arrow in FIG.
From the primary side, first and second flywheel diodes 7,
6 is regenerated by the DC power supply 5 via the first transformer 20.
Returns to its original state (is reset).
【００２２】時刻ｔ５≦ｔ＜ｔ６で、第４のスイッチン
グ素子４がオンになり、図８に示すように第２の変圧器
２１が励磁されて、第２の整流用ダイオード１４に電流
が流れ、直流インダクタンス１７にエネルギーが蓄えら
れる。時刻ｔ６≦ｔ＜ｔ７で、第４のスイッチング素子
４がオフになり、直流インダクタンス１７に蓄えられて
いたエネルギーの放電と、第２の変圧器２１の１次側で
のフライホイル電流が図９のように流れる。時刻ｔ７≦
ｔ＜ｔ８で第１のスイッチング素子１がオンになり、直
流インダクタンス１７のエネルギーの放電と、１次側の
フライホイル電流は、図１０に示すように二分して流れ
る。At time t5 ≦ t <t6, the fourth switching element 4 is turned on, the second transformer 21 is excited as shown in FIG. 8, and a current flows through the second rectifying diode 14. , Energy is stored in the DC inductance 17. At time t6 ≦ t <t7, the fourth switching element 4 is turned off, and the discharge of the energy stored in the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side of the second transformer 21 are reduced as shown in FIG. Flows like Time t7 ≦
At t <t8, the first switching element 1 is turned on, and the discharge of the energy of the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side flow in two as shown in FIG.
【００２３】時刻ｔ８≦ｔ＜ｔ９で、第３のスイッチン
グ素子３がオフになり、直流インダクタンス１７のエネ
ルギーの放電と、１次側のフライホイル電流は、図１１
の実線矢印で示すように全て第１の変圧器２０側に流れ
る。この時、第２の変圧器２１の励磁インダクタンスに
蓄えられた励磁エネルギーは、段落００２１で述べたの
と同様に、図１１の破線矢印で示すように第１の変圧器
２０の２次巻線と第１の整流用ダイオード１３を経由し
て、第２の整流用ダイオード１４に逆方向に放電され、
第２の整流用ダイオード１４はオフとなる。第２の整流
用ダイオード１４がオフになると、第２の変圧器２１の
励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、この励磁エネ
ルギーは、図１２の破線矢印で示すように、第３、第４
のフライホイル・ダイオード９、８を経由して直流電源
５に回生され、第２の変圧器２１は元の状態に戻る。At time t8 ≦ t <t9, the third switching element 3 is turned off, and the discharge of the energy of the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side are as shown in FIG.
All flow to the first transformer 20 side as shown by the solid line arrow. At this time, the excitation energy stored in the excitation inductance of the second transformer 21 is, as described in the paragraph 0021, the secondary winding of the first transformer 20 as shown by a broken arrow in FIG. Through the first rectifying diode 13 and discharged to the second rectifying diode 14 in the reverse direction,
The second rectifying diode 14 is turned off. When the second rectifying diode 14 is turned off, there is no discharge route of the excitation energy of the second transformer 21, and the excitation energy is reduced to the third and fourth levels as shown by the broken arrows in FIG.
Is regenerated to the DC power supply 5 through the flywheel diodes 9 and 8, and the second transformer 21 returns to the original state.
【００２４】以上がこの回路の動作の１周期分に当た
り、以後はｔ１〜ｔ９の動作を繰り返す。図１３は第
１、第２の整流用ダイオード１３、１４に流れる電流を
示したものであり、負荷抵抗１８には二つの電流を合成
したものが流れる。このように１次側のインバータ部を
制御することによって転流を任意に制御することができ
る。The above corresponds to one cycle of the operation of this circuit, and thereafter, the operations from t1 to t9 are repeated. FIG. 13 shows the current flowing through the first and second rectifying diodes 13 and 14, and a combined current flows through the load resistor 18. The commutation can be arbitrarily controlled by controlling the primary-side inverter in this way.
【００２５】図６において、第１の整流用ダイオード１
３の逆回復特性について見てみる。段落００２１で述べ
たように、この期間では第１の変圧器２０の励磁インダ
クタンスの持つ励磁エネルギーが、第２の変圧器２１の
２次巻線と第２の整流用ダイオード１４が経由して、第
１の整流用ダイオード１３に逆方向に放電される。この
時、第１の整流用ダイオード１３には多量のキャリアが
あるため、これが消滅するまでの期間、大きな逆方向電
流が流れる。この逆方向電流の時間積分値を「逆回復電
荷Ｑｒｒ」というが、これは使用する大電力用ダイオー
ドによって、大方、決まっており、カタログ・データ等
からもその数値を得ることができる。In FIG. 6, the first rectifying diode 1
Let's look at the reverse recovery characteristic of No. 3. As described in the paragraph 0021, in this period, the excitation energy of the excitation inductance of the first transformer 20 passes through the secondary winding of the second transformer 21 and the second rectifying diode 14, The first rectifier diode 13 is discharged in the reverse direction. At this time, since the first rectifier diode 13 has a large amount of carriers, a large reverse current flows until the carriers disappear. The time integration value of this reverse current is called "reverse recovery charge Qrr", which is largely determined by the high power diode used, and can be obtained from catalog data and the like.
【００２６】逆回復に必要な時間、「逆回復時間ｔｒ
ｒ」は逆回復電荷Ｑｒｒと逆回復電流Ｉｒｒから求める
ことが出来る。この実施の形態の回路における逆回復電
流Ｉｒｒは、第１の変圧器２０の励磁電流の２次換算値
に相当し、また、逆回復電荷Ｑｒｒが決まっているか
ら、逆回復時間ｔｒｒが求められる。回路の動作の半周
期分からこの逆回復時間ｔｒｒを引いた残りの時間をス
イッチングの「最大オン期間」とすることができる（実
際は、整流用ダイオードの温度変化等の影響を考えて、
逆回復時間ｔｒｒおよびスイッチング期間には十分な余
裕を見込んだ設定が必要であるが）ので、最大オン期間
設定後、残り時間を逆回復時間ｔｒｒに当てればよい。The time required for reverse recovery, "reverse recovery time tr
“r” can be obtained from the reverse recovery charge Qrr and the reverse recovery current Irr. The reverse recovery current Irr in the circuit of this embodiment corresponds to a secondary conversion value of the exciting current of the first transformer 20, and since the reverse recovery charge Qrr is determined, the reverse recovery time trr is obtained. . The remaining time obtained by subtracting the reverse recovery time trr from the half cycle of the operation of the circuit can be used as the “maximum ON period” of switching (actually, considering the influence of temperature change of the rectifying diode,
Although the reverse recovery time trr and the switching period need to be set with a sufficient margin), the remaining time may be used as the reverse recovery time trr after setting the maximum ON period.
【００２７】逆回復電流Ｉｒｒは、第１の変圧器２０の
設計・製作過程においてその励磁特性を調整することに
より、適切な値に調整することができ、また、回路中の
寄生インダクタンスを含む変圧器のリーケージ・インダ
クタンスＬ１を小さくすることにより、第１の整流用ダ
イオードに生じるスイッチング損失１／２・Ｉｒｒ2・
Ｌ１を小さくすることができ、第１の整流用ダイオード
１３に並列に接続されたスナバ回路１５内の抵抗に生じ
る電力損失の低減にもつながる。スナバ回路１５をなく
すこともできる。また図１１において、第２の変圧器２
１、第２の整流用ダイオード１４、およびそれに並列に
接続されたスナバ回路１６についても、上述と同様のこ
とが言える。The reverse recovery current Irr can be adjusted to an appropriate value by adjusting its excitation characteristics in the process of designing and manufacturing the first transformer 20, and the reverse recovery current Irr can be adjusted to a value including a parasitic inductance in the circuit. By reducing the leakage inductance L1 of the rectifier, the switching loss 1 / 2.Irr 2.
L1 can be reduced, which leads to a reduction in power loss generated in the resistance in the snubber circuit 15 connected in parallel with the first rectifier diode 13. The snubber circuit 15 can be eliminated. In FIG. 11, the second transformer 2
The same can be said for the first and second rectifying diodes 14 and the snubber circuit 16 connected in parallel thereto.
【００２８】実施の形態２．この発明の実施の形態２
は、前述の実施の形態１と同じ回路に対して異なる制御
を行うものである。図１４に各スイッチング素子のオン
／オフのタイミングを示す。時刻ｔ０≦ｔ＜ｔ７までは
実施の形態１と同様であるので説明を省略する（図１、
３〜９参照）。時刻ｔ７≦ｔ＜ｔ８で、第２のスイッチ
ング素子２がオンになり、直流インダクタンス１７のエ
ネルギーの放電と、１次側のフライホイル電流は、図１
５に示すように二分して流れる。１次側において、実施
の形態１では図１０のように第２、第４のフライホイル
・ダイオード６、８側に分流するのに対し、この実施の
形態では第１、第４のフライホイル・ダイオード７、８
側に分流する。Embodiment 2 Embodiment 2 of the present invention
Performs different control on the same circuit as in the first embodiment. FIG. 14 shows ON / OFF timing of each switching element. The operation up to time t0 ≦ t <t7 is the same as that of the first embodiment, and therefore the description is omitted (FIG. 1,
3-9). At time t7 ≦ t <t8, the second switching element 2 is turned on, and the discharge of the energy of the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side are reduced as shown in FIG.
As shown in FIG. On the primary side, in the first embodiment, the current is divided into the second and fourth flywheel diodes 6 and 8 as shown in FIG. 10, whereas in this embodiment, the first and fourth flywheel diodes are divided. Diode 7, 8
Divide to the side.
【００２９】時刻ｔ８≦ｔ＜ｔ９で、第３のスイッチン
グ素子３がオフになり、直流インダクタンス１７のエネ
ルギーの放電と１次側のフライホイル電流は、図１６の
実線矢印で示すように全て第１の変圧器２０側に流れ
る。この時、第２の変圧器２１の励磁インダクタンスに
蓄えられた励磁エネルギーは、破線矢印で示すように第
１の変圧器２０の２次巻線と第１の整流用ダイオード１
３を経由して、第２の整流用ダイオード１４に逆方向に
放電され、第２の整流用ダイオード１４はオフとなる。
第２の整流用ダイオード１４がオフになると、第２の変
圧器２１の励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、こ
の励磁エネルギーは、第３、第４のフライホイル・ダイ
オード９、８を経由して直流電源５に回生され、第２の
変圧器２１は元の状態に戻る。At time t8 ≦ t <t9, the third switching element 3 is turned off, and the discharge of the energy of the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side are all in the form of a solid arrow as shown in FIG. 1 flows to the side of the transformer 20. At this time, the exciting energy stored in the exciting inductance of the second transformer 21 depends on the secondary winding of the first transformer 20 and the first rectifying diode 1 as shown by the broken arrow.
3, the second rectifier diode 14 is discharged in the reverse direction to the second rectifier diode 14, and the second rectifier diode 14 is turned off.
When the second rectifying diode 14 is turned off, there is no discharge route of the exciting energy of the second transformer 21, and the exciting energy is supplied to the direct current via the third and fourth flywheel diodes 9 and 8. Regenerated by the power supply 5, the second transformer 21 returns to the original state.
【００３０】時刻ｔ９≦ｔ＜ｔ１０では、第１のスイッ
チング素子１がオンになり、時刻ｔ１≦ｔ＜ｔ２と同じ
動作をするので説明を省略する（図３参照）。時刻ｔ１
０≦ｔ＜ｔ１１で、第１のスイッチング素子１がオフに
なり、直流インダクタンス１７に蓄えられたエネルギー
が、図１７のように第１の整流用ダイオード１３を経由
して流れ、１次側では第１のフライホイル・ダイオード
７を経由して流れる。時刻ｔ１１≦ｔ＜ｔ１２で、第４
のスイッチング素子４がオンになり、直流インダクタン
ス１７のエネルギーは、図１８のように第１、第２の変
圧器２０、２１に分流し、１次側では第１、第３のフラ
イホイル・ダイオード７、９に分流する。At time t9.ltoreq.t <t10, the first switching element 1 is turned on, and the same operation as at time t1.ltoreq.t <t2 is performed, so that the description is omitted (see FIG. 3). Time t1
At 0 ≦ t <t11, the first switching element 1 is turned off, and the energy stored in the DC inductance 17 flows through the first rectifying diode 13 as shown in FIG. It flows via the first flywheel diode 7. At time t11 ≦ t <t12, the fourth
18 is turned on, the energy of the DC inductance 17 is shunted to the first and second transformers 20 and 21 as shown in FIG. 18, and the first and third flywheel diodes are divided on the primary side. Divide into 7 and 9.
【００３１】時刻ｔ１２≦ｔ＜ｔ１３で、第２のスイッ
チング素子２がオフになり、直流インダクタンス１７の
エネルギーの放電と１次側のフライホイル電流は、図１
９の実線矢印で示すように全て第２の変圧器２１側に流
れる。この時、第１の変圧器２０の励磁エネルギーは破
線矢印で示すように放電され、第１の整流用ダイオード
１３に逆方向に流れて、第１の整流用ダイオード１３は
オフになる。第１の整流用ダイオード１３がオフになる
と、第１の変圧器２０の励磁エネルギーの放電ルートが
無くなり、この励磁エネルギーは、第１、第２のフライ
ホイル・ダイオード７、６を経由して直流電源５に回生
され、第１の変圧器２０は元の状態に戻る。At time t12 ≦ t <t13, the second switching element 2 is turned off, and the discharge of the energy of the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side are as shown in FIG.
All flow to the second transformer 21 side as indicated by the solid arrow 9. At this time, the excitation energy of the first transformer 20 is discharged as shown by the dashed arrow, flows to the first rectifier diode 13 in the reverse direction, and the first rectifier diode 13 is turned off. When the first rectifier diode 13 is turned off, the discharge route of the excitation energy of the first transformer 20 disappears, and the excitation energy is supplied to the DC power via the first and second flywheel diodes 7 and 6. Regenerated by the power supply 5, the first transformer 20 returns to the original state.
【００３２】時刻ｔ１３≦ｔ＜ｔ１４では、第３のスイ
ッチング素子３がオンになり、時刻ｔ５≦ｔ＜ｔ６と同
じ動作をするので説明を省略する（図８参照）。時刻ｔ
１４≦ｔ＜ｔ１５で、第３のスイッチング素子３がオフ
になり、直流インダクタンス１７のエネルギーは、図２
０に示すように第２の整流用ダイオード１４を経由して
流れ、１次側では第３のフライホイル・ダイオード９を
経由して流れる。時刻ｔ１５≦ｔ＜ｔ１６で、第１のス
イッチング素子１がオンになり、直流インダクタンス１
７のエネルギーは図２１に示すように第１、第２の変圧
器２０、２１に分流する。At time t13 ≦ t <t14, the third switching element 3 is turned on, and the same operation as at time t5 ≦ t <t6 is performed, so that the description is omitted (see FIG. 8). Time t
At 14 ≦ t <t15, the third switching element 3 is turned off, and the energy of the DC inductance 17 is as shown in FIG.
As shown at 0, the current flows through the second rectifying diode 14 and on the primary side flows through the third flywheel diode 9. At time t15 ≦ t <t16, the first switching element 1 is turned on, and the DC inductance 1
The energy of 7 is shunted to the first and second transformers 20, 21 as shown in FIG.
【００３３】時刻ｔ１６≦ｔ＜ｔ１７で、第４のスイッ
チング素子４がオフになり、直流インダクタンス１７の
エネルギーの放電と１次側のフライホイル電流は、図２
２の実線矢印で示すように全て第１の変圧器２０側に流
れる。第２の変圧器２１の励磁エネルギーは破線矢印で
示すように放電され、第２の整流用ダイオード１４に逆
方向に流れて、第２の整流用ダイオード１４はオフにな
る。第２の整流用ダイオード１４がオフになると、第２
の変圧器２１の励磁エネルギーの放電ルートが無くな
り、第３、第４のフライホイル・ダイオード９、８を経
由して直流電源５に回生され、第２の変圧器２１は元の
状態に戻る。At time t16 ≦ t <t17, the fourth switching element 4 is turned off, and the discharge of the energy of the DC inductance 17 and the flywheel current on the primary side are as shown in FIG.
All flow to the first transformer 20 side as indicated by the solid line arrow 2. The exciting energy of the second transformer 21 is discharged as shown by the dashed arrow, flows to the second rectifying diode 14 in the opposite direction, and the second rectifying diode 14 is turned off. When the second rectifying diode 14 is turned off, the second
The discharge route of the excitation energy of the transformer 21 disappears, and the transformer 21 is regenerated to the DC power supply 5 via the third and fourth flywheel diodes 9 and 8, and the second transformer 21 returns to the original state.
【００３４】以上が１周期分の動作に当たり、以後はｔ
１〜ｔ１７の動作を繰り返す。この実施の形態では１周
期中のフライホイル電流は、特定のフライホイル・ダイ
オードに偏ることなく、図４〜６、９、１５〜２２に示
すように第１〜第４のフライホイル・ダイオード７、
６、９、８に時間的にばらまかれ、熱的に責務が均等
化、軽減される。The above operation corresponds to one cycle of operation.
The operations from 1 to t17 are repeated. In this embodiment, the flywheel current during one cycle is not biased to a specific flywheel diode, and the first to fourth flywheel diodes 7 as shown in FIGS. ,
6, 9, and 8 are spread in time, and the responsibilities are thermally equalized and reduced.
【００３５】実施の形態３．図２３にこの発明の実施の
形態３における回路図を示す。図１の回路図と比べると
第１の変圧器２０の２次巻線７２と第１の整流用ダイオ
ード１４の接続順序が異なっているのみであり、したが
って図１の回路と同様の電気的動作をする。図２４は、
図２３に示した回路のうちの第１、第２の変圧器２０、
２１と第１、第２の整流用ダイオード１３、１４との構
造を示す断面図であり、図において、７０、７１は第
１、第２の変圧器２０、２１の鉄心脚であり、断面が正
方形ないし長方形に形成され、互いに平行に対向して配
置されている。なお、鉄心脚７０、７１は各１脚ずつ図
示されているが、図示外にも鉄心脚があって磁束が循環
するようになっている。第１、第２の変圧器２０、２１
の２次巻線７２、７３は、平板状の導体を用い、鉄心脚
７０、７１の外周側に巻き付くように形成されている。
なお、この図では第１、第２の変圧器２０、２１の１次
巻線の図示が省略されている。Embodiment 3 FIG. FIG. 23 is a circuit diagram according to Embodiment 3 of the present invention. Compared with the circuit diagram of FIG. 1, only the connection order of the secondary winding 72 of the first transformer 20 and the first rectifying diode 14 is different, and thus the same electrical operation as the circuit of FIG. do. FIG.
The first and second transformers 20 of the circuit shown in FIG.
FIG. 2 is a cross-sectional view showing the structure of the first and second rectifier diodes 13 and 14, in which 70 and 71 are iron legs of the first and second transformers 20 and 21, respectively. They are formed in a square or rectangular shape, and are arranged so as to face each other in parallel. The iron legs 70 and 71 are shown one by one, but there are iron legs outside the illustration so that magnetic flux circulates. First and second transformers 20, 21
The secondary windings 72 and 73 are formed of flat conductors and are formed so as to be wound around the outer peripheral sides of the iron core legs 70 and 71.
In this figure, illustration of the primary windings of the first and second transformers 20 and 21 is omitted.
【００３６】７４は第１、第２の整流用ダイオード１
３、１４を冷却するための冷却板であり、第１、第２の
整流用ダイオード１３、１４は冷却板を介して第１、第
２の変圧器２０、２１と一体になるように配置されてい
る。７５、７６は平行平板で構成されたＰ側、Ｎ側の出
力端子であり、間に絶縁物７７を挟んで、フラット面を
対向させて一体化されている。鉄心脚７０、７１が対向
した面にある２次巻線７２、７３それぞれの一端から、
Ｐ側とＮ側の出力端子７５、７６が引き出された形に接
続されている。第１の整流用ダイオード１３の両端はそ
れぞれ第１の変圧器２０の２次巻線７２の他端とＮ側出
力端子７６とに接続されるとともに、第２の整流用ダイ
オード１４の両端はそれぞれ第２の変圧器２１の２次巻
線７３の他端とＰ側出力端子７５とに接続されている。Reference numeral 74 denotes the first and second rectifying diodes 1.
The first and second rectifying diodes 13 and 14 are arranged so as to be integrated with the first and second transformers 20 and 21 via the cooling plates. ing. Reference numerals 75 and 76 denote P-side and N-side output terminals composed of parallel flat plates, which are integrated with flat surfaces facing each other with an insulator 77 interposed therebetween. From one end of each of the secondary windings 72, 73 on the surface opposite to the iron core legs 70, 71,
The P-side and N-side output terminals 75 and 76 are connected in an extended manner. Both ends of the first rectifier diode 13 are connected to the other end of the secondary winding 72 of the first transformer 20 and the N-side output terminal 76, respectively, and both ends of the second rectifier diode 14 are respectively connected. The other end of the secondary winding 73 of the second transformer 21 and the P-side output terminal 75 are connected.
【００３７】上述の構造を採用することにより、第１、
第２の変圧器２０、２１の２次巻線７２、７３の対向部
からＰ側、Ｎ側の出力端子７５、７６にかけて、導体が
互いに対向配置され、そのためコンデンサと同じ効果が
生じて、出力伝送路のインピーダンスが低くなり、出力
電力に含まれる高調波成分を減少させる。また、第１、
第２の変圧器２０、２１と第１、第２の整流用ダイオー
ド１３、１４との距離が近くなって装置が小型化し、回
路の寄生インダクタンスも小さくなり、それによって第
１、第２の整流用ダイオード１３、１４の逆回復特性に
おける逆回復損失（スイッチング損失）が低減される。
さらに転流に要する時間が短縮し、より高周波のスイッ
チングを行うことができる。なお、図１の回路の場合
も、その回路に合わせて各部を接続することにより、図
２４と同様のコンパクトな構成にすることができる。By adopting the above-described structure, first,
The conductors are arranged to face each other from the opposing portions of the secondary windings 72 and 73 of the second transformers 20 and 21 to the P-side and N-side output terminals 75 and 76, so that the same effect as that of the capacitor occurs, and The impedance of the transmission line is reduced, and harmonic components included in the output power are reduced. First,
The distance between the second transformers 20, 21 and the first and second rectifying diodes 13, 14 is short, so that the device is reduced in size and the parasitic inductance of the circuit is also reduced, whereby the first and second rectifiers are reduced. Recovery loss (switching loss) in the reverse recovery characteristics of the diodes 13 and 14 is reduced.
Furthermore, the time required for commutation can be reduced, and higher-frequency switching can be performed. In the case of the circuit of FIG. 1 as well, a compact configuration similar to that of FIG. 24 can be obtained by connecting the respective units according to the circuit.
【００３８】実施の形態４．図２５はこの発明の実施の
形態４を示す回路図であり、図において、５、１７、１
８、２０〜２５は実施の形態１の場合と同様であるので
説明を省略する。３０〜３７は第１〜第８のスイッチン
グ素子、３８〜４５は第１〜第８のスイッチング素子と
並列接続された第１〜第８のフライホイル・ダイオード
であり、これらでフル・ブリッジ・インバーターを２回
路構成している。すなわち、第１、第３、第５、第７の
フライホイル・ダイオード３８、４０、４２、４４の陰
極側と、第２、第４、第６、第８のフライホイル・ダイ
オード３９、４１、４３、４５の陽極側とをそれぞれ接
続するとともに、第１、第３、第５、第７のフライホイ
ル・ダイオード３８、４０、４２、４４の陽極側を一括
して直流電源５の陽極に接続し、第２、第４、第６、第
８のフライホイル・ダイオード３９、４１、４３、４５
の陰極側を一括して直流電源５の陰極に接続し、そし
て、第１と第３のフライホイル・ダイオード３８、４０
の両陰極側間に第１の変圧器２０の１次巻線８２を接続
し、第５と第７のフライホイル・ダイオード４２、４４
の両陰極側間に第２の変圧器２１の１次巻線８３を接続
している。Embodiment 4 FIG. FIG. 25 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
8 and 20 to 25 are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted. Reference numerals 30 to 37 denote first to eighth switching elements, and 38 to 45 denote first to eighth flywheel diodes connected in parallel with the first to eighth switching elements. These are full-bridge inverters. Are configured in two circuits. That is, the cathode sides of the first, third, fifth, and seventh flywheel diodes 38, 40, 42, 44 and the second, fourth, sixth, and eighth flywheel diodes 39, 41, The anodes of the first, third, fifth, and seventh flywheel diodes 38, 40, 42, and 44 are collectively connected to the anode of the DC power supply 5 while the anodes of the first and third flywheel diodes are connected together. And second, fourth, sixth, and eighth flywheel diodes 39, 41, 43, and 45.
Are connected together to the cathode of the DC power supply 5, and the first and third flywheel diodes 38, 40
The primary winding 82 of the first transformer 20 is connected between the two cathode sides of the first and second terminals, and the fifth and seventh flywheel diodes 42 and 44 are connected.
The primary winding 83 of the second transformer 21 is connected between the two cathodes.
【００３９】４６〜４８は整流能力を持つスイッチング
素子としての第１〜第４のサイリスタであり、第１、第
３のサイリスタ４６、４８が逆並列接続されて第１の整
流器を構成し、第１の変圧器２０の２次巻線７２に接続
されるとともに、第２、第４のサイリスタ４７、４９が
逆並列接続されて第２の整流器を構成し、第２の変圧器
２１の２次巻線７３に接続されている。そしてこれらの
出力側は並列になって負荷抵抗１８に接続されている。Reference numerals 46 to 48 denote first to fourth thyristors as switching elements having a rectifying capability. The first and third thyristors 46 and 48 are connected in anti-parallel to form a first rectifier. The first and second thyristors 47 and 49 are connected in anti-parallel to the secondary winding 72 of the first transformer 20 to form a second rectifier. It is connected to the winding 73. These outputs are connected in parallel to a load resistor 18.
【００４０】動作について説明する。まず、第１、第４
のスイッチング素子３０、３３がオンになり、これに同
期して第１のサイリスタ４６をオンにすると、図２５に
示すように電流が流れ、直流インダクタンス１７にエネ
ルギーが蓄えられる。第４のスイッチング素子３３をオ
フにすると、図２６に示すように直流インダクタンス１
７からの放電が始まる。次に第５のスイッチング素子３
４がオンになり、同期して第２のサイリスタ４７をオン
にすると、図２７のように１次側、２次側に流れていた
電流はともに二分される。The operation will be described. First, first, fourth
When the first thyristor 46 is turned on in synchronization with this, the current flows as shown in FIG. 25, and energy is stored in the DC inductance 17. When the fourth switching element 33 is turned off, as shown in FIG.
The discharge from 7 starts. Next, the fifth switching element 3
When the second thyristor 47 is turned on synchronously with the second thyristor 47, the currents flowing on the primary side and the secondary side are both divided as shown in FIG.
【００４１】第１のスイッチング素子３０がオフになる
と、１次側、２次側に流れていた電流は、図２８の実線
矢印で示すように全て第２の変圧器２１側に流れる。こ
の時、第１の変圧器２０の励磁エネルギーが破線矢印で
示すように放電されて、第１のサイリスタ４６はターン
・オフする。第１のサイリスタ４６がオフすると、第１
の変圧器２０の励磁エネルギーは、図２９の破線矢印の
ように直流電源５に回生され、第１の変圧器２０は元の
状態に戻る。When the first switching element 30 is turned off, all the current flowing to the primary side and the secondary side flows to the second transformer 21 as shown by the solid line arrow in FIG. At this time, the excitation energy of the first transformer 20 is discharged as shown by the dashed arrow, and the first thyristor 46 is turned off. When the first thyristor 46 is turned off, the first
The excitation energy of the transformer 20 is regenerated to the DC power supply 5 as shown by the dashed arrow in FIG. 29, and the first transformer 20 returns to the original state.
【００４２】以上が動作の半周期分であり、もう一方に
対しても動作（第５、第８のスイッチング素子４２、４
５を通じて直流電源５から第２の変圧器２１に電圧を印
加する動作とこれに続く動作）を行い、これを繰り返す
ことで、負荷抵抗１８に対して正方向出力の電力伝送が
出来る。The above is the half cycle of the operation, and the operation is performed on the other half (the fifth and eighth switching elements 42, 4).
5, an operation of applying a voltage from the DC power supply 5 to the second transformer 21 and an operation subsequent thereto are performed, and by repeating these operations, power can be transmitted to the load resistor 18 in the positive direction.
【００４３】次に負方向の電力伝送を行う動作について
説明する。まず、第２、第３のスイッチング素子３１、
３２がオンになり、同期して第３のサイリスタ４８をオ
ンにすると、図３０のように電流が流れ、直流インダク
タンス１７にエネルギーが蓄えられる。第２のスイッチ
ング素子３１をオフにすると、図３１のように直流イン
ダクタンス１７からの放電が始まる。次に第７のスイッ
チング素子３６がオンになり、同期して第４のサイリス
タ４９をオンにすると、図３２のように電流が二分され
る。Next, an operation for performing power transmission in the negative direction will be described. First, the second and third switching elements 31,
When the third thyristor 48 is turned on synchronously with the third thyristor 48, a current flows as shown in FIG. 30 and energy is stored in the DC inductance 17. When the second switching element 31 is turned off, discharge from the DC inductance 17 starts as shown in FIG. Next, when the seventh switching element 36 is turned on and the fourth thyristor 49 is turned on in synchronization, the current is divided into two as shown in FIG.
【００４４】第３のスイッチング素子３２がオフになる
と、１次、２次側に流れていた電流は、図３３の実線矢
印のように第２の変圧器２１側に流れる。第１の変圧器
２０の励磁エネルギーが破線矢印のように放電されて第
３のサイリスタ４８はターン・オフする。すると、第１
の変圧器２０の励磁エネルギーは図３４の破線矢印のよ
うに直流電源５に回生され、第１の変圧器２０は元の状
態に戻る。以上が動作の半周期分であり、もう一方に対
しても動作を行い、これを繰り返すことで、負荷抵抗１
８に対して負方向出力の電力伝送が出来る。When the third switching element 32 is turned off, the current flowing on the primary and secondary sides flows to the second transformer 21 as shown by the solid line arrow in FIG. The exciting energy of the first transformer 20 is discharged as shown by the dashed arrow, and the third thyristor 48 is turned off. Then, the first
The excitation energy of the transformer 20 is regenerated to the DC power supply 5 as shown by the dashed arrow in FIG. 34, and the first transformer 20 returns to the original state. The above is the half cycle of the operation, and the operation is performed for the other half.
8 can be transmitted in the negative direction.
【００４５】さらに、正または負のいずれか一方の電力
伝送だけではなく、段落００３８〜００４２で説明した
動作と段落００４３、００４４で説明した動作とを所望
の時間で交互に繰り返すことにより、例えば図３５に示
すような正負両方向出力の電力伝送を行うことができ
る。このような出力は、特に光沢メッキや、電解脱脂・
剥離等に利用されるＰＲメッキに対して非常に有効であ
る。なお、この実施の形態においても、段落００２５〜
００２７に説明したのと同様の効果を有する。Furthermore, in addition to either positive or negative power transmission, the operation described in paragraphs 0038 to 0042 and the operation described in paragraphs 0043 and 0044 are alternately repeated at a desired time, for example, as shown in FIG. As shown in FIG. 35, power transmission of both positive and negative outputs can be performed. Such an output is especially bright plating, electrolytic degreasing,
It is very effective for PR plating used for peeling and the like. Note that also in this embodiment, paragraphs 0025 to 0025
It has the same effect as described in 0027.
【００４６】実施の形態５．図３６はこの発明の実施の
形態５を示す回路図であり、図において、５、１３〜１
８、２０〜２５は実施の形態１の場合と同様であるので
説明を省略する。５０〜５３は第１〜第４のスイッチン
グ素子、５４、５５、５８、５９、５６、６０は第１〜
第６のフライホイル・ダイオードであり、第１、第３の
スイッチング素子５０、５２の一端に第１、第３のフラ
イホイル・ダイオード５４、５８の陽極が接続点Ｂ、Ｄ
で接続され、第２、第４のスイッチング素子５１、５３
の一端に第２、第４のフライホイル・ダイオード５５、
５９の陰極が接続点Ｃ、Ｅで接続されている。そして第
１、第３のスイッチング素子５０、５２の他端と第２、
第４のフライホイル５５、５９の陰極とが接続点Ａで一
括して直流電源５の陽極に接続されるとともに、第２、
第４のスイッチング素子５１、５３の他端と第１、第３
のフライホイル・ダイオード５４、５８の陰極とが接続
点Ｆで一括して直流電源５の陰極に接続されている。Embodiment 5 FIG. FIG. 36 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
8 and 20 to 25 are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted. 50 to 53 are first to fourth switching elements, 54, 55, 58, 59, 56, and 60 are first to fourth switching elements.
The sixth flywheel diode has anodes of first and third flywheel diodes 54 and 58 at one ends of the first and third switching elements 50 and 52, respectively.
And the second and fourth switching elements 51 and 53
At one end of the second and fourth flywheel diodes 55,
Fifty-nine cathodes are connected at nodes C and E. The other ends of the first and third switching elements 50 and 52 are connected to the second and third switching elements 50 and 52.
The cathodes of the fourth flywheels 55 and 59 are collectively connected to the anode of the DC power supply 5 at the connection point A.
The other ends of the fourth switching elements 51, 53 and the first, third
And the cathodes of the flywheel diodes 54 and 58 are collectively connected to the cathode of the DC power supply 5 at a connection point F.
【００４７】６２、６３は第１、第２のリアクトルであ
り、第１の変圧器２０の１次巻線８２と第１のリアクト
ル６２とが直列に接続点Ｂ、Ｃ間に接続されるととも
に、第２の変圧器２１の１次巻線８３と第２のリアクト
ル６３とが直列に接続点Ｄ、Ｅ間に接続されている。第
５、第６のフライホイル・ダイオード５６、６０には大
電力用ダイオードが用いられ、第５のフライホイル・ダ
イオード５６が第１の変圧器２０の１次巻線８２と第１
のリアクトル６２との接続点および接続点Ａの間に接続
され、第６のフライホイル・ダイオード６０は第２の変
圧器２１の１次巻線８３と第２のリアクトル６３との接
続点および接続点Ａの間に接続されている。Reference numerals 62 and 63 denote first and second reactors, respectively. A primary winding 82 of the first transformer 20 and the first reactor 62 are connected in series between connection points B and C. The primary winding 83 of the second transformer 21 and the second reactor 63 are connected in series between the connection points D and E. High power diodes are used for the fifth and sixth flywheel diodes 56 and 60, and the fifth flywheel diode 56 is connected to the primary winding 82 of the first transformer 20 and the first
The sixth flywheel diode 60 is connected between the connection point to the reactor 62 and the connection point A, and the connection point and the connection between the primary winding 83 of the second transformer 21 and the second reactor 63. It is connected between points A.
【００４８】６４、６６は第５のフライホイル・ダイオ
ード５６に対するスナバ回路用のコンデンサと抵抗であ
り、互いの接続点と第５のフライホイル・ダイオード５
６の陰極との間にダイオード５７が接続されている。６
５、６７は第６のフライホイル・ダイオード６０に対す
るスナバ回路用のコンデンサと抵抗であり、互いの接続
点と第６のフライホイル・ダイオード６０の陰極との間
にダイオード６１が接続されている。Numerals 64 and 66 denote a capacitor and a resistor for the snubber circuit for the fifth flywheel diode 56, and a connection point between them and the fifth flywheel diode 5
The diode 57 is connected between the negative electrode of the transistor 6 and the negative electrode of the transistor 6. 6
Reference numerals 5 and 67 denote capacitors and resistors for the snubber circuit for the sixth flywheel diode 60. The diode 61 is connected between the connection point and the cathode of the sixth flywheel diode 60.
【００４９】動作について説明する。まず、第１、第２
のスイッチング素子がオンになり、図３６のように電流
が流れる。次に、この二つのスイッチング素子がオフに
なると、図３７のように電流が流れ、２次側の直流リア
クタンス１７のエネルギーが第１、第２のフライホイル
・ダイオード５４、５５を通じて直流電源５に回生され
る。この時、１次側で第１のリアクトル６２を通るの
で、流れる電流の電流傾斜ｄｉ／ｄｔが抑制され、この
ため、２次側の電流傾斜ｄｉ／ｄｔも抑制される。The operation will be described. First, first and second
Are turned on, and a current flows as shown in FIG. Next, when these two switching elements are turned off, a current flows as shown in FIG. 37, and the energy of the secondary DC reactance 17 is supplied to the DC power supply 5 through the first and second flywheel diodes 54 and 55. Regenerated. At this time, since the primary side passes through the first reactor 62, the current gradient di / dt of the flowing current is suppressed, and therefore, the secondary side current gradient di / dt is also suppressed.
【００５０】第３のスイッチング素子５２がオンになる
と、図３８の実線矢印のように、２次側で第２の変圧器
２１側に転流し、１次側で第６のフライホイル・ダイオ
ード６０を経由して電流が流れる。それとともに第１の
変圧器２０の励磁エネルギーが破線矢印の経路で放電さ
れ、１次側で第１のリアクトル６２を通るので、上述と
同様に電流傾斜ｄｉ／ｄｔが抑制され、第１の整流用ダ
イオード１３に逆方向に印加される励磁エネルギーの２
次換算分の電流のｄｉ／ｄｔも抑制される。このため、
第１の整流用ダイオード１３の逆方向回復電荷Ｑｒｒが
小さくなり、つまりは、逆方向電流Ｉｒｒおよび逆方向
回復時間ｔｒｒが小さくなる。その結果、逆方向損失
（スイッチング損失）が小さくなり、並列に接続された
スナバ回路１５内に生じる電力損失も小さくなる。When the third switching element 52 is turned on, the secondary side commutates to the second transformer 21 side as shown by the solid arrow in FIG. 38, and the sixth flywheel diode 60 on the primary side. The current flows through. At the same time, the excitation energy of the first transformer 20 is discharged along the path indicated by the dashed arrow and passes through the first reactor 62 on the primary side, so that the current gradient di / dt is suppressed and the first rectification is performed as described above. Of the excitation energy applied to the diode 13 in the reverse direction.
Di / dt of the current for the next conversion is also suppressed. For this reason,
The reverse recovery charge Qrr of the first rectifier diode 13 decreases, that is, the reverse current Irr and the reverse recovery time trr decrease. As a result, reverse loss (switching loss) is reduced, and power loss generated in the snubber circuits 15 connected in parallel is also reduced.
【００５１】次に第４のスイッチング素子５３がオンに
なると、図３９の実線矢印のように電力が伝送される。
第６のフライホイル・ダイオード６０には図３８で実線
矢印のように電流が流れてキャリアを蓄積しているの
で、このキャリアが消滅するまでの間、図３９の破線矢
印のように電流が流れるが、第２のリアクトル６３を通
るので、この逆方向電流のｄｉ／ｄｔが抑制され、した
がって上述の第１の整流用ダイオード１３についての説
明と同様に逆方向回復電荷Ｑｒｒが小さく、即ち、逆方
向損失（スイッチング損失）は小さい。第６のフライホ
イル・ダイオード６０の蓄積キャリアが消滅してこれが
オフになると、図４０の破線矢印のように、スナバ用コ
ンデンサ６５に蓄えられたエネルギーがダイオード６１
を経由して放電される。スナバ用コンデンサ６５の放電
が完了すると、図４１のように電力が伝送される。Next, when the fourth switching element 53 is turned on, power is transmitted as shown by the solid arrow in FIG.
Since a current flows through the sixth flywheel diode 60 as shown by a solid line arrow in FIG. 38 and accumulates carriers, a current flows as shown by a broken line arrow in FIG. 39 until the carriers disappear. Pass through the second reactor 63, di / dt of the reverse current is suppressed, and therefore, the reverse recovery charge Qrr is small as in the description of the first rectifying diode 13, that is, Directional loss (switching loss) is small. When the accumulated carriers in the sixth flywheel diode 60 disappear and are turned off, the energy stored in the snubber capacitor 65 is stored in the diode 61 as shown by the dashed arrow in FIG.
Is discharged via When the discharge of the snubber capacitor 65 is completed, power is transmitted as shown in FIG.
【００５２】次に、第３、第４のスイッチング素子５
２、５３が同時にオフになると、図４２のように直流イ
ンダクタンス１７のエネルギーが直流電源５に回生され
る。この時の電流も第２のリアクトル６３を経由するの
で、ｄｉ／ｄｔが抑制され、２次側の第２の整流用ダイ
オード１４に流れる電流のｄｉ／ｄｔも抑制される。Next, the third and fourth switching elements 5
When both 2 and 53 are turned off at the same time, the energy of the DC inductance 17 is regenerated to the DC power supply 5 as shown in FIG. Since the current at this time also passes through the second reactor 63, di / dt is suppressed, and di / dt of the current flowing through the second rectifying diode 14 on the secondary side is also suppressed.
【００５３】第１のスイッチング素子５０がオンになる
と、図４３の実線矢印のように、２次側で直流インダク
タンス１７の放電ルートが第１の変圧器２０側に転流
し、１次側で第５のフライホイル・ダイオード５６を経
由した電流が流れる。それとともに第２の変圧器２１の
励磁エネルギーが破線矢印の経路で放電され、１次側で
第２のリアクトル６３を通るので電流傾斜ｄｉ／ｄｔが
抑制され、第２の整流用ダイオード１４に逆方向に印加
される励磁エネルギーの２次換算分の電流のｄｉ／ｄｔ
も抑制され、逆方向回復電荷Ｑｒｒが小さくなり、した
がって逆方向損失が小さくなり、併せて、スナバ回路１
６内に生じる電力損失も小さくなる。When the first switching element 50 is turned on, the discharge route of the DC inductance 17 is commutated on the secondary side to the first transformer 20 side as indicated by the solid arrow in FIG. 5 flows through the flywheel diode 56. At the same time, the excitation energy of the second transformer 21 is discharged along the path indicated by the broken line arrow and passes through the second reactor 63 on the primary side, so that the current gradient di / dt is suppressed, and the reverse current is applied to the second rectifier diode 14. Di / dt of the current equivalent to the secondary conversion of the excitation energy applied in the direction
Is suppressed, the reverse recovery charge Qrr is reduced, and the reverse loss is reduced.
The power loss occurring in 6 is also reduced.
【００５４】続いて、第２のスイッチング素子５１がオ
ンになると、図４４の実線矢印のように電流が流れ、先
の第６のフライホイル・ダイオード６０について説明と
同様に、第５のフライホイル・ダイオード５６にはキャ
リア蓄積効果により、破線矢印のように電流が流れる
が、第１のリアクトル６２を経由するのでこの電流のｄ
ｉ／ｄｔが抑制され、第５のフライホイル・ダイオード
５６の逆方向電力損失は小さくなる。第５のフライホイ
ル・ダイオード５６がオフになると、スナバ用コンデン
サ６４に蓄えられていたエネルギーが、図４５の破線矢
印のようにダイオード５７を経由して放電される。この
放電が完了すると、図３６に戻って電力を伝送する。以
上の動作を繰り返すことにより、直流電力を伝送する。
なお、実施の形態４の回路に対して、本実施の形態のよ
うに１次巻線８２、８３に直列に第１、第２のリアクト
ル６２、６３を設けても良く、同様の効果がある。Subsequently, when the second switching element 51 is turned on, a current flows as shown by a solid line arrow in FIG. 44, and the fifth flywheel diode 60 is operated similarly to the sixth flywheel diode 60 described above. A current flows through the diode 56 as indicated by a dashed arrow due to the carrier accumulation effect. However, since the current passes through the first reactor 62, the current d
i / dt is suppressed, and the reverse power loss of the fifth flywheel diode 56 is reduced. When the fifth flywheel diode 56 is turned off, the energy stored in the snubber capacitor 64 is discharged via the diode 57 as shown by a broken arrow in FIG. Upon completion of this discharge, the process returns to FIG. 36 to transmit power. By repeating the above operation, DC power is transmitted.
In the circuit of the fourth embodiment, the first and second reactors 62 and 63 may be provided in series with the primary windings 82 and 83 as in the present embodiment, and have the same effect. .
【００５５】実施の形態６．この実施の形態６は、実施
の形態５の回路構成において、２次側を実施の形態４に
示したものに代えた、すなわち整流ダイオードを逆並列
されたサイリスタに代えた回路構成にしたものである。
基本的動作は実施の形態４と同様である。サイリスタは
点弧（オン）する時、まず、ゲート近くから電流の導通
が始まり、次第に導通面積を広げていくが、ターン・オ
ン直後に流れるオン電流の立ち上がりが急峻であると、
ゲート電極に近接した陰極面の局部にオン電流が集中し
て、電流密度・電力密度が過大となり、その部分の温度
が上昇し過ぎる恐れがある。Embodiment 6 FIG. The sixth embodiment differs from the fifth embodiment in that the secondary side is replaced with the one shown in the fourth embodiment, that is, the rectifier diode is replaced with an antiparallel thyristor. is there.
The basic operation is the same as in the fourth embodiment. When the thyristor fires (turns on), the conduction of the current starts near the gate and gradually enlarges the conduction area. However, if the on-current that flows immediately after turn-on rises steeply,
On-current concentrates on a local portion of the cathode surface close to the gate electrode, so that the current density and the power density become excessive, and there is a possibility that the temperature of that portion becomes too high.
【００５６】また、サイリスタは順阻止（オフ）状態
で、陽極−陰極間に急峻な電圧が印加されると静的ブレ
ークオーバー電圧以下でオンになる性質がある。また、
サイリスタ素子の温度が上昇すると、このブレークオー
バー電圧が低くなる。臨界オフ電圧上昇率ｄｖ／ｄｔに
よるターン・オンは、回路の誤動作（例えば、誤点弧に
伴う転流の失敗）、あるいは、ターン・オン直後の順方
向オン電流上昇率ｄｉ／ｄｔによってサイリスタを破壊
する恐れがある。以上のような理由からサイリスタを使
用した整流回路における高周波運転は難しいとされてい
た。Further, the thyristor has a property of being turned on below a static breakover voltage when a steep voltage is applied between the anode and the cathode in a forward blocking (off) state. Also,
When the temperature of the thyristor increases, the breakover voltage decreases. Turn-on by the critical off-voltage rise rate dv / dt may cause the thyristor to malfunction by a circuit malfunction (for example, commutation failure due to false ignition) or by a forward on-current rise rate di / dt immediately after turn-on. There is a risk of destruction. For the reasons described above, it has been considered that high-frequency operation in a rectifier circuit using a thyristor is difficult.
【００５７】この実施の形態のように、実施の形態４と
５を組み合わせた回路ではサイリスタの順方向電流は第
１または第２のリアクトル６２、６３によってそのｄｉ
／ｄｔを抑制することができ、また、オン電圧の上昇率
ｄｖ／ｄｔは、第５、第６のフライホイル・ダイオード
５６、６０に付加されたスナバ回路のコンデンサ６４ま
たは６５の放電によって抑制することが出来る。以上の
ように、正負両方向の出力が出来て、かつ、運転周波数
のより高い、小型の装置が実現出来る。As in the present embodiment, in the circuit in which the fourth and fifth embodiments are combined, the forward current of the thyristor is increased by the first or second reactor 62, 63 to its di.
/ Dt can be suppressed, and the rise rate dv / dt of the ON voltage is suppressed by discharging the capacitor 64 or 65 of the snubber circuit added to the fifth and sixth flywheel diodes 56 and 60. I can do it. As described above, a compact device that can output in both positive and negative directions and has a higher operating frequency can be realized.
【００５８】実施の形態７．この実施の形態は実施の形
態３において、第１、第２の整流用ダイオード１３、１
４の接続位置を変えて、これらを第１、第２の変圧器２
０、２１の２次巻線７２、７３の途中に接続するように
したものであり、図４６はその断面図である。こうする
ことにより、電気的特性を損なうことなく、出力端子７
５、７６の位置に関わりなく第１、第２の整流用ダイオ
ード１３、１４を任意の位置に設けることが出来る。例
えば、メンテナンスを要する第１、第２の整流用ダイオ
ード１３、１４を前面に配置し、出力端子７５、７６を
背面に配置することが出来る。勿論、電気的動作は実施
の形態３の場合と同様である。Embodiment 7 FIG. This embodiment is different from the third embodiment in that the first and second rectifying diodes 13, 1
4 by changing the connection positions of the first and second transformers 2 and 2.
FIG. 46 is a cross-sectional view of a configuration in which the secondary windings 72 and 73 of 0 and 21 are connected in the middle. By doing so, the output terminal 7 can be connected without deteriorating the electrical characteristics.
The first and second rectifying diodes 13 and 14 can be provided at arbitrary positions irrespective of the positions of 5 and 76. For example, the first and second rectifying diodes 13 and 14 requiring maintenance can be arranged on the front surface, and the output terminals 75 and 76 can be arranged on the rear surface. Of course, the electrical operation is the same as in the third embodiment.
【００５９】実施の形態８．図４７は実施の形態８を示
す斜視図であり、実施の形態７において、第１、第２の
整流用ダイオードとして各々複数の整流素子を並列にし
て用いる場合に関するものである。図は第１の変圧器２
０側のみを示す。第１の整流用ダイオード１３を２つの
整流素子６８、６９で構成するとともに、２次巻線７２
の電流の流れる方向に切り込み７８を設け、切り込み７
８により分割されたそれぞれの部分に整流素子６８、６
９を接続したものである。切り込み７８は整流素子６
８、６９を接続する個所の前後両側または片側に設け
る。第２の変圧器２１側も同様にする。こうすることに
より、整流素子６８、６９間の特性のばらつき等による
電流の偏りを軽減することが出来る。基本的な電気的動
作は実施の形態７と同様である。また、整流素子の並列
数は幾つでもよく、その数により切り込みの数を選ぶ。
なお、実施の形態３の場合にも、同様の切り込みを設け
ることができ、上記と同様の効果がある。Embodiment 8 FIG. FIG. 47 is a perspective view showing the eighth embodiment, and relates to the case where a plurality of rectifying elements are used in parallel as the first and second rectifying diodes in the seventh embodiment. The figure shows the first transformer 2
Only the 0 side is shown. The first rectifying diode 13 is composed of two rectifying elements 68 and 69, and the secondary winding 72
The notch 78 is provided in the direction in which the current flows.
The rectifying elements 68, 6
9 are connected. Notch 78 is rectifying element 6
8 and 69 are provided on both front and rear sides or on one side of a connecting point. The same applies to the second transformer 21 side. By doing so, it is possible to reduce current bias due to variations in characteristics between the rectifying elements 68 and 69 and the like. The basic electrical operation is the same as in the seventh embodiment. The number of parallel rectifying elements may be any number, and the number of cuts is selected according to the number.
Note that, in the case of the third embodiment as well, similar cuts can be provided, and the same effects as above can be obtained.
【００６０】[0060]
【発明の効果】この発明は以上のように構成されている
ので、２次側の整流器の正方向電流から、突然、アクテ
ィブな（電源電圧の印加による）逆方向電流を印加する
ことがないため、従来の装置で発生していた、スイッチ
ング素子が切り替わったときに流れる非常に大きなスパ
イク状の電流を流さず、従ってスイッチング素子や整流
器に生じる損失、およびノイズを低減することができ、
電磁波障害対策にも有効であり、また装置の高周波運転
が可能になる。さらに、そのスパイク状の電流と変圧器
のリーケージ・インダクタンスとにより発生するサージ
電圧を抑制するので耐圧の低い素子を使用することがで
き、スナバ回路を小さく、または無くすこともできる。
また、それらのことから、装置全体を小型化できる。Since the present invention is constructed as described above, an active reverse current (by applying a power supply voltage) is not suddenly applied from the forward current of the rectifier on the secondary side. It does not flow a very large spike-like current that flows when the switching element is switched, which has occurred in the conventional device, so that the loss and noise generated in the switching element and the rectifier can be reduced,
It is also effective in preventing electromagnetic interference and enables high-frequency operation of the device. Further, since a surge voltage generated by the spike-like current and the leakage inductance of the transformer is suppressed, an element having a low withstand voltage can be used, and a snubber circuit can be reduced or eliminated.
In addition, it is possible to reduce the size of the entire apparatus.
【００６１】さらに、変圧器の１次巻線にリアクトルを
直列に入れることにより、各部に流れる電流のｄｉ／ｄ
ｔが抑制される。したがって、逆回復電流Ｉｒｒ、逆回
復電荷Ｑｒｒが小さくなるため、逆回復損失（スイッチ
ング損失）が小さくなり、また発生するノイズ電圧（Ｖ
ｎｏｉｓｅ＝Ｌ１・（ｄｉ／ｄｔ））も小さくなる。さ
らに、インバーター部のスイッチング損失が小さくなる
ため、高周波化、小型化ができる。また、順方向オン電
流上昇率、臨界オフ電圧上昇率が低い素子、例えばサイ
リスタを用いた整流回路で生じる諸問題を解決でき、こ
のような素子を用いて、より高周波で運転が可能にな
り、装置を小型化できる。また、サイリスタのような整
流能力を持つスイッチング素子を逆並列にして２次側の
整流器を構成することにより、正負両方向の出力を得る
ことができる。Further, by inserting a reactor in series with the primary winding of the transformer, the current di / d
t is suppressed. Therefore, since the reverse recovery current Irr and the reverse recovery charge Qrr are reduced, the reverse recovery loss (switching loss) is reduced, and the generated noise voltage (V
noise = L1 · (di / dt)) also becomes smaller. Further, since the switching loss of the inverter section is reduced, the frequency can be increased and the size can be reduced. In addition, it is possible to solve various problems caused in a rectifier circuit using a device having a low rate of increase in forward ON current and critical OFF voltage, for example, a rectifier circuit using a thyristor. The device can be downsized. Further, by forming a switching element having a rectifying capability such as a thyristor in antiparallel to constitute a rectifier on the secondary side, an output in both positive and negative directions can be obtained.
【００６２】また、出力端子を平行平板で構成し、第
１、第２の変圧器の鉄心脚の対向面から出力端子を引き
出し、かつ、第１、第２の整流器を第１、第２の変圧器
と一体的に配置することにより、装置が小型化されると
ともに、出力伝送路のインピーダンスが低くなり、出力
の高周波成分が減少し、逆回復損失が減少し、より高周
波での運転が可能になる。さらに、第１、第２の整流器
を第１、第２の変圧器巻線の途中に接続することによ
り、第１、第２の整流器を任意の位置に配置することが
できる。さらに、第１、第２の変圧器の２次巻線に切り
込みを入れて、この切り込みで分割されたそれぞれの部
分に整流素子を接続することにより、整流素子間のばら
つきによる電流の偏りを軽減することができる。Further, the output terminal is constituted by a parallel plate, the output terminal is drawn out from the opposing surface of the iron core legs of the first and second transformers, and the first and second rectifiers are formed by the first and second rectifiers. By being integrated with the transformer, the size of the device is reduced, the impedance of the output transmission line is reduced, the high-frequency component of the output is reduced, the reverse recovery loss is reduced, and operation at higher frequencies is possible. become. Furthermore, by connecting the first and second rectifiers in the middle of the first and second transformer windings, the first and second rectifiers can be arranged at arbitrary positions. Further, by making cuts in the secondary windings of the first and second transformers and connecting rectifiers to the respective portions divided by the cuts, current bias due to variations between the rectifiers is reduced. can do.
【図１】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 この発明の実施の形態１におけるスイッチン
グ素子のオン／オフを示すタイミングチャートである。FIG. 2 is a timing chart showing ON / OFF of a switching element according to the first embodiment of the present invention.
【図３】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 3 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図４】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 4 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図５】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 5 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図６】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 6 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図７】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 7 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図８】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 8 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図９】 この発明の実施の形態１における回路図であ
る。FIG. 9 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図１０】 この発明の実施の形態１における回路図で
ある。FIG. 10 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図１１】 この発明の実施の形態１における回路図で
ある。FIG. 11 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図１２】 この発明の実施の形態１における回路図で
ある。FIG. 12 is a circuit diagram according to the first embodiment of the present invention.
【図１３】 この発明の実施の形態１において整流用ダ
イオードに流れる電流を示すグラフである。FIG. 13 is a graph showing a current flowing through the rectifying diode according to the first embodiment of the present invention.
【図１４】 この発明の実施の形態２におけるスイッチ
ング素子のオン／オフを示すタイミングチャートであ
る。FIG. 14 is a timing chart showing ON / OFF of a switching element according to the second embodiment of the present invention.
【図１５】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 15 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図１６】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 16 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図１７】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 17 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図１８】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 18 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図１９】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 19 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図２０】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 20 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図２１】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 21 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図２２】 この発明の実施の形態２における回路図で
ある。FIG. 22 is a circuit diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図２３】 この発明の実施の形態３における回路図で
ある。FIG. 23 is a circuit diagram according to a third embodiment of the present invention.
【図２４】 この発明の実施の形態３における構造を示
す断面図である。FIG. 24 is a sectional view showing a structure according to a third embodiment of the present invention.
【図２５】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 25 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図２６】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 26 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図２７】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 27 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図２８】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 28 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図２９】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 29 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図３０】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 30 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図３１】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 31 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図３２】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 32 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図３３】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 33 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図３４】 この発明の実施の形態４における回路図で
ある。FIG. 34 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
【図３５】 この発明の実施の形態４における出力を示
すグラフである。FIG. 35 is a graph showing an output according to the fourth embodiment of the present invention.
【図３６】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 36 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図３７】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 37 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図３８】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 38 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図３９】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 39 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図４０】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 40 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図４１】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 41 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図４２】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 42 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図４３】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 43 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図４４】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 44 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図４５】 この発明の実施の形態５における回路図で
ある。FIG. 45 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
【図４６】 この発明の実施の形態７における構造を示
す断面図である。FIG. 46 is a sectional view showing a structure according to a seventh embodiment of the present invention.
【図４７】 この発明の実施の形態８における構造を示
す斜視図である。FIG. 47 is a perspective view showing a structure according to an eighth embodiment of the present invention.
【図４８】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す回
路図である。FIG. 48 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter device.
【図４９】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置における
スイッチング素子のオン／オフを示すタイミングチャー
トである。FIG. 49 is a timing chart showing ON / OFF of a switching element in a conventional DC / DC converter device.
【図５０】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す回
路図である。FIG. 50 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter device.
【図５１】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す回
路図である。FIG. 51 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter device.
【図５２】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す回
路図である。FIG. 52 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter device.
【図５３】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す回
路図である。FIG. 53 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter device.
【図５４】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置を示す回
路図である。FIG. 54 is a circuit diagram showing a conventional DC / DC converter device.
１〜４ 第１〜第４のスイッチング素子、５ 直流電
源、７，６，９，８ 第１〜第４のフライホイル・ダイ
オード、１３，１４ 第１，第２の整流用ダイオード、
１８ 負荷抵抗、２０，２１ 第１，第２の変圧器、３
０〜３７ 第１〜第８のスイッチング素子、３８〜４５
第１〜第８のフライホイル・ダイオード、４６〜４９
第１〜第４のサイリスタ、５０〜５３ 第１〜第４の
スイッチング素子、５４，５５，５８，５９ 第１〜第
４のフライホイル・ダイオード、６８，６９ 整流素
子、７０，７１ 鉄心脚、７２，７３ ２次巻線、７
５，７６ 出力端子、７７ 絶縁物、８２，８３ １次
巻線。1-4 first to fourth switching elements, 5 DC power supply, 7, 6, 9, 8 first to fourth flywheel diodes, 13, 14 first and second rectifying diodes,
18 Load resistance, 20, 21 First and second transformers, 3
0 to 37 First to eighth switching elements, 38 to 45
First to eighth flywheel diodes, 46 to 49
First to fourth thyristors, 50 to 53, first to fourth switching elements, 54, 55, 58, 59 first to fourth flywheel diodes, 68, 69 rectifying elements, 70, 71 iron core legs, 72, 73 secondary winding, 7
5,76 output terminal, 77 insulator, 82,83 primary winding.
Claims (7)
らのうちの第１、第３のスイッチング素子の一端にそれ
ぞれ陽極が接続された第１、第３のフライホイル・ダイ
オードと、上記第２、第４のスイッチング素子の一端に
それぞれ陰極が接続された第２、第４のフライホイル・
ダイオードと、上記第１、第２のスイッチング素子の一
端間に１次巻線が接続された第１の変圧器と、この第１
の変圧器とは電磁的に独立して上記第３、第４のスイッ
チング素子の一端間に１次巻線が接続された第２の変圧
器と、上記第１、第２の変圧器の２次巻線にそれぞれ接
続された第１、第２の整流器とを備え、上記第１、第３
のスイッチング素子の他端と上記第２、第４のフライホ
イル・ダイオードの陽極とを直流電源の陽極に接続し、
上記第２、第４のスイッチング素子の他端と上記第１、
第３のフライホイル・ダイオードの陰極とを上記直流電
源の陰極に接続するとともに、上記第１、第２の整流器
の出力端を並列にして負荷に接続することを特徴とする
ＤＣ／ＤＣコンバータ装置。A first switching element, a first switching element, a first switching element, a first switching element, and a third switching element. Second and fourth flywheels each having a cathode connected to one end of a fourth switching element.
A diode, a first transformer having a primary winding connected between one ends of the first and second switching elements,
A second transformer having a primary winding connected between one ends of the third and fourth switching elements electromagnetically independent of the first and second transformers. First and second rectifiers respectively connected to the secondary winding, and
The other end of the switching element and the anodes of the second and fourth flywheel diodes are connected to the anode of a DC power supply,
The other ends of the second and fourth switching elements and the first and second switching elements
A DC / DC converter device, wherein a cathode of a third flywheel diode is connected to a cathode of the DC power source, and output terminals of the first and second rectifiers are connected in parallel to a load. .
らの第１〜第８のスイッチング素子にそれぞれ並列接続
された第１〜第８のフライホイル・ダイオードとを備
え、上記第１、第３、第５、第７のフライホイル・ダイ
オードの陰極と上記第２、第４、第６、第８のフライホ
イル・ダイオードの陽極とをそれぞれ接続するととも
に、上記第１、第３のフライホール・ダイオードの陰極
間に１次巻線が接続された第１の変圧器と、この第１の
変圧器とは電磁的に独立して上記第５、第７のフライホ
イル・ダイオードの陰極間に１次巻線が接続された第２
の変圧器と、上記第１、第２の変圧器の２次巻線にそれ
ぞれ接続された第１、第２の整流器とを備え、上記第
１、第３、第５、第７のフライホイル・ダイオードの陽
極を直流電源の陽極に接続し、上記第２、第４、第６、
第８のフライホイル・ダイオードの陰極を上記直流電源
の陰極に接続するとともに、上記第１、第２の整流器の
出力端を並列にして負荷に接続することを特徴とするＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ装置。2. The apparatus according to claim 1, further comprising: first to eighth switching elements; and first to eighth flywheel diodes connected in parallel to the first to eighth switching elements, respectively. The cathodes of the third, fifth, and seventh flywheel diodes are respectively connected to the anodes of the second, fourth, sixth, and eighth flywheel diodes, and the first and third flyhole diodes are connected. A first transformer having a primary winding connected between the cathodes of the diodes, and the first transformer being electromagnetically independent between the cathodes of the fifth and seventh flywheel diodes; The second with the primary winding connected
, And first and second rectifiers respectively connected to the secondary windings of the first and second transformers, wherein the first, third, fifth and seventh flywheels are provided. The anode of the diode is connected to the anode of the DC power source, and the second, fourth, sixth,
The cathode of the eighth flywheel diode is connected to the cathode of the DC power supply, and the output terminals of the first and second rectifiers are connected in parallel to a load.
C / DC converter device.
と直列にリアクトルを接続したことを特徴とする請求項
１または２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置。3. The DC / DC converter according to claim 1, wherein a reactor is connected in series with the primary winding of each of the first and second transformers.
続された整流能力を持つスイッチング素子であることを
特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置。4. The DC / DC according to claim 1, wherein each of the first and second rectifiers is a switching element having a rectification ability connected in anti-parallel.
Converter device.
を介してフラット面を対向させて一体化した平行平板で
構成されるとともに、第１、第２の変圧器の鉄心脚を互
いに平行に配置して上記両鉄心脚の互いの対向面から上
記出力端子を引き出し、第１、第２の整流器をそれぞれ
上記第１、第２の変圧器と一体的に配置して、上記第１
の整流器の両極をそれぞれ上記第１の変圧器の２次巻線
と上記出力端子の一方とに接続するとともに、上記第２
の整流器の両極をそれぞれ上記第２の変圧器の２次巻線
と上記出力端子の他方とに接続したことを特徴とする請
求項１〜４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装
置。5. An output terminal for connecting to a load is constituted by a parallel flat plate having flat surfaces opposed to each other with an insulator interposed therebetween, and the iron core legs of the first and second transformers are parallel to each other. The first and second rectifiers are disposed integrally with the first and second transformers, respectively, and the first and second rectifiers are disposed integrally with the first and second transformers, respectively.
Of the rectifier are connected to the secondary winding of the first transformer and one of the output terminals, respectively.
The DC / DC converter device according to any one of claims 1 to 4, wherein both poles of the rectifier are connected to a secondary winding of the second transformer and the other of the output terminals, respectively.
を介してフラット面を対向させて一体化した平行平板で
構成されるとともに、第１、第２の変圧器の鉄心脚を互
いに平行に配置して上記両鉄心脚の互いの対向面から上
記出力端子を引き出し、第１、第２の整流器をそれぞれ
上記第１、第２の変圧器の２次巻線の途中に接続して上
記第１、第２の変圧器と一体的に配置したことを特徴と
する請求項１〜４のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ装置。6. An output terminal for connecting to a load is constituted by a parallel flat plate having flat surfaces opposed to each other with an insulator interposed therebetween, and the iron core legs of the first and second transformers are parallel to each other. And the output terminals are drawn out from the opposing surfaces of the two iron legs, and the first and second rectifiers are respectively connected in the middle of the secondary windings of the first and second transformers. The DC / DC converter device according to any one of claims 1 to 4, wherein the DC / DC converter device is arranged integrally with the first and second transformers.
整流素子を並列にして構成するとともに、第１、第２の
変圧器の２次巻線を、電流の流れる方向に沿って設けら
れた切り込みを有する導体板で構成し、上記第１、第２
の変圧器の２次巻線の上記切り込みにより分割されたそ
れぞれの部分に上記整流素子を接続したことを特徴とす
る請求項５または６記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置。7. The first and second rectifiers each include a plurality of rectifiers arranged in parallel, and the secondary windings of the first and second transformers are provided along a current flowing direction. The first and second conductor plates having a cutout.
7. The DC / DC converter device according to claim 5, wherein the rectifying elements are connected to respective portions of the secondary winding of the transformer divided by the cuts.
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