JPH10511539A - 電力の無接触誘導伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 移動可能な負荷に電力を無接触に伝送するための装置であって、長く延びた平行な導体装置として実現されている、定置の１次回路を備え、該１次回路は比較的高い周波数の交流電圧または交流電流源に接続されておりかつ前記移動可能な負荷に取り付けられているトランスヘッドを備え、該トランスヘッドはフェライトコアと該フェライトコアを取り囲む２次巻線から成っており、該２次巻線は前記１次回路に磁気結合されている形式のものにおいて、前記１次回路の導体装置は、略閉じられているケーシング（７）として実現されている外部導体と該ケーシングの略中心に存在している中心導体（６）とを有しており、その際該外部導体において、同じ大きさの、該中心導体とは反対方向に配向されている電流（Ｉ₁）が流れ、かつ前記中心導体（６）はＵ字形のフェライトコア（２）によって取り囲まれ、該フェライトコアは２次巻線（Ｗ₂）を支持しているようになっている。電力を複数の移動可能な負荷に同時に独立して伝送するために、トランス装置に一定の中波電流（Ｉ₁）が供給され、その際定電流特性が、トランス装置が容量（Ｃ_E）に並列に接続されており、容量はインダクタンス（Ｌ_E）および中波電圧源（ＭＦＧ１）に直列に接続されておりかつ中心電圧源（ＭＦＧ１）の周波数（ｆ₀）においてインダクタンス（Ｌ_E）と容量（Ｃ_E）との間に共振が生じるようにして実現される。

Description

【発明の詳細な説明】 電力の無接触誘導伝送装置 本発明は、請求項１の上位概念に記載の電力の無接触誘導伝送装置に関する。 この上位概念に記載の装置は、ＷＯ９２／１７９２９号公開公報から公知であ る。そこには、２重線路を用いて電気エネルギーを１つまたは複数の移動可能な 負荷に誘導的に伝送する誘導エネルギー分配装置が記載されている。 これら２重線路Ｌ₁およびＬ′₁の間を（第１図）、フェライト体２が移動され る。このフェライト体は２次巻線Ｗ²を支持しており、２次巻線が移動される系 の駆動部および負荷にエネルギーを供給する。２次巻線を有するフェライト体は 以下、トランスヘッドと称される。２重線路の導体Ｌ₁およびＬ′₁ （第１図お よび第２図）は、磁性であってかつ非導電性の材料から成る導体支持管Ｓ₁およ びＳ′₁に固定されている。２重線路はＥ字形のフェライトコア２によって取り 囲まれる。フェライトコアの中央脚部ＭＳは導体間の空間に深く入り込んでおり かつ２次巻線Ｗ₂を支持しており、この２次巻線を介してエネルギーが取り出さ れかつ移動される負荷に供給される。そこで公知の誘導エネルギー伝送装置は最 も簡単な場合、中波発生 器（Mittelfrequenz（＝medium frequency）generator）から成っている。中波 発生器は、導体Ｌ₁およびＬ′₁から成る長く延びた導体ループに比較的高い周波 数の電流を供給し、その際これら２つの導体が２重線路を形成する。 第１図および第２図は、中央脚部ＭＳに２次巻線Ｗ₂を有するＥ字形のフェラ イトコア２から成る移動可能なトランスヘッド１を有するこの形式の公知技術の ２重線路を平面図および断面図にて示している。１つのトランスヘッドまたは複 数のトランスヘッドが出来るだけ小さく抑えられるように、少なくとも１０ｋＨ ｚである比較的高い周波数が必要である。 延びた導体を有する装置は、ライン導体またはライン磁極系と称される。その 理由は、移動方向に対して横断する方向に閉じる交番磁束が導体に沿って常時単 一的に配向されており、従ってライン形状の磁極を形成するからである。移動さ れるトランスヘッドは２重線路では大抵、１つのＥ字形のフェライトコアから成 り、それは固定子の２つの導体を取り囲みかつ２次巻線を介して磁束を導く。 この形式のエネルギー伝送に対して、従来の摺動線路または曳索が有利にも置 換される種々異なった用途がある。即ち例えば、摺動接点を用いた伝送は火花形 成および、摩耗およびノイズに結び付いている。電気エネルギーの無接触の伝送 に対する重要な用途は、昇 降装置、高棚倉庫または磁気軌道の走行台車ないしキャリジにある。エレベータ に対しても、箱にエネルギーを伝送するためのこの種の系は有利である。種々異 なった使用場所で作動状態にあるために、所定の距離区間を走行しなければなら ないロボットは同様に、この種の系によってエネルギーを供給することができる 。 第１図の装置では、中波発生器ＭＦＧが１０ｋＨｚ以上の周波数を有する電流 ＩをＬ₁およびＬ′₁から成る導体ループに供給する。この導体ループは、第１図 においてΦ_CおよびΦ′_Cによって示されている漂遊磁界を発生する。 導体ループの前方部分において更に、Ｌ₁およびＬ′₁から成る２重線路はアル ミニウムケーシング７によってシールドされている。このシールドは実質的に、 漂遊磁界Φ_Cのこれ以上の拡がりを妨げるために必要である。というのは、例え ば隣接する信号電流回路にノイズが発生しかつ電磁適合性に影響を及ぼすからで ある。比較的大きな電力の場合、健康障害を受けるおそれもある。 第１図の後方部分において、図示されている漂遊磁束Φ_CおよびΦ′_Cは、磁界 が遮蔽ケーシングのない場合周囲に相当広く拡散していることを示している。 この装置の非常に大きな欠点は、導体Ｌ₁およびＬ′₁から成る２重線路の高い インダクタンスである。 シールドされていない２重線路の場合の漂遊磁界の妨げられない拡がりの他に、 導体Ｌ₁およびＬ′₁の比較的大きい距離Ｄは高いインダクタンスに対する主要要 因である。しかしこの距離Ｄは、２次巻線Ｗ₂を支持している、Ｅ字コアの中央 脚部ＭＳが導体Ｌ₁およびＬ′₁の間を案内することができるように、最小長を有 していなければならない。その際中央脚部および２次巻線の所要スペース、ひい ては距離Ｄも伝送すべき電力によって決められている。 高い伝送周波数では、線路インダクタンスが原因で高い誘導性の電圧降下が生 じ、これは、コンデンサに高いコストをかけて補償しなければならない。 Elektrie 34，1980，Heft 7から、坑内機関車に誘導的にエネルギーを伝送す るための装置が公知である。この装置では、坑道の屋根に敷設されている２重線 路が使用される。これら２重線路Ｌ₁およびＬ′₁（第１図）の間に、エネルギー を移動される系における駆動部および負荷に供給する２次巻線Ｗ₂を支持してい るフェライト体２が移動される。２次巻線を有するフェライト体は以下にトラン スヘッドと称される。 この論文に、トランスヘッドの漂遊インダクタンスに基づく線路における誘導 性の電圧降下を、２重線路および２次巻線に直列に接続されているコンデンサに よって補償するための方法が記載されている。エネルギーは少なくとも２つの移 動可能な負荷に同じ２重線 路を介して伝送することができる。 ２重線路におけるインダクタンスは、移動される系の走行軌道の実現可能な長 さに相応に作用する。数多くの用途に対して、この装置は非常に煩雑である。と いうのは、これらの用途は２重線路の他に、更に付加的なシールドケーシング７ を必要とするからである。２重線路それ自体の導体Ｌ₁およびＬ′₁は、電流変位 損を回避するために、個別の絶縁された単一導体から製造されている、高周波技 術において通例である高周波リッツ線から成っていなければならない。 本発明の課題は、電力の無接触伝送装置において、線路の長さが大きい場合に も、線路の低いインダクタンスを実現することである。 この課題は、本発明によれば、請求項１の特徴部分に記載の構成によって解決 される。本発明の実施例はその他の請求項に記載されている。 本発明は、運搬技術の並進運動的に移動される搬送エレメントおよび移動する 作業プラットフォームへの中波における誘導エネルギーに係る。 １０ｋＷの領域までの個別電力における、長い伝送区間における複数の搬送エ レメントへの電力の意図した独立した伝送は、この用途の重要な特徴である。こ のために、採算のとれるコストおよび申し分のない効率においてｃｍの領域まで のギャップを介して電力を伝送し、伝送区間において出来るだけ小さな誘導性の 電圧降下しか有しずかつ人間の存在および電磁適合性を考慮して拡散放射する磁 界がとるに足らない、伝送装置が必要である。これらの特性は、実質的に、誘導 伝送エレメントの幾何学的な構成によって実現される。 本発明の要旨は、導体の「同軸」配設に見られる。中心導体は、走行軌道の端 部においてＵ字形の外部導体と結合されているので、電流は中心導体から外部壁 を介して戻る。電流は２つの外壁に分布される。低い侵入深度にも拘わらず、電 流のために大きな横断面がある。同軸配設によって、一方において線路の出来る だけ小さなインダクタンスが保証され、その結果比較的大きな伝送長が可能であ りかつ同時に、拡散放射する磁界に対する装置の満足される遮蔽も実現される。 漂遊磁界Φ_Cは実質的に、同軸線路内、しかも中心導体の内部およびその周辺に しか存在しない。 遮蔽ケーシング７は戻り線路と一体化されているので、導体材料が節約される ことによって付加的な利点が得られる。更に、比較的小さなインダクタンスのた めに誘導性の電圧降下を補償するためのコンデンサが節約される。これはインダ クタンスが低いためである。 次に本発明を図面を用いて詳細に説明する。 第１図は、比較的長い区間にわたって直線上を移動される移動可能な負荷に対す る、公知技術のエネルギー 伝送装置の概略図であり、 第２図は、公知技術の伝送ヘッドの能動部分の横断面図であり、 第３図は、開いている同軸導体の本発明の装置の縦断面図ないし平面図であり、 第４図は、トランスヘッドを備えた同軸導体の横断面図であり、 第５図は、同軸線路装置の、瞬時的に移動される系が存在していない個所におけ る横断面図であり、 第６図は、トランスヘッドを備えた同軸線路装置の特別有利な、詳細な実施例の 横断面図であり、 第７図は、直線状に移動される系に誘導エネルギーを伝送するための本発明の原 理を説明する略図であり、 第８図は、第７図の伝送装置の電気的な等価図であり、 第９図は、第８図の等価回路図の電圧、電流および位相角のベクトル線図であり 、 第１０図は、複数の負荷のエンドレスな移動および内部導体と外部導体に電流を 対称的に供給する回路に対するそれ自体閉じた軌道を備えた同軸導体装置の概略 図であり、 第１１図は、複数の巻きから成る内部導体および電流を対称的に供給する回路を 備えた第５図に対応する同軸導体装置の概略図であり、 第１２図は、伝送装置の給電のための定電流源の実施 例の回路略図であり、 第１３図は、電子的な負荷調整素子を備えた第１１図および第１２図の伝送装置 の電気的な等価回路図であり、 第１４図は、第１３図の等価回路図の電流および電圧のベクトル線図である。 本発明をまず、第３図ないし第６図に図示の概略図を用いて説明する。それは 一方の側に向かって開いている同軸導体に類似した装置を示している。トランス ヘッド１において、Ｕ字形のフェライトコア２は中心導体８を含んでおりかつ２ 次巻線Ｗ₂を介して磁束Φを導く。中心導体６は端部に中波発生器を介して給電 され、その結果中心導体は電流Ｉ₁を導く。それは給電源とは離れている側の端 部Ｅにおいてケーシングと結合されている。 電流はここでは装置の対称性のため、２つの同じ大きさの部分電流Ｉ₁／２に 分割されかつケーシングを介して中波発生器ＭＦＧに戻る。 しばしばスキン効果とも称される、高い周波数においてＵ字形のケーシング（ 例えばアルミニウムから成る）のような中実な導体に生じる電流変位のために、 電流はケーシング壁に一様に分布されずに、内部から僅かな侵入深度δ_Eに相応 してケーシング壁に侵入する。この侵入深度は２５ｋＨｚおよびアルミニウムの 場合に約０．５ｍｍである。電流はまた、Ｕ字形の横 断面の内周にわたって一様に分布されず、主として磁界強度が最も大きい個所に 流れる。第５図に示されているような、トランスヘッドが存在しない区間部分で は、それは、拡がりｂ₁の、中心導体６に対向しておりかつ最も近くに位置して いる電流案内領域である。それ故に、戻り線路のために、電流を導く領域ｂ₁お よび周波数並びに材料特性によって決まってくる、中波電流の侵入深度δ_Eから 生じる横断面しか使用することができない。 内部または中心導体６は有利には、この領域における電流変位を低減するため に、中波リッツ線または高周波素線から製造される。 電流の制限された侵入深度およびシールドケーシングの内面における電流密度 の不均一な分布によって、戻り線路７における有効抵抗および損失は中波素線か ら成る内部導体６における有効抵抗および損失より大きくなる可能性がある。 それ故に、内部導体および同時にシールドおよびケーシング７として用いられ る戻りまたは外部導体の成形によって、内側のケーシング周囲において幅ｂ_Iの 出来るだけ広い電流を導く領域が得られるようにすべきである。このことは最も 有利には、第６図に示されているような形において行われる。即ち、内部導体６ を狭くかつ出来るだけ大きな高さＨで以て実現するのである。更に、第６図に一 点鎖線で示されているよう に、外壁の湾曲によって、電流を導く領域ｂ_Iの拡大および一様な電流分布が実 現される。 トランス装置全体の寸法および所定の電力を伝送するために必要である電流強 度Ｉは専ら、磁気回路における有効ギャップの大きさによって決められる。 磁束を導く磁気回路のギャップがトランスヘッドの機械的な遊びδ₁およびδ₂ より大きくしないですむように、第４図および第５図に例示されているように、 中心導体の支えＳに、フェライト体５を挿入することができる。このフェライト 部分は中心導体のインダクタンスを実際には高めない。というのは、側壁におけ る電流は物理的な法則に従って常に空間的に、インダクタンスが最小になるよう に、即ち電流が専ら中心導体に対向する側面部分に流れるように、調整設定され ているからである。 第６図におけるＵ字形のフェライトコア２では、２次巻線は２つの部分巻線Ｗ₂₁ およびＷ₂₂から成っており、これら部分巻線はコアの両方の脚部において高さ Ｈにおいて拡がっている内部導体に直接対向して配設されている。この巻線装置 によって、１次導体６に対する高い磁気結合係数および同軸導体の小さな構造お よびインダクタンスにおいて使用可能な巻線空間の最適な利用が実現される。２ 次巻線に対する大きな巻線空間は、第７図ないし第９図に基づいて詳細に説明す るように、大きな実現可能なギャップ幅または大 きな伝送可能な電力を考慮して特別重要である。というのは、大きなギャップ幅 において相応に大きな値を得る磁化電流Ｉ_Mが本発明のトランス装置では２次巻 線Ｗ₂₁，Ｗ₂₂に流れるからである。 第７図における簡単化されかつ分かり易く示されている伝送系は、長さＬの１ 次側の導体ループから成っている。この導体ループはＣ字形のフェライトコア２ のウィンドウを通って延在している。フェライトコアは導体ループに沿って任意 にシフト可能である。フェライトコアの周りに、巻き数Ｗ₂を有する２次巻線が 巻かれている。これはコンデンサＣ₂に直列に接続されている。コンデンサは、 中波発生器ＭＦＧにおける周波数において２次側の漂遊インダクタンスＬ₂にお ける電圧が補償されるように、選定されている。 １次側の導体ループは、１つまたは複数の巻きＷ₁から成っている。そこには 電流Ｉ₁が流れる。それは、第８図のトランス等価回路図に示されているように 、磁化電流Ｉμおよび２次側の等価電流Ｉ′₂に分割される。 トランスの出力側に、例えばスタチックコンバータ調整素子を備えた任意の負 荷Ｚが接続されている。この素子は、入力電流ＩＥの基本振動の電圧Ｕ₂の間を 調整設定することができる。第９図におけるベクトル線図は、任意に仮定された 作動状態に対する電流、電圧および位相角を示すものである。この線図において 出力電圧Ｕ₂ないしＵ′₂に対して角度を中心に追いかける電流Ｉ_EないしＩ′_E、 即ちオーミック誘導負荷インピーダンスＺないしＺ′が仮定された。 等価回路において′によって特徴付けられている量は、トランスおよび変圧器 から一般に公知であるように、巻き数Ｗ₁／Ｗ₂の変成比によって１次側の巻き数 に換算された量である。 トランス装置は一定の周波数によって作動されるので、２次側の漂遊インダク タンスＬ′₂における誘導性の電圧降下の近似的に完全な補償は直列接続されて いる容量Ｃ′₂によって可能でありかつ同軸線路装置のインダクタンスＬ₀におけ る誘導性の電圧降下の近似的に完全な補償は容量Ｃ_Kによって可能である。その 場合オーミックな電圧降下を無視すれば、第９図のベクトル線図に図示されてい るように、負荷電圧Ｕ′₂は、トランスの主磁界電圧Ｕ_Hおよび装置の給電電圧Ｕ₁ に等しい。負荷インピーダンスＺ′に並列である容量Ｃ′は、第９図に示され ているように、磁化電流Ｉμのみならず、負荷電流Ｉ′_Eの誘導成分の一部をも 補償する。負荷角度γを例えばスタチックコンバータによって調整設定しかつ２ 次側の容量ＣないしＣ′の適当な選定によって、開放された同軸導体の電流Ｉ₁ とトランス装置の給電電圧Ｕ₁との間で位相角φ＝０を調整設定することができ る。その場合開放された同軸導体は、トランス装置のギャップ幅によって 規定されて大きな磁化電流Ｉμが生じかつ導体長Ｌが１００ｍの領域にある場合 の同軸導体のインダクタンスＬ₀は大きな値になるにも拘わらず、純然たる有効 電力を伝送する。トランスヘッド長Ｌ_Kに相応して著しく短い２次巻線Ｗ₂におけ る２次側の電流Ｉ′₂が磁化電流Ｉμによって高められるだけである。 例えば運搬技術においても、無接触なエネルギー伝送の数多くの用途に対して 、任意に変化可能である所要電力を有する複数の負荷が同一の伝送区間上を移動 することができるトランス装置が必要とされる。複数のトランスヘッドを第３図 の開放された同軸導体または第７図に図示されている１次導体ループ６に挿入す ると、電気的に、移動可能な負荷の直列接続が生じることになる。第１３図に図 示の本発明の有利な実施例において、同軸導体に一定の中波電流Ｉ₁が供給され る。後に更に説明するように、このために有利には、出力側において種々の負荷 に必要な電圧および電流を供給する電子的な電力調整素子を使用することができ る。入力側において、同軸導体の、供給される定電流Ｉ₁の回路に、負荷ＶＢ₁， ＶＢ₂の巻きに相応する電圧ＵＶ₁，ＵＶ₂が入力結合される。 更に、負荷がエンドレスな移動を実施するそれ自体閉じられた伝送区間が有利 である。その際第１０図に示されているように、給電個所に、全部で４つの端子 Ａ，Ｂ，Ｂ′およびＣを有する同軸導体の２つの端部 が集められ、これら端子は、中波発生器ＭＦＧに接続することができる。中波発 生器は中波定電流源の特性を有し（第１０図参照）かつ１次巻線Ｗ₃と２次巻線 Ｗ₄およびＷ₅から成る変圧器の１次巻線Ｗ₃に電流Ｉを供給する。 ２つの２次巻線Ｗ₄およびＷ₅は同じ巻き数を有しかつその巻き端部ａ，ｂ，ｂ ′およびｃは補償コンデンサＫ₃，Ｋ₁を介して、同軸導体端子Ａ，Ｂ，Ｂ′およ びＣに次のように接続されている。即ち、２次巻線が内部導体および外部導体と 共に（接続線ａ，Ｗ₄，ｂ，Ｂ、外部導体７，Ｂ′，ｂ′，Ｗ₅，ｃ，Ｋ₁，Ｃ、 内部導体６，Ａ，Ｋ₃，ａを介して）電流回路を形成し、この電流回路において 、内部導体および外部導体が反対の方向における同じ電流Ｉ₁＝Ｉ′₁によって閉 じられるようにである。更に、この電流は２次巻き線Ｗ₄およびＷ₅において同じ 部分に加算的に変圧器の１次巻線Ｗ₃に反作用をしかつ内部導体の接続端子Ａ， Ｃに、外部導体端子Ｂ，Ｂ′に対して同じ大きさで、位相位置が反対である、大 きさＵ_K3−１／２Ｕ₁および−（Ｕ_K1−１／２Ｕ₁）の電圧が生じる。 第１０図に図示のエンドレス伝送区間の開放された同軸導体では、ケーシング ７、即ち開放された同軸導体の外部導体は接続点Ｂ，Ｂ′，ｂ，ｂ′によって、 電位に関して中性な中間点を形成する。電気的なスパ ークに対する安全性の理由からおよび電磁適合性のために、この中性な中間点を アースないしグランドに接続すると有利である。このことは最も有利には、第１ ０図において一点鎖線で示されているように、給電個所においておよびそこで対 称理由から、２つの同じ２次巻線Ｗ₃およびＷ₅の接続点ｂ−ｂ′において行われ る。しかしこの接続によって、接続点ｂ，ｂ′と、外部導体７によって形成され る大きなループとを介して付加的な電流回路が生じる。この回路には不平衡電流 ΔＩ₁が流れることができる。このような不平衡電流によって、同軸導体の内部 導体および外部導体における電流Ｉ₁およびＩ′₁は等しくなくなり、かつ同軸導 体の周囲に、付加的な、電磁適合性に不都合な影響を及ぼす漂遊磁界が生じる。 この不平衡電流を回避するために、即ち同軸導体の電流Ｉ₁およびＩ′₁の一致を 保証するために、補償チョークＫＤ₁およびＫＤ₂を介してこれら電流のリードが 、内部導体の電流Ｉ₁および外部導体の電流Ｉ′₁が高い透磁率を有する軟磁性の チョークコアの反対方向の磁化を引き起すように、導かれる。 これら補償チョークの高いインダクタンスはＩ′₁に等しいＩ₁ないし零に等し いΔＩ₁において作用せずかつ不一致が生じたとしたらそれをΔＩ₁の無視できる 程度の値に制限する。補償チョークＫＤ₁およびＫＤ₂は非常に簡単に、同軸導体 のリードを介してシ フトされるフェライトコアから実現することができる。 開放している同軸導体を有するそれ自体閉じているトランス装置の給電の際に これら補償チョークを使用することにより、第１１図に基づいて説明するように 、複数の巻きＷ₁から成る内部導体を有する開放された同軸導体の実現が可能に なる。 同軸の伝送装置の作用法に対して、同軸導体の壁において全電流Ｗ₁・Ｉ₁が内 部導体におけるＩ₁とは反対方向に流れることが重要である。 内部導体および外部導体の全電流の一致は次のようにして実現される。即ち、 変圧器Ｔないし中波発生器ＭＦＧ１に導かれている接続線路Ａ−ａ，Ｃ−ｃが次 のような数の巻きにおいて補償チョークＫＤ₁およびＫＤ₂のコアの周りに巻かれ る。即ち、これら巻きと、同様に補償チョークのコアを介して導かれている、同 軸導体外壁の接続線路Ｂ−ｂ，Ｂ′−ｂとの間に、Ｗ₁の変成比が生じるような 巻き数である。第１１図に図示されている例において、同軸導体の接続線路はた った１回だけチョークＫＤ₁，ＫＤ₂のコアを介して導かれ、それ故にチョークコ アの周りに正確にＷ回巻かれている。外部導体接続線路の接続点ｂはここでもト ランス装置全体の対称点でありかつそれ故に、変圧器の中間タップ並びにアース 点ないし「グランド」に接続されている。 第１０図および第１１図における変圧器Ｔは実質的に、２つの同じ大きさの部 分電圧１／２Ｕ₁の形成およびトランス装置のインピーダンスの、中波電流源Ｍ ＦＧに対する整合のために用いられる。中波電流源は従来技術通り、中波電圧源 、例えば電流調整部を有する中波インバータから実現されかつそれ故に非常に煩 雑である。 中波電流源ＭＦＧ１，例えば煩雑な電流調整部のないインバータから出発する 、電流源特性を有する特別簡単な給電回路は第１２図に図示されている。この原 理の回路では、電圧Ｕ₁の、２つの同じ大きさの部分電圧への分割は容量２Ｃ_Eを 有する２つの同じ大きさのコンデンサによって実現される。この直列回路の外側 の接続端子ａ，ｃはインダクタンス１／２Ｌ_Eを有する誘導コイルを介して電圧 Ｕ_Dを有する中波電圧源ＭＦＧ１に接続されている。 第１２図における回路装置に対して、Ｃ_EおよびＬ_Eが、これらが中波電圧源の 周波数ｆ₀において共振条件を満足するように選択されているとき、次式 が成り立つことが計算上確認される。 この場合、同軸導体に、強度が電圧Ｕ₀および大きさＣ_EおよびＬ_Eによっての み決められている電流Ｉ₁ が供給される。接続端子ａ，ｃにおいて調整設定される電圧Ｕ₁は専ら、電流Ｉ₁ の大きさおよび接続端子ａ，ｂ，ｃに接続されている、負荷ＶＢ₁およびＶＢ₂ を有する伝送系のインピーダンスに依存している。電圧Ｕ₁は、第１３図の等価 回路図および第１４図のベクトル線図に示されているように、複数の部分電圧の 和である。伝送系が近似的に完全に補償されている場合、それは実質的に負荷Ｖ Ｂ₁およびＶＢ₂の電圧によって決められている。ＭＦＧ１，Ｌ_E，Ｃ_Eから形成さ れている給電回路の電流を供給する特性のために、電圧Ｕ₁は電流Ｉ₁に戻り作用 しない。 第１３図の等価回路図には、第１２図において対称性の理由から分割されてい た容量およびインダクタンスはそれぞれ１つの容量Ｃ_EおよびインダクタンスＬ_E にまとめられている。補償コンデンサＫ₁ないしＫ₃および移動可能な負荷ＶＢ₁ およびＶＢ₂の間に存在する、開放された同軸導体の部分は、第１３図の等価回 路図において、相応の導体部分のインダクタンスＬ₀₁，Ｌ₀₂，Ｌ₀₃およびＬ₀₄に よって図示されている。移動可能な負荷ＶＢ₁およびＶＢ₂の場所において、第７ 図ないし第９図に基づいて説明したように、内部にフェライトコアを有するトラ ンスヘッドが主インダクタンスＬ_H1およびＬ_H2を有する無接触トランスを形成し ている。共通の同軸導体を介して給電される、ここの負荷の電力流の個別の制御 および 調整を説明するために、負荷ＶＢ₂に対して、電力調整および制御装置を有する トランスヘッドの等価回路図が図示されている。トランスヘッドの２次側の漂遊 インダクタンスＬ′₂および磁化電流Ｌμは第７図ないし第９図に示されている ように、容量Ｃ′₂およびＣ′によって補償されているので、中波発生器ＭＨＧ １の共振周波数ｆ０においてインダクタンスＬ′₂はＣ′₂とともに共振直列回路 を形成しかつＬ_H2はＣ′とともに共振並列回路を形成する。 トランスヘッドのこの完全な補償において、同軸導体の電流Ｉ₁および電流Ｉ ′_Eの基本振動は容量Ｃ′に並列に存在する整流器ブリッジＧＢの入力側におい て等しい。 この電流は直流電流中間回路において直流電流ｉ_ZとしてインダクタンスＬ_Zを 介してかつ交互にダイオードＤまたは制御可能な半導体スイッチＳを介して流れ る。それはスイッチＳが閉成されているかまたは導通しているかによる。スイッ チＳが閉成されている場合、電流ｉ_ZはダイオードＤを介して直流電圧緩衝コン デンサＣＧに供給され、これに対してスイッチＳが導通している場合、コンデン サＣＧを通過する。調整回路ＲＧはスイッチＳを高いクロック周波数によって交 互に導通状態および阻止状態に制御し、その際１つまたは複数の直流電圧負荷Ｖ_BG において任意の電流消費において所望の電圧Ｕ_Gが形成される。その際電 流Ｉ₁およびＩ′_Eの供給のために、積Ｕ_V2・Ｉ₁が電力負荷に相応するように、 主インダクタンスＬ_H2にて電圧Ｕ_V2が調整設定される。 第１４図は、第１３図の系全体の等価回路図に対するベクトル線図である。同 軸導体部分のインダクタンスにおける部分電圧Ｕ₀₁，Ｕ₀₂，Ｕ₀₃およびＵ₀₄が一 点鎖線によって示されておりかつ破線の同軸導体電流Ｉ₁に対して、９０°だけ 先行している角度位置を有している。それは一点鎖線の矢印Ｕ_K1，Ｕ_K2およびＵ_K3 によって大幅に補償される。丁度その時移動可能な負荷が存在する個所に、ト ランスヘッドの主インダクタンスＬ_H1およびＬ_H2において、伝送される電力に相 応して、実線で示された、同軸導体電流Ｉ₁と略位相が等しい電圧Ｕ_V1およびＵ_{V 2} が生じる。トランスヘッドおよび同軸導体インダクタンスの殆ど完全な補償の ために、同軸導体の入力電圧Ｕ₁は同様に、同軸導体電流と近似的に位相が等し くかつ電気的に直列に接続されているトランスヘッドにおける電圧Ｕ_V1およびＵ_V2 の和に略等しい。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 に並列に接続されており、容量はインダクタンス （Ｌ_E）および中波電圧源（ＭＦＧ１）に直列に接続さ れておりかつ中心電圧源（ＭＦＧ１）の周波数（ｆ₀） においてインダクタンス（Ｌ_E）と容量（Ｃ_E）との間に 共振が生じるようにして実現される。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．移動可能な負荷に電力を無接触に伝送するための装置であって、長く延びた 平行な導体装置として実現されている、定置の１次回路を備え、該１次回路は比 較的高い周波数の交流電圧または交流電流源に接続されておりかつ前記移動可能 な負荷に取り付けられているトランスヘッドを備え、該トランスヘッドはフェラ イトコアと該フェライトコアを取り囲む２次巻線から成っており、該２次巻線は 前記１次回路に磁気結合されている形式のものにおいて、 前記１次回路の導体装置は、略閉じられているケーシング（７）として実現さ れている外部導体と該ケーシングの略中心に存在している中心導体（６）とを有 しており、その際該外部導体において、同じ大きさの、該中心導体とは反対方向 に配向されている電流（Ｉ₁）が流れ、かつ前記中心導体（６）はＵ字形のフェ ライトコア（２）によって取り囲まれ、該フェライトコアは２次巻線（Ｗ₂）を 支持している ことを特徴とする電力の無接触伝送装置。 ２．前記Ｕ字形のフェライトコア（２）は２つの脚部において前記１次側の導体 に相対向している巻線（Ｗ₂₁，Ｗ₂₂）を支持しており、該巻線の高さは前記１次 導体の高さ（Ｈ）に略相応しかつ前記Ｕ字 形のコア（２）の全体の高さ（Ｈ_G）の０．３倍および０．５倍の間にある 請求項１記載の装置。 ３．前記１次導体（６）の高さ（Ｈ）は該導体領域の隣に位置する、磁束の射出 幅（ｂ_k)に比べて、伝送される電力が最大であるように選択されている請求項１ および２記載の装置。 ４．前記中心導体（６）に相対向している、前記ケーシング（７）の外壁は、出 来るだけ広い電流案内領域（ｂ₁，ｂ_r）にわたって電流を出来るだけ均一に分布 するための湾曲部を有している 請求項１から３までのいずれか１項記載の装置。 ５．電気的な損失電力が最小になるように、前記外部導体および中心導体の横断 面および磁束の射出幅（ｂ）は幾何学的に構成されておりかつ大きさ比が選定さ れている 請求項１から４までのいずれか１項記載の装置。 ６．前記中央部ウェブ（Ｓ）は基部の近傍において無条件に必要な機械的なギャ ップ（δ₁，δ₂）における磁気ギャップ幅を低減するために例えば幅（ｂ_k）の 鉄製領域（５）を有している 請求項１から５までのいずれか１項記載の装置。 ７．前記２次巻線（Ｗ₂）に負荷抵抗（Ｚ）に対して並列にコンデンサ（Ｃ）が 接続されており、該コンデンサは前記フェライトコアのギャップに磁束密度 （Ｂ）を発生するための磁化電流を送出する 請求項１から６までのいずれか１項記載の装置。 ８．前記２次巻線は前記コンデンサ（Ｃ₂）と直列に接続されており、該コンデ ンサは前記トランスヘッドの漂遊インダクタンスにおける誘導性の電圧降下を補 償する 請求項１から７までのいずれか１項記載の装置。 ９．前記中心導体（６）は、移動可能な負荷が最大限に走行する区間の端部（Ｅ ）において、前記外部導体、即ちケーシングに接続されておりかつ中波発生器（ ＭＦＧ）が前記区間の始めにおいて電流（Ｉ₁）を中心導体とケーシングとの間 に供給する 請求項１から８までのいずれか１項記載の装置。 10．前記距離区間および１次導体装置の長さは１００ｍｍより長い 請求項１から９までのいずれか１項記載の装置。 11．前記１次回路は任意に延在する、それ自体閉じられているエンドレスな軌道 を形成し、該軌道は複数の移動可能な負荷における間隙のないエネルギー伝送を 可能にしかつ前記１次回路の接続端子（Ａ，Ｂ，Ｂ′，Ｃ）において電源ユニッ ト（８）が前記中波発生器（ＭＦＧ）から供給される給電電流（Ｉ，Ｉ₁，Ｉ′₁ ）を反対の方向において前記中心導体（６）および前記外部導体（７）に供給す る 請求項１から１０までのいずれか１項記載の装置。 12．前記給電ユニット（８）はそれ自体閉じている軌道の前記中心導体（６）お よび前記外部導体（７）に同じ大きさの反対方向の電流（Ｉ₁，Ｉ′₁）を入力結 合するために同じ巻き数から成る２つの２次巻線（Ｗ₄，Ｗ₅）を有する変圧器（ ７）を含んでおり、該変圧器の真ん中の、電圧中性点を形成するたんぶ（ｂ，ｂ ′）は同軸外部導体の接続端子（Ｂ，Ｂ′）を介して相互に接続されておりかつ 前記変圧器の外側の逆位相の入力側（ａ，ｃ）は接続端子（Ａ，Ｃ）を介して前 記中心導体（６）に接続されている 請求項１１記載の装置。 13．１次側の導体装置の１つまたは２つの端部（Ａ，Ｂ）（Ｂ′，Ｃ）の内部お よび外部導体にそれぞれ接続されているリード対は補償チョーク（ＫＤ₁，ＫＤ₂ ）を介して案内され、該補償装置が前記内部および外部導体における電流（Ｉ₁ ，Ｉ′₁）が等しくなるように作用する 請求項１１および１２記載の装置。 14．外部導体接続端子（Ｂ，Ｂ′）へのリードは補償チョーク（ＫＤ₁，ＫＤ₂） を挿入する前に該補償チョークの、前記外部導体接続端子（Ｂ，Ｂ′）とは反対 の側において共通の接続点（ｂ）に導かれており、その際該共通の接続点（ｂ） は選択的に無電位であり、即ち絶縁されているか、または中波源の 中央タップおよび／またはアースないしグラウンド電位に接続されている 請求項１３記載の装置。 15．前記中心導体（６）は複数の巻き（Ｗ₁）から成っておりかつ該中心導体に おける総電流（Ｉ₁，Ｗ₁）および前記外部導体における電流（Ｉ′₁）の一致は 、前記補償チョーク（ＫＤ₁，ＫＤ₂）の巻き数比は前記中心導体（６）の巻き数 （Ｗ₁）と一致する 請求項１３および１４記載の装置。 16．前記エンドレスな軌道の複数の個所における電流供給の対称化のために電源 ユニット（８）が設けられている 請求項１から１５までのいずれか１項記載の装置。 17．前記中心導体（６）に誘導性の電圧降下を補償するためのコンデンサ（Ｃ_k ，Ｃ_k1−Ｃｋ₃）が直列に接続されておりかつ複数の部分における補償が技術的 に制御可能な部分電圧（Ｕ₀₁−Ｕ₀₄）によって行われるように、中心導体の全長 において分布されている 請求項１から１６までのいずれか１項記載の装置。 18．請求項１に記載の装置を用いて複数の移動される負荷に個別に調整設定可能 な電力を同時に無接触に伝送するための方法において、 前記トランス装置に中波電流源（ＭＦＧ）から負荷 （ＶＢ₁，ＶＢ₂）の電圧（ＵＶ₁，ＵＶ₂）に無関係な定電流（Ｉ₁）を供給し、 かつ移動される負荷において電子的な調整素子が伝送される電力の負荷電圧（Ｕ Ｖ₁，ＵＶ₂）を相応に調整設定する ことを特徴とする方法。 19．定電流（Ｉ₁）の供給は請求項１から１６に記載のトランスの１つにおいて 中波電圧源（ＭＦＧ１）を用いてインダクタンス（Ｌ_E）および容量（Ｃ_E）から 成る共振回路を介して行われ、その際前記インダクタンスおよび容量は、これら が中波電圧源（ＭＦＧ１）の周波数ｆ₀において共振しかつ前記源（ＭＦＧ１） と供給される電流（Ｉ₁）との間に次式 が成り立つように選定されておりかつ前記トランス装置は前記コンデンサ（Ｃ_E ）に並列に接続されており、該コンデンサは前記インダクタンス（Ｌ_E）および 前記電圧源（ＭＦＧ１）に直列に接続されている 請求項１８記載の方法。 20．負荷（Ｖ_BG）の負荷インピーダンス（Ｚ，Ｚ′）に供給される電流（ｉ_E， Ｉ′_E）が電子調整素子に供給され、該調整素子はこの電流を整流器ブリッジ（ ＧＢ）を用いて整流しかつ蓄積インダクタン ス（Ｌ_z）によって平滑化しかつこのようにして形成された直流電流（ｉ_z）を高 いクロック周波数によって交互に直流電圧（Ｕ_G）に充電された容量（Ｃ_G）のダ イオード（Ｄ）を介して供給するかまたは電子スイッチ（Ｓ）を介してその導通 フェーズにおいて容量において準備し、その際調整装置（ＲＧ）は電子スイッチ のクロック周期の相対素子フェーズを、容量（Ｃ_G）に接続されている直流電圧 負荷Ｖ_Bに電流消費が変動する場合に必要とされる直流電圧が供給されるように 変化する 請求項１８記載の方法。