JPH10504155A - 補聴器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 マイクロフォン（１），信号処理に対する伝送部分（２，３），出力増幅器（４）と接続するイヤフォン（１０），および電源用のバッテリーを備えた補聴器が開示されている。前記出力増幅器（４）が実質上ΣΔ変換器として形成されている信号変換器として設計され、１MHz領域の高周波クロック信号を発生するクロック発生器（８）と、後続する低域通過フィルタ機能部（１５）とに接続している。信号変換器への入力信号が信号処理部により生じる補聴器の低周波入力信号の表現であり、この入力信号が信号変換器内でただ二つの可能な信号値を有する信号に変換される。この出力信号（１４）が低域通過機能を実行した後、低周波入力信号の実質上増幅された複写と見なせる。

Description

【発明の詳細な説明】 補聴器 この発明は、マイクロフォン、信号処理部へ通じる伝送部分、およびイヤフォ ンに接続する出力増幅器を備えた補聴器に関する。 補聴器の出力増幅器は、歪みが少ないことの外に、高出力でも電力消費が少な いことが望ましい。 Ｂ級増幅器はＡ級増幅器より効率が良い。この種の増幅器は補聴器で今までも 使用されている。 スイッチ増幅器の形の出力増幅器はもっと良好な効率を持っている。何故なら 、スイッチでの損失は理論上ゼロであるからである。 周知のスイッチ増幅器はパルス幅変調を使用している。 このようなＤ増幅器の例は、例えばエクサー・コーポレーション社（Exar-Cor poration）の欧州公開特許第 0 590 903号明細書、およびエクサル・コーポレー ション社の米国特許第 5,247,581号明細書、およびインダスタリヤル・リサーチ ・プロダクツ社(Industrial Research Products Inc.)の米国特許第 4,689,819 号明細書と米国特許第 4,592,087号明細書に開示され、詳しく説明されている。 このようなＤ増幅器は原理的に以下のように動作する。 発振器の超音波領域内にある矩形波パルス列が積分器に導入される。更に、こ の積分器に低周波信号の出力電圧が導入され、この低周波信号はマイクロフォン から増幅器列を経由して到来し、バィアス電圧として働く。積分器の出力信号は 三角形パルス列であり、このパルス列のゼロ点が積分器に導入され、可聴周波数 領域にあるバィアス電圧により可変される。つまり、この低周波数のバィアス電 圧により三角形波信号のゼロ点はバィアス電圧なしで対称軸に対して対称に推移 する波形から非対称な比率に可変する。この場合、符号と大きさに関する非対称 は低周波の入力信号の振幅の連続的に変化する関数である。 これ等のゼロ点は、時点と極性を反転させる対称ＣＭＯＳスイッチ駆動回路の 出力信号の極性とを制御するために使用され、この駆動回路は積分器の出力信号 のゼロ点間の時間的なずれに合わせて正と負のスイッチングパルスの期間を可変 する。こうして、パルス変調された出力信号が低周波領域の周波数スペクトルで イヤフォンに出力され、この出力信号はマイクロフォンの出力信号を増幅したコ ピーを表す。 パルス幅変調で動作するこのようなＤ増幅器は非常に良好な効率を有し、殆ど 混変調をしない。 パルス変調を伴うＤ増幅器の欠点は、ＳＮ比が大きくなると、パルス幅を連続 的か全く小さなステップで可変しなければならい点にある。 周知のＤ級出力増幅器は、連続変調、つまりパルス幅の連続可変を使用するの で、マイクロフォンの連続的な出力信号を入力信号として必要とする。出力増幅 器に先行する信号処理は離散的時間でおよび／または離散的な振幅で行われる。 次いでこれは先ず、例えばホールド回路網あるいはデジタル・アナログ変換器中 でデジタル信号に変換される必要がある。これは殆ど耐えがたい余計な経費とな る。 それ故、この発明により新規で非常に簡単な出力増幅器を有する補聴器を提案 する。この補聴器では、極度に低電力消費で高出力でも、最小の歪みと混変調の 誤動作を受けても、出力信号をデジタルまたはアナログ入力信号で駆動して、比 較的大きなＳＮ比が達成できる。この場合、出力増幅器は完全にデジタル高集積 ＣＭＯＳ回路として形成できる。 これは請求の範囲第１項の構成により達成されている。 ここで、添付図面を参照し実施例に基づきこの発明をより詳しく説明する。 図面に示すのは、 第１図、この発明の出力増幅器を備えた補聴器の原理回路図、 第２図、補聴器の出力増幅器中で使用される信号変換器、および、 第３図、補聴器の出力増幅器の動作を説明するためのパルス波形図、 である。 第１図は、例えば新規な出力増幅器を備えた補聴器を示し、この増幅器の使用 は補聴器に使用することに限定されるものでなく、擾乱信号に対する有効信号の 比が大きいところであれば、デジタル増幅器に一般的に使用できる。 第１図に純模式的に示す補聴器では、音響信号がマイクロフォン１から到来し 、 耐エイリアスフィルタとしての低域通過フィルタ中で補聴器で普通の周波数範囲 に制限される。この低周波信号は信号処理部の信号プロセッサ３に導入される。 これは、例えば信号プロセッサの増幅器の特性曲線を携帯者のそれぞれ聴覚障害 あるいは聴覚欠損に対して必要な全てのパラメータに合わせるように、アナログ 信号をアナログ式に処理することと解すべきである。 周波数に応じて影響を受けるこの種の変数は、例えば各回路の増幅率、リミタ ーレベル、圧縮しきい値、応答時間と休止時間を伴う自動増幅調整度、圧縮と伸 長の組み合わせ、主に個々の回路あるいは全ての回路の増幅率の非線形変化、お よび出力音圧レベルである。 他方、主としてデジタル信号処理を好んで用いる。この場合、信号プロセッサ は入力信号側にデジタル・アナログ変換器を持っている必要があり、これには固 有のクロック発生器がクロックを発生させるために必要である。これは一般的な 従来の技術である。当然、上に述べた全ての可変関数をデジタル技術で表現でき る。 信号プロセッサ３には新規な出力増幅器が続く。これは、実質上ΣΔ変換器で ある信号変換器４で構成されている。この信号変換器は第一のものとして二つの 入力端、つまり正の入力端と負の入力端を備えた引算回路５を有する。この場合 、正の入力端は信号プロセッサ３の出力端に接続している。引算回路５には低域 通過フィルタ６が続く。最も単純な構成では、低域通過フィルタ６は積分器であ る。この積分器６にはホールド回路網を持つ比較回路７が接続している。この比 較回路の出力端は帰還接続部を介して引算回路５の負の入力端に接続している。 更に、約１MHzの範囲の周波数を有する高周波クロックパルスを比較回路７に出 力する高周波クロック発生器８が設けてある。信号変換器４の出力端は、低域通 過機能部を介してイヤフォン１０に接続している。 信号プロセッサ３に必要な非常に低い周波数のクロック発生器は、主に高周波 でクロック発生器８と同期している。これは、例えば係数Ｍの周波数分割により 簡単に達成できる。信号プロセッサ３に対して典型的なクロック周波数は約 32k Hz である。 信号変換器４の作用を第２図と第３図に基づき説明する。 クロック発生器８の高周波クロック信号１１は、既に説明したように、比較回 路７に導入される。第３図（非常に単純化した図面）のデジタル入力信号は引算 回路の正の入力端に導入される。信号変換器４の出力信号１４は帰還接続部を介 して引算回路の負の入力端に達し、そこで入力信号１２により引算される。 この場合に生じる出力信号は積分器６（ここでは低域通過フィルタで示してあ る）に導入され、そこで積分されて出力信号１３となる。この信号１３はホール ド回路網を有する比較回路７中で高周波クロック信号のエッジに同期して出力信 号１４に変換される。この出力信号は二つの可能な値を有し、ここでは簡単のた め＋１と−１で表す。 入力信号１２は先ず値−0.5 を有する。積分された信号１３は−1.5 からゼロ に上昇する。これは出力パルスを−１から＋１へ移行させることなる。積分され た信号は再び−1.5に低下する。その後、出力信号１４は再び値−１となる。 次に入力信号１２が値ゼロに上昇すると、積分された信号１３を急激に値 0.5 にする。入力信号レベルが０の期間では、積分により−１と＋１の間の出力信号 １４の適当な信号値が得られる。この場合、それぞれ値−１が積分された信号の 下端値に、また値＋１が積分された信号の上端値に相当する。 同じように、 0.3，0.6 および 1.0の入力信号の他の値は積分により出力信号 １４の対応するパルスに変換される。即ち、出力信号１４では入力信号１２に応 じて単位時間当たりの負値に対する正値の比が変化する。 これは非常に単純化され、非常に引き延ばした表現であることが直ぐに分かる 。 約１MHzのクロック周波数は図示できない。更に、振幅の変化は粗いステップよ り極度に単純に示してある。 離散時間および／または離散振幅による変換により低周波のアナログ信号をデ ジタル信号に変換する場合、アナログ信号が量子化される。第３図に示す入力信 号１２のステップは、量子化されたアナログ信号の対応する振幅のステップの代 わりである。 通常のタイプのパルス幅変調では、例えば 100 kHzの大抵クロックパルスの周 波数を用いているが、この場合には、大きなＳＮ比を得るため、例えば MHz の 範囲となる非常に高いクロックパルス周波数が必要になる。 信号変換器４の出力信号１４には、望ましい増幅された低周波成分の外に、非 常に大きい高周波数の信号成分があり、この成分は当然望ましくない擾乱信号で あり、この信号は例えば受動的な低域通過フィルタで除去する必要がある。 補聴器にこの出力増幅器を使用すると、イヤフォンの発振コイルのインダクタ ンスおよび補聴器と人間の耳の機械・音響系の低域通過特性が完全に上記の低域 通路機能を引き受けるので、個別の低域通過フィルタは不必要に見える。 特に補聴器に適したこの新規な出力増幅器には一連の利点がある。全てのパル スのエッジは既知のクロックパルスの周波数と同期し、この周波数は前置接続さ れた信号プロセッサに必要で、非常に低いクロック周波数で動作するクロックパ ルス発生器を同期させるために使用される。 更に、出力増幅器の入力信号はデジタル信号であってもよく、この出力増幅器 は純粋なデジタル回路として設計されている。つまり、全回路はデジタル回路と して構成され、信号プロセッサ３の入力端にのみアナログ・デジタル変換器を設 けることができる。こうして、全回路をＣＭＯＳ技術で高集積回路として形成で きる可能性が生じる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９６年５月２３日 【補正内容】 最後に、欧州公開特許第 0 578 021号明細書には補聴器が開示されているが、 この補聴器はシグマ・デルタ変換器を含まず、通常のアナログ・デジタル変換器 、信号処理部、およびデジタル・アナログ変換器を含む。 これ等の回路部品に変調器が続いている。この変調器はＰＷＭ信号を発生し、 この信号を低域通過フィルタを導入する必要がある。ここでも、全デジタル化さ れた補聴器で通常のアナログ・デジタル変換器と後続する信号処理部を採用する ことがデジタル信号処理部の可能な全ての良好な結果を相当錯覚させることを虫 しても、経費がかかり過ぎる。 それ故、この発明は、全デジタル化された補聴器の出力増幅器に通常のタイプ のデジタル・アナログ変換器を採用することを避けた全く別な方法を模索するも のである。 それ故、この発明により新規で非常に簡単な出力増幅器を有する補聴器を提案 する。この補聴器では、極度に低電力消費で高出力でも、最小の歪みと混変調の 誤動作を受けても、出力信号をデジタルまたはアナログ入力信号で駆動して、比 較的大きなＳＮ比が達成できる。この場合、出力増幅器は完全にデジタル高集積 ＣＭＯＳ回路として形成できる。 これは請求の範囲第１項の構成により達成されている。 ここで、添付図面を参照し実施例に基づきこの発明をより詳しく説明する。 図面に示すのは、 第１図、この発明の出力増幅器を備えた補聴器の原理回路図、 第２図、補聴器の出力増幅器中で使用される信号変換器、および、 第３図、補聴器の出力増幅器の動作を説明するためのパルス波形図、 である。 請求の範囲 １．マイクロフォン（１），信号処理に対する伝送部分（２，３），イヤフォン （１０）が接続し、高周波クロック信号を発生するクロック発生器（８）と後続 する低域通過機能（１５）から成り、ΣΔ変換器として形成された信号変換器で ある出力増幅器（４），および電源用のバッテリーを備えた補聴器において、信 号変換器の入力信号が補聴器の入力信号の多数のビット／バイトから成るデジタ ル表示であり、この入力信号が信号変換器内で出力信号（１４）に変換され、こ の出力信号（１４）が低域通過機能を実行した後、低周波入力信号の実質上増幅 された複写と見なせることを特徴とする補聴器。 ２．入力側で伝送部（２，３）に接続する信号変換器（４）は実質上正および負 の入力端を有する引算回路（５）と、低域通過フィルタ（６）と、クロックパル ス発生器（８）により高周波クロックパルス（１１）で制御されるホールド回路 網を備えた比較回路（７）とで構成され、引算回路（５）の正の入力端が伝送部 分（２，３）に、また引算回路の負の入力端が帰還結合部を介して比較回路（７ ）の出力端に接続していることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の補聴器。 ３．クロック発生器（８）により発生するクロックパルスのクロック周波数は１ MHzの範囲内にあることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の補聴器。 ４．信号処理部（３）にクロックを与えるためクロック発生器（９）から出力さ れたクロック信号はクロック発生器（８）の高周波クロック信号（１１）により 同期させられることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の補聴器。 ５．低域通過機能は、補聴器（１０）および、場合によっては、人の耳の電気的 、音響的および機械的な特性により低域濾波機能が形成されることを特徴とする 請求の範囲第１項に記載の補聴器。 【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９６年９月２２日 【補正内容】 次いでこれは先ず、例えばホールド回路網あるいはデジタル・アナログ変換器中 でデジタル信号に変換される必要がある。これは殆ど耐えがたい余計な経費とな る。 欧州公開特許第 0 495 328号明細書により、例えばシグマ・デルタ変換器が知 られている。この変換器は特に個別部品を有するアナログ・デジタル変換器とし て適している。しかし、この種の回路は高集積度のデジタル回路を備えた補聴器 に使用するには余り適していない。 更に、欧州公開特許第 0 597 523号明細書により、高速デジタル・アナログ変 換器が開示されている。この変換器はシグマ・デルタ変換器と後続する非同期シ グマ・デルタ変調器で構成され、この変調器はシグマ・デルタ変換器の出力信号 から非同期変調されたどっちつかずの信号を発生し、この信号を低域通過フィル タに導入する。 ここでも、全デジタル化された補聴器の出力増幅器に対する経費は非常に高く なる。更に、高ＳＮ比を得ることができない。 ＷＯ 89/04583 号明細書により、耳に付ける部品とケーブルで接続され身体に 携帯する信号処理部から成る補聴器が知られている。この補聴器では、アナログ ・デジタル変換器、デジタル信号処理部、および後続するデジタル・アナログ変 換器により、補聴器の伝達機能を携帯者の聴覚障害に合わせることが行われてい る。 ここに使用される経費は、特にアナログ・デジタル変換器、信号プロセッサ、 および後続するデジタル・アナログ変換器を使用する経費は、非常に高価であり 、全デジタル化された補聴器には利用できない。更に、そのような回路では極度 に高いＳＮ比を達成することが不可能である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．マイクロフォン（１），信号処理に対する伝送部分（２，３），出力増幅器 （４）と接続するイヤフォン（１０），および電源用のバッテリーを備えた補聴 器において、前記出力増幅器（４）が実質上ΣΔ変換器として形成されている信 号変換器と、これに続き高周波クロック信号（１１）を発生するクロック発生器 （８）と、後続する低域通過フィルタ機能部（１５）とで構成され、信号変換器 （４）の入力信号が信号処理部により生じる補聴器の低周波入力信号の表現であ り、この入力信号が信号変換器内でただ二つの可能な信号値を有する信号に変換 され、この出力信号（１４）が低域通過機能を実行した後、低周波入力信号の実 質上増幅された複写と見なせることを特徴とする補聴器。 ２．入力側で伝送部（２，３）に接続する信号変換器（４）は実質上正および負 の入力端を有する引算回路（５）と、低域通過フィルタ（６）と、クロックパル ス発生器（８）により高周波クロックパルス（１１）で制御されるホールド回路 網を備えた比較回路（７）とで構成され、引算回路（５）の正の入力端が伝送部 分（２，３）に、また引算回路の負の入力端が帰還結合部を介して比較回路（７ ）の出力端に接続していることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の補聴器。 ３．信号変換器（４）の入力信号（１２）はアナログ信号であることを特徴とす る請求の範囲第１項または第２項に記載の補聴器。 ４．信号変換器（４）の入力信号（１２）は時間的に離散している信号であるこ とを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の補聴器。 ５．信号変換器の入力信号はその信号で量子化されていることを特徴とする請求 の範囲第１項または第２項に記載の補聴器。 ６．信号変換器の入力信号は多数のビット／バイトから成る補聴器の入力信号の デジタル表示であることを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の補 聴器。 ７．クロック発生器（８）により発生するクロックパルスのクロック周波数は１ MHzの範囲内にあることを特徴とする請求の範囲第１〜６項の何れか１項に記載 の補聴器。 ８．信号処理部（３）にクロックを与えるためクロック発生器（９）から出力さ れたクロック信号はクロック発生器（８）の高周波クロック信号（１１）により 同期させられることを特徴とする請求の範囲第１〜６項の何れか１項に記載の補 聴器。 ９．低域通過機能は、補聴器（１０）および、場合によっては、人の耳の電気的 、音響的および機械的な特性により低域濾波機能が形成されることを特徴とする 請求の範囲第１〜８項の何れか１項に記載の補聴器。