JPH10505183A - オブジェクト位置検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 近接センサシステムは，センサパッドに接続された水平及び鉛直の電導体上に特製キャパシタンスを有するセンサ・マトリックス・アレイを含んでいる。そのキャパシタンスは，オブジェクトの近接情況,即ちセンサマトリックスへのオブジェクトの近接情況の関数として変化する。オブジェクトの接近による，マトリックスのX及びY両方向の各ノードのキャパシタンスの変化は，X及びY方向の１セットの電圧に変換される。これらの電圧はデジタル回路網で処理され，オブジェクト形状の重心，即ち，X及びY次元での，その位置を表わす電気信号を発現させる。この技術でこの質的に利用可能なノイズの減退及びバックグラウンド・レベル設定の技術が用いられている。

Description

【発明の詳細な説明】 オブジェクト位置検出器 関連出願 この出願は，１９９２年６月８日出願の同時係属出願第07／895,934号の一部 継続出願であり、現在米国特許第 である，１９９３年８月３１日に出願 された同時係属出願第08／115,743号の一部継続出願である。 発明の背景 １．発明の分野 この発明はオブジェクト位置検出トランスジューサとシステムに関するもので ある。より詳細にはこの発明は計算装置用のカーソル移動やその他の利用の如き 諸利用面に於いて有益なオブジェクトの位置認識に関係する。 ２．先行技術 コンピュータ・システムやその他の利用に使用する。オブジェクト位置検出器 として，種々の装置があり，またその使用のために提案されて来た。その様な装 置に最も類似するものはコンピュータ用”マウス”(mouse)である。位置表示装 置として著しく人気があるが，マウスは材料的部分を有しその位置ボールを転が すための表面を必要とする。更に，マウスは通常は合理的な解像度を得るために はある程度の長さの距離を移動する必要がある。最後に,このマウスというもの はオペレータがカーソルを移動さすのにキーボードから手をはなすことが必要と なり，従って通常コンピュータ上でタイプ操作をするという主たる目的を崩して しまうことになる。 トラックボール装置はマウス装置と類似したものである。しかし主たる相違点 は，マウス装置とは異なり，トラックボールではロールを転がす表面積を必要と しないことである。しかも，トラックボールは依然高価で，可動部分も有してお り，マウス装置が行うのと同様で,比較的強いタッチが必要である。またそれら は寸法的にも大きく，ラップトップ・コンピュータの様な本体自身の容量に対し て重要な意味を持つ利用性という点ではうまく合わない。 位置表示器として使用するために，いくつかのタッチ・センシング技術が有る 。抵抗薄膜位置センサが知られており，幾つかの出版物により公知で有る。しか し，それらは大体において解像度が低くセンサの表面は使用者にむき出しになっ ており，そのために摩耗することになる。更に，抵抗薄膜タッチセンサは比較的 に高価である。一面接触アプローチでは使用者が信頼して操作するためには該セ ンサをアースする必要がある。しかし，これはポータブル・コンピュータの場合 では保証の限りではない。一面接触アプローチの一例はマサチューセッツ州ウイ ルミントン(Wilmington,MA)）のマイクロタッチ社(MicroTouch)によるアンマウ ス・プロダクト(UnMouseproduct)である。一面接触アプローチは解像度が低くそ のうちには非常に早く摩耗してしまう可能性がある。抵抗タブレットは吉川(Yos hikawa)による米国特許第4,680,430号，エリス（Ellis）による米国特許第3,497 ,617号などが教示している。これら全てのアプローチの欠陥は電力消費量が高く ，採用する抵抗薄膜が高くなることである。 表面音響波(SAW)装置は位置表示器として使用出来る。しかし，このセンサ技 術は高価で軽く触れる場合には反応が鈍い。更に，SAW装置は接触表面上の残留 蓄積に敏感で，一般に解像力が低い。 歪ゲージ圧力プレート接触アプローチは興味ある位置検出技術であるが，幾つ かの欠陥が有る。このアプローチはピエゾ電気検出を採用している場合がある。 一つの欠陥はピエゾ現象は交流現象であって使用者の移動の割合に敏感である。 更に，歪ゲージまたは圧力プレート接触アプローチは特別なセンサを必要とする ので幾分高価につく。 光学的アプローチがまた可能であるが，幾つかの理由である程度限定されてい る。全てのものが外部的なコンポーネントを必要とする光の発生を要し費用や電 力ドレインを増す。例えば，フィンガー・ブレイキング（"finger-breaking"） 式赤外線マトリックス位置検出器は大きい電力を消費し，比較的に解像度が悪い 。 マウスまたはトラックボールを取り替えるためにポインティング（pointingde vice）装置として使用するために親指または指の位置を検出する装置をする種々 の試みがされてきた。この様な装置の望ましい属性とは低電力，かさが低いこと ，高い解像力，低コスト，早い応答，そして指が電気的ノイズをひらっても接触 表面が埃とか湿気で汚れても，また充分な信頼性をもって操作できる能力である 。 抵抗装置の欠陥のために，指の位置を電気容量により検出することでポインテ ィング能力を得るための多くの試みがなされてきた。ヴォルペ(Volpe)による米 国特許第3,921,166号は行とコラムの電極の間のトランス・キャパシタンスを変 化させる容量性マトリックスを教示する。 ボディック(Bodick)による米国特許第4,103,252号は４個の容量性電極間のX及 びY位置を補間するために４個の振動信号を採用している。シュイラー（Schuyle r）による米国特許第4,455,452号は電極間の容量性カップリングを指が減衰する 容量性タブレットを教示する。 マブス（Mabusth）による米国特許第4,550,221号は”仮想グラウンド”の有効 な容量が振動信号により測定される容量性タブレットを教示している。各行やコ ラムは順次登録され，二つの行とコラムの間の位置を検出するために補間の基本 的な形が適用される。振動波形の多くのサイクルにわたり平均化することにより 電気的干渉の問題を申し入れる試みがある。汚れの問題は指がそこに無い場合に 検出したり，またそのような指が無い期間に定期的な較正を行うことにより対処 される。リンパルスキ（Rympalski）による米国特許第4,639,720号はスタイラス の位置を検出するためのタブレットを教える。そのスタイラスは行とコラムの電 極の間のトランスキャパシタンスを変えて，そして順次スキャンされる。マツケ （Matzke）による米国特許第4,736,191号は親指で接触してアクティベートされ るキーボードのスペースバーの下にある放射状電極配置を教示する。この特許は カーソルの動きの速度を制御するために接触圧力の表示として，総合接触容量を 使用することを教示する。パルス順次登録を電気的干渉の効果を出すために採用 されている。 グレアニアス（Greanias）による米国特許第4,686,332号及び第5,149,919号は CRT上に取り付けるスタイラスと指検出システムを教示している。指先検出シス テムとして，そのX／Yセンサ・マトリックスが最大信号を伝達する二つのマトリ ックス・ワイヤを探知するために使用する。コーディング案ではこれらの二つの ワイヤーは指位置の場所をワイヤ・ステッピングで固有の解像度で決定する。ス タイラスの検出に対しては，グレアニアスは最初にそれを粗方の位置出しをして ，それを一方向に一個のオブジェクトの一面上の全ての線を駆動したり反対方向 の反対面上の全ての線を駆動することにより，仮想双極子を開発する。これは異 なる双極子の位相と信号極性で三回行われる。そのオブジェクトに予備決定した マトリックス応答を仮定して，その三つの測定値が位置決定出来るための一式の 同時方程式を表わす。 エバンス(Evans)による米国特許第4,733,222号は，高度に補間する容量接触測 定システムを示す最初のものである。エバンスは，そのマトリックス内でドライ ブや感知や電極信号セット（３信号）を使用する一つの三端末測定システムを示 して電極ノード信号上の指の減衰効果に関する測定を基礎とする（容量デバイダ ー減少を使用）。エバンスは容量を測定する為に各ドライブ・セットを通じて順 次走査する。三つの最大の反応から，指位置を決定するために補間ルーチンを使 用する。エバンスはまた測定の一部として”指の接触していない”レベルをキャ ンセルするゼロ化技術を教示する。 グルアズ(Gruaz)による米国特許第5,016,008号は補間も使用する接触感知パッ ドについて記載している。グルアズは接触マトリックス内にドライブと感知信号 セット（２信号）を使い、そしてエバンスの様にドライブ信号を同調させるため に真の減衰効果に依存するものである。接触マトリックスは各マトリックス線の 反応を読み取る為に順次走査される。次に補間プログラムが，その指の位置を決 定するために両デメンジョンの二つの最大の隣り合う信号を選択し，これら４つ の数字から有効な位置を比率計測的に決定する。 ゲーファイド(Gerpheide)によるPCT出願第US90／04584号が公告第WO91／03039 号，米国特許第5,305,017号はグレアニアス(Greanias)の仮想双極子アプローチ の変化を接触パッド・システムに適用している。ゲーファイドは任意の周波数と 位相の振動ポテンシャルを仮想双極子の一方の全ての電極に適用し，また同じ周 波数及び反対の位相の振動ポテンシャルをもう一方の側の全ての電極に適用する ことを示している。電子回路は指が接触していない場合はゼロであり，指が仮想 相極子の中央の一面にある場合は一つの極を持ち、そしてその指が反対側にある 場合には反対の極を持つ”平衡信号”("balancesignal")を開発するものである 。初めから指の位置を獲得するために，仮想双極子がタブレット上を横切って” 順次走査する”。一度指の位置が探知されその指が一行または一コラム以上動く と仮想双極子はその指の方に向かって動くことにより”追跡”("track")される 。 仮想双極子法は静電容量が距離によって変化しない場合にゼロである平衡信号 を発生することにより作動するので接触全域というよりもこれは単に指の接触面 積の周囲を感知するだけである。その方法は励起信号の同期検出に依存して電気 的干渉を否定するために長い期間にわたり平均化せねばならないので，速度が遅 くなる。この方法に必要な平均化時間は，前の接触が失われると新しい指の接触 の検出が順次必要となるために，前の物と同様に、電気的干渉によって影響され ない速い指示装置の必要条件を、満たさなくなってしまう。 補間を使用した以前の全ての接触パッドの発明は、厳格な設計要求条件をそれ らの感知パッド上に置いたことも注意すべきである。グレアニアスとエバンスは 彼等の信号を開発する為に複雑で高価なドライブや探知や電極線の構成を使用し ている。グルアズとゲーファイドは一つの信号ドライブと感知セットを使用して いる。この発明においては、駆動と感知は同一線上で行う。これは行とコラムと 区分を対称で同等にするものである。これは交替に全ての信号経路の独立した較 正ができて、そのために広いレイアウトをより単純化し、より制約をゆるめて， もっと独特なセンサの位相幾何学的処理ができる。先行技術に記載の発明と技術 の欠陥は，また唯一の駆動と感知電子セットを使用することにもなるが、これは タブレット内の電子（回路）上を順次多重送信することになった。この配置は別 個の構成部品の時代には費用的に有効であり，回路間でのずれと縮尺差を避けた 。 前のシステムの順次の走査アプローチもまたノイズの影響を受けやすかった。 ノイズのレベルは連続測定値間で変化が生じることがあり，従って測定信号や補 間ルーチンに使用される規定を変えることになる。 最後に前述のアプローチは，指の位置を対マトリックス位置のための特別な信 号反応を仮定していた。というのは移動曲線は多くのパラメターに対して非常に 敏感で、グレアニアスやガーファイドが仮定する様なスムースなリニアーな曲線 ではないからであり，その様なアプローチは，それらが行える補間の量で限定さ れている。 １９９３年８月３１日に出願の前の同時係属出願第08／115,743号、現在米国 特許第 号において容量タブレットの各行と各コラムに対するドライブ 感知電極の別々の行のセットを具備した二次元容量感知システムが開示されてい る。全ての行電極は同時に感知され，全てのコラムの電極は同時に感知される。 感知されたと信号はアナログ回路で処理される。 従ってこの発明の目的は，容量型タブレットの各行と各コラムに対するドライ ブ／感知電極の別々のセットを具備したる二次元の容量感知システムを提供する ことであり，ここで全ての行の電極は同時に感知され，また全てのコラムの電極 も同時に感知されるものである。 この発明の更なる目的は，指の接触の全面積に敏感な電子システムもしくは容 量タブレットのついたその他の導体構成を提供することであり，そしてまた探知 オブジェクトの特性輪郭を不感応に保つ一方、この接触面積の中心にある測定座 標を出力として提供することである。 この発明の更なる目的は，指の接触面積のある測定（値）又は容量タブレット 付の導体を提供することである。しかもこの発明の更なる目的は，容量タブレッ トの各行及び各コラムに対するドライブ/感知電極の別々のセットを具備した二 次元の容量感知システムを提供することで，ここに全ての行の電極は同時に感知 され又全てのコラム用電極は同時に感知され，指もしくは導体の位置を定義する 情報はデジタル形式で処理される。 この発明の更なる目的は，二次元的容量感知システムを提供することで，ここ に全ての行の電極は同時に感知され，そして全てのコラムの電極は同時に感知さ れ、デジタル電子処理が指又は導体の位置を特定するため有効に採用される。 発明の簡単な説明 極めて高レベルの集積化により、それらを操作するための制御ロジックと共に ドライブ/センスエレクトロニクスの多チャンネルを１つの集積化回路に、かつ 指示デバイスがホストマイクロプロセッサと直接交信するようにするためのイン タフェースエレクトロニクスを、集積する事が可能になってきた。本発明は、チ ャンネル間の食い違いと規模の差に打ち勝つために、適合したアナログ技術を使 用しているし、かつこのようにして、平行になっている全タブレットの行あるい は列のトランスキャパシタンスあるいは自己キャパシタンスを感知することが出 来る。行あるいは列あたりのエレクトロニクスの１セットを提供することにより 可能になったこの平行センシング能力が、センシングサイクルを極端に短くし、 大変高レベルの電気干渉に対する免疫性を保持したままで、高速応答できるよう になる。 本発明は、コンピュータ“マウス”あるいはトラックボール環境に於けるよう な指位置情報が必要な応用に特に有益である位置センシング技術より成る。しか しながら、本発明の位置センシング技術は、１つあるいはそれ以上のポイントが タッチされるとしてもそのセンサは検出し報告するから、コンピュータマウスよ りももっと一般的な応用を持つ。加えるに、この検出器はタッチ圧をも感知する ことが出来る。 本発明の好ましい具体例によりと（以下“指ポインタ”の具体例と呼ぶ）、位 置センシングシステムは、導電性ラインマトリクスを含めてプリント回路基板の ような基板上に配置されたタッチ感応性表面より成る位置センシングトランスジ ューサを包含する。導電性ラインの第１セットは、第１方向に働き、かつ一般的 に第１方向に垂直になっている導電性ラインの第２セットから絶縁されている。 絶縁層は、導電性ラインの第１セットと第２セット上に配列されている。表面に 置 かれた指と導電性ラインの第１セットと第２セットの間の重要な容量性カップリ ングを促進するに充分に、この絶縁層は薄い。 センシングエレクトロニクスは、指、導電性オブジェクト、あるいは高誘電率 のオブジェクト（すなはち、約５以上）の近接に感応し、それにより、オブジェ クトの接近により生じた導電体のキャパシタンス変化を、位置情報とタッチ圧情 報を得るために処理されるデジタル情報に翻訳する。その出力は、表面上の１つ のオブジェクトのＸ、Ｙと圧の値である。以下の全ての記述では、指は、導電性 オブジェクト、あるいは高誘電率のオブジェクトと相互に変化しうると考えるべ きである。 先行技術の異なるパッドスキャン技術は、異なる環境では異なる利点を有する 。本発明による平行ドライブ/センス技術は、入力サンプルを同時に取れるよう にし、大いに信号処理とノイズフィルタリングを簡素化することにより全チャン ネルは、干渉電気信号の同じ位相により影響される。 本発明のタッチセンシング技術に用いられた２つのドライブ/センス方法があ る。本発明の第１の好ましい実施例によると、センサマトリクスの全Ｘライン上 の電圧は、Ｙライン上の電圧を一定の電圧に保ったまま、指のプロファイルをＸ 次元に同時に与えるサンプルポイントの完全なセットとともに同時に動かされる 。次にセンサマトリクスの全Ｙライン上の電圧は、Ｘライン上の電圧を一定の電 圧に保ったまま、指のプロファイルを他の次元に同時に与えるサンプルポイント の完全なセットを得るために動く。 第２のドライブ/センス方法によると、センサマトリクスの全Ｘライン上の電 圧は、同時に正の方向へ動かされ、一方Ｙラインの電圧は、同時に負の方向へ動 かされる。次に、センサマトリクスの全Ｘライン上の電圧が、同時に負の方向へ 動かされ、Ｙラインの電圧は、同時に正の方向へ動かされる。この技術が、２次 元の間のいずれのトランスキャパシタンスの効果を倍増し、逆にアースに対する 寄生キャパシタンスの効果を半減する。両方の方法の中で、センシングプロセス からの容量性情報は、各次元のセンサに指の近傍のプロファイルを与える。 両実施態様は次にこれらのプロファイルを入手し、Ｘ及びＹの位置の重心を表 わすデジタル値を引き出し、そして又、圧力情報の第２のデジタル値を引き出す 。該デジタル情報はホスト・コンピュータで直接使用される。 これらの実施例の位置センサは、センサ表面のオブジェクトの位置のみを報告 できる。もし１つ以上のオブジェクトが存在すると、この実施例の位置センサは 、オブジェクトの結合されたセットの位置中心の軌跡を計算する。しかしながら 、従来の技術と違って、全パッドがプロファイルされているので、充分な情報が 簡単な多指ジェスチュアを認識するのに役立ち、それによりさらに強力にユーザ インタフェースができるようになる。 本発明の他の面によると、測定中は回路を遮断して電力消費を削減する技術が このシステム中に、統合されてきた。この事は、本発明による平行測定技術先行 技術よりかなり早いから可能である。 さらに本発明の他の面によると、数々のノイズ削減技術がこのシステム中に、 統合されている。 さらに本発明の他の面によると、較正し履行しやすいキャパシタンス測定技術 が採用されている。 さらに本発明の他の面によると、指あるいは他の導電体が、センシング面の定 められた周辺領域以内で感知されると、カーソル動作の制御が、“エッジモーシ ョン”を供給するように変更され、小さなセンシング面で行われた１つのジェス チュアからデイスプレイスクリーン上にコントロールされた大きなカーソルエク スカーションを与える。 図面の簡単な説明 図１はこの発明の容量位置感知システムの全体ブロック・ダイヤグラムである 。 図２aはこの発明の現在好ましい実施例によるオブジェクト位置センサトラン スジューサの平面図であって上部トップコンダクティブ及びボトム・トレース・ レイヤに連結された導電パッドを含むオブジェクト位置センサ表面レイヤを示し ている。 図２bは図２aのオブジェクト位置センサトランスジューサの底面図であって， 底面導体トレース・レイヤーを示す。 図２cは図２a及び図２bのオブジェクト位置センサトランスジューサの合成図 である。両方の上面及び底面の導体追跡レイヤーを示す。 図２dは図２a-2cのオブジェクト位置センサトランスジューサの断面図である 。 図３はこの発明の好ましい実施様態によるセンサトランスジューサと共に用い る場合のセンサ・デコーティング電子反応のブロックダイヤグラムである。 図４aはこの発明に使用する電荷積分回路の簡略化簡略図である。 図４bは図４aの電荷積分回路の図式略線図である。 図５は図４bの電荷積分回路の操作のタイミング・ダイヤグラムである。 図６はこの発明に使用する図示的フィルター及びサンプル／ホールド回路の略 線図である。 図７はこの発明に使用するA／Dコンバータの現在の好ましい実施様態のより詳 細なブロック・ダイヤグラムである。 図８はこの発明に使用する図示的演算回路のブロック・ダイヤグラムである。 図９は図８の演算ユニットと共に使用出来る較正ユニットのブロック・ダイヤ グラムである。 図１０はこの発明の有益なバイアス電圧発生回路の略線図である。 実施例の詳細な説明 この出願は，現在米国特許No．....であるが，１９９３年８月３１日に出願し た同時係属出願No.08／115743の一部継続出願である。この出願は，1992年６月 ８日に出願された同時係属出願第07／895,934号の一部継続出願である。この発 明は，前記特許出願で開示されているアプローチを継続しており，以前利用出来 なかったユニークな特徴を提供するものである。これらの改善点としては，より 容易に総括的解決が出来て，感度が増大し，騒音防止の程度が大で，データサー チ速度が大きくて，エネルギー（力）の消費量が減少している。更に，この発明 によれば，環境変化の影響を少なくして，連続的自動較正を可能にする。 通常の技術を有する者は，この発明の次の説明は，記述的にしているだけで， いかなる点においても限定的に解釈されないことに気付くであろう。この発明の 他の実施例は，そのような技術を有する者には，直ちに理解出来るであろう。 この発明は組合わせにより，以前不可能だった新しい応用面を可能にするユニ ークな多くの特徴を与えるものである。この発明のオブジェクト位置センサは， 非常に小さいパワーしか要しないので，稼働バッテリーやラップトップの，ある いは携帯コンピュータの様な，低パワー用途に用いて有益である。それは又，非 常に低価格で稼働部分が全然無く（従って実質的にメインテナンス・フリーであ り），既存のプリント回路板トレースをセンサに用いている。この発明のセンシ ング技術は，コンピュータ用途でのコストを更に低くするために，コンピュータ のマザーボードに組込むことが出来る。同様に他の用途では，このセンサは，既 存の回路板の一部として用いることが出来る。 小型で側面が低いので,この発明のセンサ技術は，体積が重要な要素となる。 ラップトップや携帯装置関係の用途に用いて有用である。この発明のセンサ技術 は，回路板のスペースが必要であるが，それはセンシングのための，プリントの 回路板上に必要とされるエリアに加えるに，マイクロプロセッサに直接接触出来 る単一センサ・インターフェース・チップのみのためである。 まず図１を参照すると，この発明の容量性位置センシング・システム１０の簡 易ブロックダイアグラムが示されている。容量性位置センシング・システム１０ は，フィンガー１２あるいは他のセンシング板１４に近くあるいは接触している 電導オブジェクトの位置を正確に決定することが出来る。第１方向（即ち”X” ）に走る複数の電導線のキャパシタンスは，Xインプット・プロセシング回路網 １６で感知され，第２方向（即ち，”Y”）に走る複数の電導線のキャパシタン スはインプット・プロセシング回路網１８により感知される。感知されたキャパ シタンス値は，Xインプット・プロセシングの回路網１６及びYインプット・プロ セシング回路網１８の両者の中でデジタル処理される。Xインプット・プロセシ ング回路網１６及びYインプット・プロセシング回路網１８の出力は，演算ユニ ット２０に表示されるが，これはデジタル情報を用いているが，フィンガー１２ あるいは，センシングプレート１４と相対する他の電導オブジェクトの位置及び 圧力を表わすデジタル情報を取り出すためである。 センサ材料は，パッドの電導X／Yマトリックスを作り出すことが出来れば，何 でもよい。これは標準PC板だけでなく，限ることはないがフレキシブルPC板も含 まれ，また電導エラストマー材料，絹クスリーン誘導ライン及び熱電気カイナー 樹脂材も含む。これは又，あらゆる携帯装置の用途，あるいは，センサが人間の 手の中で適合するように型ずくりを行う必要があるヒューマン・インターフェー スにおいて有用となる。 このセンサは，あらゆる３次元面に追随することが出来る。銅は，センサをつ くる殆ど全ての輪郭上に，２層にメッキすることが出来る。これは，あらゆる特 殊用途に必要とされる最善のエルゴノミー形状にセンサが適合することを可能に するであろう。軽タッチの特徴を有するこれは，多くの用途を容易にするであろ う。このセンサは又間接的なやり方で使うことも出来る。即ち，それは，接触感 知表面全面にわたって電導層によりカバーされた絶縁発泡材をかぶせることもで き，その表面に圧力を及ぼす全てのオブジェクト（単に電導的でなくてもよい） の検出にも用いられる。 小さなセンサ面積が現実的である。即ち，現在考えられている実施例は，約1. 5x1.5インチの面積であるが，通常の技術を有する者はその面積は，異なった用 途に対し応用出来ると理解するであろう。マトリックス・エリアは，マトリック ストレース空間を変えるか，トレースの数を変えるかすることにより計測出来る 。大きなセンサエリアは，より多くの情報が必要とされる時に，実用的である。 単なるX及びY位置情報に加えて，この発明のセンサ技術は，人指の圧力の情報 も提供する。この附加的な情報の次元は，塗装プログラムでのブラシ巾モード， 特殊メニューへのアクセス等の特殊な特徴を制御するプログラムにより用いても 良く，従って，コンピュータへ，もっと自然なセンサに関するインプットの提供 を可能にする。しかも，”マウスクリック及びドラグ’を実行したり，単純なイ ンプット・ジェスチャーに対しても有用であることが判った。 ユーザーは，最小リアクションを生じさせるために表面にタッチすることさえ 必要としない。この特徴はユーザーの努力を大いに減少させ得るし，より柔軟性 のある使用を可能にすることが出来る。 この発明のセンシングシステムは，トランスジューサに接触しているオブジェ クトに関する位置と圧力を提供出来る変換装置に依存する。今図za〜zdを参考す ると，トップ，ボトム，複合及び断面図が各々，この発明につかわれるタッチ・ センサの列２２を含んだ，現時点で選ばれている感知枝１４について示されてい る。キャパシタンスが，この発明のこの実施例に利用されるので，タッチセンサ 列２２の表面は，指あるいは他の伝導オブジェクトに対するキャパシタンス・カ ップリングを最大にするように設計されている。 現時点で選ばれているこの発明によるタッチ・センサ・アレイ２２は，トップ 表面２８上に置かれ，かつアレイの行位置を含むように第１方向に動かされる第 １誘導トレース２６の１セットを含む基板２４を含んでいる。第２の電導トレー ス３０のセットは，ボトム表面３２上に置かれ，しかもそのアレイのコラム位置 を形成するように，第１方向に対し好ましくは直交線上となる第２方向に動かさ れる。トップ及びボトムの電導トレース２６及び３０は，図２a〜２cに菱形とし て示されている拡大エリアを含む周期センス・パッド３４に交互に接触している 。図２a〜２cには，センス・パッド３４は菱形で示されているが，どんな形状で も，密接してパックできるものなら，例えば円でも，この発明の目的に相当する ものである。ここでの任意の説明であるが，第１の電導トレース２６は，Xある いは行方向に配列されているものとして考えられ，そしてここではXラインとし て言ってもよいし，又第２の電導トレース３０は，Yあるいは列方向に配列され ているものとして考えられ，ここではYラインと言ってもよい。 これらセンス・パッド３４の数及びスペーシングは，希望の分解能に依存する 。例えばこの発明の原理に従って構成された実際の実施例では，マトリックスが １５行及び１５列のものの導体に沿って配置された０．１０インチのセンサ間距 離である菱形パターンの電導パッドが使用される。パッド・パターン内の各方向 の全ての他のパッド３４は，各々基板２４の上下表面２８及び３２上の電導トレ ースに結合されている。 基板２４は，プリント回路板，柔軟性回路板，もしくは多数の利用できる内部 接続技術構造の全てのものであってよい。その厚みは，接触がボトム電導トレー ス３０から，トップ表面２８上のセンス・パッド３４を通してなされる限り，重 要ではない。基板２４を含むプリント回路板は，通常の産業技術を用いて構成で きる。板厚は重要ではない。電導パッド３４からボトムトレース３０までの接続 は，プリント回路板技術で良く知られている。標準的穴通しメッキ技術を用いて なされる。 この発明の他の実施例においては，基板材料２４は０.００５から０.０１０イ ンチのオーダーの厚さを持っている。それから，上部表面２８上の菱形と下部表 面トレース３０につながるメッキ貫通孔は省略することが可能で，システムのコ ストを更に減じることになる。絶縁層３６が人の指や他のオブジェクトを絶縁す るため，トップ表面２８上のセンスパッド３４の上に置かれている。 絶縁層３６は，キャパシタンス・カップリングを大きく維持するため，望まし くは薄層（即ち，約５ミル １/1000インチ）であるのがよく，又その保護的及 びエルゴノミックな特性で選ばれるマイラーのような材料を含んでもよい。ここ で用いられている用語の”有意キャパシタンス・カップリング”とは，約０．５P Fより大きなキャパシタンス・カップリングを意味するものとする。 指がタッチ・センサ・アレイに近ずく時起こる，２つの異なったキャパシタンス 効果がある。第１のキャパシタンス効果はセンスパッド３４間のトランスキャパ シタンスあるいはカップリングであり，第２のキャパシタンス効果は，自己キャ パシタンスあるいは事実上のアースへのカップリングである。 センシング回路網はこの発明のセンサ・アレイ２２に結合されており，又これ らキャパシタンスの一方か両方における変化に応答する。このことは重要である 。というのは，２つのキャパソタンスの相対的サイズはユーザーの環境に依存し て大きく変動するからである。自己キャパシタンス及びトランス・キャパシタン スの両方における変動を検出するこの発明の能力は，広い応用範囲を持つ非常に 多機能的なシステムをもたらしている。 この発明における実施例によれば，タッチ・センサ・アレイ２２及び附属の位置 検出回路網を含んだ位置センサシステムは，センサ・アレイ２２は指の接触によ るキャパシタンス効果を通して，プリント回路板トレースのマトリックス上の指 位置を検出する。この位置センサシステムは，センサ・アレイ２２の近くに置か れた指のX，Y位置を，行及び列トレース２６及び３０間のスペーシングより高い 分解能で知らせるであろう。この発明のこの実施例による位置センサは，又その 指の輪郭に比例し従って，センシングアレー２２上の絶縁層３６の表面に指が接 触した時の圧力のわかるZ値も知らせる。 この発明の今選んでいる実施例によると，非常に感度のよい軽タッチの検出回 路は，適応的アナログ及びデジタルVLSI技術を使って提供することができる。こ の発明の回路は，非常に頑丈で，プロセス及びシステム的エラーを較正してしま う。 この発明の検出回路は，容量性インプット情報を処理し，マイクロプロセッサ ーに直接表示されるデジタル情報を提供する。この発明の該実施例によれば，セ ンシング回路網は，単一のセンサ・プロセッサー集積回路チップに含まれている 。このセンサ・プロセサチップは，いかなる数のX及びYマトリックス入力も持つ 事が出来る。X及びY入力の数は等しい必要はない。集積回路はデジタル母線を出 力として持っている。この図2a〜2dに開示されている図示的例には，このセンサ・ アレイはX及びYの両方向に１５トレースを持っている。このセンサプロセサチ ップは従って１５のXインプットと１５のYインプットを持っている。この発明の 原理に従って構成された実際の実施例は，X方向に１８トレース，Y方向に２４ト レースを採用していた。通常の技術を有する者は，この発明で使われるセンシン グ・マトリックスのサイズは任意のものであり，主に設計の選択により行われる ものであることを納得するであろう。このX及びYマトリックスノードは，各ライ ンからのキャパシタンス情報が，指がどれほどそのノードに近いかを示しながら ，平行的に駆動され感知される。精査された情報は，各次元において，接近指の 輪郭を提供する。この発明のこの側面によると，プロフィルの重心はX及びYの両 方向に駆動され，その次元の位置である。プロフィルの接触曲線は又，Z情報を 提供するために積分される。 この発明のタッチ・センシング技術で採用される駆動及び感知方法は２つある 。この発明の第１の現在選ばれている実施例によると，センサ・マトリックスの 全てのXラインの電圧は変動するが，Yラインの電圧は一定に保持される。次にこ の センサ・マトリックスの全てのYラインの電圧は同時に変動するが，Xラインの電 圧は一定に保持される。この走査法は，指で行われる事実上のアースに対するキ ャパシタンスの測定を強調している。通常の技術を有する者は，これらの２つの ステップの順序は多少任意のものであり，逆にすることも出来ると納得するであ ろう。第２の駆動／感知法によると，センサ・マトリックスの全てのXライン上 の電圧は正方向に同時に変動し，一方Yラインの電圧は負方向に変動する。次に ，センサ・マトリックスの全てのXライン上の電圧は，負方向に同時に変動する が，一方Yラインの電圧は正方向に変動する。 この第２の駆動／感知方法はトランスキャパシタンスを強調し，事実上のアー ス・キャパシタンスを強調しない。第１の駆動／感知法と同じように，通常の技 術を有する者は，これら２つのステップは多少任意なものであり，その順序は逆 でもよいと納得するであろう。 今,図３を参照すると，この発明によって使用される選ばれたセンシング回路 網のブロックダイヤグラムが示されている。このブロックダイヤグラム及びそれ に付随する開示は，１次元（X）だけでのセンシング網に関するものであり，図 １のXインプットプロセシング回路網を含んでいる。通常の技術を有する者は， 同一の回路が対向する（Y）次元を感知するために用いられ，かつ図１のインプ ット・プロセシング回路網を含むと評価する。そのような技術を有する者は，そ の２つの次元が，互いに直交する必要はないことに気付くであろう。例えばそれ らは，タッチセンサ・アレイの輪郭及びシステムの他の要請に適合するように， 極座標的あるいは他の特色を持ったものであり得る。通常の技術を有する者は， ここに開示されている技術は，ただ１セットのコンダクタンストレースが使われ ている１次元の場合にも同様に適用出来るということを納得する。各センサ・マ トリスクノードのキャパシタンスは，担当コンデンサ４２ー１から４２ーnによ り代表される。コンデンサ４２ー１から４２ーnのキャパシタンスは，ストリッ クスコンダクターのキャパシタンスを含み，そしてセンサ・マトリックスのセン シングの平面にオブジェクト（即ち，指）が最も近くにない時は，特徴的バッグ ランド値を有する。オブジェクトがセンシング面に近ずくと，コンデンサの４２ ー １から４２ーnのキャパシタンスはオブジェクトの大きさ及び近接さに比例して 増大する。 この発明によれば，各センサマトリックスノードでのキャパシタンスは，電荷 積分回路の４４ー１から４４ーnを使って，同時に測定される。電荷積分回路４ ４ー１から４４ーnは，各キャパシタンス４２ー１から４２ーNへ電荷を注入し， 又対応するXマトリックス・ライン上で感知されるキャパシタンスに比例するア ウトプット電圧を展開するのに使われる。このようにして電荷積分回路４４ー１ から４４ーnは２方向増幅器シンボルとして示されている。各々の電荷積分回路 ４４ー１から４４ーnは，バイアス電圧発生回路４６による作動バイアス電圧の 供給を受ける。 ここで用いられているように，”キャパシタンスに比例”という語句は，発生 された電圧信号は感知キャパシタンスの単調関数であることを意味している。こ こで述べられている実施例では，電圧は，感知されたキャパシタンスに直接的に 線型的に比例する。通常の技術を有する者は他の単調関数で，逆比例のもの及び 対数や指数関数の様な非線型比例のものなども，これらに限定されるものではな いが，ここで開示されている原理から逸脱せずにこの発明において使用出来るも のと納得するであろう。更に電圧センシング技師と同様に電流センシング技術も 使うことが出来る。 この発明で用いられ，ここで選定されている駆動／感知方法によると，キャパ シタンス測定は，１つの次元について全てのインプットにわたって同時に行われ ており，個々のインプットを精査するこれまでの技術のやり方に内在する問題を 克服している。従来のやり方の問題点は，それが接触オブジェクトを介しての回 路に結合されている高周波及び大振幅ノイズ（大きなＯＮ／ｄｔノイズ）に影響 を受けやすいことである。そのようなノイズは，ノイズレベルの変化のために早 期のものではないが晩期のスキャンサイクルに現われるノイズにより，指プロフ ァイルの歪みを生じさせられるかも知れない。 この発明は，XついでY方向（またはこの逆もあり）に同時に全てのインプット のスナップショットを取ることにより，この問題点を克服している。投射ノイズ は，全てのインプットにわたって指信号の強さに比例するので，指の重心の回り に対称である。それは指の重心回りに対称的なので，指の位置に影響を与えない 。更に電荷増副器は差分測定関数を実行し，通常モードノイズを更に排除する。 電荷積分回路４４ー１から４４ーnの特質のため，それらの出力は時間により 変化し，またほんの短時間だけ希望の電圧を有するであろう。現在選ばれている ように，フィルター回路４８ー１から４８ーnはサンプルとして実行されるもの であり，スイッチ．コンデンサ・フィルタを持っている。 希望の電圧は，フィルターの回路４８ー１から４８ーnにより捕捉される。制 御網５６で制御されるのでこのフィルター回路４８ー１から４８ーnは，感知さ れた信号からの高周波数ノイズを無くしてしまう。これは，電荷積分回路４４ー １から４４ーnのアウトプット・キャパシタンスよりかなり大きい，フィルター のためのコンデンサを選定することにより可能となる。更に，通常の技術を有す る者は，スイッチ・コンデンサ・フィルター回路４８ー１から４８ーnは，希望 の電圧を捕捉し，それらを蓄えると言うことに納得するであろう。 この発明によるとキャパシタンス測定値から電圧型で得られたキャパシタンス 情報はデジタル化され，デジタル型式で処理される。従ってフィルタ回路４８ー １から４８ーnにより貯蔵された電圧は，サンプル／ホールド回路５０ー１から ５０ーnに貯蔵され，残りの回路網は，同時に取られたインプットデータを保有 する。サンプル／ホールド回路５０ー１から５０ーnは，当技術で良く知られた 従来のサンプル／ホールド回路として構成されても良い。 サンプル／ホールド回路５０ー１から５０ーnで採取されたアナログ電圧は， アナログーデジタル(A/D)トランスジューサ５２によりデジタル化される。ここ で選定されているように，A／Dコンバータ５２は，インプット電圧を１０ビット 巾デジタル信号（１パートの分解能は１０２４）に分解するか，通常の技術を有 する者は，他の分解能が使われても良いことに納得する。A／Dトランスジューサ ５２は，当技術で良く知られている。従来の連続式概算型トランスジューサでも よい。 この発明に使われている電荷積分回路によると，電荷積分アウトプットのバッ クグランド・レベル（オブジェクト不存在）は約１ボルトである。指やや他のオ ブジェクトの存在による△Vは典型的には約０．４ボルトである。従ってA／Dト ランスジューサ５２の電圧範囲は約１〜２ボルトの範囲にあるべきである。 重要な考え方としてA／Dトランスジューサに対する最小及び最大電圧参照ポイ ントがある（Ｖmin及びＶmax）。ノイズは，もし参照電圧が固定値だと位置をい らだたせるということが発見された。この発明に使われているこの問題の解決策 は，電荷積分回路４４ーVmin及び４４ーVmaxで感知され，フィルター回路４８ー Vmin及び４８ーVmaxで処理され，サンプル／ホールド回路５０ーVmin及び５０ー Vmaxで蓄えられる，参照キャパシタンス４２ーVmin及び４２ーVmaxからのVmin及 びVmaxの参照電圧を動的に発生させることである。このようなやり方だと，信号 がセンサ・アレイから取り込まれる時に存在する全ての通常モードノイズは，Vm in及びVmaxの参照電圧値にも存在し，相殺される傾向にあるであろう。通常の技 術を有する者は，参照キャパシタンス４４ーVmin及び４４ーVmaxは，センサ・ア レイの中で不連続のコンデンサか余分のトレースとして存在するかも知れないこ とに納得する。 この発明によれば，Vminの参照電圧は，オブジェクトが存在しない時のセンサ ・アレイの中で遭遇すると考えられる最小のキャパシタンスに等しい値を持つコ ンデンサから発生させられる（２インチ平行センサ・アレイで約１２pF）。Vmax の参照電圧は，オブジェクトが存在する時のセンサ・アレイの中で遭遇すると考 えられ最大キャパシタンスに等しい値を持つコンデンサから発生させられる(２ インチ平行センサ・アレイで１６pF)。 A／Dコンバータ５２のアウトプットは演算ユニット２０にインプットを与える 。図８を参照すると更に十分に開示が行われるが，この演算ユニット２０の機能 は，タッチセンサ・アレイ２２でのX及びY両方の個別センスライン上の信号の重 量平均を計算することである。このようにして，演算ユニット２０は，図１に示 すように，Xインプットプロセシング回路網１６及びYインプット・セシング回路 網１８に分けられる。 図３の制御回路網５６は，残りの回路網の作用を制御する。このシステムは， 不連続的に採取され，動作化されるので，制御回路網５６が信号の流れを管理す るためにある。制御回路網５６で実施される機能は，従来は状態マシンあるいは マイクロコントローラとして該技術で普通に知られている事により展開されてい るかも知れない。 図３の個々のプロックの構造及び動作を今開示する。今，図４a,4b,及び５を 参照して，典型的な電荷積分回路を述べる。 電荷積分回路４４が，図４aに簡単な概念図として，また図４bに図示的概念図 として示されている。電荷積分回路４４の動作タイミングを図５に示す。これら のタイミング信号は，コントローラーブロック５６により与えられる。 電荷積分回路４４は，コンデンサを充電するのに電流を使っているという基本 的に物理現象に基ずいている。もしコンデンサが一定電流で一定時間充電される と，電圧はコンデンサに生じ，キャパシタンスに逆比例している。充電すべきキ ャパシタンスは，内部コンデンサと平行にあるセンサ・マトリックス・ライン・ キャパシタンス４２である。この内部コンデンサは興味ある電圧を含んでいる。 今，図４aを参照すると，図示的電荷積分回路４４の簡単な概念図が示されて いる。電荷積分回路インプットノード６０は，センサマトリックスのX（あるい はY）の線の一つに接続されている。第一短絡スイッチ６２が電荷積分回路イン プットノード６０と正供給レールとV_DDの間で接続されている。第２短絡スイッ チ６４は，電荷積分回路インプットノード６０と負供給レールであるアース間で 接続されている。正定電流源６６は，正供給レールV_DD及び電荷積分回路インプ ットノード６０に第１電流源スイッチ６８を通して接続されている。負定電流源 ７０は，アースと電荷積分回路インプットノード６０に，第２電流源スイッチ７ ２を通して接続されている。他の高及び低電圧レールがV_DD及びアースの代わり に使い得る事は明らかである。 第１内部コンデンサ７４はV_DDと電荷積分回路４４のアウトプットノード７６ の間で接続されている。正電圧貯蔵スイッチ７８は，アウトプットノード７６と インプットノード６０との間で接続されている。第２内部コンデンサ８０は，そ の１つのプレートはスイッチ８２を通してアースに接続され，かつスイッチ８４ を通して電荷積分回路４４のアウトプットノード７６にスイッチ８４を介して接 続され，そのプレートの他の１つは負電圧貯蔵スイッチ８６を通してインプット ノード６０とスイッチ８８を通してV_DDに接続されている。第１及び第２内部キ ャパシタンス７４及び８０のキャパシタンスは，個別センサ・マトリックス・ラ インのキャパシタンスの小部分（即ち，約１０％）であるべきである。代表的な 実施例では，センサマトリックス・ライン・キャパシタンスは，約１０pFでコン デンサ７４及び８０のキャパシタンスは，約１pFであるべきである。 現在選んでいるこの発明の実施例によると，使用しているやり方は，附加ノイ ズ不感度の差分測定であり，その利点は，どんな低周波数普通モードノイズも引 き出せるということである。次の議論では，全てのスイッチは，閉と認められな い限り，開ではあるとの仮定が必要である。まず，センサ・マトリックス・ライ ンは，スイッチ６２を介してV_DDに時々刻々短絡させられており，スイッチ７８ は閉じられて，センサラインのキャパシタンスと平行に，コンデンサ７４を結合 している。それから，平行コンデンサ・コンビネーションは定電流で一定の時間 ，スイッチ７２を介して電流源７０から放電されている。一定時間の終において は，スイッチ７８は開き，このようにしてコンデンサ７４上のセンサ・マトリッ クス・ライン上に電圧を貯蔵している。 このセンサラインは，刻々とスイッチ６４を通してアースに短絡されており， スイッチ８２及び８６は，コンデンサ８０をセンサ・ラインのキャパシタンスに 平行にコンデンサを置くために閉じ込められている。スイッチ６８は閉じ込めら ，平行コンデンサ・コンビネーションは，電流源６６からの定電流で，第１のサ イクルの一定時間と等しい一定時間の間充電される。一定時間の終りでは，スイ ッチ８６は開となり，このようにしてコンデンサ８０上のセンサ・マトリックス ・ライン上に電圧が貯蔵される。 第１及び第２の測定電圧は，平均化される。これはスイッチ８２を開き，スイ ッチ８８及び８４を閉じることにより達成されるが，それはコンデンサ７４と平 行にコンデンサ８０を置いている。コンデンサ７４と８０は，同一のキャパシタ ンスを有するので，それらを通じての電圧は，各々個々に通じての電圧の平均と 等 しい。この最終結果の値は，フィルタ回路４８ー１から４８ーnの中の適当な１ つに疲される値である。 低周波数ノイズ，特に５０／６０Hz及びそれらの調波は，DC電流成分として振 る舞い，それは，１つの測定では加算的で，他では減算的である。２つの結果が 加えらレルと，ノイズ成分はゼロに平均化される。ノイズ排除の量は，ここで開 示されるように，連続していかに早く２つの対抗する充電及び放電のサイクルが 実施されるかの関数である。この電荷積分回路を選択する理由の１つは，測定値 が速く得られることである。 今,図４bを参照すると，図4aの簡易ダイアグラムの電荷積分回路４４の図示実 施例のより完全な概念図が示されている。インプットノード６０がV_DDとアース にパスゲート９０と９２を介して接続されており，これらは図4aのスイッチ６２ 及び６４を置き変えるものである。パスゲート９０はコントロール・インプット に表示される信号ResetUpにより制御され，パスゲート９２はコントロール・イ ンプットに表示されるResetDnにより制御される。通常の技術を有する者は，図 ４b中に同一シンボルで表示されている全ての他のパスゲートど同様に，パスゲ ート９０及び９２は，該技術でよく知られている従来のCMOSパスゲート及びと， 納得するであろう。ここでやっている話は，パスゲートは，そのコントロールイ ンプットが低目だとオフになり，そのコントロール・インプットが高目だとオン になって低インピーダンス接続を示すということである。 ＮチャンネルMOSトランジスタ９４及び９６は，電流ミラーとして構成されて いる。PチャンネルMOSトランジスター９４は電流源６６として役目を果たし，パ スゲート９８は図４aのスイッチ６８として役目を果たすパスゲート９８のコン トロール・インプットは，信号StepUpで制御される。 ＮチャンネルMOSトランジスター１００及び１０２も電流ミラーとして構成さ れている。チャンネルMOSトランジスター１００は，電流源７０として役目を行 い，パスゲート１０４は図４aのスイッチ７２として役目を行う。パスゲート１ ０４のコントロールインプットは，信号StepDnにより制御される。PチャンネルM OSトランジスター１０６とNチャンネルMOSトランジスター１０2Wは，Pチャンネ ルMOS電流ミラー・トランジスター９６及びNチャンネルMOS電流ミラー・トラン ジスター１０２と共に直列に配置されている。PチャンネルMOSトランジスター１ ０６のコントロールゲートは，エネブル信号ENにより駆動され，これは電流ミラ ーを活動的にするためPチャンネルMOSトランジスター１０６をオンにする。この 装置は，電荷積分回路４４が，使われてない時にパワーを保存するためオフにな るように，パワー保存装置として使用される。 NチャンネルMOSトランジスター１０８は，参照電圧V_biasにより駆動されるゲ ートを持っており，これは電流ミラー・トランジスター９６及び１０８を介して 電流をセットする。電圧V_biasは図１０を参照すればより詳細に開示されるよう に，サーボフィードバック回路によりセットされる。通常の技術を有する者は， この実施例は，較正がリアルタイムで起こり（長時間一定フィードバックを介し て），これによりセンサ・環境変化によるあらゆる長時間の影響もゼロにしてし まうということを評価する。この発明の現在の実施例では，V_biasは，全ての電 荷積分回路４４ー１から４４ーn,44ーVmax及び４４ーVminを通して共通である。 MOSトランジスター１０２及び１０８の適切な寸法は温度補償を与えることに 注意して下さい。これは，NチャンネルMOSトランジスター１０８のいき値は温度 と共に減少し，一方NチャンネルMOSトランジスター１０２及び１０８の両方の稼 動性は温度と共に減少するという事実を採用して達成されている。い値減少は， 電流増大効果を有し，一方稼動性減少は，電流減少効果を有する。適切な装置の 寸法を採用することにより，これらの効果は，大部分の稼動範囲で互いに相談で きる。 図４aのスイッチ７８に示されるように，コンデンサ７４の１つのプレートはV_DD に接続され，他のプレートはアウトプットノード７６とパスゲート１１０を介 してインプットノード６０に接続されている。パスゲート１１０のコントロール インプットはコントロール信号SUpで駆動される。コンデンサ８０の１つのプレ ートは，パスゲート１１２（図４aのスイッチ８６）を介してインプットノード ６０にパスゲート１１４（図４aのスイッチ８２）を介してV_DDに接続されている 。パスゲート１１２のコントロールインプットは，コントロール信号SDnにより 駆 動され，パスゲート１１４のコントロール・インプットはコントロール信号ChUp により駆動される。コンデンサ８０の他のプレートは，NチャンネルMOSトランジ スター１１６（図４aのスイッチ８２）を介してアースに，又パスゲート１１８ （図４aのスイッチ８４）を介してアウトプット・ノード７６に接続されている 。パスゲート１１８のコントロール・インプットは，コントロール信号Shareに より駆動される。 図4a，4b及び図５のタイミング・ダイアグラムを参照すると，１回の走査サイ クル中の電荷積分回路４４の作動を観察できるであろう。最初に，EN(エネーブ ル)コントロール信号はOvに行くことにより活動的になる。これは電流ミラーを オンにし，充電及び放電電流源のMOSトランジスター９４及び１００を活動状態 にする。ResetUpコントロール信号は，この時高い活動状態にあり，これはイン プット・ノード６０（そしてそれが接続されているセンサ・ライン）をV_DDに短 絡させる。SUpコントロール信号も，この時高い活動状態にあり，これはコンデ ンサ７４とアウトプット・ノード７６をインプット・ノードに接続している。こ の配置は作動サイクルの次にいう放電部分が既知の平衡状態からスタートするこ とを保証する。 放電プロセスはResetUpコントロール信号が非活動的になった後スタートする 。StepDnコントロール信号は活動的になり，MOSトランジスター１００である放 電電流源をインプット・ノード６０とそれが結合されたセンサ・ラインに接続す る。StepDrはある量の時間的となり，負定電流源は，センサ・ラインとコンデン サ７４の組み合わせキャパシタンスを放出し，このようにして，その時間にその 電圧を下げる。StepDnは次いでオフとなる。短時間後SUpコントロール信号は非 活動的となり，コンデンサ７４に測定電圧を保存する。それが放電サイクルを終 わらせる。 次にResetDnコントロール信号が活動的となり，そのセンサラインをアースに 短絡させる。同時にSDnとChDnコントロール信号は活動的となり，アースとセン サラインのコンデンサ８０を接続する。コンデンサ８０はアースに放電し，次の 充電サイクルが常に既知の状態からスタートすることを保証している。 充電サイクルはResetDnコントロール信号が非活動的になり，StepVpコントロ ール信号が活動的になった後にスタートする。この時点で，電流充電源であるMO Sトランジスター９４は，センサ・ラインに接続され，電圧を上げてセンサ・ラ インを充電するため定電流を供給する。StepUpコントロール信号は一定の時間（ 望ましくは，前述のサイクル時間に等しいこと）活動的となり，キャパシタンス を放電させ，次いでそれはオフにされる。次いでSDnコントロール信号は非活動 的で，測定電圧をコンデンサ８０を通して残す。 平均化サイクルが今やスタートするまずコンデンサ８０上の電圧がレベル変化 させられる。これは非活動的になっているChDnコントロール信号よりなされ，コ ンデンサ８０の一個のプレートを浮かせる。次いでChUpコントロール信号が活動 的となり，そのコンデンサの第２のプレートをV_DDに接続する。次いで，Shareコ ントロール信号が活動的となり，これはコンデンサ８０の第１プレートをアウト プット・ノード７６に接続し，この様にしてコンデンサ７４と８０を平行に置く ，これは２つのコンデンサを通しての電圧の平均化効果を持っており，かくして 先に述べたように，普通モードのノイズを減じる。この平均電圧は又，アウトプ ットノード７６上で使える。 通常の技術を有するものは，放電及び充電サイクルで得られた電圧の平均化作 業に存在する。普通モードのノードのノイズ相殺特性は，２つのサイクルが時間 内で近接して一緒に行われる時に最も有効であるということを納得する。 この発明によれば，ChDnとChUp信号は，この発明のこの特徴での利点を取るた めに相殺されるノイズ期間の四分の一よりかなり短い時間内にその相互に関して 強調されるべきである。この発明によると，２つの異なったデバイス／センス法 が開示されている。通常の技術を有するものは，図4a,4b及び５を参照して開示 されている電荷積分回路４４は，ここに開示されているどの走査法に従って動作 適応的であると直ちに観察する。 電荷積分回路４４の作動を理解すれば明らかなように，そのアウト・プット電 圧は短時間に利用できるもので，環境ノイズにさらされる。ノイズの影響を最小 にするために，スイッチ・コンデンサ・フィルター回路４８が使われる。今図６ を参照すると，この発明で使用してもよい図示のスイッチコンデンサ・フィルタ 回路４８の概念図が示されている。通常技術を有する者は，インプット・ノード １２０を含むスイッチコンデンサフィルタ回路，Sampleコントロール信号により 駆動されるコントロールインプットを有するパスゲート１２２，パスゲート１２ ６のアウト・プットとアースのような固定電圧の間で結合されたコンデンサ１２ ４及びコンデンサ１２４とパスゲート１２６のアウトプットの間の普通の接続を 含むアウトプットノードを理解する。代表的な実施例では，コンデンサ１１６は 約１０pFのキャパシタンスを持つ。 通常の技術を有する者により評価されると思われるように，スイッチコンデン サフィルター４８は，一部はサンプル／ホールド回路であり，又サンプル期間の Ｋ倍は，それが接続されている，図４a及び４bの電荷積分回路のコンデンサ７４ 及び８０の合計に対するコンデンサ１２４の比である。スイッチ・コンデンサ・ フィルター回路４８は更にノイズON入を減じる。望ましい実施例ではK＝１０／ ２＝５である。通常の技術を有する者は，他のタイプのフィルター回路，例えば RCフィルターがこの発明に使われることに納得するであろう。 今、図７を参照すると，図３のA／Dトランスジューサ５２のよく選ばれた配置 についてのより詳細なブロックダイヤグラムが示されている。タッチセンサ・ア レイにはA／Dトランスジューサはラインにおけるのよりその数は少なく，Ａ／Ｄ トランスジューサへの入力は，タッチセンサ・アレイ内のいくつかのラインの中 の各々個々のA/Dトランスジューサを分け合うように多重送信される。図７の配 置は集積回数レイアウト面積の使用という点で，各インプットラインに個々のA ／Dトランスジューサを与えるよりも効率的である。 図７に図示された実施例では，２４の電導ラインレースが，図２a〜２dのセン サ・アレイ１０に仮定されている。図７にあるように，サンプル／ホールド回路 ５０〜２４の出力は，アナログ伝送制御器１３０のアナログ・データ・インプッ トに与えられる。アナログ伝送制御器１３０は６つのアウトプットを持ち，各々 は個々のA／Dトランスジューサ５２〜１から５２ー６のインプットを駆動する。 アナログ伝送制御器１３０の内部配置では，インプットの４つの異なったそれは アウトプットの各々に伝送制御される。アナログ伝送制御器１３０は，６つの内 部伝送制御器ブロック１２ー１から１３２ー６として概念的に描かれている。 図７に示す例では，サンプル／ホールド回路５０ー１から５０ー４から取り出 されたインプットは，A/Dトランスジューサ５２ー１を駆動する内部伝送制御器 ブロック１３２ー１のアウトプットに伝送制御される。同様にサンプル／ホール ド回路５０ー５から５０ー８から取られたインプットは，A/Dトランスジューサ ５２ー２を駆動する内部伝送制御ブロック１３２ー２のアウトプットへ伝送制御 される。サンプル／ホルドの回路５０ー９から５０ー１２から取られたインプッ トは，A/Dトランスジューサ５２ー３を駆動する内部伝送制御器１３２ー３のア ウトプットに伝送制御される。サンプル／ホールド５０ー１３から５０ー１６か ら取られたインプットはA/Dトランスジューサ５２ー４を駆動する内部伝送制御 器ブロック１３２ー４のアウトプットへ伝送制御される。サンプル／ホールド回 路５０ー１７から５０ー２０から取られたインプットは，A/Dトランスジューサ ５２ー５を駆動する内部伝送制御器ブロック１３２ー５１のアウトプットに伝送 制御される。そして，サンプル／ホールド回路５０ー２１から５０ー２４から取 られたインプットは，A/Dトランスジューサ５２ー６を駆動する内部伝送制御ブ ロック１３２ー６のアウトプットへ伝送制御される。 アナログ伝送制御器１３０ーはバス１３４で概念的に表わされる１セットのコ ントロール入力を持っている。図７に示す図示的実施例において，内部伝送制御 器１３２ー１から１３２ー６の各々は，４インプット伝送制御器であり，このよ うにしてコントロールブス１３４は４の１選択に対する2Qビットバスを含んでい る。通常の技術を有する者は，図７の配置は，２４個のチャンネルからのA/D交 換の仕事に対する多くの特別解決策の単なる１つであり，そして他の満足のいく 同様の配置が可能であることを納得するであろう。 簡単なデコーディング案では伝送制御器１３２ー１から１３２ー６は，連続し て，第１から第４までのインプット上にあるアナログ電圧をA/D変圧器５２ー１ から５２ー６のインプット上へ各々送り込む。アナログ値がA/Dトランスジュー サ５２ー１から５２ー６のインプット内で定まると，CONVERTコマンドが，普通A /Dコントロール１３６上で強調され，A/D変換プロセスを始める。 このA/D変換プロセスが完了すると，インプット電圧を表わすデジタル値は， レジスター１３８ー１から１３８ー６内に保存される。今選ばれているように， レジスター１３８ー１から１３８ー６は各々２ワードレジスターを含み，従って １ワードが演算ユニット５４に対しレジスターから読み出されてもよく，一方第 ２のワードは，システムのスピードを最大にするために，レジスターに書き込ま れている。そのようなレジスターのデザインは技術的に従来のものである。 今,図８を参照すると，演算ユニットのより詳細なブロックダイヤグラムが示 されている。通常の技術を有するものは，演算ユニット２０は，x及びY次元，即 ち図１のXインプット処理回路１６及びYインプット処理回路１８の両方からの情 報を処理することを評価する。 演算ユニット２０の構造形状を開示する前に，センサ・アレイ２２に近いオブ ジェクトの重心位置が，この発明に従って決定される場合に，それを行う選ばれ た方法を理解することは有益である。 この発明の今の選ばれた実施例によると，どの方向でもオブジェクト位置は， センサ・アレイ１０の個々のセンスライン上で測定されたキャパシタンスの加重 平均を評価することにより決定できる。次の議論において，X方向が用いられる が，通常の技術を有するものは，この議論はY方向の加重平均の決定にも同様に 適用されると納得するであろう。良く知られているように，加重平均は次により 決定できる。 ここでΔCi=Ci―COiで，Ciは番トレース上で現時点で測定されつつあるキャパ シタンスでありCOiはオブジェクトがない時に多少の過去に同じトレース上で測 定された値である。これら過去及び現在のキャパシタンス測定値に関し，位置は 次ぎの様に表現される。 加算に対し乗算が分配性を有することを利用して，この式は次式と等しい様に 見られる。 個々で分子分母の負の項はオフセットで，オブジェクトがない時のキャパシタ ンスのバックグランド値を表わす。もし分子オフセットを表すのに項O_Nを又分母 オフセットを表すのに項O_Dを用いると，式３は次ぎの様に書き直される。 今，図８を参照すると，演算ユニット２０はX分子分母アキュムレータ１５０ 及び１５２そしてY分子分母アキュムレータ１５４及び１５６を含んでいる。X分 子分母アキュムレータ１５０及び１５２又Y分子分母アキュムレータ１５４及び １５６に対する演算数データ元は，図１のセンサ・アレイ２２の各（X及びY）方 向のレジスタ１３８ー１から１３８ー６である。X及びY分母アキュムレータ１５ ２及び１５６は，A/D変換からのデジタル結果を合計する。X及びY分子アキュム レータ１５０及び１５４は，単純合計でなく，インプットデータの加重合計を計 算する。アキュムレータ１５０，１５２，１５４及び１５６は，通常の技術を有 する者が直ちに理解できる様に，ハードウエア・エレメントあるいはマイクロプ ロセッサー上を走るソフトウエアとして構成することが出来る。 図８から解る様に，分子アキュムレータ１５０及び１５４は式４の次式を計算 し， 分母アキュムレータ１５２及び１５６は式４の次式を計算する。 X及びY分子分母オフセット・レジスタ１５８，１６０，１６２及び１６４の内 容は，加算器１６６，１６８，１７０及び１７２内のアキュムレータ１５０，１ ５２，１５４及び１５６に保存されている結果から減じられる。加算器１６６は X分子オフセット・レジスタ１５８内に保存されているオフセットO_NXを減じる。 加算器１６８はX分母オフセットレジスタ１６０内に保存されているオフセットO_DX を減じる。加算器１７０は，X分子オフセット・レジスタ１６２内に保存され ているオフセットO_NYを減じる。加算器１７２は，Y分母オフセットレジスタ１６ ４に貯蔵されているオフセットO_DYを減じる。分子分母ペアは分割ブロック１７ ４及び１７６により割算され，X及びY位置データを発生させ，X及びY分母ペアは ブロック１７８に用いられて，Z軸（圧力）データを生じさせる。ブロック１７ ８により，行われる機能は後に開示される。オフセットO_DX，O_NX，Ｏ_DY及びO_NY は較正ユニット１８０から命令が出れば，アキュムレータの内容から採取される 。 通常の技術を有する者は，この発明によるシステムのアーキテクチャアは多く のやり方で分配され，そのやり方のいくつかは，この発明のシステムが接続され ているホストコンピュータであろうと，ここに述べる集積回路とホストコンピュ ータ間の任意のところにあろうと関係なく，マイクロプロセッサーの利便性を含 んでいる。この発明の実施例は，合計項を表す集計分子分母値が，処理のための O_N及びO_Dオフセット値と共にそのようなマイクロプロセッサに送られたり，ある いは，全ての処理が，該技術で知られているようにプログラム化されたマイクロ プロセッサで達成されるような場合に，満足される。 まず分子分母アキュムレータ１５０，１５２，１５４及び１５６は，システム 立ち上がりの間はゼロに設定される。もし伝送制御A/Dコンバータの図７に示す 様なものが使用されるなら，レジスター１３８ー１の第１ワード内のデジタル化 電圧データ（サンプル／ホールド回路５０ー１のアウトプットでの電圧を表わす ）はアキュムレータの合計に加算され，又その結果はアキュムレータに保存され る。続いてレジスタ１３８ー２から１３８ー６の第１ワードに保存されているデ ジタル化電圧値（各々，サンプル／ホールド回路５０ー５，５０ー９，５０ー１ ７及び５０ー２１のアウトプットでの電圧を表わしている）はアキュムレータの 合計に加算され，その結果はアキュムレータに保存される。前述のようにA/Dト ランスジューサ５２ー１から５２ー６は，この時サンプル／ホールド回路５０ー ２，５０ー６，５０ー１０，５０ー１４，５０ー１８及び５０ー２２のアウトプ ットにある電圧を変換しつつあったり，レジスタ１３８ー１から１３８ー６の第 ２ワードの中のデジタル値を保存しつつあっても良い。引き続いて、レジスタ１ ３８ー１から１３８ー６の第２ワードに保存されているデジタル電圧値（サンプ ル／ホールド回路５０ー２、５０ー６、５０ー１４、５０ー１８及び５０ー２２ のアウトプットでの電圧を各々表わしている）は、アキュムレータの合計に加算 され、その結果はアキュムレータに保存される。 引き続いて、レジスタ１３８ー１から１３８ー６の第１フィールドに保存され ているデジタル電圧値（各々サンプル／ホールド回路５０ー３、５０ー７、５０ ー１１、５０ー１５、５０ー１９及び５０ー２３のアウトプットでの電圧を各々 表わしている）はアキュムレータの合計に加算され、その結果はアキュムレータ に保存される。次いで、レジスター１３８ー１から１３８ー６の第２ワードに保 存されているデジタル電圧値（サンプル／ホールド回路５０ー４、５０ー８、５ ０ー１２、５０ー１６、５０ー２０及び５０ー２０及び５０ー２４のアウトプッ トでの電圧を各々表わしている）が同様に処理されている。 この時点でアキュムレータは個々のデジタル電圧値のすべてを有する。O_N及び O_Dオフセット・レジスター１５８及び１６４に保存されているデジタル値は、今 や分子分母アキュムレータに保存されている値から減じられる。デバイダ１７４ と１７６での割り算演算は、次いで、加重平均計算を完了する。 割り算演算も、アキュムレータに保存されている値を持ってくることが出来た り、積算そのものを実施できる外部マイクロプロセッサにより実施される。O_N及 びO_Dオフセット値は，現在外部マイクロプロセッサより導出されるので、この割 り算の演算により，その外部マイクロプロセッサに示される付加処理管理費は最 小になる。一方、この所要のマイクロプロセッサは、個々で開示の発明から逸脱 することなく、これらの処理仕事を行うために、チップ上に含まれてもよい。 上に開示された処理は、約１ミリセカンド以内で起こり、繰り返し行われる。 現行のマウス標準は、位置情報を、１秒間に４０回にしており、このようにして 、この発明の装置は容易にこの繰り返し速度で作動できる。 この発明で使われている方法の特性から考えると、この発明のシステムに付加 的ハードウエアを要せずにノイズ不感性を与えることが考えられる。上に開示さ れた過程が実施された後、アキュムレータは空にされ、プロセスが繰り返される が、値はアキュムレータに残存することが出来る。もし、これが行われると、平 均化機能が実行されて、さらにノイズを除去する。この発明のこの側面によると 、多くのサンプルが取り入れられ、処理シーケンスの終でそれらを空にせずにア キュムレータを通過させられる。今選ばれているように、２５個のサンプルが、 反位置の割り算の結果がシステムにより使用するために取り入れられる前に、処 理され、このようにして、遷移システムノイズのスパイクの影響を大きく減じる 。通常の技術を有する者は、アキュムレータを空にする前に採られるサンプルの 数は、 データ接近速度、データ処理速度のような要因により左右されるデザイン選択の 問題であると納得するであろう。 この発明のシステムは部品の老化、湿気によるキャパシタンスの変化、接触表 面の汚れなどの様な変化する条件に適応することができる。更に、この発明は効 果的に周囲ノイズを最小にする。この発明によると，これらの効果は３通りの方 法で考慮される。先ず、オフセット値O_N及びO_Dは、変化条件を調節するために動 的に新しくされる。第２に、サーボフィードバック回路は電荷積分回数４４ー１ から４４ーnのバイアスを設定するために用いられるバイアス電圧を決定するた めに与えられている。第３に、前にここで開示されたように、A/Dトランスジュ ーサのVmax及びMminのための参照電圧も、ノイズ・マージンに対する信号を増大 させるように動的に変更される。 図９を参照すると、図８の演算ユニットと共に使うことができる較正ユニット １５０のブロックダイアグラムが示されている。較正ユニット１５０はアルゴリ ズムを実行し、指あるいは他の導電オブジェクトが接触センサ・アレイ２２hに近 くない時の決定を試みることにより分子分母オフセット値を定立する。 前に開示されたように、O_N及びO_Dオフセット値は、オブジェクトが無い場合の アレイキャパシタンスのベースライン値を表わす。この発明によると、これらの 値も更新される。というのは、低すぎたり高すぎたりするベースライン・レベル はエラーサインにより、オブジェクトの自明な位置を変動させる効果を持ってい るからである。これらの値は、オブジェクトがセンサ・アレイ２２に無いときに 読まれた値を選択することにより定立される。いつオブジェクトがセンサ・アレ イ２２にないか知る外部的方法は無いので、この発明のもう１つの側面によるア ルゴリズムが用いられ、これらのオフセット値が定立され動的に更新される。較 正ユニットが、指が無い時にZ値の中の代表値として表われる１つのZ値を見たと き、それはオフセット・レジスタ（図８の１５８、１６０、１６２及び１６４） に知らせ、アキュムレータの現在値から再負荷される。この発明の今選ばれてい る実施例によれば、オフセット値を更新する決定は、XあるいはY方向の唯一つの によるセンサ・アレイの挙動に基づいているが、その決定がなされると、４つの オフセット（O_NX,O_DX,O_NY及びO_DY）は全て更新される。 この発明の他の実施例では、更新の決定は、ここに行われる基準により、各方 向個々に行う事が出来る。較正アルゴリズムは、分母アキュムレータ値の選択さ れた１つの値での変化をモニターすることにより作動する。この発明によると、 接触センサ・アレイ２２の電導ラインのセットの中の１つのキャパシタンスの変 化に対する感度は、接触センサ・アレイ２２内の電導ラインのセットの中の他の １つのキャパシタンスの変化に対する感受性よりも大きいということが観察され た。経験が示唆するところによると、キャパシタンス変化に対するよりも大きな 感度を有する電導ラインセットは、他方向に沿って物理的に電導ラインの上部に 置かれ，従って，センサ・アレイ２２の接触表面に最も近いというものである。 電導ラインの上部セットは電導ラインの下部セットをセンサ・アレイ２２の表面 上部に起こるコンデンサ変化から部分的に遮蔽する傾向がある。 指圧力はセンサライン上で測定されたキャパシタンスを合計することにより得 られる。この値は、オフセットO_Dを減じた後に分母アキュムレータに既にある。 もしその圧力が適当ないき値を越えれば指は存在する。このいき値は実験的に選 定でき、表面材料と回路タイミングの関数である。このいき値は個々のユーザの 好みに合うように調節できる。 装置により報告された圧力は、図８のブロック１７８で実行されるようにX及 びY方向に対する分母の簡単な関数f(X_DY_D)である。可能な機能は、１つの選ばれ た分母値を選扱したり，あるいは分母を合計したりすることを含む。今選ばれた 実施例では，二つの分母のより小さい方が選ばれる。この選択はXセンサが有効 名データを生成するがYセンサがそうでない場合，あるいはその逆の場合に，も し指がパッドが端部を少しはなれて動くと圧力をいき値以下にさせる望ましい効 果を有する。 これは電子ベゼルとっして振る舞い，センサ領域の縁での機械的ベゼルとして の代わりをすることが出来る。 図８の例に於いて，y分母が最も感度が良好なので，モニタ用に選ばれる。選 ばれた分母は較正アルゴリズム用にZと称する。この分母に対する電流保存オフ セット値はOzと称する。 較正でアルゴリズムのゴールは静止しているZレベルのゆっくりした変動を追 跡することで，一方では指に対して確実に較正しないことと，またノイズから発 生する瞬間スパイクの較正をやらないことである。通常の技術を有する者にとっ て次の開示から明らかになると思われるが，較正アルゴリズムは，デジタルある いはアナログのハードウエアあるいは，ソフトウエアで実行されるであろう。実 際に発明者により実験された現行の実施例では，それはソフトウエアで実行され た。 Z値が較正ユニットに到達すると，フィルタ１８２を通過する。フィルタ１８ ２と一緒に作動するヒストリ・バッファ１８４は，すぐ近くのZ値の作動時平均 を保持する。新しいZ値が到達すると，現在作動中の平均Fzは式にしたがって更 新される。 新Fz ＝ α（ 旧F z） ＋ （１ーα）Z ここでαは０と１の間の一定ファクターで典型的には１に近く，Zは現在のZ値 である。好ましい実施例では，αは約0.95である。その考え方は，FzがZの短い 動揺に大きく影響されなくて，ゆっくりとした変動に十分緩慢に変化する様にす るためである。 フィルタ１８２はコントロール・ユニット１８６から信号ENABLEを受け取る。 作動時平均Fzは，ENABLEが強調される時のみ，新しいZ値に基づいて更新される 。ENABLEは丁重となり，Fzは一定に止まって現在のZに影響を受けなくなる。 ヒストリバッファ１８４は，幾つかの最も近い時点のFz値を記録する。現在の 実施例では，ヒストリバッファは二つの以前のFz値を記録する。ヒストリバッフ ァはシフトレジスタ，サーキュラあるいはアナログ遅延ラインとして実行される かもしれない。ヒストリバッファかコントロールユニット１８６からREWIND信号 を受け取ると，現状の稼働時平均Fzを古い保存値に回復させる。それはまるでフ ィ ルタ１８２が，ヒトリバッファの深さに対応する時間，遡及的に不具にされたか の様である。ヒストリバッファの目的は，その様な不具を許容することである。 現状の稼働時平均Fzは，現状のZと現状のオフセットOzと，絶対差分ユニット １８８及び１９０及びコンパレータ１９２により比較される。絶対差分ユニット １８８はZ及びFzを減じ，その差の絶対差を出力する。コンパレータ１９２は， もし絶対差分ユニット１８８の出力が，絶対差分ユニット１９０より小さい，即 ちもしFzがOzよりもZに近いとき，UPDATE信号を強調する。このUPDATE信号は，Z の平均値が新しい静止レベルに移る時は強調される傾向となるであろう。Ｚが通 常の静止レベルからを強調する。が通常の静止レベルからそれて少しわき道に入 ると強調されない傾向がある。フィルター定数αは，この目的のために”少し” と考えられる，わき道の長さを決定する。 減算ユニット１９４は簡易な減算器で，ZとOzの指示差を計算する。この減算 器は図８の減算器１７２とともに実際上余計なもので，従って実際の実行の時に 合併させてもよい。減算器アウトプットCzは較正されたZ値，即ち指圧力の推定 値である。この圧力値は，コンパレータ１９６及び１９８により，正及び負のZ のいき値と比較される。これらのいき値は，実際上大きさが等しい必要はないが ，Z_TH及びZ_THとして示される。 もし圧力信号CzがZ_THよりも大きいと，信号FINGERは強調され，指の存在の可 能性を指示する。較正ユニットで使われるZ_THいき値は，指の存在を検出するた めに残りのシステムより使われるそれに類似しており，あるいは，異なった値を 持つかもしれない。現在の実施例において，較正Z_THは較正ユニットが指の存在 について保守的選択をするのを保証すべく，主なZ_THよりも多少低めに設定され る。 もし圧力信号CｚがーZ_THより小さめと，信号FORCEが強調される。Ozは指が不 在での静止値に等しいとされており，指はセンサ・キャパシタンスを増大させる だけで，またこのようにしてZの値を減少させるので，Czが大きく負にあること は，装置が直前に遠ざかったゆびに対し不正確に較正されたに違いないことを意 味している。較正ロジック２００は，指がもはや存在しない以上，再較正を実施 するために，この事実を使う。 コントロール・ロジック１８６は稼働時平均Fzを，指が存在する時に発生する Z値に影響されないようにする役目がある。アウトプットENABLEは，FINGER信号 が真の時には一般にオフに，FINGER信号が誤の時には一般にオンになる。しかし ，FINGERが誤から真になると，コントロール・ロジックもREWIND信号を発振する 。FINGERが真から誤に変わると，コントロールロジックは短時間（ヒストリバッ ファの深さに応じて）ENABLEを強調する前に待機する。このようにして，稼働時 平均は，指が存在する時はいつでも，又指が存在する前後の短時間Zに追随する のを阻止される。較正ロジック２００は，３つのコンパレータ１９２，１９６及 び１９８の出力から信号RECALを生成させる。RECALが強調されると，オフセット レジスタO_N及びO_Dは，現在のアキュムレータ値から再負荷される。RECALは次の ロジック式から生じる。 RECAL=FORCE或いは（UPDATA及びFINGER） 更に較正ロジックは，このシステムが，多分短時間後，電荷積分器を待つため 及び他の回路が安定するよう初期化されるとRECALを強調するため準備を行う。 コントロール・ロジック１８６及び較正ロジック２００の記述から，通常の技 術を通する者にとって，これらのブロックは，従来のロジックを使って簡単でル ーチンなロジックデザインとして直に構成できることは明白である。 通常の技術を有する誰にとっても，述べている較正アルゴリズムは，現発明の 電荷積分器及びアキュムレータの特殊システムにとって特別なものではないとい うことは明白なはずである。むしろそれは，近接さや圧力のデータを生成するあ らゆるタッチセンサに使用できるし，そこでは，指や偽のノイズがない時は，セ ンサ状態を反映した較正点を維持するよう求められている。 図１０を今参照すると，この発明で有用なバイアス電圧産生回路４６が概念図 型式で示されている。この発明の現在選ばれた実施例によると，電荷積分回路４ ４ー１から４４ーnのバイアストランジスタ１０８（図４b）のすべての者は，バ イアス電圧の単一ソースに接続されたゲートを有しているが。通常の技術を有す る者は他の配置も可能であることを納得する。電荷積分回路４４ー１から４４ー nにより必要とされるバイアス電圧を産生するのには多くの方法がある。 図１０を調べて判るように，バイアス電圧産生回路４６は過減衰サーボシステ ムである。電荷積分回路４４ー１から４４ーnの代表的なものの電流減機能を近 ずける参照源は，プレートの１つをアースされたコンデンサ２０４をV_DD含んで いる。そのプレートの他の１つは，第１パスゲート２０６を介してV_DDパワー供 給装置に，又第２パスゲート２１０を介して電流源トランジスタ２０８に接続さ れている。フィルター回路４８ー１から４８ーn同一で，フィルター回路４８ー １から４８ーnと同一の信号により制御されるフィルター回路２１２は，フィル ター＆サンプル／ホールド回路４８ー１から４８ーnがセンサ・アレイ２２内のセ ンサ電導体キャパシタンス上の電圧を採取するのと同じやり方でコンデンサ２０ ４上の電圧を採取するために接続されている。 フィルター回路２１２の出力は，約0.1―0.2Aの範囲のバイアス電流を持つ弱 トランス・コンダクタンス増副器２１４の非逆入力に与えられ，トランス・コン ダクタンス増副器２１４の逆入力は例えば，ダイオード２１６及びレジスタ２１ ８より発生する約１ボルトの低電圧に接続される。トランス・コンダクタンス増 副器２１４の出力は，コンデンサ２２０及びパスゲート２２４を介してコンデン サ２２２により切り換えられる。コンデンサ２２２はコンデンサ２２０よりかな り大きく選択される。この発明の代表的な実施例では，コンデンサ２２０は約0. 2で，コンデンサ２２２は約１０pF及び，コンデンサ２２２はNチャンネルMOSト ランジスタ２２６のゲートに接続され，これはPチャンネルMOSトランジスタ２２ ８のドレン及びゲートに接続されたドレンとNチャンネルMOSトランジスター２３ ０に接続されたソースを有する。PチャンネルMOSトランジスタ２２８のソースは V_DDに接続され，NチャンネルMOSトランジスタ２３０のソースはアースに接続さ れている。トランジスタP２２６及び２３０の普通のドレン接続はバイアス・ア ウトプット・ノードである。 選択パスゲート２３２はパスゲート２３４を介して定電圧ソース（例えば２ボ ルト）とコンデンサ２２２の間で接続される。パスゲート２３４は立ち上がり時 にコンデンサ２２２を一定電圧に充電することによりバイアス発生回路２００を 初期化するために用いられる。 各サンプル期間の間は，フィルタ回路２１０は新しいサンプルが以前のサンプ ルと異なる場合は，トランス・コンダクタンス増副器２１１のアウトプット電圧 が変化しコンデンサ２１８を充放電して新しい電圧にすることを始める。パスゲ ート２２２は短時間の間(即ち，約１μsec)オンにされ，コンデンサ２１８及び ２２０上の電圧は自身を平均化しようと試みる。コンデンサ２１８と２２０の間 のサイズの違いが大きいため，コンデンサ２１８は，パスゲート２２２が開の時 の期間にその電圧を等しくするための電荷を十分に供給できない。この配置は， 大きなバイアス電圧がサイクルからサイクルで起こらないようにする。 コンデンサ２０２は可能な限りセンサ・アレイ・チャンネルの１つのように見 えるべきで，代表的なセンサラインのバックグランド・キャパシタンスに等しい 値を持つべきである（即ち，オブジェクトが近接していたり，ない場合，キャパ シタンス成分）。コンデンサ２０２はいくつかの方法で形成される。コンデンサ ２０２は，アクティブ・センサラインの１つに近似させて構成された，余分のセ ンサラインをセンサ・アレイの１部に含んでも良いが，アースプレートなどによ り指キャパシタンスから遮蔽する。一方コンデンサ２０２は，集積回路に形成さ れるかそれに接続されるコンデンサで，代表的センサラインのそれに適合するよ うに選定された値を持っている。この点でコンデンサ２０２とフィルター回路２ １０を含む信号ソースは，Vmax及びVmin参照電圧を発生させるための回路網に多 少似ていて，その点ではそれは代表的センサ・ラインを供給している。 更にもう１つの代替物として，実際センサ・ラインの１つが，バイアス電圧を 設定するために使われても良い。２つの端部センサ上の測定電圧は比較されても よいし，そして最低値を有するものは，もし指あるいは他のオブジェクトがセン サ・アレイに接近しているならば，それはそのアレイの反対側端部にあるセンサ ラインにはないであろう，という原理に基ずいて選定されてもよい。 この発明のタッチ・センサシステムの高い感度は人間が使用し易くなる軽い指 インプットタッチを可能にする。増大した感度は，他のインプットオブジェクト ，例えばペンスタイリなどを使用しやすくする。更にこの感度はより保護層ある い は異なった材料に対しトレードオフを可能にし，この両方が低い製造コストを可 能にする。 より大きなノイズ排除は使用の柔軟性を大きく可能にし，偽のノイズ問題に対 する感度減退を可能にする。２つの技術が使用され，これは大概のノイズ排除メ リットを引き出す。 この発明に使われているドライブとセンス技術により，データ接近速度は，従 来技術に比べ３０ファクタほど増大された。これはいくつかの明白な副次的効果 を提供する。まず信号処理の同じレベルに対し，その回路網は殆どの時間オフに でき，デザインのアナログ部分で約３０ファクターほどパワー消費を減じること ができる。第２により多くのデータが利用できるのでフィルタリングのような信 号処理やジェスチャー認識が実施できる。 この発明に使われているセンサ電子回路は非常に頑丈であり，プロセスやシス テムのエラーを較正する。それはセンサからのコンデンサ情報を処理し，デジタ ル情報を外部装置例えばマイクロプロセッサに与える。 この発明のユニークな物理的特色のために，今までは不可能であったいくつか のエルゴノミー的に面白い応用がある。現在，マウスやトラックボールは，携帯 コンピュータ上で使うのは物理的に便利ではない。この発明はそれらの装置に置 換わる，非常に便利で使用し易いカーソル位置解決策を提供する。 マウス・タイプの応用においては，この発明のセンサは便利な位置，例えば携 帯コンピュータ内の”スペースバー”キーの下に置くことができる。この位置に 置かれると，ユーザーの親指は，コンピュータスクリーン上のカーソル位置を制 御するために，センサ上で位置指示として使うことができる。カーソルは，ユー ザーの指がキーボードを触れる必要がなしで動かすことが出来る。エルゴノミー 的にこれはトラックボールを有するマッキントッシュ・パワーブックの概念と類 似しているが，この発明はトラックボールに比し大きさの点で有意義なメリット がある。この基この的アイディアの展開は２つのセンサは更に多くの特性制御の ために”スペースバー”キーの下に置くことができる点に求められる。 カーソル・フィードバックを有するコンピュータ・ディスプレイは，非常に一 般的な応用分野の１つの小さな例であり，そこではディスプレイは，光あるいは ，LED'sのフィルド，LCDディスプレイあるいはCRTになり得る。例としては、実 験設備上のタッチ・コントロールがあり，そこではこの設備はノブ／ボタン／タ ッチスクリーンの組合せを用いる。このインターフェースのはきりした能力のた めに、１つあるいは，もっと多くのこれらインプットは，この発明に関して述べ られるインプットの１つへと併合することができる。 一般消費者用電子装置（ステレオ，グラフィックエコライザー，ミキサー）用 途では，よく可変コントロールが必要とされるので，スライド型電位差計のため にかなりのフロントパネル表面積を使っている。この発明はそのようなコントロ ールを１つの小型タッチパッド設置2ノより提供できる。電子ホームシステムがも っと普通になると，密なより力強いヒューマン・インターフェースが必要とされ る。 この発明のセンサ技術は非常に密なコントロールパネルを提供できる。手によ るTV／VCR／ステレオコントロールが，もしこのセンサ技術が使われると，エル ゴノミー的に形成でき，もっと力強い特徴を出すことができる。この発明のセン サはあらゆる表面に順応し，多重接触点を検出して，より強力な操作をもたらす 。この発明のセンサ技術が有するユニークな圧力検出能力も，この応用に対する キーである。コンピュータゲーム，リモードコントロール（ホビーエレクトロニ クス，飛行機）及び機器道具のコントロールは，この発明のセンサ技術から恩恵 を受ける２，３の例である。 音楽キーボード（シンセサイザー，電子ピアノ）は，速度敏感キーを必要とす るが，このセンサの圧力センシング能力がそれに答えることができる。又ピッチ ・ベンディング・コントロールや他のスライド・スイッチがあるが，これもこの 技術に置換えることができる。更にもっとユニークな応用として，楽器が含まれ るが，これは非常に整然としたインターフェースでの手や指の位置及び圧力の関 数として音符を作り出している。 この発明のセンサ技術は，それに圧力をかけるどんな電導材料も，ベストに検 出できる。センサ上で電導材料層で覆われた圧縮性絶縁層を加えることにより， 電気伝導度とは無関係に，対のすべての材料からの圧力を間接的にも検出できる 。 このセンサから利用できる情報量があるので，それはバーチャル・リアリティ 機器へのインプット装置として非常に良好に使用できる及び，３次元の位置監視 及びアクションに対するある程度の応答ができる構造を想像することは容易であ る。 この発明の実施例及び応用が示され，述べられたが通常の技術を有する者にと って，上に述べられたことに比べて，もっと多くの改良が，ここでの発明概念か ら逸脱することなく可能であることは明白である。

【手続補正書】 【提出日】１９９７年１１月１１日 【補正内容】 明細書 オブジェクト位置検出器 発明の背景 １．発明の分野 本発明はオブジェクト位置検出トランスジューサとシステムに関する。より詳 細には、本発明は計算装置用のカーソル移動やその他の応用例において有益なオ ブジェクトの位置認識に関する。 ２．先行技術 コンピュータ・システムやその他の利用に使用するオブジェクト位置検出器と して種々の装置があり、またその使用のために提案されて来た。その様な装置で 最もよく知られているものはコンピュータ用“マウス”(mouse)である。位置表 示装置として非常に人気があるが、マウスは機械的部分を有しその位置ボールを 転がすための表面積を必要とする。更に、マウスは通常は適度な分解能を得るた めにはある程度の距離を移動する必要がある。最後に、このマウスというものは オペレータがカーソルを移動させるためにキーボードから手をはなすことが必要 となり、従って通常コンピュータ上でタイプ操作をするという主たる目的を崩し てしまうことになる。 トラックボール装置はマウス装置と類似したものである。しかし主たる相違点 は、マウス装置とは異なり、トラックボールではロールを転がす表面積を必要と しないことである。しかも、トラックボールは依然高価で、可動部分も有してお り、マウス装置が行うのと同様に、比較的強いタッチが必要である。またそれら は寸法的にも大きく、ラップトップ・コンピュータの様な本体自身の容量に敏感 な応用例ではうまく合わない。 位置表示器として使用するために、いくつかのタッチ・センシング技術が有る 。抵抗薄膜位置センサが知られており、幾つかのアプリケーションで用いられて いる。しかし、それらは大体において分解能が低くセンサの表面は使用者にむき 出しになっており、そのために摩耗することになる。更に、抵抗薄膜タッチセン サは比較的に高価である。一面接触アプローチでは使用者が信頼して操作するた め には該センサをアースする必要がある。しかし、これはポータブル・コンピュー タの場合では保証の限りではない。一面接触アプローチの一例はマサチューセッ ツ州ウイルミントン（Wilmington、MA）のマイクロタッチ社（MicroTouch）によ るアンマウス（UnMouse）製品である。一面接触アプローチは分解能が低く、そ のうちに非常に早く摩耗してしまう可能性がある。 抵抗タブレットは吉川（Yoshikawa）による米国特許第4,680,430号、エリス（ Ellis）他による米国特許第3,497,617号などが教示している。これら全てのアプ ローチの欠陥は電力消費量が高く、採用する抵抗薄膜が高価になることである。 弾性表面波(SAW)装置は位置表示器として使用出来る。しかし、このセンサ技 術は高価であり、軽く触れる場合には反応が鈍い。更に、SAW装置は接触表面上 の残留蓄積物に敏感で、一般に分解能が低い。 歪ゲージ又は圧力プレート接触アプローチは興味ある位置検出技術であるが、 幾つかの欠陥が有る。このアプローチはピエゾ変換器を採用している場合がある 。一つの欠陥はピエゾ現象は交流現象であって使用者の移動の割合に敏感である ことである。更に、歪ゲージまたは圧力プレートアプローチは特別なセンサを必 要とするので幾分高価につく。 光学的アプローチがまた可能であるが、幾つかの理由である程度限定される。 全てのものが光の生成を要し、上記光の生成は外部的なコンポーネントを必要と し、費用及び電力の排出を増す。例えば、“フィンガー・ブレイキング”（fing er-breaking）式赤外線マトリックス位置検出器は大きい電力を消費し、比較的 に分解能が悪い。 マウスまたはトラックボールに取って代わるべきポインティングデバイス（po inting device）として使用するために親指または指の位置を検出する装置を提 供する種々の試みが行われてきた。この様な装置の望ましい属性とは低電力、低 い側面、高い分解能、低コスト、早い応答、及び手の指が電気的ノイズを拾って も接触表面が埃とか湿気で汚れてもまた充分な信頼性をもって操作できる能力で ある。 抵抗装置の欠陥のために、指の位置を電気容量により検出することでポインテ ィ ング能力を得るための多くの試みがなされてきた。ヴォルペ(Volpe)による米国 特許第3,921,166号は行と列の電極の間のトランス・キャパシタンスを変化させ る容量性マトリックスを教示する。ボディック(Bodick)による米国特許第4,103, 252号は４個の容量性電極間のX及びY位置を補間するために４個の振動信号を採 用している。シュイラー（Schuyler）による米国特許第4,455,452号は電極間の 容量性カップリングを指が減衰する容量性タブレットを教示する。 マブス（Mabusth）による米国特許第4,550,221号は“仮想アース”の有効な容 量が振動信号により測定される容量性タブレットを教示している。各行や列はシ ーケンスのポーリング（polling）され、二つの行と列の間の位置を検出するた めに補間の基本的な形が適用される。振動波形の多くのサイクルにわたり平均化 することによる電気的干渉の問題に取り組む試みがある。汚れの問題は指がそこ に無い場合に検出したり、またそのような指が無い期間に定期的な較正を行うこ とにより対処される。リンパルスキ（Rympalski）による米国特許第4,639,720号 はペン型入力装置（スタイラス）の位置を検出するためのタブレットを教示する 。そのスタイラスは行と列の電極の間のトランスキャパシタンスカップリングを 変えて、そしてシーケンスに走査される。マツケ（Matzke）による米国特許第4, 736,191号は親指で接触して動作される、キーボードのスペースバーの下にある 放射状電極配置を教示する。この特許はカーソルの動きの速度を制御するために 接触圧力の表現として、全接触容量を使用することを教示する。パルスシーケン スのポーリングが電気的干渉の効果を扱うために採用されている。 グレアニアス（Greanias）による米国特許第4,686,332号及び第5,149,919号は CRT上に設けられるスタイラス及び指の検出システムを教示している。指先検出 システムとして、そのX／Yセンサ・マトリックスが、最大信号を伝送する二つの マトリックス・ワイヤを探知するために使用される。コーディング案を用いて、 これらの二つのワイヤーは指位置の場所をワイヤ・ステッピング（wire stepping ）の分解能で決定する。スタイラスの検出に対しては、グレアニアスは最初にそ れを粗方の位置出しをして、それを一方向に一個のオブジェクトのある一つの側 の全てのラインを駆動し、反対方向の反対面上の全てのラインを駆動することに よ り、仮想双極子を生成する。これは異なる双極子の位相及び信号極性で三回行わ れる。そのオブジェクトに応答する予め決定されたマトリックス応答を仮定して 、その三回の測定値が位置決定出来るための一組の連立方程式を表わす。 エバンス(Evans)による米国特許第4,733,222号は、高度に補間する容量接触測 定システムを示す最初のものである。エバンスは、そのマトリックス内でドライ ブ信号、検出信号及び電極信号セット（３信号）を使用する一つの三端末測定シ ステムを示し、（容量的分割現象を使用する）電極ノード信号上の指の減衰効果 に関する測定を基礎とする。エバンスは容量を測定する為に各ドライブ・セット を通じてシーケンスで走査する。三つの最大の応答から、指位置を決定するため に補間ルーチンを使用する。エバンスはまた測定の一部として“指の接触してい ない”レベルをキャンセルするゼロ化技術を教示する。 グルアズ(Gruaz)による米国特許第5,016,008号は、補間を使用する接触検出パ ッドについて記載している。グルアズは接触マトリックス内にドライブ及び検出 信号セット（２信号）を使い、そしてエバンスの様にドライブ信号を同調させる ために真の減衰効果に依存するものである。接触マトリックスは各マトリックス ラインの応答を読み取る為にシーケンスに走査される。次に補間プログラムが、 その指の位置を決定するために両方の次元における二つの最も近傍の信号を選択 し、これら４つの数字から有効な位置を比率計測的に決定する。 ゲーファイド(Gerpheide)によるPCT出願第US90／04584号、公開第WO91／03039 号、米国特許第5,305,017号はグレアニアス(Greanias)の仮想双極子アプローチ の変形例を接触パッド・システムに適用している。ゲーファイドは所定の周波数 と位相の振動ポテンシャルを仮想双極子の一方の全ての電極に適用し、また同じ 周波数及び反対の位相の振動ポテンシャルをもう一方の側の全ての電極に適用す ることを示している。電子回路は“平衡信号(balance signal)”を生成し、上記 平衡信号は、指が接触していない場合はゼロであり、指が仮想双極子の中央の一 面にある場合は一つの極を持ち、そしてその指が反対側にある場合には反対の極 を持つ。初めから指の位置を獲得するために、仮想双極子がタブレット上を横切 ってシーケンスで走査する。一度指の位置が探知されその指が一行または一 列以上動くと仮想双極子はその指の方に向かって動くことにより“追跡（track ）”される。 仮想双極子法はキャパシタンスが距離によって変化しない場合にゼロである平 衡信号を発生することにより動作するので、接触部全域というよりもこれは単に 指の接触領域の周囲を検出するだけである。その方法は励起信号の同期検出に依 存するので、電気的干渉を拒絶するために長い期間にわたり平均化せねばならず 、速度が遅くなる。この方法に必要な平均化時間は、前の接触が失われると新し い指の接触の検出がシーケンスで必要となるために、前の物のようなこの方法を 、電気的干渉によって影響されない速い指示装置の必要条件には及ばない。 補間を使用した以前の全ての接触パッドの発明は、厳格な設計要求条件をそれ らの検出パッド上に置いたことも注意すべきである。グレアニアスとエバンスは それらの信号を生成するために複雑で高価なドライブや探知や電極線の構成を使 用している。グルアズとゲーファイドは二つの信号ドライブと検出セットを使用 している。本発明においては、駆動と検出は同一ライン上で行う。これは行と列 との部分を対称で同等にするものである。これは交互に全ての信号経路の独立し た較正ができて、そのために広いレイアウトをより単純化し、より制約をゆるめ て、より独特なセンサの位相幾何学的処理を可能にする。 先行技術に記載の発明と技術の欠陥はまた、駆動及び検出の電子装置の一式だ けの使用であることが突き止められ、これはタブレット内の電子回路上をシーケ ンスで多重化されていた。この配置は別個の構成部品の時代には費用的に有効で あり、回路間でのずれと縮尺差を回避した。 前のシステムのシーケンスの走査アプローチもまたノイズの影響を受けやすか った。ノイズのレベルは連続測定値間で変化することがあり、従って測定信号や 補間ルーチンに使用される仮定条件を変更した。 最後に前述のすべてのアプローチは、マトリックス位置に対する指の位置のた めの特定の信号応答を仮定していた。というのは移動曲線は多くのパラメータに 対して非常に敏感で、グレアニアスやガーファイドが仮定する様なスムースなリ ニアーな曲線ではないからであり、その様なアプローチは、それらが行える補間 の量で制限される。 １９９３年８月３１日に出願された係属中の前の出願第08／115,743号であり 、現在の米国特許第5374787号において容量性タブレットの各行と各列に対する ドライブ検出電極の別々の行のセットを具備した二次元容量検出システムが開示 されている。全ての行電極は同時に検出され、全ての列の電極は同時に検出され る。検出された信号はアナログ回路で処理される。 従って本発明の目的は、容量性タブレットの各行と各列に対するドライブ／検 出電子装置の別々のセットを具備したる二次元の容量性検出システムを提供する ことであり、ここで全ての行の電極は同時に検出され、また全ての列の電極も同 時に検出されるものである。 本発明の更なる目的は、容量性タブレットを有しかつ指又は他の導電物の接触 部の全領域に敏感な電子システムを提供することであり、そしてまた検出される オブジェクトの特性輪郭に対して不感応に保つ一方、この接触領域の中心にある 幾つかの測定座標を出力として提供することである。 本発明の更なる目的は、容量性タブレットを有しかつ指又は他の導電物の接触 領域のある測定値を出力として提供する電子システムを提供することである。し かも本発明の更なる目的は、容量性タブレットの各行及び各列に対するドライブ /検出電極の別々のセットを具備した二次元の容量検出システムを提供すること であり、ここにおいて全ての行の電極は同時に検出されかつ全ての列の電極は同 時に検出され、指もしくは導電体の位置を画成する情報はデジタル形式で処理さ れる。 本発明の更なる目的は、二次元的容量検出システムを提供することで、このシ ステムでは、全ての行の電極は同時に検出され、そして全ての列の電極は同時に 検出され、デジタル電子処理が指又は導体の位置を特定するため有効に採用され る。 発明の簡単な説明 極めて高レベルの集積化の出現により、ドライブ/センスエレクトロニクスを 操作するための制御ロジックと共に上記ドライブ/センスエレクトロニクスの多 チャンネルを１つの集積化回路に、かつ指示デバイスがホストマイクロプロセッ サと直接交信するようにするためのインタフェースエレクトロニクスを、集積化 する事が可能になってきた。本発明は、チャンネル間のオフセットと規模の差に 打ち勝つために、適応的アナログ技術を使用し、従って、全タブレットの行ある いは列のトランスキャパシタンスあるいは自己キャパシタンスを並列に検出する ことが出来る。行あるいは列毎にエレクトロニクスの１セットを提供することに より可能になったこの並列センシング能力が、センシングサイクルを極端に短く し、よって大変高レベルの電気干渉に対する免疫性を保持したままで、高速応答 できるようになる。 本発明では、コンピュータ“マウス”あるいはトラックボール環境に於けるよ うな指位置情報が必要なアプリケーションに特に有益である位置センシング技術 を備える。しかしながら、本発明の位置センシング技術は、１つあるいはそれ以 上のポイントがタッチされるとしてもそのセンサは検出し報告するから、コンピ ュータマウスよりももっと一般的な応用を持つ。更に、この検出器はタッチ圧を も検出することが出来る。 本発明の好ましい具体例によると（ここでは、“指ポインタ”の実施態様とし て参照される）、位置センシングシステムは、導電性ラインのマトリクスを含め てプリント回路基板のような基板上に配置されたタッチ感応性表面を備えた位置 センシングトランスジューサを含む。導電性ラインの第１の組は、第１方向に働 き、かつ一般的に第１方向に垂直な第２方向に動く導電性ラインの第２セットか ら絶縁されている。絶縁層は、導電性ラインの第１の組と第２の組上に配置され ている。表面に置かれた指と導電性ラインの第１の組と第２の組の間の重要な容 量性カップリングを促進するために十分に、この絶縁層は薄い。 センシングエレクトロニクスは、指、導電性オブジェクト、あるいは高誘電率 のオブジェクト（すなわち、約５以上）の近接に感応し、それにより、オブジェ クトの接近により生じた導電体のキャパシタンス変化を、位置情報とタッチ圧情 報を得るために処理されるデジタル情報に変換する。その出力は、表面上の１つ のオブジェクトのＸ、Ｙと圧力の値である。以下の全ての記述では、指は、導電 性オブジェクト、あるいは高導電率のオブジェクトと入れ代わると考えるべきで ある。 先行技術の異なるパッドスキャン技術は、異なる環境では異なる利点を有する 。本発明による並列ドライブ/センス技術は、入力サンプルを同時に取れるよう にし、全チャンネルが干渉する電気信号の同じ位相により影響されて、信号処理 とノイズフィルタリングを非常に簡素化する。 本発明のタッチセンシング技術に用いられた２つのドライブ/センス方法があ る。本発明の第１の好ましい実施態様によると、センサマトリクスの全Ｘライン 上の電圧は同時に動かされ、一方Ｙライン上の電圧は、完全な１組のサンプリン グされたポイントがＸ次元の指のプロファイルを同時に与えながら、一定の電圧 で保たれる。次に、センサマトリクスの全Ｙライン上の電圧は同時に動き、一方 Ｘライン上の電圧は、指のプロファイルを他の次元に同時に与える完全な組のサ ンプリングされたポイントを得るために一定の電圧で保たれる。 第２のドライブ/センス方法によると、センサマトリクスの全Ｘライン上の電 圧は、同時に正の方向へ動かされ、一方Ｙラインの電圧は、同時に負の方向へ動 かされる。次に、センサマトリクスの全Ｘライン上の電圧が、同時に負の方向へ 動かされ、Ｙラインの電圧は、同時に正の方向へ動かされる。この技術が、２次 元の間のいずれのトランスキャパシタンスの効果を倍増し、逆にアースに対する 寄生キャパシタンスの効果を半減する。両方の方法の中で、センシングプロセス からの容量性情報は、各次元のセンサに指の近傍のプロファイルを与える。 両実施態様は次にこれらのプロファイルを入手し、Ｘ及びＹの位置の重心を表 わすデジタル値を引き出し、そして又、圧力情報のための第２のデジタル値を引 き出す。該デジタル情報はホスト・コンピュータで直接使用されてもよい。 これらの実施態様の位置センサは、上記位置センサのセンサ表面上のオブジェ クトの位置を報告できるだけである。もし１つ以上のオブジェクトが存在すると 、この実施態様の位置センサは、組み合わされた１組の複数のオブジェクトの位 置の中心の軌跡を計算する。しかしながら、従来の技術と違って、全パッドがプ ロファイルされているので、充分な情報が簡単な多指ジェスチュアを認識するの に 役立ち、それによりさらに強力にユーザインタフェースが可能になる。 本発明の他の態様によると、測定中は回路を切電して電力消費を削減する技術 がこのシステム中に、統合されている。この事は、本発明に係る並列測定技術が 先行技術よりかなり高速であるので可能である。 さらに本発明の他の態様によると、数々のノイズ削減技術がこのシステム中に 、統合される。 さらに本発明の他の態様によると、較正し実施しやすいキャパシタンス測定技 術が採用されている。 図面の簡単な説明 図１は、本発明の容量性位置検出システムの全体ブロック図である。 図２aは、上部の導電性トレース層と、底部のトレース層に連結された導電パ ッドとを含むオブジェクト位置センサ表面層を示す、本発明の好ましい本実施形 態によるオブジェクト位置センサトランスジューサの平面図である。 図２bは、底部の導電性トレース層を示す図２aのオブジェクト位置センサトラ ンスジューサの底面図である。 図２cは、上部及び底部の両方の導電性トレース層を示す、図２a及び図２bの オブジェクト位置センサトランスジューサの合成図である。 図２dは、図２a−２cのオブジェクト位置センサトランスジューサの断面図で ある。 図３は、本発明の好ましい実施形態によるセンサトランスジューサと共に用い られるセンサ・デコーディング電子装置のブロック図である。 図４aは本発明に使用する電荷積分回路の簡単化された概略図である。 図４bは図４aの電荷積分回路の図式的な概略図である。 図５は図４bの電荷積分回路の動作のタイミング図である。 図６は本発明に使用する図示的フィルター及びサンプル／ホールド回路の概略 図である。 図７は本発明に使用するA／Dコンバータの好ましい実施形態のより詳細なブロ ック図である。 図８は本発明に使用する図示的演算回路のブロック図である。 図９は、図８の演算ユニットと共に使用できる較正ユニットのブロック図であ る。 図１０は本発明の有益なバイアス電圧発生回路の概略図である。 実施形態の詳細な説明 本発明における改良として、より容易な総括的解決、増大された感度、より大 きな騒音防止、増大されたデータ捕捉速度、減少された電力の消費量を提供する 。更に、本発明によって、環境変化の影響を少なくして、連続的自動較正を可能 にする。 当業者は、本発明の次の説明は、記述的にしているだけで、いかなる点におい ても限定的に解釈されないことに気付くであろう。本発明の他の実施形態は、当 業者には容易に理解出来るであろう。 本発明は組合わせにより、以前不可能だった新たなアプリケーションに対して 可能にするユニークな多くの特徴を与えるものである。本発明のオブジェクト位 置センサは、非常に少ない電力しか要しないので、ラップトップ又は携帯型コン ピュータの様な、電池で動作する又は低電力のアプリケーションの使用に対して 有益である。それは又、非常に低価格で稼働部分が全然無く（従って実質的にメ インテナンス・フリーであり）、既存のプリント回路板トレースをセンサに用い ている。本発明のセンシング技術は、コンピュータのアプリケーションでのコス トを更に低くするために、コンピュータのマザーボードに組込むことが出来る。 同様に他のアプリケーションにおいては、このセンサは、既存の回路板の一部と して用いることが出来る。 小型で側面が低いので、本発明のセンサ技術は、体積が重要な要素となるラッ プトップや携帯用のアプリケーションにおいて有用である。本発明のセンサ技術 は、直接マイクロプロセッサとインターフェースで接続することができるただ１ つのセンサインターフェースチップのための回路基板の空間と、加えてセンシン グのためのプリント回路基板上で必要とされる領域だけを必要とする。 まず図１を参照すると、本発明の容量性位置センシング・システム１０の簡易 ブロック図が示されている。容量性位置センシング・システム１０は、指１２あ るいは他のセンシング板１４に近傍又は接触している導電性オブジェクトの位置 を正確に決定することが出来る。第１方向（即ち“X”）に走る複数の導電性ラ インのキャパシタンスは、Xインプット・プロセシング回路網１６で検出され、 第２方向（即ち、“Y”）に走る複数の導電性ラインのキャパシタンスはYインプ ット・プロセシング回路網１８により検出される。検出されたキャパシタンス値 は、Xインプット・プロセシング回路網１６及びYインプット・プロセシング回路 網１８の両方内でデジタル処理される。Xインプット・プロセシング回路網１６ 及びYインプット・プロセシング回路網１８の出力は、演算ユニット２０に渡さ れるが、これは、指１２、又はセンシング板１４に関連する他の導電性オブジェ クトの位置及び圧力を表わすデジタル情報を取り出すために、デジタル情報を使 用する。 センサ材料は、パッドの導電性X／Yマトリックスを生成することが出来れば、 何でもよい。これは標準PC板だけでなく、フレキシブルPC板、導電性エラストマ ー材料、シルクスリーン導電性ライン及びピエゾカイナー樹脂材を含み、それら に限定されない。これはまた、あらゆる携帯装置の用途、あるいは、センサが人 間の手の中に適合するようにモデル化を行う必要があるヒューマン・インターフ ェースにおいて有用となる。 このセンサは、あらゆる３次元面に適合することが出来る。銅は、センサをつ くる殆ど全ての外形に、２層にメッキすることが出来る。これは、あらゆる特殊 用途に必要とされる最善の人間工学的形状にセンサが適合することを可能にする であろう。“軽いタッチ”の特徴を有するこれは、多くの用途を容易にするであ ろう。このセンサはまた、間接的な方法で使われることも出来る。即ち、それは 、タッチセンサ表面の全面にわたって導電層によりカバーされた絶縁発泡材をか ぶせることもでき、その表面に圧力を及ぼすどんなオブジェクト（単に導電的で なくてもよい）の検出にも用いられる。 小さなセンサ面積が現実的である。即ち、現在考えられている実施形態は、約 1.5×1.5インチの面積であるが、当業者はその面積は、異なった用途に対し応用 出来ると理解するであろう。マトリックスの面積は、マトリックスのトレース空 間を変える又はトレースの数を変えることにより大きさを変化することができる 。大きなセンサ面積はより多くの情報が必要とされる時に実用的である。 単なるX及びY位置情報に加えて、本発明のセンサ技術は、人の指の圧力の情報 も提供する。情報のこの付加的次元は、塗装プログラムでのブラシ巾モード、特 殊メニューへのアクセス等の特殊な特徴を制御するプログラムにより用いても良 く、従って、コンピュータへ、もっと自然なセンサに関するインプットの提供を 可能にする。しかも、“マウスクリック及びドラグ”を実行したり、単純なイン プット・ジェスチャーに対しても有用であることが判った。 ユーザーは、最小リアクションを生じさせるために表面にタッチすることさえ 必要としない。この特徴はユーザーの努力を大いに減少させ得るし、より柔軟性 のある使用を可能にすることが出来る。 本発明のセンシングシステムは、トランスジューサに接触しているオブジェク トに関する位置と圧力を提供出来る変換装置に依存する。今図２a〜２dを参考す ると、トップ、ボトム、複合及び断面図が各々、本発明に使われるタッチ・セン サ・アレイ２２を含む、現時点で選ばれているセンシング面１４について示され ている。キャパシタンスが、本発明のこの実施形態に利用されるので、タッチセ ンサアレイ２２の表面は、指あるいは他の導電性オブジェクトに対するキャパシ タンスのカップリングを最大にするように設計されている。 好ましい本発明によるタッチ・センサ・アレイ２２は、トップ表面２８上に置 かれ、かつアレイの行位置を含むように第１方向に動かされる第１の導電トレー ス２６の１組を含む基板２４を備える。第２の導電トレース３０の１組は、ボト ム表面３２上に置かれ、しかもそのアレイの列位置を形成するように、第１方向 に対し好ましくは直交線となる第２方向に動かされる。トップ及びボトムの第１ 及び第２の導電トレース２６及び３０は、図２a〜２cに菱形として示されている 拡大エリアを含む周期的なセンス・パッド３４に交互に接触している。図２a〜 ２cには、センス・パッド３４は菱形で示されているが、例えば円のような密接 してパックできるものならどんな形状でも、本発明の目的に相当するものである 。 ここでの任意の説明であるが、第１の導電トレース２６は、Xあるいは行方向に 配列されているものとして参照され、そしてここではXラインとして参照しても よいし、又第２の導電トレース３０は、Yあるいは列方向に配列されているもの として参照され、ここではYラインと参照されてもよい。 これらセンス・パッド３４の個数及び間隔は、所望の分解能に依存する。例え ば本発明の原理に従って構成された実際の実施形態では、マトリックスが１５行 及び１５列の導体に沿って設けられた０．１０インチのセンサ間距離である菱形 パターンの導電パッドが使用される。パッド・パターン内の各方向の全ての他の パッド３４は、各々基板２４のトップ及びボトム表面２８及び３２上の導電トレ ースに結合されている。 基板２４は、プリント回路板、フレキシブル回路板、もしくは多数の利用でき る内部接続技術構造の任意のものであってよい。その厚みは、接触がボトムの第 ２の導電トレース３０から、トップ表面２８上のセンス・パッド３４にそこを介 して行われる限り、重要ではない。基板２４を備えたプリント回路板は、通常の 産業技術を用いて構成できる。板の厚さは重要ではない。センスパッド３４から ボトムの第２のトレース３０までの接続は、プリント回路板技術で良く知られて いる標準的穴通しメッキ技術を用いて行われる。 本発明の他の実施形態においては、基板２４は０.００５から０.０１０インチ のオーダーの厚さを有してもよい。そのとき、トップ表面２８上の菱形とボトム 表面の第２のトレース３０につながるメッキ貫通孔は省略することが可能で、シ ステムのコストを更に減じることになる。 絶縁層３６は、トップ表面２８上のセンスパッド３４の上に置かれ、人の指や 他のオブジェクトを絶縁する。絶縁層３６は、キャパシタンス・カップリングを 大きく維持するため、望ましくは薄層（即ち、約５ミル １/1000インチ）であ るのがよく、又その保護的及び人間工学的特性で選ばれるマイラーのような材料 を含んでもよい。ここで用いられている用語の“明らかなキャパシタンス・カッ プリング”とは、約０．５PFより大きなキャパシタンス・カップリングを意味す るものとする。 指がタッチ・センサ・アレイ２２に近づく時に生じる、２つの異なったキャパシ タンス効果がある。第１のキャパシタンス効果はセンスパッド３４間のトランス キャパシタンスあるいはカップリングであり、第２のキャパシタンス効果は、自 己キャパシタンスあるいは仮想アースへのカップリングである。センシング回路 網は本発明のタッチ・センサ・アレイ２２に結合されており、これらキャパシタン スの一方か両方における変化に応答する。このことは重要であり、なぜなら、２ つのキャパシタンスの相対的サイズはユーザーの環境に依存して大きく変動する からである。自己キャパシタンス及びトランス・キャパシタンスの両方における 変動を検出する本発明の能力は、広い応用範囲を持つ非常に多機能的なシステム をもたらしている。 本発明における好ましい実施形態によれば、タッチ・センサ・アレイ２２及び関 連する位置検出回路網を含んだ位置センサシステムは、タッチ・センサ・アレイ２ ２に近接する指の接触によるキャパシタンス効果によって、プリント回路板トレ ースのマトリックス上の指位置を検出する。この位置センサシステムは、タッチ・ センサ・アレイ２２の近くに置かれた指のX、Y位置を、行及び列の第１及び第２ の導電トレース２６及び３０間の間隔より高い分解能で知らせるであろう。本発 明のこの実施形態による位置センサはまた、その指の輪郭に比例するZ値であり 、従ってタッチ・センサ・アレイ２２上の絶縁層３６の表面に指が接触した時の圧 力を示すZ値を知らせる。 本発明の好ましい本実施形態によると、非常に感度のよい軽タッチの検出回路 は、適応的アナログ及びデジタルVLSI技術を使って提供することができる。本発 明の回路は、非常に頑健で、プロセス及びシステム的エラーを較正してしまう。 本発明の検出回路は、容量性インプット情報を処理し、マイクロプロセッサに直 接与えられるデジタル情報を提供する。 本発明の該実施形態によれば、センシング回路網は、単一のセンサ・プロセッ サ集積回路チップに含まれる。このセンサ・プロセッサチップは、いかなる個数 のX及びY“マトリックス”入力も持つ事が出来る。X及びY入力の数は等しい必要 はない。集積回路はデジタルバスを出力として持っている。この図2a〜2dに開示 されている図示的例には、このセンサ・アレイはX及びYの両方向に１５トレース を持っている。このセンサプロセッサチップは従って１５のXインプットと１５ のYインプットを持っている。本発明の原理に従って構成された実際の実施形態 は、X方向に１８トレース、Y方向に２４トレースを採用していた。当業者は、本 発明で使われるセンシング・マトリックスのサイズは任意のものであり、主に設 計の選択により行われるものであることを理解するであろう。 このX及びYマトリックスノードは、各ラインからのキャパシタンス情報が、指 がどれほどそのノードに近いかを示しながら、並列的に駆動され検出される。走 査された情報は、各次元において、接近する指の輪郭を提供する。本発明のこの 態様によると、プロファイルの重心はX及びYの両方向において得られ、その次元 の位置である。プロファイルの接触曲線は又、Z情報を提供するために積分され る。 本発明のタッチ・センシング技術で採用される駆動及び検出方法は２つある。 本発明の第１の好ましい実施形態によると、センサ・マトリックスの全てのXラ インの電圧は同時に変動するが、Yラインの電圧は一定に保持される。次にこの センサ・マトリックスの全てのYラインの電圧は同時に変動するが、Xラインの電 圧は一定に保持される。この走査法は、指によって与えられる仮想アースに対す るキャパシタンスの測定を強調している。当業者は、これらの２つのステップの 順序は多少任意のものであり、逆でもよいことを理解するであろう。 第２の駆動／検出法によると、センサ・マトリックスの全てのXライン上の電 圧は正方向に同時に変動し、一方Yラインの電圧は負方向に変動する。次に、セ ンサ・マトリックスの全てのXライン上の電圧は、負方向に同時に変動するが、 一方Yラインの電圧は正方向に変動する。この第２の駆動／検出方法はトランス キャパシタンスを強調し、仮想アースのキャパシタンスを強調しない。第１の駆 動／検出法と同じように、当業者は、これら２つのステップは多少任意なもので あり、その順序は逆でもよいと理解するであろう。 今、図３を参照すると、本発明によって使用される好ましいセンシング回路網 のブロック図が示されている。このブロック図及びそれに付随する開示は、１次 元（X）だけでのセンシング面に関するものであり、図１のXインプットプロセシ ング回路網１２を含んでいる。当業者は、同一の回路が対向する（Y）次元を検 出するために用いられ、かつ図１のインプット・プロセシング回路網１４を含む と認識するだろう。当業者は、その２つの次元が、互いに直交する必要はないこ とに気付くであろう。例えばそれらは、タッチセンサ・アレイの輪郭及びシステ ムの他の要請に適合するように、極座標的あるいは他の特色を持ったものであり 得る。当業者は、ここに開示されている技術は、ただ１組の導電体トレースが使 われている１次元の場合にも同様に適用出来るということを認識するだろう。 各センサ・マトリックスノードのキャパシタンスは、同等のコンデンサ４２− １乃至４２−nにより表される。コンデンサ４２−１乃至４２−nのキャパシタン スは、マトリックスコンダクタのキャパシタンスを含み、そしてセンサ・マトリ ックスのセンシング面にオブジェクト（例えば、指）が最近傍でない時は、特有 のバックグランド値を有する。オブジェクトがセンシング面に接近すると、コン デンサの４２−１乃至４２−nのキャパシタンスはオブジェクトの大きさ及び近 接さに比例して増大する。 本発明によれば、各センサマトリックスノードでのキャパシタンスは、電荷積 分回路の４４−１乃至４４−nを使って、同時に測定される。電荷積分回路４４ −１乃至４４−nは、各キャパシタンス４２−１乃至４２−Nへ電荷を注入し、対 応するXマトリックス・ライン上で検出されるキャパシタンスに比例するアウト プット電圧を生成するのに使われる。このようにして電荷積分回路４４−１乃至 ４４−nは２方向増幅器のシンボルとして示されている。各々の電荷積分回路４ ４−１乃至４４−nは、バイアス電圧発生回路４６により動作バイアス電圧の供 給を受ける。 ここで用いられているように、“キャパシタンスに比例”という語句は、発生 された電圧信号は検出されたキャパシタンスの単調関数であることを意味してい る。ここで述べられている実施形態では、電圧は、検出されたキャパシタンスに 直接的に線形的に比例する。当業者は他の単調関数で、反比例のもの及び対数や 指数関数の様な非線形比例のものなども、これらに限定されるものではないが、 ここで開示されている原理から逸脱せずに本発明において使用出来るものと理解 するであろう。更に電圧センシング技術と同様に電流センシング技術も使うこと が出来る。 本発明で用いられ、好まれる駆動／検出方法によると、キャパシタンス測定は 、１つの次元について全てのインプットにわたって同時に行われており、個々の インプットを走査するこれまでの技術のやり方に内在する問題を克服している。 従来のやり方の問題点は、それが接触オブジェクトを介しての回路に結合されて いる高周波及び大振幅ノイズ（大きなｄｖ／ｄｔノイズ）に影響を受けやすいこ とである。そのようなノイズは、ノイズレベルの変化のために、早期のスキャン サイクルではないが晩期のスキャンサイクルに現われるノイズにより、指のプロ ファイルの歪みを生じさせられるかも知れない。 本発明は、XついでY方向（またはこの逆もあり）に同時に全てのインプットの スナップショットを取ることにより、この問題点を克服している。投射されるノ イズは、全てのインプットにわたって指信号の強さに比例するので、指の重心の 回りに対称である。それは指の重心周りに対称的なので、指の位置に影響を与え ない。更に電荷増幅器は差分測定関数を実行し、コモンモードノイズを更に排除 する。 電荷積分回路４４−１乃至４４−nの特質のため、それらの出力は時間により 変化し、またほんの短時間だけ所望の電圧出力を有するであろう。現在好まれる ように、フィルター回路４８−１乃至４８−nはサンプル・ホールド・スイッチ ・コンデンサ・フィルタとして実施される。 所望の電圧は、フィルターの回路４８−１乃至４８−nにより捕捉される。制 御網５６で制御されるので、このフィルター回路４８−１乃至４８−nは、検出 された信号からの高周波数ノイズを濾波する。これは、電荷積分回路４４−１乃 至４４−nのアウトプット・キャパシタンスよりかなり大きい、フィルターのた めのコンデンサを選定することにより可能となる。更に、当業者は、スイッチ・ コンデンサ・フィルター回路４８−１乃至４８−nは、希望の電圧を捕捉し、そ れらを蓄えるということを認識するであろう。 本発明によると、キャパシタンス測定値から電圧型で得られたキャパシタンス 情報はデジタル化され、デジタル形式で処理される。従ってフィルタ回路４８− １乃至４８−nにより記憶された電圧は、サンプル／ホールド回路５０−１乃至 ５０−nに記憶され、残りの回路網は、同時に取られたインプットデータを処理 する。サンプル／ホールド回路５０−１乃至５０−nは、当技術で良く知られた 従来のサンプル／ホールド回路として構成されてもよい。 サンプル／ホールド回路５０−１乃至５０−nのアウトプットでサンプリング されたアナログ電圧は、アナログからデジタルへの(A/D)コンバータ５２により デジタル化される。ここで好まれるように、A／Dコンバータ５２は、インプット 電圧を１０ビット幅デジタル信号（１,０２４の１部分の解像度）に分解するが 、当業者は、他の分解能が使われても良いことに納得する。A／Dコンバータ５２ は、当技術で良く知られている。従来の連続式概算型コンバータでもよい。 本発明に使われている電荷積分器回路によると、電荷積分器のアウトプットの バックグランド・レベル（オブジェクト不在）は約１ボルトである。指や他のオ ブジェクトの存在から得られるΔVは典型的には約０．４ボルトである。従ってA ／Dコンバータ５２の電圧範囲は約１〜２ボルトの範囲にあるべきである。 重要な考え方としてA／Dコンバータ５２に対する最小及び最大電圧参照ポイン トがある（Ｖmin及びＶmax）。ノイズは、もし参照電圧が固定値だと位置を振動 させるということが発見された。本発明に使われているこの問題の解決策は、電 荷積分回路４４−Vmin及び４４−Vmaxで感知され、フィルター回路４８−Vmin及 び４８−Vmaxで処理され、サンプル／ホールド回路５０−Vmin及び５０−Vmaxで 蓄えられる、参照キャパシタンス４２−Vmin及び４２−VmaxからのVmin及びVmax の参照電圧を動的に発生させることである。このようなやり方だと、信号がタッ チ・センサ・アレイ２２からサンプリングされる時に存在する全てのコモンモード ノイズは、Vmin及びVmaxの参照電圧値にも存在し、相殺される傾向にあるであろ う。当業者は、参照キャパシタンス４４−Vmin及び４４−Vmaxは、タッチ・セン サ・アレイ２２の中で不連続のコンデンサか余分のトレースとして存在するかも 知れないことを理解するだろう。 本発明によれば、Vminの参照電圧は、オブジェクトが存在しない時のタッチ・ センサ・アレイ２２の中で遭遇すると考えられる最小のキャパシタンスに等しい 値を持つコンデンサから発生させられる(２インチ平方のタッチ・センサ・アレイ で約１２pF)。Vmaxの参照電圧は、オブジェクトが存在する時のセンサ・アレイの 中で遭遇すると考えられる最大のキャパシタンスに等しい値を持つコンデンサか ら発生させられる(２インチ平方のセンサ・アレイで約１６pF)。 A／Dコンバータ５２のアウトプットは演算ユニット２０にインプットを与える 。図８を参照すると更に十分に開示が行われるが、この演算ユニット２０の機能 は、タッチセンサ・アレイ２２でのX及びYの両方向の個別のセンスライン上の信 号の荷重平均を計算することである。このようにして、演算ユニット２０は、図 １に示すように、Xインプット・プロセシング回路網１６及びYインプット・プロ セシング回路網１８に分けられる。 図３の制御回路網５６は、残りの回路網の動作を制御する。このシステムは、 別個にサンプリングされ、その動作においてパイプライン処理されるので、制御 回路網５６が信号の流れを管理するためにある。制御回路網５６によって実施さ れる機能は、従来は状態マシンあるいはマイクロコントローラとして該技術で普 通に知られているものを介して、生成されてもよい。 図３の個々のブロックの構造及び動作を今開示する。今、図４a、4b、及び５ を参照して、典型的な電荷積分回路を述べる。電荷積分回路４４が、図４aに簡 略化概略図として、また図４bに図式概略図として示されている。電荷積分回路 ４４の動作タイミングを図５に示す。これらのタイミング信号は、コントローラ ブロック（制御回路網）５６により与えられる。 電荷積分回路４４は、コンデンサを充電するために電流を使うという基本的な 物理現象に基づいている。もしコンデンサが一定電流で一定時間充電されると、 電圧は、キャパシタンスに反比例するコンデンサ上に生成される。充電すべきキ ャパシタンスは、内部コンデンサと並列にあるセンサ・マトリックス・ライン・ キャパシタンス４２である。この内部コンデンサは興味ある電圧を含む。 今、図４aを参照すると、図示的電荷積分回路４４の簡単な概念図が示されて いる。電荷積分回路インプットノード６０は、センサマトリックスのX（あるい はY）のラインの一つに接続されている。第１の短絡スイッチ６２が電荷積分回 路インプットノード６０と正の電源レールであるV_DDの間で接続されている。第 ２の短絡スイッチ６４は、電荷積分回路インプットノード６０と負の電源レール であるアース間で接続されている。正の定電流源６６は、正の電源レールV_DD及 び電荷積分回路インプットノード６０に第１の電流源スイッチ６８を通して接続 されている。負の定電流源７０は、アースと電荷積分回路インプットノード６０ に、第２の電流源スイッチ７２を通して接続されている。他の高及び低電圧レー ルがV_DD及びアースの代わりに使い得る事は明らかである。 第１の内部コンデンサ７４はV_DDと電荷積分回路４４のアウトプットノード７ ６の間で接続されている。正の電圧記憶スイッチ７８は、アウトプットノード７ ６とインプットノード６０との間で接続されている。第２の内部コンデンサ８０ は、その１つのプレートはスイッチ８２を通してアースに接続され、かつ電荷積 分回路４４のアウトプットノード７６にスイッチ８４を介して接続され、そのプ レートの他の１つは負の電圧記憶スイッチ８６を通してインプットノード６０と スイッチ８８を通してV_DDに接続されている。第１及び第２の内部コンデンサ７ ４及び８０のキャパシタンスは、内部のセンサ・マトリックス・ラインのキャパ シタンスの小部分（即ち、約１０％）であるべきである。代表的な実施形態では 、センサマトリックス・ライン・キャパシタンスは約１０pFであり、第１及び第 ２の内部コンデンサ７４及び８０のキャパシタンスは約１pFであるべきである。 本発明の好ましい本実施形態によると、使用している方法は、加えられたノイ ズの除去のための差分測定であり、その利点は、どんな低周波数のコモンモード のノイズも除去できるということである。次の議論では、全てのスイッチは、閉 と認められない限り、開であるとの仮定が必要である。まず、センサ・マトリッ クス・ラインは、第２のスイッチ６２を介してV_DDに時々刻々短絡させられてお り、電圧記憶スイッチ７８は閉じられて、センサラインのキャパシタンスと並列 に、第１の内部コンデンサ７４を接続している。それから、並列なコンデンサの 組み合わせは定電流で一定の時間、第２の電流源スイッチ７２を介して負の定電 流源７０から放電されている。一定時間の終においては、電圧記憶スイッチ７８ は開き、このようにして第１の内部コンデンサ７４上のセンサ・マトリックス・ ライン上に電圧を記憶している。 このセンサラインは、刻々と第２のスイッチ６４を通してアースに短絡されて おり、スイッチ８２及び８６は、第２の内部コンデンサ８０をセンサ・ラインの キャパシタンスに並列にコンデンサを置くために閉じられている。第１の電流源 スイッチ６８は閉じられ、並列なコンデンサの組み合わせは、電流源６６からの 定電流で、第１のサイクルの一定時間と等しい一定時間の間放電される。一定時 間の終りでは、電圧記憶スイッチ８６は開となり、このようにしてコンデンサ８ ０上にセンサ・マトリックス・ライン上の電圧が記憶される。 第１及び第２の測定電圧は、平均化される。これはスイッチ８２を開き、スイ ッチ８８及び８４を閉じることにより達成されるが、両スイッチは第１の内部コ ンデンサ７４と並列に第２の内部コンデンサ８０を置く。第１及び第２のコンデ ンサ７４及び８０は、同一のキャパシタンスを有するので、それらを通じての電 圧は、各々個々に通じての電圧の平均と等しい。次いで、この最終結果の値は、 フィルタ回路４８−１から４８−nの中の適当な１つに伝達される値である。 低周波数ノイズ、特に５０／６０Hz及びそれらの調波は、DC電流成分として振 る舞い、それは、１つの測定では加算的で、他では減算的である。２つの結果が 加えられると、ノイズ成分はゼロに平均化される。ノイズ排除の量は、ここで開 示されるように、連続していかに早く２つの対抗する充電及び放電のサイクルが 実施されるかの関数である。この電荷積分回路を選択する理由の１つは、測定値 が速く得られることである。 今、図４bを参照すると、図4aの概略図の電荷積分回路４４の実例となる実施 形態のより完全な概略図が示されている。インプットノード６０がV_DDとアース にパスゲート９０と９２を介して接続されており、これらは図4aの第１及び第２ のスイッチ６２及び６４を置き変えるものである。第１のパスゲート９０はコン トロール・インプットに送られる信号ResetUpにより制御され、第２のパスゲー ト９２はコントロール・インプットに送られるResetDnにより制御される。当業 者は、図４b中に同一シンボルで表示されている全ての他のパスゲートと同様に 、第１及び第２のパスゲート９０及び９２は、該技術でよく知られている従来の CMOSパスゲートであると認識するであろう。ここで用いられる規則は、パスゲー トは、そのコントロールインプットが低いとオフになり、そのコントロール・イ ンプットが高いとオンになって低インピーダンス接続を示すということである。 PチャンネルMOSトランジスタ９４及び９６は、電流ミラーとして構成されてい る。PチャンネルMOSトランジスタ９４は正の定電流源６６として役目を果たし、 パスゲート９８は図４aの第１のスイッチ６８として役目を果たす。パスゲート ９８のコントロール・インプットは、信号StepUpで制御される。 NチャンネルMOSトランジスタ１００及び１０２も電流ミラーとして構成されて いる。NチャンネルMOSトランジスタ１００は、負の定電流源７０として役目を行 い、パスゲート１０４は図４aの第２のスイッチ７２として役目を行う。パスゲ ート１０４のコントロールインプットは、信号StepDnにより制御される。Pチャ ンネルMOSトランジスタ１０６とNチャンネルMOSトランジスタ１０８は、電流ミ ラーであるPチャンネルMOSトランジスタ９６及びNチャンネルMOSトランジスタ１ ０２と共に直列に配置されている。PチャンネルMOSトランジスタ１０６のコント ロールゲートは、イネーブル信号ENにより駆動され、これは電流ミラーを活動的 にするためPチャンネルMOSトランジスタ１０６をオンにする。この装置は、電荷 積分回路４４が、使われてない時に電力を節約するためオフになるように、電力 節約装置として使用される。 NチャンネルMOSトランジスタ１０８は、参照電圧V_biasにより駆動されるゲー トを持っており、これは電流ミラーであるPチャンネル及びNチャンネルMOSトラ ンジスタ９６及び１０８を介して電流を設定する。電圧V_biasは図１０を参照す ればより詳細に開示されるように、サーボフィードバック回路により設定される 。当業者は、この実施形態は、較正がリアルタイムで起こり（長時間の一定のフ ィードバックを介して）、これによりセンサ・環境変化によるあらゆる長時間の 影響もゼロにしてしまうということを認識するだろう。本発明の現在の実施形態 では、V_biasは、全ての電荷積分回路４４−１から４４−n、44−Vmax及び４４− Vm inを通して共通である。 NチャンネルMOSトランジスタ１０２及び１０８の適切なサイズ化は温度補償を 与えることに注意されたい。これは、NチャンネルMOSトランジスタ１０８のしき い値は温度と共に減少し、一方NチャンネルMOSトランジスタ１０２及び１０８の 両方の移動度は温度と共に減少するという事実を利用して達成されている。しき い値の減少は、電流増大効果を有し、一方移動度の減少は、電流減少効果を有す る。適切な装置の寸法を採用することにより、これらの効果は、大部分の動作範 囲で互いに相殺できる。 第１の内部コンデンサ７４の１つのプレートはV_DDに接続され、他のプレート は、アウトプットノード７６と、図４aにおいて電圧記憶スイッチ７８として示 されるパスゲート１１０を介してインプットノード６０とに接続されている。パ スゲート１１０のコントロールインプットはコントロール信号SUpで駆動される 。第２の内部コンデンサ８０の１つのプレートは、パスゲート１１２（図４aの スイッチ８６）を介してインプットノード６０に、パスゲート１１４（図４aの スイッチ８２）を介してV_DDに接続されている。パスゲート１１２のコントロー ルインプットは、コントロール信号SDnにより駆動され、パスゲート１１４のコ ントロール・インプットはコントロール信号ChUpにより駆動される。第２の内部 コンデンサ８０の他のプレートは、NチャンネルMOSトランジスタ１１６（図４a のスイッチ８２）を介してアースに、又パスゲート１１８（図４aのスイッチ８ ４）を介してアウトプット・ノード７６に接続されている。パスゲート１１８の コントロール・インプットは、コントロール信号Shareにより駆動される。 図4a、4b及び図５のタイミング・ダイアグラムを参照すると、１回の走査サイ クル中の電荷積分回路４４の動作を観察できるであろう。最初に、EN(イネーブ ル)コントロール信号はOvになることによりオンになる。これは電流ミラーをオ ンにし、充電及び放電電流源のPチャンネル及びNチャンネルMOSトランジスタ９ ４及び１００をオン状態にする。ResetUpコントロール信号は、この時ハイレベ ルの活動状態にあり、これはインプット・ノード６０（そしてそれが接続されて いるセンサ・ライン）をV_DDに短絡させる。SUpコントロール信号も、この時ハイ レベルの活動状態にあり、これは第１の内部コンデンサ７４とアウトプット・ノ ード７６をインプット・ノード６０に接続している。この配置は動作サイクルの 次にいう放電部分が既知の平衡状態からスタートすることを保証する。 放電プロセスはResetUpコントロール信号がオフになった後スタートする。Ste pDnコントロール信号はオンになり、NチャンネルMOSトランジスタ１００である 放電電流源をインプット・ノード６０とそれが接続されたセンサ・ラインに接続 する。StepDnは所定の時間量の間にオンとなり、負の定電流源は、センサ・ライ ンと第１の内部コンデンサ７４の組み合わせキャパシタンスの電荷を放電し、こ のようにして、その時間にその電圧を下げる。StepDnは次いでオフとなる。短時 間後SUpコントロール信号はオフとなり、第１の内部コンデンサ７４に測定電圧 を記憶する。それが放電サイクルを終わらせる。 次にResetDnコントロール信号がオンとなり、そのセンサラインをアースに短 絡させる。同時にSDnとChDnコントロール信号はオンとなり、アースとセンサラ インの間の第２の内部コンデンサ８０を接続する。第２の内部コンデンサ８０は アースに放電し、次の充電サイクルが常に既知の状態からスタートすることを保 証している。 充電サイクルはResetDnコントロール信号がオフになり、StepUpコントロール 信号がオンになった後にスタートする。この時点で、電流充電源であるPチャン ネルMOSトランジスタ９４は、センサ・ラインに接続され、電圧を上げてセンサ ・ラインを充電するため定電流を供給する。StepUpコントロール信号は、（望ま しくは、前述のサイクル時間に等しい）所定の時間量の間、オンとなり、キャパ シタンスを放電させ、次いでそれはオフにされる。次いでSDnコントロール信号 はオフになり、第２の内部コンデンサ８０を介して測定電圧を残す。 平均化サイクルが今、スタートする。まず第２の内部コンデンサ８０上の電圧 がレベル変化させられる。これはオフになっているChDnコントロール信号よりな され、第２の内部コンデンサ８０の一個のプレートをフローティング状態にさせ る。次いでChUpコントロール信号がオンとなり、そのコンデンサの第２のプレー トをV_DDに接続する。次いで、Shareコントロール信号がオンとなり、これはコ ンデンサ８０の第１プレートをアウトプット・ノード７６に接続し、この様にし て第１及び第２のコンデンサ７４及び８０を並列に置く。これは２つのコンデン サを通しての電圧の平均化効果を有し、かくして先に述べたように、コモンモー ドのノイズを減じる。この平均電圧はまた、アウトプットノード７６上で利用で きる。 当業者は、放電及び充電サイクルで得られた電圧の平均化作業に存在するコモ ンモードのノードのノイズ相殺特性は、２つのサイクルが時間内で近接して一緒 に行われる時に最も有効であるということを理解するであろう。本発明によれば 、ChDnとChUp信号は、本発明のこの特徴での利点を取るために相殺されるノイズ 期間の四分の一よりかなり短い時間内にその相互に関して印加されるべきである 。 本発明によると、２つの異なった駆動／検出法が開示されている。当業者は、 図4a、4b及び５を参照して開示されている電荷積分回路４４は、ここに開示され ているいずれの走査法に従って動作することに適応的であると容易に認識するだ ろう。 電荷積分回路４４の作動を理解すれば明らかなように、そのアウト・プット電 圧は短時間に利用できるもので、環境ノイズを受け易い。ノイズの影響を最小に するために、スイッチ・コンデンサ・フィルター回路４８が使われる。今図６を 参照すると、本発明で使用してもよい図示されたスイッチ・コンデンサ・フィル タ回路４８の概略図が示されている。当業者は、スイッチ・コンデンサ・フィル タ回路４８が、インプット・ノード１２０、Sampleコントロール信号により駆動 されるコントロールインプットを有するパスゲート１２２、パスゲートのアウト ・プット１２６とアースのような固定電圧の間で接続されたコンデンサ１２４、 及びコンデンサ１２４とパスゲートのアウトプット１２６との間の共通の接続を 備えたアウトプットノードとを備えることを理解するであろう。代表的な実施形 態では、コンデンサ１１６は約１０pFのキャパシタンスを持つ。 当業者により認識されると思われるように、スイッチ・コンデンサ・フィルタ ー４８は、一部はサンプル／ホールド回路であり、サンプル期間のＫ倍であるフ ィルタ時間定数を有し、ここでｋは、それが接続されている図４a及び図４bの電 荷 積分回路のコンデンサ７４及び８０の合計に対するコンデンサ１２４の比である 。スイッチ・コンデンサ・フィルター回路４８は更にシステムへのノイズの挿入 を減じる。望ましい実施形態ではK＝１０／２＝５である。当業者は、他のタイ プのフィルター回路、例えばRCフィルターが本発明に使わてもよいことを理解す るであろう。 今、図７を参照すると、図３のA／Dコンバータ５２の好ましい配置のより詳細 なブロック図が示されている。タッチセンサ・アレイには、ラインよりより少な いA／Dコンバータがあり、Ａ／Ｄコンバータへの入力は、タッチセンサ・アレイ 内のいくつかのラインの間で各々個々のA/Dコンバータを分け合うように多重化 される。図７の配置は、集積回路のレイアウト面積の使用という点で、各インプ ットラインに個々のA／Dコンバータを与えるよりも効率的である。 図７に図示された実施形態では、２４個の導電性ライントレースが、図２a〜 ２dのセンサ・アレイ１０に仮定されている。図７に示されるように、サンプル ／ホールド回路５０−１乃至５０−２４の出力は、アナログマルチプレクサ１３ ０のアナログ・データ・インプットに与えられる。アナログマルチプレクサ１３ ０は６つのアウトプットを持ち、各々は個々のA／Dコンバータ５２−１乃至５２ −６のインプットを駆動する。アナログマルチプレクサ１３０の内部配置は、イ ンプットの４つの異なるものがアウトプットの各々に多重化されるようなもので ある。アナログマルチプレクサ１３０は、６つの内部マルチプレクサブロック１ ３２−１から１３２−６として概念的に描かれている。 図７に示す例では、サンプル／ホールド回路５０−１乃至５０−４から取られ たインプットは、A/Dコンバータ５２−１を駆動する内部マルチプレクサブロッ ク１３２−１のアウトプットに多重化される。同様にサンプル／ホールド回路５ ０−５乃至５０−８から取られたインプットは、A/Dコンバータ５２−２を駆動 する内部マルチプレクサのブロック１３２−２のアウトプットへ多重化される。 サンプル／ホルドの回路５０−９乃至５０−１２から取られたインプットは、A/ Dコンバータ５２−３を駆動する内部マルチプレクサ１３２−３のアウトプット に多重化される。サンプル／ホールド５０−１３乃至５０−１６から取られたイ ンプットはA/Dコンバータ５２−４を駆動する内部マルチプレクサブロック１３ ２−４のアウトプットへ多重化される。サンプル／ホールド回路５０−１７乃至 ５０−２０から取られたインプットは、A/Dコンバータ５２−５を駆動する内部 マルチプレクサブロック１３２−５のアウトプットに多重化される。そして、サ ンプル／ホールド回路５０−２１乃至５０−２４から取られたインプットは、A/ Dコンバータ５２−６を駆動する内部マルチプレクサのブロック１３２−６のア ウトプットへ多重化される。 アナログマルチプレクサ１３０はバス１３４で概念的に表わされる１組のコン トロール入力を持っている。図７に示す実施形態において、内部マルチプレクサ １３２−１乃至１３２−６の各々は、４インプットのマルチプレクサであり、従 ってコントロールバス１３４は４つのうちの１つを選択するための２ビットバス を含んでもよい。当業者は、図７の配置は、２４個のチャンネルからのA/D変換 のタスクに対する多くの特定の解決策の単なる１つであり、他の満足のいく同様 の配置が可能であることを理解するであろう。 簡単なデコーディング方法においては、マルチプレクサ１３２−１乃至１３２ −６は、連続して、第１から第４までのインプット上にあるアナログ電圧をA/D コンバータ５２−１乃至５２−６のインプット上へ各々送り込む。アナログ値が A/Dコンバータ５２−１乃至５２−６のインプット内で定まると、CONVERTコマン ドが、共通のA/Dコントロールライン１３６上で印加され、A/D変換プロセスを始 める。 このA/D変換プロセスが完了すると、インプット電圧を表わすデジタル値は、 レジスター１３８−１乃至１３８−６内に記憶される。現在好まれるように、レ ジスター１３８−１乃至１３８−６は各々２ワードレジスターを含み、従って１ ワードが演算ユニット５４に対しレジスターから読み出されてもよく、一方第２ のワードは、システムのスピードを最大にするために、レジスターに書き込まれ ている。そのようなレジスターのデザインは技術的に従来のものである。 今、図８を参照すると、演算ユニットのより詳細なブロック図が示されている 。当業者は、演算ユニット２０は、x及びY次元、即ち図１のXインプットプロセ シ ング回路１６及びYインプットプロセシング回路１８の両方からの情報を処理す ることを理解するだろう。 演算ユニット２０の構造形状を開示する前に、タッチ・センサ・アレイ２２に近 接したオブジェクトの重心位置が、本発明に係る好ましい方法によって決定され る場合に、それを実行する上記好ましい方法を理解することは有益である。 本発明の好ましい実施形態によると、両方の方向でのオブジェクト位置は、タ ッチ・センサ・アレイ１０の個々のセンサライン上で測定されたキャパシタンスの 荷重平均値を求めることにより決定できる。次の議論において、X方向が用いら れるが、当業者は、この議論はY方向の荷重平均値の決定にも同様に適用される と理解するであろう。良く知られているように、荷重平均値は次により決定でき る。 ここでΔCi=Ci−COiである。Ciはi番目のトレースで現時点で測定されるキャ パシタンスでありCOiはオブジェクトがない時より少し前に同じトレース上で測 定された値である。これら過去及び現在のキャパシタンス測定値に関し、位置は 次の様に表現される。 加算に対する乗算の分配性を利用して、この式は次式と等しい様に見られる。 ここで、分子（ニューメレイタ）及び分母（デノミネイタ）の負の項はオフセ ットで、オブジェクトがない時のキャパシタンスのバックグランド値を表わす。 もし分子オフセットを表すのに項Ｏ_Nをかつ分母オフセットを表すのに項Ｏ_Dを用 いると、式３は次の様に書き直される。 今、図８を参照すると、演算ユニット２０は、Xの分子及び分母アキュムレー タ１５０及び１５２と、Yの分子及び分母アキュムレータ１５４及び１５６を含 んでいる。Xの分子及び分母アキュムレータ１５０及び１５２と、Yの分子及び分 母アキュムレータ１５４及び１５６に対する演算数のデータソースは、図１のタ ッチ・センサ・アレイ２２の各（X及びY）方向のレジスタ１３８−１から１３８− ６である。X及びYの分母アキュムレータ１５２及び１５６は、A/D変換からのデ ジタル結果を加算する。X及びYの分子アキュムレータ１５０及び１５４は、単純 な和でなく、インプットデータの荷重和を計算する。アキュムレータ１５０、１ ５２、１５４及び１５６は、当業者が直ちに理解できる様に、ハードウエア・エ レメントあるいはマイクロプロセッサ上を走るソフトウエアとして構成すること が出来る。 図８から解る様に、分子アキュムレータ１５０及び１５４は式４の次式を計算 し、 分母アキュムレータ１５２及び１５６は式４の次式を計算する。 X及びYの分子及び分母オフセット・レジスタ１５８、１６０、１６２及び１６ ４の内容は、加算器１６６、１６８、１７０及び１７２においてアキュムレータ １５０、１５２、１５４及び１５６に記憶されている結果から減じられる。加算 器１６６はXの分子オフセット・レジスタ１５８内に記憶されているオフセット Ｏ_NXを減じる。加算器１６８はXの分母オフセットレジスタ１６０内に記憶され ているオフセットＯ_DXを減じる。加算器１７０は、Xの分子オフセット・レジス タ１６２内に記憶されているオフセットＯ_NYを減じる。加算器１７２は、Yの分 母オフセットレジスタ１６４に記憶されているオフセットＯ_DYを減じる。分子及 び分母ペアは除算ブロック１７４及び１７６により除算され、X及びY位置データ を生成させ、X及びY分母ペアはブロック１７８によって用いられて、Z軸（圧力 ）データを生じる。ブロック１７８により、行われる機能は後に開示される。オ フセットＯ_DX、Ｏ_NX、Ｏ_DY及びＯ_NYは較正ユニット１８０から命令が出れば、ア キュムレータの内容からサンプリングされる。 当業者は、本発明によるシステムのアーキテクチャアは多くの方法で分配され 、その方法のいくつかは、本発明のシステムが接続されているホストコンピュー タであろうと、ここに述べる集積回路とホストコンピュータとの間の任意のとこ ろにあろうと関係なく、マイクロプロセッサーの利便性を含むことを認識するだ ろう。本発明の実施形態は、合計項を表す集計分子及び分母値が、処理のための Ｏ_N及びＯ_Dオフセット値と共にそのようなマイクロプロセッサに送られたり、あ るいは、全ての処理が、該技術で知られているようにプログラム化されたマイク ロ プロセッサで達成されるような場合に、意図されたものである。 まず分子及び分母アキュムレータ１５０、１５２、１５４及び１５６は、シス テム立ち上がりの間はゼロに設定される。もし図７に示すような多重化されたA/ Dコンバータが使用されるなら、レジスター１３８−１の第１ワード内のデジタ ル化された電圧データ（サンプル／ホールド回路５０−１のアウトプットでの電 圧を表わす）はアキュムレータの合計に加算され、その結果はアキュムレータに 記憶される。続いてレジスタ１３８−２乃至１３８−６の第１ワードに記憶され ているデジタル化された電圧値（各々、サンプル／ホールド回路５０−５、５０ −９、５０−１７及び５０−２１のアウトプットでの電圧を表わしている）はア キュムレータの合計に加算され、その結果はアキュムレータに記憶される。前述 のようにA/Dコンバータ５２−１乃至５２−６は、この時サンプル／ホールド回 路５０−２、５０−６、５０−１０、５０−１４、５０−１８及び５０−２２の アウトプットにある電圧を変換したり、レジスタ１３８−１乃至１３８−６の第 ２ワードの中のデジタル値を記憶しても良い。 次に、レジスタ１３８−１から１３８−６の第２ワードに記憶されているデジ タル化された電圧値（サンプル／ホールド回路５０−２、５０−６、５０−１４ 、５０−１８及び５０−２２のアウトプットでの電圧を各々表わしている）は、 アキュムレータの合計に加算され、その結果はアキュムレータに記憶される。 引き続いて、レジスタ１３８−１乃至１３８−６の第１ワードに記憶されてい るデジタル化された電圧値（各々サンプル／ホールド回路５０−３、５０−７、 ５０−１１、５０−１５、５０−１９及び５０−２３のアウトプットでの電圧を 各々表わしている）はアキュムレータの合計に加算され、その結果はアキュムレ ータに記憶され、次いで、レジスター１３８−１乃至１３８−６の第２ワードに 記憶されているデジタル化された電圧値（サンプル／ホールド回路５０−４、５ ０−８、５０−１２、５０−１６、５０−２０及び５０−２０及び５０−２４の アウトプットでの電圧を各々表わしている）が同様に処理されている。 この時点で、上記複数のアキュムレータは個々のデジタル化された電圧値の全 合計を有する。Ｏ_N及びＯ_Dオフセット・レジスター１５８及び１６４に記憶され ているデジタル値は、今や分子及び分母アキュムレータに記憶されている値から 減じられる。除算器である除算ブロック１７４と１７８での除算演算は、次いで 、荷重平均値計算を完了する。 除算演算はまた、アキュムレータ内に記憶された上記値を取り出したり又は記 憶自身を実行することができる外部マイクロプロセッサによって実行されてもよ い。Ｏ_N及びＯ_Dオフセット値は、現在外部マイクロプロセッサより導出されるの で、この除算演算により、その外部マイクロプロセッサに示される付加処理コス トは最小になる。一方、この特定の目的のためのマイクロプロセッサは、ここで 開示の発明から逸脱することなく、これらの処理タスクを実行するために、チッ プ上に含まれてもよい。 上に開示された処理は、約１ミリ秒以内で起こり、繰り返し実行されるだろう 。現行のマウスの標準は、位置情報を１秒間に４０回更新しており、このように して、本発明の装置は容易にこの繰り返し速度で実行される。 本発明で使われている方法の特性から考えると、本発明のシステムに付加的ハ ードウエアを要せずに付加的なノイズの除去を提供することが考えられる。上に 開示された過程が実行された後、アキュムレータは空にされ、プロセスが繰り返 されることが明白である一方、上記値はまたアキュムレータに残存することが許 されてもよい。もし、これが行われると、平均化機能が実行されて、さらにノイ ズを除去する。本発明のこの態様によると、多くのサンプルが取られ、処理シー ケンスの終でそれらを空にせずにアキュムレータを通過させられる。好ましくは 、２５個のサンプルは、単一の除算の結果がシステムによって使用するために取 り入れられる前に、処理され、このようにして、遷移システムノイズのスパイク の影響を大きく減じる。当業者は、アキュムレータを空にする前に採られるサン プルの数は、データ捕捉速度、データ処理率のような要因により左右される設計 選択の問題であると理解するであろう。 本発明のシステムは、部品の老化、湿気によるキャパシタンスの変化、接触表 面の汚れなどの様な変化する条件に適応することができる。更に、本発明は効果 的に周囲ノイズを最小にする。本発明によると、これらの効果は３通りの方法で 考慮される。先ず、オフセット値Ｏ_N及びＯ_Dは、変化する条件を調節するために 動的に更新される。第２に、サーボフィードバック回路は電荷積分回路４４−１ から４４−nのバイアスを設定するために用いられるバイアス電圧を決定するた めに与えられている。第３に、前にここで開示されたように、A/DコンバータのV max及びVminのための参照電圧も、ノイズ・マージンに対する信号を増大させる ように動的に変更される。 図９を参照すると、図８の演算ユニットと共に使うことができる較正ユニット １５０のブロック図が示されている。較正ユニット１５０はアルゴリズムを実行 し、指あるいは他の導電性オブジェクトがタッチ・センサ・アレイ２２に近くない 時の決定を試みることにより分子及び分母オフセット値を設定する。 前に開示されたように、Ｏ_N及びＯ_Dオフセット値は、オブジェクトが無い場合 のアレイキャパシタンスのベースライン値を表わす。本発明によると、これらの 値も更新される。というのは、低すぎたり高すぎたりするベースライン・レベル は、誤差の符号に依存して、オブジェクトの自明な位置を変動させる効果を持っ ているからである。これらの値は、オブジェクトがセンサ・アレイ２２に無いと きに読まれた値を選択することにより設定される。いつオブジェクトがセンサ・ アレイ２２にないかを“知る”外部的方法は無いので、本発明のもう１つの態様 によるアルゴリズムが用いられ、これらのオフセット値が設定され動的に更新さ れる。較正ユニットが、指が無い時にZ値の中の代表値として表われるZ値を見た とき、較正ユニットはオフセット・レジスタ（図８の１５８、１６０、１６２及 び１６４）に知らせ、アキュムレータの現在値から再ロードされる。本発明の現 在好まれてる実施形態によれば、オフセット値を更新する決定は、XあるいはY方 向の唯一つの方向におけるタッチ・センサ・アレイ２２の挙動に基づいているが、 その決定がなされると、４つのオフセット（Ｏ_NX、Ｏ_DX、Ｏ_NY及びＯ_DY）は全て 更新される。本発明の他の実施形態では、更新の決定は、ここに行われる基準に より、各方向個々に行う事が出来る。 較正アルゴリズムは、分母アキュムレータ値の選択された１つの値での変化を モニターすることにより作動する。本発明によると、タッチ・センサ・アレイ２２ の導電性ラインの複数組の中の１つのキャパシタンスの変化に対する感度は、タ ッチ・センサ・アレイ２２内の導電性ラインの複数組の中の他の１つのキャパシタ ンスの変化に対する感度よりも大きいということが観察された。経験が示唆する ところによると、キャパシタンス変化に対するよりも大きな感度を有する導電性 ラインの組は、他方向に沿って物理的に導電性ラインの上部に置かれ、従って、 タッチ・センサ・アレイ２２の接触表面に最も近いというものである。導電性ライ ンの上部の組は、導電性ラインの下部の組をセンサ・アレイ２２の表面上部に起 こるキャパシタンス変化から部分的に遮蔽する傾向がある。 指の圧力はセンサライン上で測定されたキャパシタンスを合計することにより 得られる。この値は、オフセットＯ_Dを減じた後に分母アキュムレータに既にあ る。もしその圧力が適当なしきい値を越えれば指は存在する。このしきい値は経 験的に選定でき、表面材料と回路タイミングの関数である。このしきい値は個々 のユーザの好みに合うように調節されてもよい。 装置により報告された圧力は、図８のブロック１７８で実施されるようにX及 びY方向に対する分母の簡単な関数f(X_D,Y_D)である。可能な機能は、１つの好ま しい分母値を選択したり、あるいは分母を合計したりすることを含む。好ましい 本実施形態では、二つの分母のより小さい方が選ばれる。この選択は、Xセンサ が有効なデータを生成するがYセンサがそうでない場合、あるいはその逆である 場合に、もし指がパッドの端部を少しはなれて動くと圧力をしきい値以下にさせ る望ましい効果を有する。これは電子ベゼルとして振る舞い、センサ領域の縁で の機械的ベゼルとしての代わりをすることが出来る。 図８の例に於いて、Ｙ分母が最も感度が良好なので、モニタ用に選ばれる。選 ばれた分母は較正アルゴリズム用にZと称する。この分母に対する現在の記憶オ フセット値はＯzと称する。 較正アルゴリズムの最終目標は、静止しているZレベルのゆっくりした変動を 追跡することであり、一方では指に対して確実に較正しないことと、またノイズ から発生する瞬間スパイクの較正をやらないことである。当業者にとって次の開 示から明らかになると思われるが、較正アルゴリズムは、デジタルあるいはアナ ログのハードウエアあるいは、ソフトウエアで実行されるであろう。実際に発明 者により実験された現行の実施形態では、較正アルゴリズムはソフトウエアで実 行された。 Z値が較正ユニットに到達すると、フィルタ１８２を通過する。フィルタ１８ ２と一緒に動作するヒストリ・バッファ１８４は、最近のZ値の“ランニング平 均”を保持する。新しいZ値が到達すると、現在作動中の平均値Fzは式にしたが って更新される。 新Fz ＝ α（ 旧F z） ＋ （１ーα）Z ここでαは０と１の間の一定の係数で典型的には１に近く、Zは現在のZ値であ る。好ましい実施形態では、αは約0.95である。その意向は、FzがZにおける短 い摂動（perturbations）に大きく影響されなくて、ゆっくりとした変動に十分 緩慢に変化する様にするためである。 フィルタ１８２はコントロール・ユニット１８６から信号ENABLEを受け取る。 ランニング平均Fzは、ENABLEが印加される時のみ、新しいZ値に基づいて更新さ れる。ENABLEは非印加されると、Fzは一定にとどまり現在のZに影響を受けなく なる。 ヒストリバッファ１８４は、幾つかの最も最近のFz値を記録する。本実施形態 では、ヒストリバッファ１８４は２つ前のFz値までを記録する。ヒストリバッフ ァ１８４はシフトレジスタ、サーキュラキュー、又はアナログ遅延ラインとして 実行されてもよい。ヒストリバッファ１８４がコントロールユニット１８６から REWIND信号を受け取ると、現状の稼働時平均値Fzを最も古く記憶された値に再記 憶させる。それはまるでフィルタ１８２が、ヒストリバッファ１８４の深さに対 応する時間の間、“遡及的に”不具にされたかの様である。ヒストリバッファ１ ８４の目的は、その様な不具を許容することである。 現状の稼働時平均値Fzは、現在のZと現在のオフセットＯzと、絶対差分ユニッ ト１８８並びに１９０、及びコンパレータ１９２により比較される。絶対差分ユ ニット１８８はZ及びFzを減じ、その差の絶対値を出力する。絶対差ユニット１ ９０は、Ｏz値とFz値を減算し、その差の絶対値を出力する。コンパレータ１９ ２は、もし絶対差分ユニット１８８の出力が、絶対差分ユニット１９０より小さ い、即ちもしFzがＯzよりもZに近いとき、UPDATE信号を印加する。このUPDATE信 号は、Zの平均値が新しい静止レベルに移る時は印加される傾向となるであろう 。その信号は、Ｚが通常の静止レベルからそれて少し変化したとき印加されない 傾向がある。フィルター定数αは、この目的のために“少し”と考えられる変化 度を決定する。 減算ユニット１９４は簡易な減算器で、ZとＯzとの間の符号を有する指示差（ signed diffrence）を計算する。この減算器は図８の減算器１７２とともに実質 的に余分であり、従って実際の実行の時に合併させてもよい。減算器のアウトプ ットCzは較正されたZ値、即ち指の圧力の推定値である。この圧力値は、コンパ レータ１９６及び１９８により、正及び負のZのしきい値と比較される。これら のしきい値は、実質的に大きさが等しい必要はないが、Z_TH及び-Z_THとして示さ れる。 もし圧力信号CzがZ_THよりも大きいと、信号FINGERは印加され、指の存在の可 能性を指示する。較正ユニットで使われるしきい値Z_THは、指の存在を検出する ために残りのシステムにより使われるそれに類似しており、あるいは、異なった 値を持つかもしれない。本実施形態において、較正Z_THは較正ユニットが指の存 在について保守的選択をするのを保証すべく、主なZ_THよりも多少低めに設定さ れる。 もし圧力信号Cｚが-Z_THより小さいと、信号FORCEが印加される。Ｏzは指が不 在での静止値に等しいとされており、指はセンサ・キャパシタンスを増大させる だけで、またこのようにしてZの値を減少させるので、Czが大きく負にあること は、装置が直前に遠ざかった指に対し不正確に較正されたに違いないことを意味 している。較正ロジック２００は、指がもはや存在しない以上、再較正を実施す るために、この事実を使う。 コントロール・ロジック１８６は稼働時平均値Fzを、指が存在する時に発生す るZ値に影響されないようにする役目がある。アウトプットのENABLEは、FINGER 信号が真の時には一般的にオフに、FINGER信号が偽の時には一般的にオンになる 。 しかし、FINGERが偽から真になると、コントロール・ロジック１８６もREWIND信 号を発生する。FINGERが真から偽に変わると、コントロール・ロジック１８６は 短時間（ヒストリバッファの深さに応じて）ENABLEを印加する前に待機する。こ のようにして、稼働時平均値は、指が存在する時はいつでも、又指が存在する前 後の短時間にZに追随するのを阻止される。 較正ロジック２００は、３つのコンパレータ１９２、１９６及び１９８の出力 から信号RECALを発生させる。RECALが印加されると、オフセットレジスタＯ_N及 びＯ_Dは、現在のアキュムレータ値から再ロードされる。RECALは次のロジック式 から生じる。 RECAL＝FORCE 又は（UPDATA 及び NOT FINGER） 加えて、このシステムがまず、電荷積分器及び他の回路が安定するのを待つ短 期間の後に初期化されると、較正ロジック２００はRECALを印加する準備を行う 。 コントロール・ロジック１８６及び較正ロジック２００の記述から、当業者に とって、これらのブロックは、従来のロジックを使って簡単でごく普通のロジッ ク設計として容易に構成できることは明白である。 いかなる当業者にとっても、述べている較正アルゴリズムは、該発明の電荷積 分器及びアキュムレータの特定のシステムにとって特別なものではないというこ とは明白なはずである。むしろそれは、近接さや圧力のデータを生成するあらゆ るタッチセンサに使用できるし、そこでは、指がない又は偽のノイズがある時は 、センサ状態を反映した較正点を維持することが所望される。 図１０をここで参照すると、本発明で有用なバイアス電圧発生回路４６が概略 図の形で示されている。本発明の好ましい実施形態によると、電荷積分回路４４ −１乃至４４−nのバイアストランジスタのPチャンネルmosトランジスタ１０８ （図４b）のすべてのものは、バイアス電圧の単一のソースに接続されたゲート を有しているが、当業者は他の配置も可能であることを認識するだろう。電荷積 分回路４４−１乃至４４−nにより必要とされるバイアス電圧を発生するのには 多くの方法がある。 図１０の考察から示されるように、バイアス電圧発生回路４６は過制御サーボ システムである。電荷積分回路４４−１乃至４４−nの代表的な１つの電流源機 能に近似する参照源は、プレートの１つをアースされたコンデンサ２０２を含ん でいる。そのプレートの他の１つは、第１パスゲート２０４を介してV_DD電源装 置に、かつ第２パスゲート２０８を介して電流源トランジスタ２０６に接続され ている。フィルター回路４８−１乃至４８−nと同一で、フィルター回路４８− １乃至４８−nと同一の信号により制御されるフィルター回路２１０は、フィル ター＆サンプル／ホールド回路４８−１乃至４８−nがタッチ・センサ・アレイ２ ２内のセンサ導電体キャパシタンス上の電圧をサンプリングするのと同じ方法で コンデンサ２０２上の電圧をサンプリングするために接続されている。 フィルター回路２１０の出力は、約0.1―0.2μAの範囲のバイアス電流を持つ 弱トランス・コンダクタンス増幅器２１２の非反転入力に与えられる。トランス ・コンダクタンス増幅器２１２の反転入力は、例えばダイオード２１４及び抵抗 器２１６より発生する約１ボルトの定電圧に接続される。トランス・コンダクタ ンス増幅器２１２の出力は、コンデンサ２１８と、パスゲート２２２を介してコ ンデンサ２２０とにより切り換えられる。コンデンサ２２０はコンデンサ２１８ よりかなり大きくなるように選択される。本発明の典型的な実施形態では、コン デンサ２１８は約0.2pFで、コンデンサ２２０は約１０pFである。 コンデンサ２２０はNチャンネルMOSトランジスタ２２４のゲートに接続され、 上記NチャンネルMOSトランジスタ２２４は、PチャンネルMOSトランジスタ２２６ のドレイン及びゲートに接続されたドレインと、NチャンネルMOSトランジスタ２ ２８のドレインとゲートに接続されたソースとを有する。PチャンネルMOSトラン ジスタ２２６のソースはV_DDに接続され、NチャンネルMOSトランジスタ２２８の ソースはアースに接続されている。トランジスタ２２４及び２２８の共通のドレ インの接続はバイアス電圧アウトプット・ノードである。 オプションのパスゲート２３０は、パスゲート２３４を介して定電圧ソース（ 例えば約２ボルト）とコンデンサ２２０の間で接続される。パスゲート２３０は 、立ち上がり時にコンデンサ２２０を一定電圧に充電することによりバイアス発 生回路４６を初期化するために用いられてもよい。 各サンプリング期間の間に、フィルタ回路２１０は新しいサンプルをとる。上 記新しいサンプルが以前のサンプルと異なる場合は、トランス・コンダクタンス 増幅器２１２のアウトプット電圧が変化しコンデンサ２１８を充放電して新しい 電圧にすることを始める。パスゲート２２２は短時間の間(即ち、約１μsec)オ ンにされ、コンデンサ２１８及び２２０上の電圧は自身を平均化しようと試みる 。コンデンサ２１８及び２２０の間のサイズの違いが大きいため、コンデンサ２ １８は、パスゲート２２２が開の時の期間にその電圧を等しくするための電荷を 十分に供給できない。この配置は、大きなバイアス電圧がサイクルからサイクル で起こらないようにする。 コンデンサ２０２は、可能な限りセンサ・アレイ・チャンネルの１つのように 見えるべきで、典型的なセンサラインのバックグランド・キャパシタンスに等し い値を持つべきである（即ち、オブジェクトが近接又は存在してない場合のキャ パシタンスコンポーネント）。コンデンサ２０２はいくつかの方法で形成される 。コンデンサ２０２は、アクティブ・センサラインの１つに近接させて構成され てかつ、センサアレイの１部におけるアースプレートなどにより指のキャパシタ ンスから遮蔽された余分のセンサラインをセンサ・アレイの１部に備えても良い 。あるいは代わって、コンデンサ２０２は、積分回路に形成される又はそれに接 続されるコンデンサであり、典型的センサラインのそれに適合するように選定さ れた値を持っている。この点において、コンデンサ２０２とフィルター回路２１ ０とを備える信号源は、Vmax及びVmin参照電圧を発生するための回路網に多少似 ていて、その点ではそれは典型的センサ・ラインをまねている。 更にもう１つの変形例として、実際のセンサ・ラインの１つが、バイアス電圧 を設定するために使われてもよい。２つの端部センサライン上の測定された電圧 は比較されてもよいし、そして最低値を有するものは、もし指あるいは他のオブ ジェクトがセンサ・アレイに接近しているならば、それはそのアレイの反対側端 部に位置するセンサラインにはないであろう、という原理に基づいて選定されて もよい。 本発明のタッチ・センサシステムの増大した感度は人間が使用し易くなる軽い 指のインプットタッチを可能にする。増大した感度は、他のインプットオブジェ クト、例えばペンスタイリなどを使用しやすくする。更にこの感度はより厚い保 護層あるいは異なった材料に対しトレードオフを可能にし、この両方によって低 い製造コストが可能になる。 より大きなノイズの除去は使用中におけるより大きな柔軟性を可能にし、スプ リアスノイズ問題に対する感度を減少させる。２つの技術が用いられ、これはほ とんどのノイズの除去のメリットを引き出す。 本発明に使われているドライブとセンス技術により、データ捕捉速度は、従来 技術に比べ３０のファクタだけ増大された。これはいくつかの明白な副次的効果 を提供する。まず信号処理の同じレベルに対し、その回路網は殆どの時間オフに でき、デザインのアナログ部分で約３０のファクタほど電力消費を減じることが できる。第２により多くのデータが利用できるのでフィルタリングのような信号 処理やジェスチャー認識がより多く実施できる。 本発明に使われているセンサ電子回路は非常に頑健であり、プロセスやシステ ムのエラーを較正する。それはセンサからのキャパシタンス情報を処理し、デジ タル情報を例えばマイクロプロセッサである外部装置に与える。 本発明のユニークな物理的特色のために、今までは不可能であったいくつかの 人間工学的に興味深い応用例がある。現在、マウスやトラックボールは、携帯コ ンピュータ上で使うのは物理的に不便である。本発明はそれらの装置に置換わる 、非常に便利で使用し易いカーソル位置解決策を提供する。 マウス・タイプのアプリケーションにおいては、本発明のセンサは、例えば携 帯コンピュータ内の“スペースバー”キーの下のような便利な位置に置いてもよ い。この位置に置かれると、ユーザーの親指は、コンピュータスクリーン上のカ ーソル位置を制御するために、センサ上で位置ポインタとして使用してもよい。 カーソルは、ユーザーの指がキーボードから離れる必要がなく動かされる。人間 工学的にこれはトラックボールを有するマッキントッシュ・パワーブックの概念 と類似しているが、本発明はトラックボールと比較し大きさの点で有意義なメリ ットがある。この基本的アイディアの拡張は、２つのセンサが更に多くの特徴コ ン トロールのために“スペースバー”キーの下に置くことができたことにおいて、 可能である。 カーソル・フィードバックを有するコンピュータ・ディスプレイは、非常に一 般的な応用分野の１つの小さな例であり、そこではディスプレイは、光あるいは 、LED'sのフィールド、LCDディスプレイあるいはCRTになり得る。例としては、 実験設備上のタッチ・コントロールがあり、そこではこの設備はノブ／ボタン／ タッチスクリーンの組合せを用いる。このインターフェースの明瞭にする能力の ために、１つあるいは、もっと多くのこれらのインプットは、本発明に関して述 べられるインプットの１つへと併合することができる。 一般消費者用電子装置（ステレオ、グラフィックイコライザー、ミキサー）用 途では、よく可変コントロールが必要とされるので、スライド型電位差計のため にかなりのフロントパネル領域を使っている。本発明はそのようなコントロール を１つの小型タッチパッドの設置により提供できる。電子ホームシステムがもっ と一般的になると、より密集した力強いヒューマン・インターフェースが必要と される。本発明のセンサ技術は非常に密集したコントロールパネルを提供できる 。手持ちのTV／VCR／ステレオコントロールは、もしこのセンサ技術が使われる と、人間工学的に形成でき、より力強い特徴を出すことができる。 本発明のセンサはあらゆる表面に順応し、多重接触点を検出して、より強力な 操作性をもたらす。本発明のセンサ技術が有するユニークな圧力検出能力はまた 、この応用のための鍵である。コンピュータゲーム、“リモート”コントロール （ホビーエレクトロニクス、飛行機）及びマシンツールのコントロールは、本発 明のセンサ技術から恩恵を受ける幾つかの例である。 音楽キーボード（シンセサイザー、電子ピアノ）は、速度に敏感なキーを必要 とするが、上記キーはこのセンサの圧力センシング能力によって提供される。ピ ッチ・ベンディング・コントロールや他のスライド・スイッチもまたあるが、こ れもこの技術に置換えることができる。更にもっとユニークな応用として、楽器 が含まれるが、これは非常に明瞭な３−Ｄインターフェースでの手や指の位置及 び圧力の関数としてメロディーを生成する。 本発明のセンサ技術は、それに圧力をかけるどんな導電材料も、最適に検出で きる。センサ上で導電材料層で覆われた圧縮性絶縁層を加えることにより、本発 明のセンサは、電気伝導度とは無関係に、手持ち型である任意のオブジェクトか らの圧力を間接的にも検出できる。 このセンサから得られる情報量のために、それはバーチャル・リアリティ機器 へのインプット装置として非常に良好に使用できる。３次元での位置監視と、行 動に対するある程度の応答（圧力）とを可能にする構造を想像することは容易で ある。 本発明の実施形態及び応用例が示されて説明されたが、当業者にとって、上に 述べられたことに比べて、より多くの改良が、ここでの発明概念から逸脱するこ となく可能であることは明白である。それゆえ、本発明は、添付の請求の範囲の 精神を除いて限定されるものではない。 請求の範囲１． ２次元平面における、オブジェクトの位置を表す電気信号を提供する方法で あって、上記方法は、 それぞれ間隔が置かれた複数の行の導電性ライン及び複数の列の導電性ライン の複数の行及び列として配列された導体のマトリクスを含むセンシング平面を提 供するステップを含み、上記センシング平面は上記複数の行の導電性ライン及び 上記複数の列の導電性ラインの種々の１つにおける固有のキャパシタンスによっ て特徴づけられ、上記キャパシタンスはオブジェクトの上記複数の行及び列の導 電性ラインへの接近とともに変化し、 オブジェクトが上記センシング平面の近傍に位置しないとき、上記複数の行の 導電性ラインの各々に対する上記キャパシタンスの値に比例する第１の組のデジ タル信号を同時に生成するステップと、 オブジェクトが上記センシング平面の近傍に位置しないとき、上記複数の列の 導電性ラインの各々に対する上記キャパシタンスの値に比例する第２の組のデジ タル信号を同時に生成するステップと、 オブジェクトが上記センシング平面の近傍に位置するとき、上記複数の行の導 電性ラインの各々に対する上記キャパシタンスの値に比例する第３の組のデジタ ル信号を同時に生成するステップと、 オブジェクトが上記センシング平面の近傍に位置するとき、上記複数の列の導 電性ラインの各々に対する上記キャパシタンスの値に比例する第４の組のデジタ ル信号を同時に生成するステップと、 上記第１の組のデジタル信号と上記第３の組のデジタル信号との間の差の第１ の重み付けされた平均値を計算するステップと、 上記第２の組のデジタル信号と上記第４の組のデジタル信号との間の差の第２ の重み付けされた平均値を計算するステップとを含む方法。２． 上記第１、第２、第３及び第４の組のデジタル信号を同時に生成するステッ プは、 上記各行の導電性ライン及び上記各列の導電性ラインに所定の第１の電圧を 印加するステップと、 一定電流で一定時間の間、上記各行の導電性ライン及び上記各列の導電性ライ ンから電荷を取り除くステップと、 上記一定時間が経過した後、上記複数の行の導電性ライン及び上記複数の列の 導電性ラインに結果として現れた第１の組の電圧を測定して格納するステップと 、 上記各行の導電性ラインと上記各列の導電性ラインに所定の第２の電圧をかけ るステップと、 上記一定電流で上記一定時間の間、上記各行の導電性ライン及び上記各列の導 電性ラインに電荷を印加するステップと、 上記一定時間が経過した後、上記複数の行の導電性ライン及び上記複数の列の 導電性ラインに結果として現れた第２の電圧の組を測定して格納するステップと 、 結果として現れた第１及び第２の組の電圧の対応する各１つを平均化するステ ップとを含む請求項１記載の方法。３． 上記第１及び第２の重み付けされた平均値を計算するステップは、 上記第１の組のデジタル信号の和と重み付けされた和とを計算するステップと 、 上記第２の組のデジタル信号の和と重み付けされた和とを計算するステップと 、 上記第３の組のデジタル信号の和と重み付けされた和とを計算するステップと 、 上記第４の組のデジタル信号の和と重み付けされた和とを計算するステップと 、 上記第３の組のデジタル信号の上記重み付けされた和から上記第１の組のデジ タル信号の上記重み付けされた和を減算することによって、行の分子を計算する ステップと、 上記第３の組のデジタル信号の上記和から上記第１の組のデジタル信号の上記 和を減算することによって、行の分母を計算するステップと、 上記行の分子を上記行の分母で除算することによって、行の次元における上記 オブジェクトの位置を表す行の位置のデジタル信号を得るステップと、 上記第４の組のデジタル信号の上記重み付けされた和から上記第２の組のデジ タル信号の上記重み付けされた和を減算することによって、列の分子を計算する ステップと、 上記第４の組のデジタル信号の上記和から上記第２の組のデジタル信号の上記 和を減算することによって、列の分母を計算するステップと、 上記列の分子を上記列の分母で除算することによって、列の次元における上記 オブジェクトの位置を表す列の位置のデジタル信号を得るステップとを備えた請 求項１記載の方法。４． 上記第２及び第４の組のデジタル信号の格納された和と格納され重み付けさ れた和としてそれぞれ、上記第１及び第３の組のデジタル信号の上記和と上記重 み付けされた和を格納するステップと、 上記行の分子及び行の分母と上記列の分子及び列の分母の次の値を計算すると きに、上記格納された和と上記格納され重み付けされた和とを使用するステップ と、 上記格納された和と上記格納され重み付けされた和を使用して、上記２次元平 面における上記オブジェクトの次の位置を表す電気信号を提供するステップとを さらに含む請求項３記載の方法。 【図８】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ， ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，Ｅ Ｓ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 ミラー，ロバート・ジェイ アメリカ合衆国94539カリフォルニア州 フレモント、ワショー・ドライブ1021番 (72)発明者 シュタインバッハ，ギュンター アメリカ合衆国94306カリフォルニア州 パロ・アルト、ポモナ・アベニュー4267番

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．間隔のあいた行電導ライン及び列電導ラインの複数個の行及び列として配置 された電導体マトリックスを含むセンシング面，該行電導ライン及び列電導ライ ンの色々なその上にある内在キャパシタンスにより，特徴ずけられる該センシン グ面，該行及び列電導体へのオブジェクトの接近により変化する該キャパシタン スを与え， 同時に該センシング面の近くに置かれたオブジェクトがない時，該キャパシタ ンスの値に比例した第１セットのデジタル信号を該行電導ラインに発現させ， 同時に該センシング面の近くに置かれたオブジェクトがない時，該キャパシタ ンスの値に比例した第２セットのデジタル信号を各列電導ラインに発現させ， 同時に該センシング面の近くに置かれたオブジェクトがある時，該キャパシタ ンスの値に比例した第３セットのデジタル信号を該行電導ラインの各々に発現さ せ， 同時に該センシング面の近くに置かれた該オブジェクトがある時，該キャパシ タンスの値に比例した第４セットのデジタル信号を各列電導ラインに発現させ， 該第１セットのデジタル信号と該第３セットのデジタル信号との間の差の第１ 加重平均を計算し， 該第２セットのデジタル信号と該第４セットのデジタル信号との間の差の第２ 加重平均を計算するステップ を含んだ，２次元平面内のオブジェクト位置も代表する電気信号を与える方法 。 ２．該第１，第２，第３及び第４セットのデジタル信号を同時に展開させるステ ップが， 第１既知電圧を該キャパシタンスに与え， 一定時間一定電流で該キャパシタンスを放電させ， 第１セットの結果電圧を該キャパシタンスにわたって測定し保存し， 第２既知電圧を該キャパシタンスに与え，一定時間一定電流で該キャパシタン スを充電し，第２セットの結果電圧を該キャパシタンスにわたって測定し保存し ， 該第１及び第２セットの結果電圧に対応するものを平均化するステップ を含む，請求項１の方法。 ３．該第１及び第２加重平均を計算するステップが， 該第１セットのデジタル信号の合計及び加重合計を計算し， 該第２セットのデジタル信号の合計及び加重合計を計算し， 該第３セットのデジタル信号の合計及び加重合計を計算し， 該第４セットのデジタル信号の合計及び加重合計を計算し， 該第３セットのデジタル信号の該加重合計から該第１セットのデジタル信号の 該加重合計を引くことにより行分子を計算し， 該第４セットのデジタル信号の該合計から該第２セットのデジタル信号の該合 計を引くことにより行分母を計算し， 行次元の該オブジェクトの位置を表わす行位置デジタル信号を取り出すため該 行分子を該行分子で割り，該第２セットのデジタル信号の該加重合計から該第２ セットのデジタル信号の該加重合計を引くことにより列分子を計算し， 該第２セットのデジタル信号の該合計から該第２セットのデジタル信号の該合 計を引くことにより列分母を計算し，そして， 列次元の該オブジェクトの位置を表わす列位置デジタル信号を取り出すため該 列分子を該列分母で割るステップ を含む，請求項１の方法。 ４．該第１及び第３セットのデジタル信号の該合計と該加重合計を該第２及び第 ４セットのデジタル信号の保存合計及び保存加重合計として保存し，そして， 該保存合計と該保存加重合計を該行分子及び分母及び該列分子及び分母の計算 に使い， 該２次元面での該オブジェクトのその位置を表わす電気信号を与えるために該 保存合計と保存加重合計を使う， 更なるステップを含んだ、請求項３の方法。