JPH10501676A

JPH10501676A - 分配された受信機を備えたマルチユーザー通信システムアーキテクチャ

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Publication number: JPH10501676A
Application number: JP8530389A
Authority: JP
Inventors: デイビッド・エスミラー、
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1995-04-03
Filing date: 1996-03-29
Publication date: 1998-02-10
Anticipated expiration: 2016-03-29
Also published as: DE69628382D1; FI964820A0; RU2156033C2; WO1996031960A1; HK1015200A1; US5608722A; CA2191882A1; CN1149947A; DE69628382T2; JP3043425B2; AU5529996A; AU698946B2; CA2191882C; BR9606291A; FI114594B; KR100387277B1; FI964820A7; ATE241875T1; CN1096159C; EP0763290B1

Abstract

(57)【要約】衛星中継器型の拡散スペクトル通信システム用のゲートウェイで信号を受信する方法および装置は、データ伝送容量およびダイバーシティ処理をさらに効率的に利用する。いくつかの通信信号は、多数のアナログ受信機（62_M）によって受信され、デジタルフォーマットに変換される。デジタル通信信号は、各アナログ受信機（62_M）から一連の復調またはＦＨＴモジュール(164)に伝送され、そこにおいてそれらはまず予め定められたＰＮコーディングシーケンスを使用して符号化されたデータシンボルにデスプレッドされ、次に高速アダマール変換器のような直交変換器(192)を使用してシンボルエネルギ計量にマップされる。各アナログ受信機（62_M）からの各通信チャンネルに対する変換出力は、データチャンネルまたは加入者に対する単一の計量受信機(166_N)に入力され、そこにおいてそれはデータを再構成するために通常の計量信号処理を受ける。１組の専用のモジュール(164_MN)は、その受信機またはアナログ通路により伝送されている各ダイバーシティ通路または加入者アクティブ通信システムチャンネルを処理するために各アナログ受信機（62_M）に結合される。各復調またはＦＨＴモジュール(164_MN)は、ゲートウェイ内の処理アレイにおいて容易に分布されるデスプレッド素子(176,178)およびＦＨＴ素子(192)を含んでいる。

Description

【発明の詳細な説明】分配された受信機を備えたマルチユーザー通信システムアーキテクチャ［発明の背景］Ｉ．発明の分野本発明は、無線データまたは電話システムのような多重アクセス通信システム、および衛星中継型の拡散スペクトル通信システムに関する。特に、本発明は、データ転送要求を減少させるためにいくつかのアナログ受信機のそれぞれに結合された多数のデジタル受信機モジュールを使用してデジタル信号の復調が実行される通信システムアーキテクチャに関する。さらに、本発明は、単一のユーザーデータ信号を生成するために必要とされるデータ転送速度を低下させるためにコード分割多重アクセス拡散スペクトル型の通信システムにおいてある種の信号復調機能を再分配する方法に関する。 II．関連技術の説明非常に多数のシステムユーザーの間で情報を転送する種々の多重アクセス通信システムが開発されてきた。このような多重アクセス通信システムによって使用される技術には、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、および振幅圧伸単一サイドバンド（ＡＣＳＳＢ）のようなＡＭ変調方式が含まれ、それらの基本となるものは技術的によく知られている。しかしながら、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）拡散スペクトル技術のような拡散スペクトル変調技術は、特に非常に多数の通信システムユーザーにサービスを提供する場合に、他の変調方式にまさる顕著な利点を提供する。多重アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は、米国特許第 4,901,307号明細書に記載されており、この特許は1990年 2月13日に出願され、本発明の出願人に譲渡され、ここでは参照文献として含まれている。米国特許第 4,901,307号明細書には、非常に多数の一般移動または遠隔システムユーザーがそれぞれ公衆電話交換網を通して別のシステムユーザーまたは所望する信号受信者と通信するためにトランシーバを使用する多重アクセス通信システム技術が記載されている。トランシーバは、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）拡散スペクトル型の通信信号を使用して衛星中継器およびゲートウェイまたは地球ベースステーション（時には、セル位置またはセルとも呼ばれる）を通して通信する。このようなシステムにより、システムユーザーと通信システムに接続された別の者との間において種々のタイプのデータおよび音声通信信号を転送することができる。米国特許第 4,901,307号明細書に記載されているような拡散スペクトル型の信号および変調技術を使用する通信システムは、周波数スペクトルがシステムによってサービスを提供される異なった領域にわたって、同時に領域内のシステムユーザー間で何度も“再使用”される方法のために、たの技術よりシステムユーザー容量を増大させる。結果的にＣＤＭＡの使用は、他の多重アクセス技術を使用することにより達成されるより所定の周波数スペクトルの使用において高い効率を生じる。さらに、広帯域ＣＤＭＡ技術の使用は、マルチパスフェイディングのような問題が特に地上中継器に対してもっと容易に克服されることを可能にする。広帯域ＣＤＭＡ通信において使用される疑似雑音（ＰＮ）変調技術は、スペクトル的に類似した通信チャンネルまたは信号がさらに迅速に微分されることを可能にする比較的高い信号利得を提供する。これによって、ある通路長の差がＰＮチップ期間を越える相対的な伝播遅延、すなわち帯域幅の逆数を生じさせた場合に、異なる伝播路をトラバースしている信号を容易に識別することができる。例えばほぼ１ＭＨｚのＰＮチップ速度が使用された場合、拡散帯域幅のシステムデータ速度に対する比に等しい全拡散スペクトル処理利得は、通路遅延または到着時間が１マイクロ秒以上異なる信号路間を弁別するために使用されることができる。マルチパス信号間を弁別する能力は、典型的にＰＮチップ期間より小さい時たまの通路遅延差のためにそれを消去しないが、マルチパス・フェイディングの問題を大幅に軽減する。低い遅延通路の存在は、建造物またはその他の地球表面からのマルチパス反射が大幅に減少され、また通路全体が非常に大きいために、特に衛星中継器または指導された通信リンクに対して認められる。したがって、フェイディングの有害な影響および関係するユーザーまたは衛星中継器、ムーブメントと関連する付加的な問題を減少するために１つの方法としていくつかの形態の信号ダイバーシティを提供することが望ましい。一般に３つのタイプのダイバーシティが拡散スペクトル型の通信システムにおいて生成あるいは使用され、それらは時間、周波数および空間ダイバーシティである。時間ダイバーシティは、信号成分の反復および時間インターリービングを使用して得られる。周波数ダイバーシティの形態は、広い帯域幅にわたって信号エネルギを拡散することによって固有に提供される。したがって、周波数選択フェイディングは、ＣＤＭＡ信号帯域幅の小さい部分だけに影響を与える。空間ダイバーシティは、典型的に異なるアンテナまたはビームを通る多数の信号通路を使用して行われる。衛星中継器通信システムにおいて使用されるビームは、典型的に大きい地理的領域をカバーし、したがって所定の時間に地上中継器システムよりはるかに多数のユーザーを潜在的にアドレスするように構成されている。各衛星は一般にいくつかの隣接した地理的領域に一時に到達してダイバーシティを行うように11乃至 16個程度の多数のビームを使用する。各ビームにおいてターゲットにされた加入支持者の相対的な大きさは、加入者の地域的密度が小さい場合でも一般に大きい。すなわち、サービスエリアが低い人口密度を有する地上領域を含んでいても、各領域の全体的な大きさは、所定の衛星ビームパターン内に依然として膨大な数の加入者が存在していることを意味する。さらに、衛星は地上ベースの電話機システムの欠如を克服するためにいくつかの地理的領域において使用され、このような領域は比較的高い人口密度を有していてもよい。衛星を使用して非常に多数の加入者にサービスを提供することは、１つの中継器当たりもっと効果的な送信機またはアンテナの両方、１個の衛星当たり16個までのビーム、および各衛星ビーム当たりもっと多くの通信チャンネルを必要とする。典型的に、衛星における１ビーム当たりの通信チャンネル数または回路数は、地上中継器において典型的に認められる64から 128チャンネルに増加される。これらのファクターは、ベースステーションとは対照的にシステムゲートウェイ内において適合されなければならないデータおよび信号処理の量を大幅に増加させる。地球ベースステーションは一般に６個のアンテナしか使用せず、セル全体に対する１つから細分割されたセルにおける３つのセクタのそれぞれに対して２つまで任意の場所に対応させ、それぞれ１つの搬送波周波数で通信信号を受信する。他方において衛星ゲートウェイは、異なる搬送波周波数上で16以上のビームまたはスポットに適合するように所望に応じて１つまたは恐らくもっと多くのアンテナと共に32個以上の受信機のアレイを使用して通信信号を処理する。ゲートウェイはまた任意の所定の時間に典型的に４程度の“観察中”である多数の衛星にサービスを提供する。システムの１実施形態において、８つの軌道平面のそれぞれにおいて６個程度の衛星が使用され、さらに多くの衛星がいくつかのシステムに対して予測される。衛星タイプの中継器システムにおいて適合されている非常に多数の通信信号は大量のデータに変換され、各ゲートウェイを通って伝送され、各ゲートウェイ内で処理される。各アンテナによって受信された信号が適切なベースバンド周波数に下方変換され、搬送波がデジタルサンプルを提供するように除去された場合、データ速度は搬送波周波数（ビーム）当たり80メガビット／秒（Ｍｂｐｓ）程度である。各アナログ受信機からの信号は、特定の加入者に対する通信を処理するように割当てられたゲートウェイ内のモデムのアレイに伝送される。これは、それらがマルチパス信号をそれぞれ検出して処理することができるために、各受信機からのデータが全てのモデムに接続された共通のバスに沿って伝送されなければならないことを意味する。通信システムにおける現在のデータ速度に対して、アナログ受信機とゲートウェイのモデム部分との間で信号を伝送するゲートウェイバスは、１秒当たりほぼ数ギガビット（Ｇｂｐｓ）程度またはそれ以上で処理しなければならない。この多量のデータに対する制御、スイッチング、タイミングなどは、経済的なゲートウェイシステムの限界を越える。これは、妥当な費用および信頼性の制約内の現在の技術の限界を越えてバス伝送構造を使用しなければならなくする。さらに、種々の処理回路構造間でこのような多量のデータを伝送するためケーブルに対する要求も著しく複雑になる。したがって、ゲートウェイのアーキテクチャ内において１つの機能素子または段から別のものに伝送される必要のあるデータの量を減少することが望ましい。容量が増加されるか或は更新が要求された時に、システムを容易に拡張できるようにする安価なモジュラー素子をもっと効率的に使用することも望ましい。［要約］拡散スペクトル通信システムにおけるゲートウェイおよびベースステーションでの通信信号の処理に関する技術的に認められる上記および他の問題を考慮して、本発明の１つの目的はゲートウェイにおいて受信された信号における直交するチャンネルを復調する通信処理要求を分配することである。本発明の第２の目的は、拡散スペクトル型の通信システムのゲートウェイ部分におけるアナログおよびデジタルデータ信号処理素子間を共通の信号導体に沿って伝送されなければならない単位時間当たりのデータの合計量を減少することである。別の目的は、ゲートウェイにおける各アナログ受信機と関連している処理リソースをもっと経済的に割当てることのできる技術を提供することである。本発明の１つの利点は、高信頼性で製造が容易であり、ゲートウェイアナログ受信機で使用するために並列アレイに分配するのに経済的な拡散スペクトルおよび別のデジタル信号処理モジュールを使用することである。別の利点は関連した処理素子のボリュームの減少と共に、回路背面上でのデータ伝送速度の低下、要求されるケーブル数および導体数の減少を含む。これらおよびその他の目的および利点は、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）型の無線電話機／データ通信システムのような拡散スペクトル多重アクセス通信システムにおけるゲートウェイ型のベースステーション内で使用するための信号処理アーキテクチャにおいて実現される。これらのシステムにおいて、ユーザーまたはシステム加入者は、所定の搬送波周波数内の異なる符号化された通信信号チャンネルを使用して、ベースステーションまたは衛星中継器およびゲートウェイを通して通信する。多数の拡散スペクトル通信信号は、１以上の搬送波周波数で信号を受信するようにそれぞれ構成されているアナログ受信機を使用する多数のシステム加入者から１以上のダイバーシティ伝送路を介して受信される。アナログ受信機は、予め定められたサンプリング速度でデジタル通信信号に通信信号を変換する。デジタル通信信号は、各アナログ受信機の出力に接続された対応した１組のまたは１連の復調モジュールに出力される。各アナログ受信機に結合されたモジュールの数は、各加入者からその対応したアナログ受信機を通って情報を受信することが望ましい各ダイバーシティ通信路に少なくとも１個のモジュールが利用できるように定められている。復調モジュールは、符号化されたデータシンボルを生成するために適切にオフセットまたは時間シフトにより予め選択された同位相（Ｉ）および直角（Ｑ）位相疑似ランダム雑音（ＰＮ）型のコードシーケンスを特定の通信システムに対して使用してデジタル通信信号をデスプレッドする。これらの予め定められた疑似雑音（ＰＮ）シーケンスはまた意図する受信者への伝送の前にデジタルデータ信号の同位相および直角位相成分を変調するために使用される。変調器はまた一般に符号化されたデータシンボルを予め定められたグループのシンボルに累積して、シンボルデータに対するシンボルエネルギ計量にマップまたは変換された直交関数変換器に少なくとも予め選択された個数を供給する。エネルギ計量は、対応したアナログ受信機を通って動作するチャンネルに対して符号化されたデータの仮説と関連したエネルギ値を示す。各復調モジュールは、各加入者の各ダイバーシティ通路に対して符号化されたデータシンボルを生成するためにデスプレッド段または回路をモジュールの一部分に備え、シンボルエネルギ計量を生成するために符号化されたデータシンボルを受信し直交変換またはマッピングを行うための直交コード変換器または変成回路を別の部分に備えている。例示的な変換器は、入力シンボルのグループの大きさに対応したオーダーを有する高速アダマール変換器である。したがって、各変換器の出力は、１つの対応した受信機を通じて動作する１つのチャンネルに対する計量を表している。復調モジュールは、共通の伝送バスがそれらの間に接続された復調器・フロント・エンド（ＤＦＥ）および復調器・バック・エンド（ＤＢＥ）として製造されることができる。これは、廉価で高い信頼性を得るために高度のモジュラー構成と回路集積を可能にする。ある程度のタイム・シェアリングまたは信号選択が所望に応じて等しくない数の段を許容することができるが、典型的にデスプレッド段、ＤＦＥおよびそれと同数の変換器段ＤＢＥが存在する。各復調モジュールすなわちＤＢＥにおいて生成された計量データは、加入者にそれぞれ予め割当てられている一連の計量データ受信機の少なくとも１つに伝送される。各計量受信機は、処理されるべき単一の符号化された信号チャンネルに対応し、各変成回路出力は１つのチャンネル計量受信機に対応する。複数の各計量データ受信機は、各アナログ受信機と関連した１以上の復調モジュールからエネルギ計量信号を受信するように接続される。さらに本発明は、多数のモジュールまたは変換器から受信されたシンボルエネルギ計量を合計して、チャンネルデータを得るために単一のチャンネルシンボルエネルギ計量を生成するように各計量受信機の入力において合計素子を使用することを含む。本発明の別の観点において、受信された通信信号とＰＮシーケンスの位相との間の相対的な時間差が追跡され、タイミング調節信号が任意の差の符号および大きさを示すために与えられる。デジタル信号はまた、タイミング制御信号に対する値の変化に応答して調節されているデシメーションのポイントでデスプレッドした後にデシメートされる。本発明は、通信システム内の加入者装置からアナログ受信機に通信チャンネル信号を伝送するために少なくとも１つの衛星ベースの中継器と通信しているゲートウェイ型のベースステーションにおける信号伝送構造の複雑さを軽減するのに非常に有効である。これは、少なくとも２個の衛星が任意の所定の時間にゲートウェイと通信している場合、特に有効である。［図面の簡単な説明］以下の詳細な説明および図面から本発明の特徴、目的および利点が明らかになるであろう。なお、図面において同じ参照符号は同じ素子を示している。図１は、例示的な無線通信システムの概略図を示す。図２は、図１の無線通信システム用の例示的なゲートウェイ復調／変調装置のブロック図を示す。図３は、図２のアナログ受信機を構成するのに有効なアナログ回路を示す。図４は、図２のゲートウェイのモデム部分用の、非常に多数の受信機を使用するマルチプル・フィンガ復調アーキテクチャのブロック図を示す。図５は、図２に示されたデジタルデータ受信機を構成するのに有効な復調回路を示す。図６は、図２に示されたデジタルデータ受信機を構成するのに有効な別の復調回路を示す。図７は、多数の分配されたデータ受信機を使用する新しいゲートウェイアーキテクチャを示す。図８は、図７のゲートウェイアーキテクチャにおいて使用される例示的なＦＨＴモジュールの入力部分を示す。図９は、図８の例示的なＦＨＴモジュールの出力部分を示す。［好ましい実施形態の詳細な説明］本発明は、拡散スペクトル多重アクセス通信システムにおいて使用されるベースステーションおよびゲートウェイ用の新しい信号処理アーキテクチャを提供する。利用可能な信号バス容量をさらに効率的に使用する新しいデジタル受信機および復調方式が使用される。本発明の方法および装置は、一連の各受信機によって受信された通信信号をデジタル形態に変換し、その後外部ＰＮコードを除去し、いくつかの各周波数で全てのシステムユーザーに伝送されているデータに対する信号データエネルギ計量を計算するために各信号を復調する。その後、受信された各信号内における意図された各ユーザーに対するデータ計量は、個々の通信回路または受信者に割当てられた信号デコーダおよびダイバーシティ結合器に伝送される。このシステムアーキテクチャの最初の層は、アナログ信号処理およびデジタル通信信号のデスプレッドに関与し、“ＦＨＴモジュール”として示された一連の回路モジュールを使用して経済的に実現されることができる。データは、現在の技術を使用して容易に適合または操作されることができるＦＨＴモジュールから減少されたビット速度で出力される。このレベルで供給されたエネルギ計量データは、非常に多数の受信された信号に対する従来のＡ／Ｄデータサンプルより低いデータ速度で一連のユーザーデコーダに容易に伝送される。これは衛星ベースの中継器システムにとって非常に有効である。無線データまたは電話システムのようなＣＤＭＡ通信システムに対する現在の設計において、予め定められた地理的領域すなわちセル内のベースステーションは、システムユーザーのために通信信号を処理するためにいくつかの変調器−復調器ユニットまたは拡散スペクトルモデムをそれぞれ使用する。各拡散スペクトルモデムは、一般にデジタル拡散スペクトル伝送変調器、１以上のデジタル拡散スペクトル復調器、および１以上の探索器受信機を使用する。典型的な動作中、ベースステーション中のモデムは、割当てられたユーザー装置により通信信号の伝送を調整するために必要とされた時に各遠隔または移動ユーザー装置に割当てられる。衛星中継器を使用する通信システムに対して、これらのモデムは一般に、専用にされたアンテナおよび制御システムを使用して衛星を通って信号を伝送することによってユーザーと通信するゲートウェイまたはハブと呼ばれるベースステーションに配置されている。別の関連した制御局がシステムワイド・トラフィック制御および信号同期を維持するために衛星またはゲートウェイと通信していてもよい。図１には、本発明の原理にしたがって構成され、動作する例示的な無線通信システムが概略的に示されている。図１に示された通信システム10は、無線データ端末または電話機を有する遠隔または移動加入者装置とシステムベースステーションとの間の通信に拡散スペクトル変調技術を使用する。大都市エリアにおけるセル電話型のシステムは、数千の移動無線ユーザーにサービスを提供する数百のこのような地球ベースステーションを有していてもよい。衛星中継器を使用する通信システムは、典型的に大きい地理的領域にわたって分散して１個の中継器当たりもっと多くのユーザーにサービスを提供するために２〜３個の中継器を使用する。図１に示されるように、通信システム10は、典型的にベースステーションまたはゲートウェイのシステムワイド制御を行なうためにインターフェイスおよび処理回路を含む移動電話交換局（ＭＴＳＯ）とも呼ばれるシステム制御装置およびスイッチング装置12を使用する。制御装置12はまた所望のまたは指定された加入者装置への伝送のために公衆電話交換回路網（ＰＳＴＮ）から適切なベースステーションまたはゲートウェイまでの電話の呼の経路設定を制御し、また１以上のベースステーションを通って加入者装置から受信された呼のＰＳＴＮへの経路設定を制御する。大部分の通信システム中の加入者装置は典型的に互いに直接通信するようには構成されていないため、制御装置12は一般に適切なベースステーションおよびＰＳＴＮを通ってユーザーの間で呼を接続することによって加入者装置を互いに通信させる。種々のシステムベースステーションに制御装置12を結合する通信リンクは、それに限定されるものではないが、専用の電話線、光ファイバリンク、或はマイクロ波または専用の衛星通信リンクのような既知の装置を使用して設定されることができる。図１に示された通信システムの一部分において、２つの例示的なベースステーション14および16が２個の衛星中継器18および20並びに２つの関連したゲートウェイまたはハブ22および24と共に、地上中継器の通信に対して示されている。これらの素子は、それに限定されるものではないがセルラー電話機のような無線通信装置をそれぞれ有する２以上の遠隔加入者装置26および28と通信を行なうために使用される。これらの加入者装置は移動無線装置として論じられているが、本発明の技術は遠隔無線サービスが所望される固定された装置に対しても適用可能であることも理解される。この後者のタイプのサービスは、世界の多数の遠隔地域に通信リンクを設定するために衛星中継器を使用するのに特に適している。加入者装置はまた時にはいくつかの通信システムにおいて好みに応じてユーザー端末または単にユーザーと呼ばれる。さらに、典型的な通信システムは、低い地球軌道（ＬＥＯ）のいくつかの異なる軌道平面を進行する図１に示された２個よりはるかに多数の、48個以上の衛星と、非常に多数の加入者装置とを使用する。しかしながら、本発明の技術が種々の衛星システム構造およびゲートウェイに対してどのようにして適用できるかを当業者は容易に理解するであろう。ビーム（スポット）、およびセルまたはセクタという用語は、それらが技術的にこの方法で呼ばれてもよく、またサービスを提供される地理的領域は使用される中継器プラットフォームのタイプの物理的特性とその場所が異なっているだけで本質的に類似しているため、全体を通して交換可能に使用されている。伝送路の特性と周波数およびチャンネル再使用に対する制約は、これらのプラットフォーム間で異なっている。セルは、ベースステーション信号の効果的な“到達”によって限定され、一方ビームは地球の表面に衛星通信信号を投射することによってカバーされる“スポット”である。さらに、セクタは一般にセル内の異なる地理的領域をカバーし、一方時にはＦＤＭＡ信号と呼ばれる異なる周波数の衛星ビームは共通の地理的領域をカバーする。ベースステーションおよびゲートウェイという用語もしばしば交換可能に使用され、ゲートウェイは衛星中継器を通って通信を導き、関連した装置と共に、移動している中継器を通してこのような通信リンクを維持するように動作するもっと多くの“ハウスキーピング・作業”を有する特定化されたベースステーションとして技術的に認識され、一方ベースステーションは包囲している地理的領域内に通信を導くように地球アンテナを使用する。中央制御局はまた典型的にゲートウェイと相互作用して衛星を移動する時に実行すべき多くの機能を有している。この例に対して、ベースステーション14および16は、個々の地理的領域すなわち“セル”に対してそれらの各アンテナから伝送パターンでサービスをそれぞれ提供し、一方衛星18および20からのビームは別の各地理的領域をカバーするように導かれると考えられる。しかしながら、衛星に対するビームカバレージまたはサービスエリア、および地上中継器に対するアンテナパターンは、通信システムの設計および提供されるサービスの形式に応じて所定の領域において完全にまたは部分的に重複することが容易に理解される。したがって、通信プロセスの種々のポイントで、ハンドオフが種々の領域またはセルにサービスを提供するベースステーションまたはゲートウェイの間で行われ、ダイバーシティもまたこれらの通信領域または装置のいずれかの間において実行されてもよい。ＣＤＭＡ変調技術によって可能にされる信号利得は、加入者装置が新しいベースステーション、ゲートウェイ、または衛星ビームパターンによってサービスを提供される領域にトラバースするために十分に場所を変えた場合に“ソフト”ハンドオフ方式を可能にする。通信リンクは、受信された信号強度および周波数の利用可能性に応じて２つのゲートウェイのそれぞれに対してそれぞれ１つの２個のモデムによって維持されてもよく、或はモデム間で転送されてもよい。この方法で、加入者装置は、ゲートウェイ内において処理するために伝送されなければならないデータ量を増加させるハンドオフ・プロセスで多数のゲートウェイモデムを使用する。図１において、ベースステーション14と加入者装置26および28との間の通信リンクに対して可能な信号路または回路のいくつかが一連のライン30および32でそれぞれ示されている。これらのラインの矢印の先端は、簡明にするために実際の信号パターンまたは要求される通信路に対する制約を表さないように順方向または逆方向リンクのいずれかのリンクに対する例示的な信号の方向を示している。同様にして、ベースステーション16とユーザー装置26および28との間の可能な通信リンクをライン34および36でそれぞれ示している。１以上のゲートウェイまたは集中されたハブ22および24と、加入者装置26および28との間において衛星18および20を介して設定された通信の付加的な可能な信号路が示されている。これらの通信リンクの衛星・ユーザー部分は一連のライン 40，42および44で示され、またゲートウェイ・衛星部分はライン46，48，50および52で示されている。いくつかの構造において、ライン54で示されたリンクを介して直接的な衛星同士の通信を設定することも可能である。簡明にするために衛星20が加入者装置26と通信していることは示されておらず、特定のシステム構造および衛星ビームパターン分布に応じてこれが可能であることは確かである。現在のＣＤＭＡ無線またはセルラー電話システムにおいて、各ベースステーションまたはゲートウェイはまたそのカバレージ領域全体にわたってデータ変調を含まない“パイロット搬送波”信号を伝送する。一般に、各セクタはそれら自身の別個のパイロット信号を有する。このパイロット信号は、最初のシステム同期、並びに送信された信号の時間、周波数および位相追跡を行うために加入者装置によって使用される。衛星システムに対して、この信号は各衛星ビーム内を伝送され、衛星を使用して特定のゲートウェイから生じる。単一のパイロット信号は典型的に信号源から信号を受信する全てのユーザーにより使用され共有されている各周波数に対して各ゲートウェイまたはベースステーションによって送信される。ゲートウェイ識別、システムタイミング、ユーザーページング情報およびその他種々の制御信号等の拡散スペクトル変調情報を伝送するために別の信号が使用される。各ゲートウェイは典型的に、異なるコード位相オフセットで同じＰＮコードを使用して生成された特有のパイロット信号（システム・ワイド再使用を条件として）を使用する。これは、互いに容易に識別されることができるＰＮコードを許容し、また発生源のベースステーションとゲートウェイの識別を可能にし、一方において簡単な獲得および追跡を実現する。通信システム全体にわたって１つのパイロット信号コードシーケンスを使用することにより、加入者装置は、各コード位相に対して相関プロセスを使用して全てのパイロット信号コード位相に対して単一のサーチによりシステムタイミング同期を見出だすことができる。その代わりとして、通信システム内において一連のＰＮコードが使用され、異なるＰＮコードが各ゲートウェイに対して使用され、恐らく各衛星平面に対しても使用される。通信システム内の特定の信号源または中継器を識別するために所望とおりの少ない個数のＰＮコードが割当てられることができることが当業者に明らかになるであろう。すなわち、可能な通信チャンネルの合計数およびシステム内においてアドレス可能なユーザーの数を最大にするという希望を前提として、コードはシステム内の各中継器または信号源を識別するために所望に応じて使用されることができる。ページング信号またはチャンネルと呼ばれる別の信号はまた加入者装置にメッセージを送信して、呼またはある形態の通信情報が“到着”したこと、或いはそれがゲートウェイに存在し、それらのために“保持”されていることを示すために通信システムによって使用されてもよい。ページング信号は典型的に、ユーザーが通信リンクを初期化して、指定された加入者装置からの応答を要求した時の使用に適したチャンネル割当てを行なう。ベースステーションによってサービスを提供された地理的エリアは、通常別のものよりあるベースステーションに近接して、或いはセルがさらに再分割される１つのセルセクタ内にユーザーまたは加入者装置を配置した実質的に重複しないまたは交差しない形状で設計されている。ここにおける決定要因は衛星への相対的な近さではなく、加入者装置を考慮した衛星からの特定のビームパターンおよびその信号強度にあるが、これはまた衛星通信に対しても実質的に同様である。さらに、ビームは所定の領域内において重複してもよいが、周波数等のある伝送特性を使用して識別される。図１において、ユーザー装置28は地上サービスを目的とするとベースステーション16に最も近いが、ゲートウェイサービスに対しては衛星18または20のカバレージ内にあると考えられる。呼を開始したとき、加入者装置28は、ここでは16または22である最も近いベースステーションまたは適切な衛星ゲートウェイに制御メッセージを送信する。呼要求メッセージを受取ると、ベースステーション16はシステム制御装置12に呼出された番号を伝送し、その後このシステム制御装置12がＰＳＴＮを通って呼を意図された受信者に接続する。別の実施形態において、通信リンクはゲートウェイにより衛星18を通して設定され、この衛星18が呼要求メッセージを受取って、上述のように処理するためにシステム制御装置12に転送する。加入者装置に対する呼またはメッセージリンク要求がＰＳＴＮ内でまたは別の加入者装置で発生したとき、制御装置12は一般に前のメッセージ情報に基づいてターゲットにされた装置が“ホーム”領域にあると知られている或は予測される予め定められたエリアの中の全ベーステーションまたはゲートウェイに呼情報を送信する。次にゲートウェイまたはベースステーションは、意図された受信ユーザーに対してそれらのそれぞれのカバレージエリア内にページングメッセージを送信する。ページングメッセージを検出した時、加入者装置は制御メッセージで最も近いベースステーションに応答するか、或いは適切な衛星を通してゲートウェイに応答する。この制御メッセージは、どの特定のゲートウェイ、衛星またはベースステーションが加入者装置と通信しているかをシステム制御装置12に通知する。その後制御装置12が、入って来たメッセージまたは呼をそのゲートウェイリンクを通してその加入者装置に送る。ここでは28の加入者装置が最初に選択された衛星18、或いはゲートウェイ22または24のカバレージエリアの外に移動した場合、異なるゲートウェイまたはベースステーションを使用しなければならなくなるまで、別の衛星を通して通信信号を送ることによって通信リンクを存続させる試みがなされる。再び、余分の通信リンクを維持し、かつこのタイプの通信用のチャンネルを探索するために処理するべきゲートウェイに対して付加的な信号を与える。空間または通路ダイバーシティは、地上ベースの中継器システムに対して２以上のベースステーションを通して、或いは空間ベースの中継器システムに対しては２以上の衛星ビームまたは個々の衛星によって、移動無線ユーザーと同時のリンクにより多数の信号路を提供することによって実現される。すなわち、衛星通信環境において、或いは室内無線通信システムに対して、通路ダイバーシティは多数の通信路またはアンテナを使用して単一の加入者に対する通信を慎重に送信または受信することによって実現される。さらに、通路ダイバーシティは、異なる伝播遅延をそれぞれ有する異なる通路を介して到着した信号が各通路に対して別々に受信されて処理されることを可能にすることにより多通路環境を利用することによって実現される。２以上の通路が例えば１マイクロ秒より大きい十分な遅延差により利用できるならば、２以上の受信機がこれらの信号を別々に受信するために使用されることができる。これらの信号は典型的に独立したフェイディングおよび別の伝播特性を示すため、信号は受信機とダイバーシティ結合器により結合された出力とによって別々に処理され、最終的な出力情報またはデータを提供することが可能であり、そうでない場合に単一の通路に存在する問題を克服する。多重アクセス通信システムにおける通路ダイバーシティを使用した例は、共に本出願人に譲渡され、この明細書に参考文献として含まれている米国特許第 5,1 01,501号明細書("SOFT HANDOFF IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM "，Marc h 31,1992)および第 5,109,390号明細書("DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLU LAR TELEPHONE SYSTEM ",April 28,1992)に記載されている。地上ベースの中継器およびベースステーションが主として使用されているが、将来のシステムは非常に多数の“遠隔地”ユーザーに及ぶ広い地理的カバレージのために、また真の“地球規模の”通信サービスを達成するために衛星ベースの中継器の使用を重視するであろう。残念ながら、グローバルネットワーク型の構造への通信システムの拡大および衛星中継器の進歩した使用は、非常に多数の通信リンクを処理する中央ステーションおよびゲートウェイに対して付加的な問題を生じさせる。図１のような拡散スペクトルタイプの通信システムは、直接シーケンス疑似雑音（ＰＮ）拡散スペクトル搬送波に基づく波形を使用する。即ちベースバンド信号は所望の拡散効果を達成するために疑似雑音シーケンスを使用して変調される。ＰＮシーケンスは拡散されるベースバンド通信信号よりも非常に高い周波数を有する一連の“チップ”から構成される。典型的なチップ速度は１．２２８８ＭＨｚ程度であり、所望される帯域幅全体または許容可能な信号干渉と、技術上当業者に知られている信号強度および品質に関するその他の基準にしたがって選択される。当業者は価格の制限と通信品質との妥協に関して、割当てられたスペクトルにしたがってチップ速度が変形される態様を認識している。ベースステーション・加入者リンクまたはゲートウェイ・加入者リンクでは、スペクトル拡散に使用される２進シーケンスは２つの異なったタイプのシーケンスから構成され、それぞれ異なった特性を有し、異なった機能を行う。“外部” コードは異なったベースステーションにより送信される信号間および多重通路信号間の弁別に使用される。この外部コードはセルまたはビームで全ての信号により共有され、通常比較的短いＰＮコードシーケンスである。“内部”コードは領域内の異なったユーザ間または順方向リンク上で単一のベースステーション、ゲートウェイまたは衛星ビームにより送信されるユーザ信号間の弁別に使用される。即ち、各加入者ユニットは特有のカバーＰＮコードシーケンスを使用することによって順方向リンクに設けられる固有の直交チャンネルを有する。逆方向リンクで、ユーザ信号は完全に直交ではなく、これらがコードシンボル変調される方法により区別される。長さｎの１組のｎ直交２進シーケンスが構成されることができることが技術上よく知られており、ここでｎは２の累乗である。これは S.W.Golomb 氏その他による文献Digital Communications with Space Applications、Prentice-Hall 社、1964年、45〜64頁で論じられている。実際に、直交２進シーケンスの組はまた４の倍数であり２００よりも少ない長さを有する大抵のシーケンスに対しても知られている。比較的生成が容易であるこのようなシーケンスの１クラスはウォルシュ関数と呼ばれ、アダマールマトリックスとしても知られている。オーダーｎのウォルシュ関数は反復的に以下のように定められることができる。ここでＷ^*はＷの論理的補数を示し、Ｗ（１）＝０である。ウォルシュシーケンスは単なるウォルシュ関数マトリックスのうちの１つの行であり、オーダー“ｎ ”のウォルシュ関数はｎのシーケンスを含み、それぞれｎビットの長さである。オーダーｎのウォルシュ関数は（他の直交関数と同様に）シーケンスが一時的に整列されるならば、シンボルストリングのｎコードシンボルのインターバルにわたってセット内の全ての異なったシーケンス間の相互相関はゼロである特性を有する。これはそれぞれのシーケンス中のビットの丁度半分が１つ置きのシーケンス中のビットと異なっていることを観察して容易に理解されよう。別の有用な特性は、１シーケンスが常に全てのゼロから構成され、一方、全ての他のシーケンスは半分が１で半分が０で構成されたものである。それ故、ウォルシュ関数は通信システムで直交コードまたはコードシーケンスとして使用されるのに適している。ウォルシュ関数は１’と−１’の実数形態の項で表されることができ、ここでデジタル値は信号処理のために有効な電圧転移に変換されることも技術上理解されよう。この方法では全てゼロの関数は全て１または−１の関数になり、全ての他のシーケンスは半分が１で半分が−１から構成される。幾つかの搬送波波形は通信システム10内で使用されることができ、典型的な実施形態は１対の２進ＰＮシーケンスにより変調された直角位相（４位相）である正弦搬送波を使用する。この方法では、シーケンスは同一のシーケンス長の２つの異なったＰＮ発生器により発生される。一方のシーケンスは搬送波の同位相チャンネル（Ｉチャンネル）を２相変調し、他方のシーケンスは搬送波の直角位相または正確に直角のチャンネル（Ｑチャンネル）を２相変調する。結果として信号は複合４位相搬送波を形成するように合計される。典型的な構造では、ゲートウェイまたはベースステーションにより送信される全ての信号はＩおよびＱチャンネルの両者で同じ外部ＰＮコードを共有し、一方のコードは他方から９０度シフトされている。信号はまた前述したようにウォルシュ関数を使用して発生される内部コードで拡散される。使用されているウォルシュ関数の大きさ“ｎ”は各搬送波周波数に対して１２８までの異なった直交通信信号または順方向リンクチャンネルを生成するゲートウェイ・加入者間リンクでは典型的に６４または１２８程度である。３までのこれらのシーケンスが、ビーム内の１つの単一周波数に対してパイロット、同期、およびページングチャンネル関数に与えられる。特定のユーザにアドレスされる信号は外部ＰＮシーケンスと特定のウォルシュシーケンスまたはウォルシュチップのシーケンスにより乗算され、ユーザの順方向リンクまたは情報転送期間に対してゲートウェイまたは通信システム制御装置に割当てられる。このような領域で使用される外部ＰＮコードが相互に異なっているので、近傍セル、セクタまたはその他の予め定められた地理的カバー領域は内部ウォルシュ関数を再使用することができる。２以上の衛星ビーム（ゲートウェイ）から特定の加入者位置に到達する信号の伝播時間が異なることは、一時に多重セルのウォルシュ関数直交を維持することが必要であるような信号に対する絶対時間整列を保持することが可能ではないことを意味する。異なったゲートウェイから受信された信号を弁別するために外部ＰＮコードに依存する。しかしながら、単一の衛星ビームでゲートウェイにより伝送される全ての信号は相互に直交であり、実質上相互に干渉を与えない。これは大部分の位置で大多数の干渉を消去し、より高い容量が得られることを可能にする。同期、ページング、音声または通信チャンネル信号では、デジタル化されたスピーチなどの入力データは典型的にコード化され、反復が行われ、エラー検出および補正機能を与えるためにインターリーブされる。これは通信システムがより低い信号対雑音比および干渉比率で動作することを可能にする。反復プロセスは、データが予め選択された速度で伝送されることを確実にする。例えば、４８００ｂｐｓデータは、所望の９６００ｂｐｓ速度を得るために１データフレーム内で一度繰返され、２４００ｂｐｓデータは４回繰返される。コード化、反復、インターリーブの技術は技術上よく知られている。各チャンネルに対するエラー補正コード化シンボル流のシンボルは前述したように割当てられたウォルシュコードシーケンスにより乗算され、その後外部ＰＮコードにより乗算される。各信号の結果的な拡散シンボル流は複合波形を形成するため共に加算される。結果的な複合波形で正弦搬送波を変調し、帯域通過フィルタで処理し、所望の動作周波数に変換され、増幅され、アンテナシステムにより放射される。別の実施形態ではゲートウェイ送信信号を形成するためのこれらの幾つかの動作の順序を交換してもよい。例えば、送信される全てのチャンネル信号を合計する前に、外部ＰＮコード波形により各音声チャンネル信号を乗算しフィルタ動作を行うことが好ましいこともある。ＰＮシーケンスによる乗算前またはその後にＩＦ周波数またはベースバンド周波数等の処理における幾つかの異なった点で合計を行ってもよい。線形動作の順序は種々の構成の利点または異なった設計を得るために交換されてもよいことが技術上よく知られている。ＣＤＭＡ通信システムを構成するために使用されるベースステーションまたはゲートウェイ装置の１設計例は図２でさらに詳細に説明されている。典型的なベースステーションでは、空間ダイバーシティ受信を行うため、少なくとも２つの受信機セクションまたはシステムが利用され、それぞれ別々のアナログ受信機と、典型的に別々のアンテナを具備している。ゲートウェイでは多重アナログ受信機は前述したように周波数ダイバーシティを達成するために使用される。即ち、ゲートウェイでは各アナログ受信機は異なった衛星ビームまたはサブビームから異なった周波数信号を受信する。所望であり価格が許容されるとき、別々のアンテナがこの幾つかの信号受信を行うためにも使用される。いずれの場合にも、通信信号は各受信機セクションで実質上同様に処理され、ダイバーシティ結合処理を受ける。破線内の素子は１ベースステーションまたはゲートウェイと１加入者ユニット間の通信を管理するために使用される素子に対応する。アナログ受信機または受信機セクションの出力は他の加入者ユニットとの通信を行うのに使用される他の素子にも与えられる。図２で示されているゲートウェイのトランシーバまたは復調器／変調機部分はアナログ受信機62に接続され、通信信号を受信するためのアンテナ60を使用する第１の受信機セクションを具備し、ここで信号は下方変換され、増幅され、デジタル化される。デジタル化された信号はアナログ受信機62から少なくとも１つのサーチ受信機64と少なくとも１つのデジタルデータ復調器66_Aに出力される。各復調器はレイク（rake）タイプの信号受信機における１つのフィンガを形成する。付加的なデジタルデータ復調器66_B−66_Nは維持されている各加入者ユニットまたは通信回路に対する信号ダーバーシティを得るために使用され、これは幾つかのシステム設計に対して任意選択的のものであってもよい。各フィンガまたは復調器は可能な代りの通路に沿って伝播する加入者通信信号を追跡し復調するように割当てられている。これらの復調器は少なくとも１つのＰＮチップ期間の位相差で復調プロセスにおいて僅かに異なったタイミングを使用する。これは多通路信号が存在する可能性が多い状態で非常に有用なダイバーシティモードを提供する。さらに、これは通信リンクを改良するのが所望されるとき通信システムによる多通路信号の意図的な発生を可能にする。ゲートウェイは通常、付加的な搬送波周波数で通信信号に適合するかまたは他の特有のパラメータを使用するために付加的な受信機セクションを有する。これは第２のアンテナ70と第２のアナログ受信機72と第２のサーチ受信機74と第２の組のデジタルデータ復調器76_A−76_Nを含む第２のこのようなセクションを使用して図２で示されている。しかしながら、多数のこのようなセクションは所定の時間に処理される全ての衛星ビームおよびサブビームに適合するように典型的にゲートウェイ中で使用される。少なくとも１つのゲートウェイ制御プロセッサ78はサーチ受信機64,74 と共に復調器66_A−66_Nおよび76_A−76_Nに結合される。制御プロセッサ78はそれらに限定されるのではないが、信号処理、タイミング信号発生、パワーおよびハンドオフ制御、ダイバーシティ、ダイバーシティ結合、ＭＴＳＯとのシステムインターフェイスなどの機能を達成するために、いくつかのデータ通路および指令および制御信号を提供する。制御プロセッサ78により行われる別の主な制御作業は加入者通信に対するウォルシュシーケンス、送信機、復調器割当てである。データ復調器66_A−66_Nおよび76_A−76_Nからの信号出力は１以上のダーバシティ結合器とデコーダ80に結合され、このデコーダ80は、共通の加入者ユニットをサービスする受信機により信号出力を論理的に結合し、結合した信号出力をデジタルリンク82に与える役目を行う。デジタルリンク82はまた制御プロセッサ78、送信変調器84、典型的にＭＴＳＯデジタルスイッチまたは回路網にも結合される。デジタルリンク82は、全て制御プロセッサ78の制御下で、所望な時にダイバーシティ結合器およびデコーダ80、ＭＴＳＯ回路網、１以上のゲートウェイ送信変調機84間で、デコードされたデータ信号とコード化されていないデータ信号とコード化されたデータ信号の転送を制御または誘導するように機能する。アナログ受信機62は図３でさらに詳細に図示されている。図３で見られるようにアンテナ60により受信された信号は下方変換装置100 に結合され、ここで信号は必要な時にＲＦ増幅器102 において入力ＲＦ周波数で増幅され、ミキサ106 中で基準周波数信号源104 の出力と混合され、増幅されたＲＦ信号を所望のＩＦ周波数に変換される。結果的なＩＦ信号は別の下方変換装置110 でさらに増幅するためにローパスフィルタ（ＬＰＦ）108 を介してＩＦ増幅器112 に伝送される。下方変換装置110 は、増幅されたＩＦ信号が適切なクロック速度でデジタル化されるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器122 へ伝送される前に、所望のベースバンド周波数に変換する。本実施例では、９．８３０４ＭＨｚ程度のクロック速度が通常使用され、これはＰＮチップ速度の８倍である。下方変換装置110 は基準周波数信号源114 とミキサ116 を使用し、その後に帯域通過フィルタ（ＢＰＦ） 118 と帯域通過増幅器120 が続いている。Ａ／Ｄ変換器122 は受信機62の一部を形成しているように示されているが、復調回路の他の場所にも容易に位置でき、例えばデジタルデータ復調器66、76またはサーチ受信機64、74のいずれかに近接して結合した部分を形成する。Ａ／Ｄ変換器122 により復調器およびサーチ受信機66、74へ出力されたデジタル信号はこの例では結合されたＩとＱチャンネル信号からなる。しかしながら、変換後にデジタル化されたＩおよびＱチャンネル信号を分割するよりも、ＩおよびＱチャンネルをデジタル化する前に２つの別々のＡ／Ｄ変換器通路にチャンネル分割を行うようにＡ／Ｄ変換器122 が構成されることができることは当業者に容易に認識されよう。この分割は他の受信機素子および各受信機と、関連する多数の入力にデータを転送するために使用されるデータバスの特性を単に変更するだけである。ＩおよびＱチャンネル信号のためのＲＦ−ＩＦ−ベースバンド周波数変換とアナログデジタル変換のための種々の方式は技術でよく知られている。第２の受信機セクションは図２の第１の受信機に関して説明した方法と類似の方法で受信された通信信号を処理する。加重されたシンボルは復調器66_A-Nと76_A-Nから出力され、入力としてダイバーシティ結合器およびデコーダ回路80に与えられる。結合器およびデコーダ80は復調器66_A-Nと76_A-Nからのシンボルに対して２組の加重係数を加算する加算器を含んでいる。対応する係数は信号が誘導されるユーザ、または少なくとも１つの通路を表す通信リンクまたは回路により決定される。結果的に結合された係数は係数間で最大の係数値を決定するように試験され相互に比較され、これは回路80で構成されているデコーダによって、使用される１組のデコーダ加重およびシンボルを決定するために使用される。例えばこの情報は最も可能性のある情報ビットシーケンスを決定するためビタビアルゴリズムデコーダにより使用されることができる。通信システム内のＭＴＳＯまたは他の結合器からの信号はデジタルリンク82を使用して受信加入者へ送信するための適切な送信変調器に結合される。デジタルリンク82を構成するために使用される回路はよく知られており、典型的に種々の既知のデジタルデータスイッチングおよび記憶素子を含んでいる。送信変調器84 は目的地の受信加入者ユニットへ送信するためのデータを拡散スペクトル変調し、その結果得られた信号を送信パワー制御装置86へ提供し、これは出信号に使用される送信パワーの制御を行う。１実施形態の送信変調器84の構造および動作に関するさらに詳細な説明は“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFO RMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE”と題する米国特許第5,103,459 号明細書に記載されている。パワー制御装置86の出力は他の送信変調器／パワー制御装置の出力と合計され、その出力は合計装置または手段88中で同一の送信周波数で他の加入者ユニットに誘導される。合計装置88の出力は所望の周波数でさらに増幅するためにアナログ送信機90に与えられ、衛星中継器を介して加入者ユニットへ放射するためにアンテナ92に出力される。制御プロセッサ78はまた他の信号と合計されてアンテナ 92へ出力される前に、パイロット、同期チャンネルとページチャンネル信号の発生およびパワーを制御し、パワー制御装置86との結合を制御する。サーチ受信機74はまた関連されるデジタルデータ受信機66、76が使用されるならば、これらが最強の有効な時間ドメイン信号を追跡し処理することを確実にするために受信された加入者発生の信号について時間ドメインを走査するためにゲートウェイで使用される。サーチ受信機は典型的に制御プロセッサによってアナログ出力に割当てられる復調器を決定するために使用される。サーチ受信機74は信号をゲートウェイ制御プロセッサ78に提供し、これは制御信号をデジタルデータ復調器66と76に与え、さらに処理するための適切な受信信号入力（タイミング）を選択する。各復調器は幾つかの既知の技術のうちの１つを使用して受信する信号のタイミングを追跡するように応答する。１つの既知の追跡技術は初期／後期技術であり、それにおいて、受信信号は初期および後期の局部基準ＰＮシーケンスと相関される。タイミングエラーがないとき、これらの相関の差は平均してゼロである。反対に、タイミングエラーが存在するとき、この差はこのようなエラーの大きさと符号を指示し、復調器のタイミングはしたがって調節される。初期／後期タイミングループはロック検出器によって搬送波信号の周波数および位相にロックされまたはそれらを追跡する役目を行う。ゲートウェイ受信機中の信号処理は加入者ユニット中の類似の素子により行われる信号処理とは幾つかの観点で異なっている。前述したように、ゲートウェイは通常パイロット信号を送信し、各加入者ユニットへ伝送されたデータシンボルをカバーするように優れた直交コードシーケンスを使用する。一方、これを許容する価格および技術は達成されるが、加入者ユニットは典型的にゲートウェイにおける信号処理のコヒーレントな基準目的に使用されることができる別々のパイロット信号を送信しない。それ故、加入者とゲートウェイまたは加入者とセルの間のリンクは通常コヒーレントではない変調および復調方式を特徴とする。この方式では、加入者ユニットはコードシンボルのグループに対する幾つかの直交関数、ここでは６コードシンボル毎で６４ウォルシュコードシーケンスを使用して送信されるデータシンボルをコード化する。即ち、６データシンボルのグループの２進値はこの目的で予め割当てられた指数値である６４ウォルシュ関数またはコードのうちの１つを選択するために使用される。受信端では、各ウォルシュコードが検出され、予め選択された指数パターンにしたがって対応するシンボルシーケンスへマップされ、データを与えるようにさらに交互に処理される本来の６シンボルを生成する。図２で部分的に示されているように、ゲートウェイ22、24の通信信号受信部は図４で示されている。図４で示されているように、対応するＡ／Ｄ変換器 122_M を使用する少なくとも１つの対応するアンテナ60に接続した“Ｍ”アナログ受信機62のアレイが存在するが図示しない。多重アンテナは特に多重衛星または衛星コンステレーションをサービスするために所望するときに使用されることができる。各Ａ／Ｄ変換器は一連の復調ユニット66_MN用にデジタル形式のデータまたはデータシンボル流をデータバス160 上に提供する。関連する信号処理素子を有するアンテナのアレイを使用して、Ｍの下付けがＭ個までの所定の時間でゲートウェイにより受信されるアナログ入力通路またはアナログ信号が存在することを示すので、第２の組の復調器を示すための番号76の使用は削除される。Ｍの値は技術で知られている特定の通信システム設計パラメータに依存し、例示の値は前述したように受信機数にしたがって１周波数チャンネル当り３２程度で始まり、６４以下である。使用されるアナログ受信機数は衛星の数と、ゲートウェイに適合されるビーム通信信号（周波数および通路）にほとんど依存する。Ｎに対する値はアナログ受信機により処理された各搬送波信号に適合される通信チャンネル数または加入者ユニット信号数に依存する。１２５人の加入者を追跡するための少なくとも１２８の情報チャンネルと、各アナログ信号通路または入力のためのパイロット信号と同期信号とページング信号が存在するので、この数は典型的に１２８程度（ウォルシュコード長ｎ）である現在の限定に近付く。Ｎが１２８よりも小さいならば、即ちＮがｎよりも小さいならば、ダイバーシティ処理の合理的なレベルは平均のまたは低いユーザアクセス期間中のみ可能であるが、システムの容量が一杯に近付く時、即ち各Ｍに対する全てのＮが異なったユーザに対して使用されるときダイバーシティは有効ではない。即ち、そのアナログ通路の活動的なユーザ数がｎ人よりも実質的に少ない限り、各Ｍ番目のアナログ通路に対するユーザ数に対してダイバーシティは可能である。Ｍ番目のアナログ受信通路当りの活動的なユーザ数がＮ数を獲得またはそれを超過すると、ダイバーシティはもはや可能ではない。それ故、高い平均通信量が予測されるシステムでは、Ｎは全てのＭ個のアナログ入力チャンネルを横切る各加入者ユニット信号に対するダイバーシティ受信を確実にするために１２８程度の値を有する。同時に、値または積ＭＮ、即ちチャンネル総数×アナログ受信機総数は、この上限では復調器数が４０９６以上に近付く。このような過大の多数の復調器は通常リソースを消耗し、構成と管理のために非常に複雑なシステムを設ける。通常各Ｍアナログ受信機のそれぞれに対する予測されたユーザの平均数に対して約４乃至６の復調器しか提供しないで、十分なシステム容量が与えられることが発見されている。それ故、ＮＭは通常ほとんどのシステムでは約２５６−３８４の復調素子に限定される。使用されるアナログ受信機および復調器数から、内部データバス160 上の素子間で伝送されるデータ量が非常に大きく、このようなバスの制御機能が非常に複雑であることが容易に理解されることができる。例えば、通信システム10内の典型的なデータ速度は約９６００ｂｐｓである。低密度データまたは音声等のデータがより低速度で発生するときでさえも、固定した速度の信号を使用するのに有効であるように９６００ｂｐｓの固定したタイミングでデータフレームを提供するように反復される。データは通常コード化され、１秒当り９６００のコード化されたシンボルを形成するようにインターリーブされ、これは１．２２８８Ｍｂｐｓの通信信号になるように拡散シーケンスにより変調される。適合される各衛星から各アナログ信号通路でデータが到着するとき、各アンテナ60またはアンテナ入力と、対応するアナログ受信機または受信機62_Mは受信された通信信号からのデータをデータバス160 へ提供する。それ故、所定の時間で４以上の各衛星からの信号を受信する３０以上の受信機によって、データ転送速度は１秒当り５以上のギガビット（Ｇｂｐｓ）に近付く。この速度は、ＩおよびＱの両チャンネル（×２）の受信信号のオバーサンプリングの８倍（×８）と１サンプル当り４ビット（×４）を使用してシステムＰＮコードチップ速度、ここでは１．２２８８Ｍｂｐｓから決定される。これらのパラメータは（１．２２８８×８×２×４＝７８．６４であるので）１つの搬送波または衛星ビーム当たり、毎分約８０メガギットのデータ速度を生じる。例えば１衛星中継器当り例えば１６のビーム（×１６）を使用し、任意の時間に通信システムで４つのまでの衛星（×４）と通信すると、１ゲートウェイ内の全体でＭ個のアナログ受信機によりバス160 上で伝送されるデータの総データ速度は５Ｇｂｐｓ以上（７８．６４× １６×４＝５．０３３Ｇｂｐｓ）に近付く。さらに、各アナログ受信機と共に使用される全ての可能な復調器に信号を再誘導するため、多数の復調器では、この回路設計を構成するのにゲートウェイ中で必要な導線またはケーブルは非常に複雑になる。このことは構造費用の増大と、信頼性の低下につながる。簡単なゲートウェイアーキテクチャでさえも少なくとも２，０００−３，０００のこのようなケーブルを信号転送のために使用すると推定される。加入者ユニットが通信する特定のゲートウェイ復調器に送信される拡散スペクトル信号をデコードするため、適切なＰＮシーケンスが発生され提供される。各復調器66_MN（66_Nまたは74_N）内で使用されることができる技術が幾つか存在するが、そのうちの２つが図５と６で示されている。しかしながら、現在の通信システムアーキテクチャ設計を使用するとき、これらの技術はバス160 上のデータ構造の複雑性を示す目的でのみ使用されていることを当業者は容易に認識するであろう。他の復調技術が本発明の技術的範囲内で使用されてもよく、これらの説明は本発明の動作方法に関する限定を意図するものではない。図５で示されている技術で示されているように、Ａ／Ｄ変換器からのデジタル化されたＩおよびＱチャンネル信号またはデータサンプルは復調器66内で発生された適切なＰＮ_I’およびＰＮ_Q’シーケンスと共にＰＮＱＰＳＫ相関器124 へ入力される。ＱＰＳＫ相関器またはデスプレッダ124 は送信されたＩおよびＱチャンネルデータシンボルを抽出するために複合ＩおよびＱ成分信号サンプルをデスプレッドする。この方法では、各復調器は２つのＰＮ発生器114,116 を含んでおり、それらは同位相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）チャンネルＰＮシーケンスとしてそれぞれ２つのＰＮ_IとＰＮ_Qシーケンスを発生する。制御プロセッサ78はタイミングおよびシーケンス制御信号をこれらの発生器に提供する。これらの２つのＰＮシーケンスは前述の変調方式のゲートウェイモデムと全ての加入者ユニットに共通の短い外部ＰＮコードシーケンスを表す。このようなＰＮ発生器の回路は“POWER OF TWO LENGTH PSEUDO-NOISE SEQUENCE GENERATOR WITH FAST OF FSET ADJUSTMENTS”と題する1993年７月13日出願の米国特許第5,228,054 号明細書に記載されている。図５の装置では、復調器66_MNはまた所定の通信リンク期間中に加入者ユニットと通信するために使用される長い加入者またはユーザ特定ＰＮコードシーケンスＰＮ_Uを発生する長いコードのＰＮ発生器118 を含んでいる。ＰＮ発生器118 はこの目的で構成された種々の既知の素子を使用して構成されることができる。例えば、加入者ユニットアドレスまたはユニット電子装置ＩＤ等の付加的なファクターにしたがってシフトされる非常に長いＰＮコード時間を発生する最大の線形シーケンス発生器が使用される。使用される特定のＰＮコードは、同期信号でゲートウェイまたはＭＴＳＯにより加入者ユニットへ与えられる“セットアップ” 情報を通常使用して中央プロセッサ78の制御下で選択される。このシーケンスは所望するときダイナミックに変化されることができ、所望の長さを得るため頭部を切取られてもよい。別の選択として、所望されるときにデータ暗号標準（ＤＥＳ）を使用して暗号化装置のような非線形の暗号化発生器がＰＮ発生器118 の代りに使用されてもよい。発生器118 からのウォルシュコードシーケンスは、乗算を使用してまたはある構成においては排他的オア動作の使用により、ＰＮ_I’およびＰＮ_Q’を与えるためにそれぞれ１対の論理素子120 と122 のＰＮ_IおよびＰＮ_Qシーケンスと論理的に結合される。シーケンスＰＮ_I’およびＰＮ_Q’はＰＮＱＰＳＫ相関器124 に転送され、これはＩおよびＱチャンネルデータをこれらのシーケンスと相関し、相関されたＩおよびＱチャンネル出力を１対の累算器 126Ａと 126Ｂにそれぞれ与える。それ故、加入者ユニットからゲートウェイにより受信される（デジタル化された）通信信号はユーザ特定ＰＮコードシーケンスと短いコードのＰＮ_IおよびＰＮ_Qシーケンスとの両者により復調される。累算器 126Ａと 126Ｂは予め定められた時間間隔、例えば１ウォルシュシンボルまたは２５６チップ期間でシンボルデータを集積し一時的に記憶する。１実施形態では、これは１／４８００秒、即ち１秒当り４８００シンボルに対応するが、他の速度も使用されることができる。本質的にデータは累算器により直列のシンボル流から並列のシンボルセットへ変換される。累算器 126Ａと 126Ｂからの出力はＩおよびＱ信号成分またはチャンネルのそれぞれのシンボルデータであり、４８００シンボル／秒のシンボル速度で高速度アダマール変換（ＦＨＴ）器128 へ入力される。累算器 126Ａと 126Ｂは次の組のサンプルを累算するためにデータ出力の直後にクリアされ、リセットされる。ＦＨＴ装置128 は受信された信号のエネルギが加入者ユニットからのもとのコード化されたデータを表す６４ウォルシュ関数の１つまたはコードシーケンスに対応する可能性の尺度または評価に６４ウォルシュチップの各組またはシーケンスを変換するウォルシュコード変換器として動作する。ＦＨＴ128 の実際の出力は送信された可能なコードに関する計量を含み、これはコヒーレントではない復調方式で送信内容を決定するためさらに処理されなければならない。結果的なチャンネルデータは（ＦＨＴ）装置128 からダイバーシティ結合器およびデコーダへ出力され、ここで他の信号通路からのデータと結合され、デインターリーブされデコードされる。第２の方法では、復調器は割当てられた通信チャンネル上で信号を受信し、信号をデスプレッドし、特定のサンプルが特定の直交コードに対応するグループにされた信頼尺度へ信号サンプルのグループを変換する。最大の信頼尺度と対応する指数データシンボルはソフトな決定データを生成するために使用される。データのそれぞれ受信されたフレーム内のソフトな決定データはデインターリーブされ、ソフトな決定転移計量を生成するために使用され、これは既知のデコード技術を使用して評価されたデータビットを発生するために使用される。これらのステップを行う１実施形態の構造が図６で示されており、ここで二重最大計量発生器は可能性が最大のデコード技術用のソフトな決定転移計量を形成するために使用される。この構造はまた単一の二重最大計量発生器が多重復調器を横切ることを可能にする。この技術はさらに“NONCOHERENT RECEIVER EMPLOYI NG A DUAL MAXIMA METRIC GENERATION PROCESS”と題する米国特許第08/083,110 号明細書に詳細に記載されている。入力信号は再度信号スプリッタ130 を使用してＩおよびＱ成分に分離され、乗算器136,138 中でそれぞれ２つのＰＮ発生器132,134 からのＰＮ_I、ＰＮ_Qコードシーケンスにより乗算される。この乗算プロセスからの積は通常累算器140,14 2 でそれぞれ累算され、続いて１組の直交コード変換器146,148 に出力され、ここでデータシンボルにより表されるウォルシュコードが決定される。６４サンプル等の予め定められた数のサンプルされた信号は直交コード変換器 146,148 へ独立に入力され、これは６４サンプルの長さのグループが入力されたとき複数の出力信号64を発生する高速度アダマール変換器を含んでいる。各変換器出力信号は、サンプルされた信号の特定のグループが特定の直交コードに対応する信頼の尺度に対応する。さらに、各変換器の出力信号は、明白または暗黙のいずれか一方である関連する指数データシンボルを有し、これは変換器の出力信号が対応する特定の直交コードがどれであるかを示す（６４サンプルの長さのグループは６ビットの長さの指数を使用する）。各ＩおよびＱ変換器の出力信号は乗算または二乗機構150,152 によりそれぞれ二乗される。それに続いて、決定値のグループは各対の二乗信号を共に加算するために合計素子または加算機構154 を使用して生成される。即ち、各信号二乗機構からの１つの二乗信号は同じ直交コードに対する対応を示す関連のある指数指示を有する他の二乗にされた信号と対にされる。この合計は各特定の直交コードに関連するエネルギレベルを発生する。分離された復調器66_Nからの決定値の各グループは関連するシンボル指数にしたがって幾つかのダイバーシティ受信機チャンネルに対する決定値の複合合計を形成するようにそれらの各出力と直列に接続された合計素子156 に転送されてもよい。結合された決定値は二重最大計量発生器158 へ入力され、そこで単一の組の集合ソフト決定データが発生される。前述したように、結合された出力データと集合ソフト決定データはまた直列または並列形態のいずれで転送されてもよい。集合ソフト決定データはその後デインターリーバおよびデコーダ回路へ入力され、それは個々のデータレベルで集合ソフト決定データをデインターリーブする。デインターリーブ動作は技術でよく理解されているのでここではさらに説明しない。デインターリーブされたソフト決定データは、もとの送信されたデータ信号に対する評価された通信チャンネルデータビットを発生するため最大の可能性のデコードのような幾つかの既知のデコード技術の１つを使用するデコーダへ入力される。しかしながら、前述したように、信号復調にこれらまたは他の現在の技術を使用することはバス160 で過度に多量のデータを転送することを要する。それ故、ダイバーシティ信号処理の目的に対して、本発明者は多数の復調器に転送されるデータ量を減少する新しいゲートウェイアーキテクチャを開発した。内部データバスまたは導体上でデータ転送する前に、リソースを再度割当て、あるリソースを直接各アナログ受信機の出力に提供することにより、データ速度はユーザチャンネルに結合される前に著しく減少された。この方式では、ゲートウェイ内の転送バスまたは導体は現在の技術を用いて、所望の多量のデータおよび結果的なデータ転送速度を容易に得ることができる。前述したように、これは各アナログセクションの出力において直列のＡ／Ｄ変換器を使用し、各アナログ受信機に対して全ての受信信号を横切ってＰＮ_I、ＰＮ_Qを供給することにより達成される。即ち、各アナログセクションにより受信され処理される全ての信号は、さらに処理するために他のチャンネル化された素子に転送される前に適切な短いＰＮシーケンスを使用してデスプレッドされる。このことはデスプレッドがＭ個のアナログ受信機のそれぞれに並列にＮ回まで達成されることを意味している。チャンネルは固定したゲートウェイタイミングに関する異なった信号に対して発生することができるタイミングの差に適合するように実質上相互に独立してデスプレッドされる。デスプレッドは自動的にゲートウェイ復調器への入力のデータ速度を減少する。他のリソース割当ステップと組合わせて使用されるとき、これはより効率的なゲートウェイ信号処理アーキテクチャを生む。本発明の原理にしたがって動作する新しいゲートウェイ信号受信アーキテクチャは図７でブロック図の形態で説明されている。図７では１以上のアンテナ60_M とアナログ受信機62_Mは図４で先に説明されているように使用されている。しかしながら、Ａ／Ｄ変換器 122_M（62中には示されていない）からの出力は単なる復調器66_Nではなく各信号受信セクション62_Mと関連する一連の対応するＦＨＴモジュール 164_MNに導かれる。ここでＮは１アナログ受信機当りで使用されるＦＨＴモジュール数を示すために使用され、各アナログ受信機を介してゲートウェイにより処理されるチャンネルの総数ｎに対応する。ＦＨＴモジュール 164_MNは一連のＮ個の計量受信機 166_Nに転送される信号計量を生成するために使用され、ここでＮは典型的に６−８程度であるが、さらに出力データを発生するように処理するため“ｎ”（ウォルシュ関数の長さ）に等しい。計量受信機 166_Nはデコードするためにエネルギ計量データを適切な形態に変換する前述の二重計量受信機に類似の回路を具備しており、技術で知られている幾つかの装置のうちの１つを使用して製造されることができる。ＦＨＴモジュール 164_MNのより詳細な図が図８、９で示されている。復調器のフロントエンド（ＤＦＥ）と呼ばれる受信／デスプレッド部分が図８で示されており、復調器のバックエンド（ＤＢＥ）と呼ばれる出力／計量発生部分が図９で示されている。図８で示されているように、アンテナ60から受信された通信信号は前述したようにアナログ受信機62で処理され、Ａ／Ｄ変換器からのデジタル化されたＩおよびＱチャンネル信号は信号スプリッタ170 を使用してＩおよびＱ成分に分離される。ＩおよびＱ成分は乗算器または論理素子176,178 で２つのＰＮ発生器172,174 からの適切なゲートウェイＰＮ_IおよびＰＮ_Qコードシーケンスと乗算される。この乗算による積は累算器184,186 でそれぞれ累算され、１組の直交コード変換器に出力され、ここで受信されたデータシンボルにより表されるウォルシュコードの可能性を評価するエネルギ計量が決定される。それ故、アンテナからの各ゲートウェイアナログ受信機により加入者ユニットから受信された（デジタル）通信信号はさらに処理される前に復調されまたは短いＰＮ_IとＰＮ_Qコードシーケンスを使用してデスプレッドされ、そうでなければ信号転送が行われる。典型的に、２つのＰＮ発生器172,174 は２つのＰＮ_IとＰＮ_Qコードシーケンスをそれぞれ発生するために使用される。これら２つのＰＮシーケンスは前述した外部ＰＮコードシーケンスを表し、前述のようにして発生されることができる。制御プロセッサ78はタイミングおよびシーケンス制御信号をこれらの発生器に与える。付加的なスキューまたはデスキュー回路およびその他のタイミング素子はＰＮ発生器172,174 からのＰＮコードの供給のタイミングに影響を与えるために使用されることができるが、技術上知られておりここでは説明を簡明にするために示していない。累算器184,186 は予め定められた時間間隔、例えば１以上のシンボルまたは１２８チップ期間にわたってそれぞれ乗算器またはゲート176,178 により与えられるシンボルデータを集収し、一時的に記憶する。累算器184,186 が比較的長期間、多数のシンボル期間でシンボルデータを記憶するならば、その後の処理素子は受信される搬送波上で可能な加入者ユニット信号またはデータチャンネルのこれらの信号を走査するのにより多くの時間を有する。典型的に１組のデシメータ18 0,182 はそれぞれ累算器184,186 と直列接続され、これは後続する処理素子に与えられるデータのサンプリング速度を設定する。これはまた累算器を介して転送されるデータの量を減少する役目を行い、さらに計量受信機により処理されるデータ速度を減少させる。累算器184,186 からの出力はモジュールバス188 上で後続する処理段に転送される。デスプレッド信号はさらに所望のシンボルエネルギ計量を生成するために処理される。これは典型的にデータ値を解釈し、または逆方向通信リンクで使用されるウォルシュコードをデコードするためにＦＨＴ装置を使用することにより達成される。このプロセスは信号が導かれる加入者に関して想定せず、単に信号内に埋設されているデータを探索するだけである。ＦＨＴモジュールまたは関数のＤＢＥ部分を構成し、計量発生出力を達成する装置が図９でさらに詳細に示されている。図９で示されている１組の素子は各アナログフィンガのＦＨＴモジュールを完成するために図８（ＤＦＥ）で示されている各組の素子と関連して使用される。しかしながら、ある形態の時分割または仮定選択を使用するならば、ＦＨＴモジュール全体中で各組のＤＦＥ装置の出力をサービスするために使用されるＤＢＥ素子または装置は非常に少なくてよい。即ち、さらに処理するためにＤＦＥ出力の１つのみを選択することは最小の可能性としてこのような要素に基づいて達成されるかまたは幾つかのデータは処理前に結合されることができる。図９では累算器184,186 に記憶されたシンボルデータは“オン・タイム”のウォルシュチップ累算器またはバッファ190 と、“初期／後期”と“低速／高速” チップバッファまたは累算器194,196 にそれぞれ転送される。これらのバッファはＦＨＴモジュール 164_MNのこの部分に転送されたとき信号情報またはビットを記憶する技術でよく知られている回路素子を具備している。指令ユニットまたは制御プロセッサ78の制御下で動作する一連のバッファ、レジスタまたは予め定められたメモリ素子はこの機能を行うために使用されることができる。ゲートウェイ内の平均的な使用に基づいて、これらの素子の幾つかは処理フィンガ間で共有されることができる。これらのバッファは適切に処理されるようにシンボルデータを受信し増加する。初期／後期バッファ194 は１チップ期間遅れおよびデータの１期間の進みを与えるために使用され、これはオン・タイムバッファ190 から与えられる。典型的にこれは１チップ期間だけ“オン・タイム”バッファ190の出力を遅らせることにより達成され、従って遅れていないデータは相対的に１チップ“進み”のデータを与え、“遅れ”データを与えるためバッファ194 のデータをさらに１チップ期間遅らせる。初期／後期バッファ194 のデータ出力は時間追跡ループ（ＴＴＬ）198 へ入力され、ここでチップシーケンスのタイミングはＦＨＴモジュール 1 64_MN内でＰＮシーケンスのデスプレッドおよびその他の処理のためにタイミングを設定するように追跡される。時間追跡ループ198 の１出力はこの素子から得られる通信信号タイミング情報を使用するＰＮ発生器172,175 等の他の素子へ直接またはバス188 のいずれかで転送される。同時に、低速／高速チップバッファ196 はデータを受信し、これを周波数追跡ループ200 へ転送し、そこで対応するアナログ受信機62_Mにより受信されるデータの搬送波信号の周波数および位相が決定される。この情報は、受信された通信信号に正確にロックするためにアナログ処理素子の追跡を調節するためにアナログ受信機62_Mおよび制御プロセッサ78のようなゲートウェイ内の他の素子により使用される。バッファ190 中に記憶されたデータは高速度アダマール変換装置 192（ＦＨＴ）へ転送され、そこでシンボルデータのエネルギ計量が決定される。このようなＦＨＴ装置の構造および動作は当業者に理解されており、前述の米国特許明細書にも記載されている。ＦＨＴ装置192 の出力は出力制御ゲートまたはスイッチング素子202 と最大エネルギレベル検出器204 へ転送される。出力制御素子の１例が２入力アンドゲートとして図９で示されている。計量データはゲート202 への第１の入力として与えられ、信号ロック検出器206 からの出力制御信号は第２の出力制御入力として与えられる。ＦＨＴ装置192 はこのゲートウェイまたは特に、所定のビーム／サブビーム内で処理される全ての信号で共通の特性を有する。それ故、所望なときに通信システムのサービスの必要性にしたがって、小さい組のＦＨＴ装置は多数の全体のチャンネルおよび受信機を時分割ハードウェアおよび記憶素子を使用してサービスする。さらに、プログラム可能なＦＨＴ素子は通信システム10またはゲートウェイ内で所望の変化に対してダイナミックに調節するために使用されることができる。最大エネルギレベル検出器204 の出力はロック検出器206 によってＦＨＴ装置 192 が正確にシンボルデータをデコードするときを決定するために使用される。即ち、ロック検出器206 は、ＦＨＴモジュール 164_MN中のタイミングおよび周波数追跡素子が正確に加入者信号を追跡して、ＦＨＴ装置192 が送信されたシンボルデータに対応する適切にグループ化されたシンボルデータをデコードするときを決定する。この点で、ロック検出器206 は７シンボル期間等の予め定められた期間だけ少なくとも周波数追跡を継続するために、時間追跡ループと周波数追跡ループをそれぞれの現在の設定にロックする出力信号を発生し、ゲート202 の出力をエネーブルする。明白に認められるように、これらの各素子 170−206 がＭ個の受信機当りＮ回複製されるならば、典型的な地上中継ベースステーションについて先に説明したよりも多数の基本回路素子が使用される。しかしながら、これらの回路素子は良好に開発され、技術的に知られており、現在の集積回路技術を使用して廉価に複製されることができる。このような素子の占有する空間は少なく、非常に信頼性があり、非常に信頼性のあるゲートウェイアーキテクチャに貢献する。ゲート202 の出力はゲートウェイ内で各通信回路または加入者ユニットチャンネルのポストプロセッサとして動作する計量受信機 166_Nに与えられる。各ＦＨＴモジュールの各ＤＢＥ部分からの出力は単一のチャンネル計量受信機に導かれる。即ち各ＦＨＴモジュールは、デジタル化された受信機出力を全てのチャンネル受信機に導く従来の方法とは反対にその出力を単一のユーザチャンネルに対応する計量処理素子に導く。同一の通信チャンネルを目的地とするが異なったアナログ通路で到達する信号を表している各アナログ受信機62_Mと関連する各ＦＨＴモジュールからの出力は適切なチャンネル計量受信機に導かれ、そこで異なったモジュールからの信号も結合される。この点では、データ速度はコード化されたシンボルデータに対して４８００ｂｐｓデータに劇的に減少される。計量受信機 166_Nはそれぞれエネルギ計量を受信されたデータの評価に結合するための技術上既知のダイバーシティ結合およびその他の処理ステップを行い、それについては前述しており、このような回路についてのさらに詳細な説明は省略する。計量受信機 166_Nからのデータ出力は従来技術で知られているものと同様の方法で処理されることができる。ゲートウェイアーキテクチャにおけるその後の信号処理段内で行われるデータ速度が減少され、信号伝送相互接続の複雑性も減少されるように通信信号を復調するための新しい方法および装置が説明された。各復調器中の１ユーザに関する処理のために全ての復調器に全てのアナログ受信機出力を与える代りに、各アナログ信号は他のアナログ信号と独立して多数のユーザに関して復調される。この方法を使用して、計量データが発生され、これは低いデータ速度で転送され、一人のユーザまたは単一のチャンネルを基礎として結合されデコードされる。これは信号処理に大きな効率と、高い信頼性を与え、価格および複雑性を減少させる。好ましい実施形態の前述の説明は当業者が本発明を構成または使用することを可能にするために与えられている。アンテナおよびアナログ受信機の数および形式等のこれらの実施形態の種々の変形は当業者に明白であり、ここで限定されている一般原理は本発明の技術的範囲を逸脱せずに他の実施形態に適用されることができる。従って、本発明をここで示されている実施形態に限定されることを意図しているものではなく、ここに説明された原理および顕著な特徴に対応する最も広い技術的範囲にしたがっている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＷ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ【要約の続き】機（62_M）に結合される。各復調またはＦＨＴモジュール(164_MN)は、ゲートウェイ内の処理アレイにおいて容易に分布されるデスプレッド素子(176,178)およびＦＨＴ素子(192)を含んでいる。

Claims

【特許請求の範囲】１．１以上のアナログ受信機を使用して１以上のシステム加入者から１以上のダイバーシティ伝送路を介して通信信号を受信し、それらをデジタル通信信号に変換し、各アナログ受信機に接続された対応した組の復調モジュールに前記デジタル通信信号を供給し、モジュールの個数は各加入者から信号が受信される各ダイバーシティ通信路に対して少なくとも１つのモジュールが利用できるように定められており、前記復調モジュールのある部分において１以上の予め選択された疑似ランダム雑音（ＰＮ）型のコードシーケンスを使用して前記各デジタル通信信号をデスプレッドし、前記復調モジュールの別の部分において符号化されたデータと関連したエネルギ値を示すエネルギ計量信号に少なくとも予め選択された数の前記デスプレッドされた通信信号を変換し、加入者に予め割当てられた複数の計量受信機の少なくとも１つに対する入力として、前記加入者に意図された信号に対応した前記結果的な各エネルギ計量信号を伝送するステップを含んでいる通信信号内で直交符号化されたチャンネルによって情報が通信される拡散スペクトル通信システムにおける信号受信方法。２．前記デスプレッドは符号化されたデータシンボルを生成し、前記変換は、各ダイバーシティ路に対して符号化されたデータシンボルを複数の直交関数変換器の１つに伝送してシンボルエネルギ計量を生成するステップを含み、各変換器の出力は、対応したアナログ受信機を通って動作するチャンネルに対するチャンネル計量を表している請求項１記載の方法。３．さらに、多数の変換器から前記計量受信機のそれぞれの入力で受信されたシンボルエネルギ計量を合計して、チャンネルデータを得るために単一のチャンネルシンボルエネルギ計量を生成するステップを含んでいる請求項２記載の方法。４．前記直交関数変換器は、高速アダマール変換器を含んでいる請求項２記載の方法。５．前記各計量受信機は、処理されるべき単一の符号化された信号チャンネルに対応している請求項１記載の方法。６．前記アナログ受信機は、少なくとも１つの搬送波周波数の信号を受信して、予め定められたサンプリング速度でデジタル通信信号に前記信号を変換するように構成されている請求項１記載の方法。７．前記アナログ受信機はゲートウェイ型のベースステーション内に設けられ、少なくとも１つの衛星ベースの中継器が前記通信システム内の加入者装置から前記アナログ受信機に前記通信チャンネル信号を伝送するために使用されている請求項１記載の方法。８．少なくとも２つの衛星が任意の所定の時間に前記ゲートウェイと通信している請求項７記載の方法。９．前記予め選択された疑似雑音（ＰＮ）シーケンスはまた意図する受信者に送信する前にデジタルデータ信号の同位相および直角成分を変調するために使用される請求項１記載の方法。１０．さらに、受信された通信信号間の相対的な時間差およびデスプレッドにおいて使用されている前記疑似雑音シーケンスの位相を追跡し、任意の差の符号および大きさを示すためにタイミング調節信号を供給するステップを含んでいる請求項９記載の方法。１１．各受信機が少なくとも１つの搬送波周波数の信号を受信して、デジタル通信信号に前記信号を変換し、それらが出力で供給されるように構成されている拡散スペクトル通信信号を受信するように接続された１以上のアナログ受信機と、符号化されたデータシンボルを生成するために１以上の予め選択された疑似ランダム雑音（ＰＮ）型のコードシーケンスを使用して前記各デジタル通信信号をデスプレッドし、符号化されたデータと関連したエネルギ値を示すエネルギ計量信号に少なくとも予め選択された数の前記デスプレッド通信信号を変換し、各加入者からその対応したアナログ受信機を通って情報が受信される各ダイバーシティ通信路に適合するように構成されている前記アナログ受信機のそれぞれの出力に接続された複数の復調手段と、予め割当てられた単一の符号化された通信チャンネルに計量信号を供給する各アナログ受信機と関連した前記復調モジュールの１以上のものからエネルギ計量信号を受信するようにそれぞれ接続されている複数の計量データ受信機とを具備しているシステム加入者によって送信された通信信号内で直交符号化された通信チャンネルを介して情報が通信される拡散スペクトル通信システムにおける信号受信装置。１２．前記復調手段は復調モジュールを含み、モジュールの個数は各加入者からその対応したアナログ受信機を介して情報が受信される各ダイバーシティ通信路に対して少なくとも１つのモジュールが利用できるように定められており、符号化されたデータシンボルを生成するデスプレッド手段と、前記符号化されたデータシンボルを受信し、対応したアナログ受信機を通って動作するチャンネルに対するチャンネル計量を表すシンボルエネルギ計量を生成するために直交関数変換を実行する変換手段とをそれぞれ具備している請求項１１記載の装置。１３．さらに、多数のモジュールから計量受信機の各入力において受信されたシンボルエネルギ計量を合計し、チャンネルデータを得るために単一のチャンネルシンボルエネルギ計量を生成する合計手段を含んでいる請求項１２記載の装置。１４．前記変換手段は、高速アダマール変換器を含んでいる請求項１２記載の装置。１５．前記各計量受信機は、処理されるべき単一の符号化された信号チャンネルに予め割当てられている請求項１１記載の装置。１６．前記アナログ受信機は、少なくとも１つの搬送波周波数の信号を受信し、予め定められたサンプリング速度でデジタル通信信号に前記信号を変換するように構成されている請求項１１記載の装置。１７．前記アナログ受信機はゲートウェイ型のベースステーション内に設けられ、少なくとも１つの衛星ベースの中継器は前記通信システム内の加入者装置から前記アナログ受信機に前記通信チャンネル信号を伝送するために使用される請求項１１記載の装置。１８．少なくとも２つの衛星が任意の所定の時間に前記ゲートウェイと通信している請求項１７記載の装置。１９．前記予め選択された疑似雑音（ＰＮ）シーケンスはまた意図する受信者に送信する前にデジタルデータ信号の同位相および直角成分を変調するために使用される請求項１７記載の方法。２０．前記通信システムは、遠隔地ユーザーが複数のセル内に配置され、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）拡散スペクトル型の通信信号を使用して少なくとも１つのゲートウェイに情報信号を送る無線電話／データ通信システムを含んでいる請求項１１記載の装置。２１．前記モジュールの個数は、受信機によってサービスを提供されるべき加入者の予め定められた最大数と、各加入者に対して信号が受信される信号路の予測される最大数との積に等しい請求項１記載の方法。２２．前記復調手段の個数は、受信機によってサービスを提供されるべき加入者の予め定められた最大数と、各加入者に対して信号が受信される信号路の予測される最大数との積に等しい請求項１１記載の装置。