JPH10501651A - 放電ランプ安定器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ガス放電ランプ調光安定器が位相制御調光器の熱間調光された且つ中性の導線へ接続するための二つの導線入力端子を有する。前調節器がインバータを含んでいる安定器段へほぼ一定の直流電圧を供給する改善された位相をその安定器が有している。調光インターフェース回路が位相制御調光器の整流された出力電圧の平均値と等しい電圧を有する調光信号を引き出す。ガス放電調光安定器が容易な設置と位相制御調光器を使用して広範囲にわたる調光とを許容する。

Description

【発明の詳細な説明】 放電ランプ安定器 本発明は、位相角調光器による使用のための放電ランプ安定器に関するもので あり、前記の放電ランプ安定器は、 ‐ 位相角制御された交流電源電圧を受け取るための一対の電源入力端子と、 ‐ 放電ランプへ電力を与えるための安定化手段であって、(1)実質的に一定の 直流電圧が受け取られる直流入力端子と、(2)調光信号を受け取るための前記の 直流入力端子とは別の調光入力端子と、(3)前記の調光信号の特性に対応するレ ベルで放電ランプへ供給される電力を制御するための第１制御手段と、を含んで いる安定化手段と、 ‐ 前記安定化手段の前記の直流入力端子へ実質的に一定の直流電圧を供給する ために、前記の電源入力端子へ接続さた電力供給手段と、 ‐ 位相角制御された交流電源電圧から調光信号を引き出すため、及び前記の安 定化手段の前記調光入力端子へ調光信号を供給するための、調光信号引出し手段 と、 を具えている。 そのような放電ランプ安定器（更に安定器とも呼ばれる）は米国特許明細書第 5,101,142 号から既知である。ランプ点灯中にこの既知の安定器の安定化手段は 高周波数ランプ電流を発生する。この放電ランプにより消費される電力の量は調 光信号の特性に対応するレベルで制御される。今度はこの調光信号が調光信号引 出し手段により位相角制御された交流電源電圧から引き出される。既知の安定器 も前記の位相角制御された交流電源電圧から電力を受け取る。これらの意味に対 して既知の安定器は、供給電圧としてと、調光信号が引き出される信号としてと の双方として機能する前記の位相角制御された交流電源電圧を供給する位相角調 光器の出力端子へ、電源入力端子の前記の対を介して接続されることだけが必要 である。結果として、既知の安定器の設置は一方では比較的単純であるけれども 、 他方では白熱ランプを調光するためにのみ他方では適する、位相角調光器を使用 した既知の安定器により点灯される放電ランプの光出力を制御することが可能で ある。しかしながら、この既知の安定器の重要な欠点は、位相角制御された交流 電源電圧の導通角が位相角調光器によって変えられる場合に、調光信号のみなら ず実質的に一定な直流電圧もまた変わることである。有効調光範囲はそれ故に、 低レベルへ低下する直流入力端子における直流電圧のために、低導通角に制限さ れる。コンプライアンス電圧（すなわちランプが点灯されるのを維持するために 必要な電圧）が調光が増大するのと共に増大し、低い導通角における直流電圧の 低下が、コンプライアンス電圧を維持することを安定化手段に対して不可能にす る。かくして、低導通角において放電ランプが消灯しがちである。 設置するのが容易であり、且つ位相角調光器を使用している比較的広い範囲に わたってこの安定器により点灯される放電ランプの光出力の制御を許容する放電 ランプ安定器を提供することが本発明の目的である。 冒頭部分に記載された安定器はそれ故に、前記の電力供給手段が位相角制御さ れた交流電源電圧の導通角に無関係に、実質的に一定レベルに前記直流電圧を維 持するためのフィードバック手段を具えていることを特徴とする本発明に従って いる。直流入力端子に存在する直流電圧の大きさは実質的に変化しないままであ るから、安定化手段は位相角制御された交流電源電圧の導通角の比較的広い範囲 にわたって、コンプライアンス電圧を維持できる。結果として、本発明による安 定器は、この安定器により点灯される放電ランプの光出力が、比較的広い範囲に わたって制御されることを許容する。 本発明による安定器は、調光信号の特性が調光信号電圧である場合に比較的単 純且つ信頼できる方法で実現され得ることがわかった。 好適には安定器は更に、前記の電力供給手段及び前記の調光信号引出し手段へ 全波整流された直流出力電圧を与えるために前記電源入力端子へ接続された整流 器手段を具えており、且つそこで前記の調光信号引出し手段は前記整流器手段か らの整流された直流電圧の平均値と実質的に比例している調光信号を発生するた めのフィルタ手段を設置されている。そのような安定器は前記のフィルタ手段が ２極フィルタを具える場合と同様に前記のフィルタが３極フィルタを具える場合 との双方で円滑に且つ信頼できて機能することがわかった。好適には安定器が電 源へ入る高周波数高調波を抑制するために別のフィルタ手段を含み、前記の別の フィルタ手段は前記の整流器手段の出力端子へ結合され且つ前記の整流された出 力電圧により充電されるフィルタコンデンサを含み、そこで前記の電力供給手段 は、(1)導通及び非道通スイッチング状態の間を切換でき且つ前記フィルタコン デンサに対して放電路を与える可制御切換手段と、(2)前記の切換手段のスイッ チング状態を制御するための制御手段であって、直流電源電圧を制御するために 、前記の電源周波数よりも大幅に高い周波数において前記の切換手段の前記のス イッチング状態を切り換える制御手段とを含み、且つそこで前記の電力供給手段 の前記の制御手段が、前記の位相制御された整流された出力電圧が零又は零の近 くである場合に前記のフィルタコンデンサを放電させるように、前記の切換手段 の前記の高周波数切換を維持するための手段を含んでいる。位相制御された整流 された出力電圧が零又は零の近くである場合にはフィルタコンデンサが迅速に放 電されるので、このフィルタコンデンサ上に存在する電圧の形状は、整流された 位相角制御された交流電源電圧と実質的に等しい。調光信号引出し手段内に具え られるフィルタ手段はフィルタコンデンサへ結合され、且つフィルタコンデンサ 上の電圧から、前記のフィルタ手段からの整流された直流電圧の平均値に実質的 に比例する信号を、比較的容易に引出し得る。この理由のために調光信号引出し 手段内に具えられたフィルタ手段は、比較的単純な方法で実現され得る。 本発明による安定器上で点灯される放電ランプの光出力レベルの調節の間の出 力不平衡は、第１制御手段の特性応答時間が前記のフィードバック手段の特性応 答時間よりも大幅に短く、且つ前記の調光信号を引き出すための前記の手段の特 性応答時間が前記のフィードバック手段の特性応答時間よりも短く且つ前記の第 １制御手段の特性応答時間よりも長い特徴応答時間を有するように、安定器が寸 法決めされる場合に非常に抑制され得ることがわかった。回路の特性応答時間は 、変化した入力により回路の出力が最終値の90％に到達するために要する時間を 意味する。 本発明による安定器上で点灯される放電ランプのランプ電流の波高因子は、前 記の調光信号引出し手段が位相角制御された交流電源電圧の周波数の二倍で調光 信号内に存在する、リップルを抑制するための手段を具えている場合に、比較的 低レベルに維持され得ることもわかった。これらの手段は好適には前記のリップ ルを減衰させる電子フィルタによって実現される。 本発明の実施例が図面を参照して更に説明される。 図において、図１は本発明による安定器のブロック線図である。 図２〜４はもっと詳細に図１の安定器の回路の一部分を示し、且つ 図５は位相角調光器を示している。 図１に示された蛍光灯制御器は全ブリッジ入力整流器「Ｂ」へ接続されたフィ ルタ「Ａ」を含んでおり、それらが一緒に交流電力線電圧をそれの出力端子にお いて整流され、濾波された電圧に変換する。前調節器回路「Ｃ」は、整流器回路 Ｂからの直流電圧を増大させ且つ調節するためと同時に、能動的力率矯正のため の回路を含み、その直流電圧は一対の直流ラインRL1，RL2を横切って与えられる 。回路「Ｄ」はランプの点灯を制御するための安定化手段であり且つ直流‐交流 変換器、すなわちインバータ「Ｅ」と、共振タンク出力回路「Ｆ」と、前記イン バータを制御する制御器「Ｇ」とを含んでいる。ランプLAは共振タンク出力回路 Ｆの出力端子へ接続されている。インバータＥは、半ブリッジ制御器、すなわち 駆動器回路Ｇの制御のもとで出力回路Ｆへ高周波数の実質的に矩形波出力電圧を 与える、半ブリッジ形態である。共振タンク出力回路Ｆが前記の半ブリッジの実 質的に矩形波出力を正弦波ランプ電流に変換する。 蛍光灯の一方又は双方が故障したか、又はそれのソケットから除去された場合 に、出力電圧がそのランプ端子に存在しているのを防止するバックアップ停止機 能を、安全回路「Ｈ」が与える。この安全回路が各ランプ内のフィラメント電極 が良好であることを感知した場合に、安全回路が制御器Ｇを再起動もする。 調光インターフェース回路「Ｉ」は整流器回路Ｂの出力端子へ結合されると共 に、ランプの調光を制御するために制御器Ｇに存在する安定器回路の調光入力端 子へ接続されている。調光インターフェース回路が制御器Ｇへ調光電圧信号を与 え、それは位相角調光器の設定と比例している。 フィルタ回路Ａ（図２）は、例えば交流 120Ｖの普通の交流電力線電圧を受け 取るための一対の入力端子１′，２′を含んでいる。第１及び第２チョークコイ ルL1，L2は各々、入力線１，２を介して、それぞれの端子１′，２′へ接続され た第１端部と、ダイオードD1〜D4から成っている全ブリッジ整流器Ｂのそれぞれ の入力結合点12，17へ接続された第２端部とを有している。ヒューズF1がチョー クコイルL1と入力端子１′との間に直列に存在する。過渡サージ抑制酸化金属バ リスタV1が入力線１，２を橋絡している。このバリスタは線電圧においては少し しか導通しないが、高い過渡サージ電圧から安定器を保護するために高い電圧に おいては容易に導通する。整流器はそれぞれ、結合点13，18を介して一対の直流 ラインRL1，RL2へ全波整流された出力電圧を与える。ダイオードD2のカソードと ダイオードD1のアノードとは結合点17において入力線２へ接続され、ダイオード D4のカソードとダイオードD3のアノードとは結合点12において入力線１へ接続さ れている。ダイオードD2とD4とのアノードは結合点18において直流ラインRL2 へ 接続され、ダイオードD1とD3とのカソードは結合点13において直流ラインRL1 へ 接続されている。入力端子１′，２′における 120Ｖ、60Hz交流入力に対して、 ブリッジ整流器が直流ラインRL1，RL2を横切ってパルス化された 120Hz直流（ピ ーク 170Ｖ）を出力する。ブリッジ整流器の出力端子は、更に論じられるはずで ある、外部位相制御調光器からの位相制御情報も導く。 大地へ接続された中間点を有する直列コンデンサC1及びC2は、各々比較的小さ いキャパシタンスを有し且つ安定器からの非常に高い周波数成分が電力線へ入る のを防止する共通モードフィルタを形成している。チョークコイルL1，L2とコン デンサC3，C4とが、電力線へ戻る電磁障害の伝導を低減するために、ライン周波 数では低いインピーダンス及び非常に高い安定器動作周波数では高いインピーダ ンスを有する電磁障害フィルタを形成している。この電磁障害フィルタの動作を インターフェースと前調節回路とに沿って非常に詳細に論じよう。 前調節回路Ｃ（図２）は、集積回路（「IC」）制御チップU1（この例において はLinfinity 社のLX1563）と、変圧器T1の形の昇圧インダクタと、蓄積コンデン サC10 及び昇圧スイッチQ1の主要成分を含んで、それらが一緒に切換モード電源 （「SMPS」）を形成している。この制御器U1が、(1)電力線から引き出される電 流の力率を制御するため、(2)コンデンサC10 、及び直流ラインRL1，RL2を横切 る直流電圧を、約 300Ｖ直流へ制御し且つ増大するため、にスイッチQ1の切換を 制御する。 昇圧インダクタT1は、結合点13へ接続された一端とダイオードD6のアノードへ 接続された他端とを有する、一次コイル52を含んでいる。ダイオードD6のカソー ドは前調節器回路Ｃの出力端子80へ接続されている。ダイオードD6のアノードは MOSFET（酸化金属半導体電界効果トランジスタ）スイッチQ1のドレインへも接続 されており、そのスイッチのゲートは抵抗R13 を介して大地へ接続されている。 スイッチQ1の制御ゲートは抵抗R10 を介して集積回路U1の「OUT 」ピン（ピン７ ）へ接続さている。そのOUT ピンが、昇圧スイッチの切換を制御するために、昇 圧スイッチの制御ゲートに、パルス幅変調された信号を与える。掛け算器入力端 子「MULT IN 」ピン（ピン３）が抵抗R5とR6との間の結合点へ接続され、抵抗R5 ，R6により形成された分圧器により縮小された、直流ラインRL1 上の全波整流さ れた交流電圧を感知する。この縮小された電圧が集積回路U1内の掛け算器段の一 方の入力である。掛け算器段の他方の入力は内部にあり且つ内部誤差増幅器出力 と内部基準電圧との差である。この掛け算器段の出力が、スイッチQ1の切換のタ イミングに影響することにより、変圧器T1の一次側においてピークインダクタ電 流を制御する。コンデンサC6が抵抗R6と並列に存在して雑音フィルタとして働く 。 「Ｖ_IN」ピン（ピン８）が線 150を介してインバータ回路Ｅの出力端子から集 積回路U1用の入力供給電圧を受け取る。インバータの出力は高周波数であるから 、バイパスコンデンサC30 が安定な電圧供給を与える。「Ｖ_IN」ピンは抵抗R8を 介して抵抗R5とR6との間の結合点へも接続されている。これがMULT IN ピンに対 して小さいオフセット電圧を与え、それは電磁障害入力フィルタを参照して詳細 に論じられる。昇圧チョークT1の二次巻線54は大地へ接続された一端と抵抗R11 を介してＩ_DETピン（ピン５）へ接続された他端とを有している。そのＩ_DETピン が一次巻線52を通るインダクタ電流の零交差と関連する二次巻線54上のフライバ ック電圧を感知する。GNDピン（ピン６）が線65と直流ラインRL2 とを介して大 地へ接続されている。C.S.ピン（ピン４）が、抵抗R12 を通し抵抗R13 を横切る 電圧降下を感知することにより、昇圧スイッチQ1を通る電流を感知する。直流ラ インRL2 と前記C.S.ピンとの間へ結合されたフィルタコンデンサC8が、MOSFET Q lのドレイン〜ソースキャパシタンスによって、スイッチQ1の非道通状態からQ1 の導通状態へのQ1の切換に際して起こり得るあらゆる電圧スパイクを濾波する。 抵抗R14 及びR15 を含んでいる第２分圧器が直流ラインRL1 及びRL2 の間へ接続 されている。「INV 」ピン（ピン１）が抵抗R9を介して抵抗R14 とR15 との間の 結合点へ接続されており、前調節器段の出力電圧を感知する。「COMP」ピン（ピ ン２）が集積回路U1内の内部誤差増幅器の出力端子へ接続されている。抵抗R7と コンデンサC7とから成るフィードバック補償回路網がINV ピンへCOMPピンを接続 し、それにより内部フィードバックとスイッチQ1の別の制御とを与える。 位相制御情報を遠隔調光制御器から運び得る、入力整流器の出力端子13からの 全波整流された正の直流電圧は、抵抗R5，R6の分圧器と昇圧チョークT1とへの直 流ラインRL1 上で前調節器回路へ入る。直流成分が掛け算器入力MULT IN ピンへ の基準電圧を確立する導線44において分かれる。 スイッチQ1が導通する場合には、変圧器T1の一次巻線52とスイッチQ1とを通る 結果として生じる電流が、入力端子C.S.へ抵抗R12 を通して効果的に印加される 抵抗R13 の両端での電圧降下を生じる。ピンC.S.におけるこの電圧はピークイン ダクタ電流を表現し且つ内部掛け算器段により電圧出力と比較され、その掛け算 器出力電圧は整流された交流線電圧と集積回路U1の内部の誤差増幅器の出力との 積と比例している。ピンC.S.において感知されたこのピークインダクタ電流が掛 け算器出力電圧を超える場合には、スイッチQ1がターンオフされ、且つ導通を停 止する。一次巻線52内に蓄積されたこのエネルギーは今や転送されて、昇圧コン デンサC10 内に蓄積され、駆け降りるために一次巻線52を通る電流を生じる。一 次巻線52がエネルギーを使い果たした場合には、一次巻線52を通る電流は零に達 して昇圧ダイオードD6は導通を停止する。この点において、一次巻線52と共同し てMOSFETスイッチQ1のソース対ドレインキャパシタンスが、MOSFET Q1 上のドレ イン電圧を共振させるLCタンク回路を形成する。この共振する電圧が二次巻線54 を通してＩ_DETピンにより感知される。共振する電圧が負に振れる場合には、集 積回路U1がスイッチQ1をターンオンし、スイッチQ1を導通させる。このスイッチ Q1の導通、非導通が、整流された入力の全サイクルに対して、且つ入力整流器に 入ってくる交流電圧の周波数の数百倍の程度の高周波数において生じる。一次巻 線52を通るインダクタ電流は入力コンデンサC4により濾波される高周波数内容を 有し、交流線電圧と同相の正弦波入力電流となる。本質的に、高力率を維持する ために、前調節器段が安定器を電力線に対して抵抗性に見えさせる。 120Ｖ交流入力に対して、位相カッティング無しで、出力端子80、すなわちバ ッファコンデンサC10 の正側における電圧は、存在する小さい交番する直流成分 を有する直流 300Ｖ程度の上にある。これが安定器段Ｄへ、特に、インバータＥ へ供給される電圧である。出力電圧調節は INVピンにおける内部誤差増幅器によ り、抵抗R14，R15により形成された分圧器から、縮小された出力電圧の感知によ り達成される。内部誤差増幅器が縮小された出力電圧を内部基準電圧に対して比 較し、且つ誤差電圧を発生する。この誤差電圧が掛け算器出力の大きさを制御し て、それが負荷及びライン変動に比例するべき一次巻線52内のピークインダクタ 電流を調節し、それによりインバータ回路Ｅに対して良く調節された出力電圧を 維持する。 ランプの調光は平均ランプ出力の閉ループ制御によって達成される。平均ラン プ出力を表現している信号は調光インターフェース回路Ｉにより発生される調光 基準電圧に対して比較される。制御器Ｇ内に具えられる高利得誤差増幅器が半ブ リッジ回路内に具えられたスイッチング素子の導通時間を駆動する。この駆動は これらの二つの入力の間の差が零の近くへ低減されるまで継続され、調光基準電 圧によるランプ出力の線型且つ比例制御となる。この調光基準電圧の範囲は３Ｖ の最大レベルと、 0.3Ｖの最小レベルとの間である。３Ｖより大きい電圧は最大 と同じ効果を有し、 0.3Ｖより小さい電圧は最小と等価である。 図３は調光インターフェースＩの一実施例を示している。この調光インターフ ェースが調光基準電圧を与える。 調光インターフェース回路による調光基準電圧出力は整流された線電圧の平均 値である。交流入力信号の導通角が位相角調光器により最大設定から最低設定ま で低減されると共に平均された整流された線電圧は単調に減少し、且つ従って調 光器の設定の良い指示器である。平均の整流された線電圧は導通角の関数である 。幾つかの要因が調光基準電圧の供給において考慮されねばならない。 先に論じたように、調光基準電圧は平均されたランプ出力を表現する信号と比 較される。このランプ制御ループは、その信号と調光基準電圧との間の差がほぼ 零へ低減されるまで、インバータ内に具えられるスイッチング素子の導通時間を 変える。ランプ制御ループは非常に速く、約16μs のサイクルタイムを有してい る。調光基準電圧が変えられ場合には、制御ループは一般に約５反復以内閉じる ので、ランプ回路は約 100μs 内に新しいレベルへ変えられる。従って、調光基 準電圧内のあらゆる変化がランプ電流におけるほとんど瞬間の変化となる。言い 換えると、ランプ電流は調光信号における変化を本質的に反映させる。調光信号 は 120Hz整流器出力端子から引き出され、且つランプ電流がその調光信号を反映 させるのだから、それは良い波高因子（すなわちランプ電流の二乗平均平方根値 に対するピーク値の比率）を維持するために、非常に低い 120Hzのリップル成分 を有しなくてはならない。貧弱な波高因子は電極の寿命を低減するので、良好な 波高因子は管状蛍光灯の定格寿命を維持するために重要である。しかしながら、 整流された線電圧信号は交流リップル成分を有し、そのリップル成分が低導通位 相角において整流された線電圧の平均直流値に比例して大きくなる。良好な波高 因子を維持するために、整流された線電圧は制御器ＧのDIM 入力端子へ入力され る前に実質的な濾波の必要がある。現在の実施例においては望ましい波高因子は 1.6である。 調光インターフェースの応答時間も出力不平衡を回避するために充分速くなく てはならず、それがそのインバータの正確な動作のために実質的に一定に維持さ れさねばならない（すなわち直流バス電圧の平均は約＋／−10％以内に留まる） バッファコンデンサC10 を横切る直流ラインRL1 上のバス電圧に影響する。前述 のように、出力制御ループはDIM 入力端子における変化にほとんど瞬間的に応答 する。調光基準電圧は前調節器の大きさと少なくとも同じ程度の大きさの速度に より入力導通角での変化に反応しなくてはならない。反応時間がもっと遅い場合 には、その時導通角が位相制御調光器により迅速に低減される場合に、制御器Ｇ は前調節器の後へ遅れる。制御器Ｇは高い光レベルでランプを点灯することをま だ試み、且つインバータは前調節器から比較的高い出力を引出し、一方前調節器 への平均入力電圧はすでに低下してしまう。導通角の増大のために前調節器の出 力と同じ速さでか又はより速く応答するように調光インターフェースを選択する ことにより、この出力不平衡状態は回避される。使用者に対して重要であるもう 一つの考察は、光レベルの変化は位相制御調光器の設定での変化の後で大幅に遅 れてはならないことである。本発明者により指導された実験においては、今や商 業的に入手できる調光器の設定が、例えば約50ms内の摺動制御器の運動により、 最高レベルから最低レベルまで使用者により変えられ得ることが決められた。 上記の要求は約50msの特性応答時間を有し且つ 120Hzにおいて約30dBの減衰を 有するフィルタを持つ調光インターフェース回路により満たされ得る。第１の要 素が出力不平衡を回避するための要求を満たし、一方後者が1.6 の望ましい波高 因子を与える。 インターフェース回路のもう一つの機能は、位相制御調光器から最小及び最大 導通角に対する 0.3Ｖの最小レベルと３Ｖの最大レベルとの間で変動する制御器 Ｇの DIM入力端子において、調光電圧を与えるために、 120Hzの整流されたライ ン信号を縮小することである。 図３に示された調光インターフェース回路は抵抗R1及びR2と直列に接続された スイッチQ6を含んでいる。スイッチQ6のベースは電圧調整器U3の５Ｖ出力端子へ 接続されており、インバータが振動している場合には常に導通である。インター フェース回路は、抵抗R1，R4，R27 及びコンデンサC5により形成される第１RCフ ィルタと、抵抗R17 及びコンデンサC14 により形成された第２RCフィルタとを含 んでいる２極フィルタを有している。 そのような位相カット信号が入力端子１′，２′へ印加される場合には直流ラ インRL1 上の電圧が保持された位相カットにより、全波整流される。前調節器オ フセットが負荷を入力コンデンサC4に対して純粋に抵抗性に見えさせ、それによ り位相カット情報を保持する。前調節器無しでは、コンデンサC4が入力電圧を持 ち上げて、それにより本質的に位相カット情報を破壊する。 抵抗R1を通る電流は直流ラインRL1 上の整流された線電圧に比例している。ス イッチQ6が縮小機能を実行する。抵抗R2の頂部における電圧は約 4.4Ｖにおいて 一定であり、調整器U3からの５Ｖ電源からスイッチQ6を横切るベース‐エミッタ 電圧「Ｖbe」を引いたものと等しい。抵抗R4と抵抗R27 との分圧器回路網を通る 電流は抵抗R1を通る電流から抵抗R2を通る一定電流を引いたものと等しい。抵抗 R2を通る電流は一定であるから、抵抗R4の頂部における電圧は縮小されるが直流 ラインRL1 上の整流された線電圧と比例している。抵抗R4と抵抗R27 とにより形 成された分圧器は更に、フィルタFIを介して制御器Ｇの DIM入力端子へ印加され る調光信号を縮小する。 図４はインターフェース回路の第２実施例を図解している。位相制御された交 流信号が、抵抗R50，R51により形成された分圧器を通って、整流器の交流側から 引き出される。 結合点V1における電圧信号は信号電圧レベルへ縮小された整流された線電圧の 平均値を表現している。（軽負荷条件の元でこの電圧の容量性持ち上げの効果を 僅かに極小化するように、分圧器はブリッジの交流側から取られる。） 電圧V1は電圧信号V2を発生するために基準電圧V3、抵抗R55，R56及び演算増幅 器60により縮小される。この電圧は設定位相角において必要なランプ電流と比例 している。縮小係数は、位相角による調光特性の望ましい範囲を与えるため、及 びライン変動に対する補償するために変えられ得る。３極フィルタが３個のRC対 R52，C52，R53，C53及びR54，C54により形成されている。 ３極フィルタの別の利点は、結合点V1における少量のリップル電圧が、昇圧コ ンデンサ(C10)電圧上のリップルに対する補償により、より良いランプ電流波高 因子を得ることにおいて助けることである。所定の前調節器位相により、昇圧コ ンデンサ電圧上のリップルは約90°だけ整流された線電圧の交流成分より遅れる 。３極フィルタにより、結合点V1におけるリップル電圧は約 270°だけ整流され た線電圧の交流成分より遅れる。かくして支配する調光信号上のリップルが昇圧 コンデンサにおけるバス電圧上のリップルを有する位相から約 180°外れている 。これが、特にランプタンク回路網がバス電圧上の 120Hzリップルに対するラン プ電流に対して高い利得を表す電流レベルにおいて、波高因子を手伝う。 この実行が、平均化フィルタに対して、約９Hzの−３dB周波数（パルス入力に 対して約60msの０〜90％応答時間）と 120Hzリップルの−30dB減衰とを与える。 90％に到達するための60msの応答時間は同じ 120Hz減衰を与える単一極フィルタ と比較して約３倍速い。 非調光条件の元では、開示された安定器が約0.99の力率と、10％より小さい総 合高調波ひずみ(THD;Total Harmonics Distortion)、及び 1.6より小さい波高因 子を有し、それでこの回路はトライアック調光可能安定器に対する必要性と同時 に非調光用途に対する高力率安定器の提供との双方を満たす。 図５に示された位相角調光器は、電源線１″に接続されたトライアックを設け られている。可変抵抗216 とコンデンサ218 とから成る直列回路が、位相導通の ための任意に選択された角においてトライアック214 を点弧するために、トライ アック214 と並列に接続されている。ダイアック200 が可変抵抗216 とコンデン サ218 との間、及びトライアック214 のゲートへ接続されている。可変抵抗216 の抵抗を変えることにより、位相制御器が安定器入力端子１′及び２へ位相角が 制御される電圧を供給する。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ファーカス トーマス アメリカ合衆国 オハイオ州 44121 サ ウス ユークリッド オカロナ ロード 4029 (72)発明者 ジャヤルマン ライ アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90274 ランコ パロス ヴァーデス ゴ ールデン メドウ 28206 (72)発明者 シャ ヨンピン アメリカ合衆国 カリフォルニア州 90501 トランス アーリントン アヴェ ニュー 23008 アパートメント ナンバ ー 20

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．位相角調光器による使用のための放電ランプ安定器であって ‐ 位相角制御された交流電源電圧を受け取るための一対の電源入力端子と、 ‐ 放電ランプへ電力を与えるための安定化手段であって、(1)実質的に一定の 直流電圧が受け取られる直流入力端子と、(2)調光信号を受け取るための前記の 直流入力端子とは別の調光入力端子と、(3)前記の調光信号の特性に対応するレ ベルで放電ランプへ供給される電力を制御するための第１制御手段と、を含んで いる安定化手段と、 ‐ 前記安定化手段の前記の直流入力端子へ実質的に一定の直流電圧を供給する ために、前記の電源入力端子へ接続さた電力供給手段と、 ‐ 位相角制御された交流電源電圧から調光信号を引き出すため、及び前記の安 定化手段の前記調光入力端子へ調光信号を供給するための、調光信号引出し手段 と、 を具えている放電ランプ安定器において、 前記の電力供給手段が位相角制御された交流電源電圧の導通角に無関係に、実 質的に一定レベルに前記直流電圧を維持するためのフィードバック手段を具えて いることを特徴とする放電ランプ安定器。 ２．請求項１記載の放電ランプ安定器において、前記の調光信号の特性が調光信 号電圧であることを特徴とする放電ランプ安定器。 ３．更に前記の電力供給手段及び前記の調光信号引出し手段へ全波整流された直 流出力電圧を与えるために前記電源入力端子へ接続された整流器手段を具えてい る請求項１又は２記載の放電ランプ安定器であって、且つそこで前記の調光信号 引出し手段は前記整流器手段からの整流された直流電圧の平均値と実質的に比例 している調光信号を発生するためのフィルタ手段を設置されていることを特徴と する放電ランプ安定器。 ４．請求項３記載の放電ランプ安定器において、前記のフィルタ手段が２極フィ ルタを具えていることを特徴とする放電ランプ安定器。 ５．請求項３記載の放電ランプ安定器において、前記のフィルタ手段が３極フィ ルタを具えていることを特徴とする放電ランプ安定器。 ６．請求項１〜５のうちのいずれか１項記載の放電ランプ安定器において、第１ 制御手段の特性応答時間が前記のフィードバック手段の特性応答時間よりも大幅 に短く、且つ前記の調光信号をを引き出すための前記の手段の特性応答時間が前 記のフィードバック手段の特性応答時間よりも短く且つ前記の第１制御手段の特 性応答時間よりも長い特性応答時間を有するように寸法決めされることを特徴と する放電ランプ安定器。 ７．電源へ入る高周波数高調波を抑制するために別のフィルタ手段を含んでいる 請求項３〜５のうちのいずれか１項記載の放電ランプ安定器において、前記の別 のフィルタ手段は前記の整流器手段の出力端子へ結合され且つ前記の整流された 出力電圧により充電されるフィルタコンデンサを含み、そこで前記の電力供給手 段は、(1)導通及び非道通スイッチング状態の間を切換でき且つ前記フィルタコ ンデンサに対して放電路を与える可制御切換手段と、(2)前記の切換手段のスイ ッチング状態を制御するための制御手段であって、直流電源電圧を制御するため に、前記の電源周波数よりも大幅に高い周波数において前記の切換手段の前記の スイッチング状態を切り換える制御手段とを含み、且つそこで前記の電力供給手 段の前記制御手段が、前記の位相制御された出力電圧が零又は零の近くである場 合に前記のフィルタコンデンサを放電させるように、前記の切換手段の前記の高 周波数切換を維持するための手段を含んでいることを特徴とする放電ランプ安定 器。 ８．請求項３〜７のうちのいずれか１項記載の放電ランプ安定器において、前記 の調光信号引出し手段が位相角制御された交流電源電圧の周波数の二倍で調光信 号内に存在するリップを抑制するための手段を具えていることを特徴とする放電 ランプ安定器。