JPH1051209A - マイクロ波回路 - Google Patents
マイクロ波回路Info
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- JPH1051209A JPH1051209A JP21914796A JP21914796A JPH1051209A JP H1051209 A JPH1051209 A JP H1051209A JP 21914796 A JP21914796 A JP 21914796A JP 21914796 A JP21914796 A JP 21914796A JP H1051209 A JPH1051209 A JP H1051209A
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- Japan
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- variable resistor
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- microwave circuit
- microwave
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- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ０−π可変移相の機能を兼ね、かつ一本の制
御電圧で減衰量と移相のどちらも制御できるマイクロ波
回路を提供する。 【解決手段】 ９０度ハイブリッドのひとつの端子（１
ａ）を入力端子とし、そのアイソレーション端子（１
ｂ）を出力端子とし、前記ひとつの端子（１ａ）に対す
る９０度ハイブリッドの同相出力端子（１ｃ）及び直交
出力端子（１ｄ）を各々絡端する第１及び第２の可変抵
抗器（４）をもうけ、第１の可変抵抗器は第２の可変抵
抗器と同じ抵抗値をとるように連動して構成され、各可
変抵抗器の抵抗値の最大値と最小値の積は前記９０度ハ
イブリッドの出力端子側の特性インピーダンスの２乗に
ほぼ等しく、入力端子に印加されるマイクロ波を可変抵
抗器の調節により減衰させて出力端子に出力する。
御電圧で減衰量と移相のどちらも制御できるマイクロ波
回路を提供する。 【解決手段】 ９０度ハイブリッドのひとつの端子（１
ａ）を入力端子とし、そのアイソレーション端子（１
ｂ）を出力端子とし、前記ひとつの端子（１ａ）に対す
る９０度ハイブリッドの同相出力端子（１ｃ）及び直交
出力端子（１ｄ）を各々絡端する第１及び第２の可変抵
抗器（４）をもうけ、第１の可変抵抗器は第２の可変抵
抗器と同じ抵抗値をとるように連動して構成され、各可
変抵抗器の抵抗値の最大値と最小値の積は前記９０度ハ
イブリッドの出力端子側の特性インピーダンスの２乗に
ほぼ等しく、入力端子に印加されるマイクロ波を可変抵
抗器の調節により減衰させて出力端子に出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信用などの
高周波回路に用いられる減衰回路に関するものである。
高周波回路に用いられる減衰回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来例である可変抵抗器を用いた
可変減衰回路の等価回路である。この従来例は宮内、山
本著通信用マイクロ波回路、電子情報通信学会昭和５６
年初版発行、６版ｐｐ．３１２〜ｐｐ．３１４に記載の
ものである。この従来例の可変抵抗器の抵抗値Ｒに対す
る通過減衰量Ｌ及び通過移相φは Ｌ＝２０ｌｏｇ｛（Ｚｏ＋Ｒ）／（Ｚｏ−Ｒ）｝（ｄＢ）、 φ＝π／２（ｒａｄ．） で与えられる。ここでＺｏはハイブリッド結合出力端子
側インピーダンスである。またＲは両分岐端に付加され
たインピーダンスを示し、次式で与えられる。 Ｒ＝１／（ＧD ＋ＧO ） ただし、ＧD 及びＧO はそれぞれダイオードのコンダク
タンス２ならびにそれに並列に付加された固定コンダク
タンス３である。
可変減衰回路の等価回路である。この従来例は宮内、山
本著通信用マイクロ波回路、電子情報通信学会昭和５６
年初版発行、６版ｐｐ．３１２〜ｐｐ．３１４に記載の
ものである。この従来例の可変抵抗器の抵抗値Ｒに対す
る通過減衰量Ｌ及び通過移相φは Ｌ＝２０ｌｏｇ｛（Ｚｏ＋Ｒ）／（Ｚｏ−Ｒ）｝（ｄＢ）、 φ＝π／２（ｒａｄ．） で与えられる。ここでＺｏはハイブリッド結合出力端子
側インピーダンスである。またＲは両分岐端に付加され
たインピーダンスを示し、次式で与えられる。 Ｒ＝１／（ＧD ＋ＧO ） ただし、ＧD 及びＧO はそれぞれダイオードのコンダク
タンス２ならびにそれに並列に付加された固定コンダク
タンス３である。
【０００３】図７ＡにＧO ＝１／Ｚｏのときのダイオー
ドのコンダクタンスＧD に対する通過減衰量、図７Ｂに
ＧO ＝１／ＺｏのときのダイオードのコンダクタンスＧ
D に対する通過移相を示す。従来例では通過移相が一定
であるため、０−πの位相変化を含む回路構成には別途
移相回路を付加し、制御しなければならない。
ドのコンダクタンスＧD に対する通過減衰量、図７Ｂに
ＧO ＝１／ＺｏのときのダイオードのコンダクタンスＧ
D に対する通過移相を示す。従来例では通過移相が一定
であるため、０−πの位相変化を含む回路構成には別途
移相回路を付加し、制御しなければならない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、０−π可変
移相の機能を兼ね備え、かつ一本の制御電圧で減衰量と
移相のどちらも制御できるマイクロ波回路を提供するこ
とを目的とする。
移相の機能を兼ね備え、かつ一本の制御電圧で減衰量と
移相のどちらも制御できるマイクロ波回路を提供するこ
とを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
の本発明の特徴は９０度ハイブリッドのひとつの端子を
入力端子とし、そのアイソレーション端子を出力端子と
し、前記ひとつの端子に対する９０度ハイブリッドの同
相出力端子及び直交出力端子を各々絡端する第１及び第
２の可変抵抗器をもうけ、第１の可変抵抗器は第２の可
変抵抗器と同じ抵抗値をとるように連動して構成され、
各可変抵抗器の抵抗値の最大値と最小値の積は前記９０
度ハイブリッドの出力端子側の特性インピーダンスの２
乗にほぼ等しく、入力端子に印加されるマイクロ波を可
変抵抗器の調節により減衰させて出力端子に出力するマ
イクロ波回路にある。
の本発明の特徴は９０度ハイブリッドのひとつの端子を
入力端子とし、そのアイソレーション端子を出力端子と
し、前記ひとつの端子に対する９０度ハイブリッドの同
相出力端子及び直交出力端子を各々絡端する第１及び第
２の可変抵抗器をもうけ、第１の可変抵抗器は第２の可
変抵抗器と同じ抵抗値をとるように連動して構成され、
各可変抵抗器の抵抗値の最大値と最小値の積は前記９０
度ハイブリッドの出力端子側の特性インピーダンスの２
乗にほぼ等しく、入力端子に印加されるマイクロ波を可
変抵抗器の調節により減衰させて出力端子に出力するマ
イクロ波回路にある。
【０００６】以上のように構成することにより可変抵抗
器の抵抗値Ｒに対する通過減衰量Ｌは、 Ｌ＝２０ｌｏｇ｜（Ｚｏ＋Ｒ）／（Ｚｏ−Ｒ）｜（ｄ
Ｂ） で与えられる。可変抵抗器の最小抵抗値及び最大抵抗値
で通過減衰量は同一で最小となり、それぞれの通過移相
は最小値からＺｏのときπ／２、Ｚｏから最大値のとき
−π／２となり、０−πの位相変化を有するマイクロ波
回路が実現できる。
器の抵抗値Ｒに対する通過減衰量Ｌは、 Ｌ＝２０ｌｏｇ｜（Ｚｏ＋Ｒ）／（Ｚｏ−Ｒ）｜（ｄ
Ｂ） で与えられる。可変抵抗器の最小抵抗値及び最大抵抗値
で通過減衰量は同一で最小となり、それぞれの通過移相
は最小値からＺｏのときπ／２、Ｚｏから最大値のとき
−π／２となり、０−πの位相変化を有するマイクロ波
回路が実現できる。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１Ａは本発明にかかる第１の実
施例であるマイクロ波回路の回路図である。９０度ハイ
ブリッド回路の２つの出力端子（１ｃ、１ｄ）を最大抵
抗値と最小抵抗値の積が、該９０度ハイブリッドの出力
端子側特性インピーダンスの２乗にほぼ等しいことを特
徴とする可変抵抗器で終端し、９０度ハイブリッド回路
の入力端子及びアイソレーション端子をそれぞれ入力端
子及び出力端子としたマイクロ波回路である。
施例であるマイクロ波回路の回路図である。９０度ハイ
ブリッド回路の２つの出力端子（１ｃ、１ｄ）を最大抵
抗値と最小抵抗値の積が、該９０度ハイブリッドの出力
端子側特性インピーダンスの２乗にほぼ等しいことを特
徴とする可変抵抗器で終端し、９０度ハイブリッド回路
の入力端子及びアイソレーション端子をそれぞれ入力端
子及び出力端子としたマイクロ波回路である。
【０００８】該マイクロ波回路において、入力端子１ａ
から入力された信号は、９０度ハイブリッドで分配さ
れ、９０度ハイブリッドの２つの出力端子１ｃ、１ｄに
伝達される。該２つの出力端子は可変抵抗器４により終
端されているため、該出力端子に伝達された信号は該抵
抗回路４の抵抗量に依存した振幅変化、位相変化を受け
反射される。該２つの出力端子にて反射された信号は上
記９０度ハイブリッドで再び合成された該９０度ハイブ
リッド回路のアイソレーション端子１ｂから出力され
る。このとき、出力信号は抵抗素子の抵抗量に依存した
振幅変化、位相変化を受けており、抵抗素子の抵抗量を
変化させることにより減衰回路として動作する。このと
き、減衰回路の通過減衰量はＬ＝２０ｌｏｇ｜（Ｚｏ＋
Ｒ）／（Ｚｏ−Ｒ）｜（ｄＢ）で与えられる。
から入力された信号は、９０度ハイブリッドで分配さ
れ、９０度ハイブリッドの２つの出力端子１ｃ、１ｄに
伝達される。該２つの出力端子は可変抵抗器４により終
端されているため、該出力端子に伝達された信号は該抵
抗回路４の抵抗量に依存した振幅変化、位相変化を受け
反射される。該２つの出力端子にて反射された信号は上
記９０度ハイブリッドで再び合成された該９０度ハイブ
リッド回路のアイソレーション端子１ｂから出力され
る。このとき、出力信号は抵抗素子の抵抗量に依存した
振幅変化、位相変化を受けており、抵抗素子の抵抗量を
変化させることにより減衰回路として動作する。このと
き、減衰回路の通過減衰量はＬ＝２０ｌｏｇ｜（Ｚｏ＋
Ｒ）／（Ｚｏ−Ｒ）｜（ｄＢ）で与えられる。
【０００９】図２Ａに抵抗値Ｒに対する通過減衰量、図
２Ｂに抵抗値Ｒに対する通過移相を示す。最大抵抗値と
最小抵抗値の積が、該９０度ハイブリッドの出力端子側
特性インピーダンスの２乗にほぼ等しいため、可変抵抗
器の最小抵抗値及び最大抵抗値で通過減衰量は同一で最
小となり、それぞれの通過移相は最小値からＺｏのとき
π／２、Ｚｏから最大値のとき−π／２となり０−πの
位相変化を有する減衰回路を実現できる。
２Ｂに抵抗値Ｒに対する通過移相を示す。最大抵抗値と
最小抵抗値の積が、該９０度ハイブリッドの出力端子側
特性インピーダンスの２乗にほぼ等しいため、可変抵抗
器の最小抵抗値及び最大抵抗値で通過減衰量は同一で最
小となり、それぞれの通過移相は最小値からＺｏのとき
π／２、Ｚｏから最大値のとき−π／２となり０−πの
位相変化を有する減衰回路を実現できる。
【００１０】図１Ｂは本発明にかかる第１の実施例であ
るマイクロ波回路の回路図である。９０度ハイブリッド
回路の２つの出力端子を最大抵抗値と最小抵抗値の積
が、該９０度ハイブリッドの出力端子側特性インピーダ
ンスの２乗にほぼ等しいことを特徴とする可変抵抗器で
終端し、９０度ハイブリッド回路の入力端子及びアイソ
レーション端子をそれぞれ入力端子及び出力端子とした
マイクロ波回路であり、第１及び第２の可変抵抗器は同
一ゲート長、同一ゲート幅の１対のＦＥＴであり、これ
ら２つのＦＥＴのゲート電圧は同一の直流電圧が印加さ
れ、この電圧は外部から制御できる。
るマイクロ波回路の回路図である。９０度ハイブリッド
回路の２つの出力端子を最大抵抗値と最小抵抗値の積
が、該９０度ハイブリッドの出力端子側特性インピーダ
ンスの２乗にほぼ等しいことを特徴とする可変抵抗器で
終端し、９０度ハイブリッド回路の入力端子及びアイソ
レーション端子をそれぞれ入力端子及び出力端子とした
マイクロ波回路であり、第１及び第２の可変抵抗器は同
一ゲート長、同一ゲート幅の１対のＦＥＴであり、これ
ら２つのＦＥＴのゲート電圧は同一の直流電圧が印加さ
れ、この電圧は外部から制御できる。
【００１１】図３は本発明にかかる第２の実施例である
マイクロ波回路の回路図である。入力された高周波信号
を９０度ハイブリッドの２つの出力端子１ｃ、１ｄに本
発明の第１の実施例である２つのマイクロ波回路６でそ
れぞれ０−πの位相変化を含む振幅変化を受けた後、ウ
イルキンソン電力分配合成器７によって合成される。こ
の出力は２つのマイクロ波回路で実現されるベクトル和
となり、２つのマイクロ波回路はそれぞれ直交関係にあ
るため、２つのマイクロ波回路６でそれぞれ０−πの位
相変化を含む振幅変化は直交座標系のそれぞれの軸上の
任意の点をとるため、任意の位相並びに振幅を与えるベ
クトル合成回路が実現できる。
マイクロ波回路の回路図である。入力された高周波信号
を９０度ハイブリッドの２つの出力端子１ｃ、１ｄに本
発明の第１の実施例である２つのマイクロ波回路６でそ
れぞれ０−πの位相変化を含む振幅変化を受けた後、ウ
イルキンソン電力分配合成器７によって合成される。こ
の出力は２つのマイクロ波回路で実現されるベクトル和
となり、２つのマイクロ波回路はそれぞれ直交関係にあ
るため、２つのマイクロ波回路６でそれぞれ０−πの位
相変化を含む振幅変化は直交座標系のそれぞれの軸上の
任意の点をとるため、任意の位相並びに振幅を与えるベ
クトル合成回路が実現できる。
【００１２】図３に記載のマイクロ波回路においてウイ
ルキンソン電力分配合成器７を１８０度ハイブリッド９
に置き換えて構成することが可能である。図４に回路構
成を示す。
ルキンソン電力分配合成器７を１８０度ハイブリッド９
に置き換えて構成することが可能である。図４に回路構
成を示す。
【００１３】同様に図３に記載のマイクロ波回路を図５
に示す回路で構成することが可能である。ウイルキンソ
ン電力分配合成器の端子７ａに入力された高周波信号は
端子７ｂ、端子７ｃに同相で等分配される。端子７ｂに
移相量Θ１の固定移相器１０を接続し、端子７ｃに移相
量Θ２の固定移相器１０を接続し、本発明の第１の実施
例であるマイクロ波回路６でそれぞれ０−πの位相変化
を含む振幅変化を受けた後、ウイルキンソン電力分配合
成器７によって合成される。このとき（Θ１−Θ２）＝
（ｎ＋１／２）π（但しｎは整数）の関係を満たすとき
同様にマイクロ波回路が実現できる。
に示す回路で構成することが可能である。ウイルキンソ
ン電力分配合成器の端子７ａに入力された高周波信号は
端子７ｂ、端子７ｃに同相で等分配される。端子７ｂに
移相量Θ１の固定移相器１０を接続し、端子７ｃに移相
量Θ２の固定移相器１０を接続し、本発明の第１の実施
例であるマイクロ波回路６でそれぞれ０−πの位相変化
を含む振幅変化を受けた後、ウイルキンソン電力分配合
成器７によって合成される。このとき（Θ１−Θ２）＝
（ｎ＋１／２）π（但しｎは整数）の関係を満たすとき
同様にマイクロ波回路が実現できる。
【００１４】
【発明の効果】本発明において終端した抵抗値が最小値
からＺｏのとき通過移相がπ／２、Ｚｏから最大値のと
き通過移相が−π／２となり、０−π可変移相の機能を
兼ね備え、かつ一本の制御電圧端子で減衰量と移相のど
ちらも制御できるマイクロ波回路が実現できる。２つの
機能を兼ね備えるために集積規模があがり、特に制御線
の本数で回路の大きさが限定される大規模集積回路に効
果が大きい。
からＺｏのとき通過移相がπ／２、Ｚｏから最大値のと
き通過移相が−π／２となり、０−π可変移相の機能を
兼ね備え、かつ一本の制御電圧端子で減衰量と移相のど
ちらも制御できるマイクロ波回路が実現できる。２つの
機能を兼ね備えるために集積規模があがり、特に制御線
の本数で回路の大きさが限定される大規模集積回路に効
果が大きい。
【００１５】入力された高周波信号を９０度ハイブリッ
ドの２つの出力端子に本発明にかかる２つのマイクロ波
回路を接続し、それぞれの０−πの位相変化を含む振幅
変化を受けた後、ウイルキンソン電力分配合成器によっ
て合成する。この出力は２つのマイクロ波回路で実現さ
れるベクトル和となるため、任意の位相並びに振幅を与
えるマイクロ波回路が実現できる。
ドの２つの出力端子に本発明にかかる２つのマイクロ波
回路を接続し、それぞれの０−πの位相変化を含む振幅
変化を受けた後、ウイルキンソン電力分配合成器によっ
て合成する。この出力は２つのマイクロ波回路で実現さ
れるベクトル和となるため、任意の位相並びに振幅を与
えるマイクロ波回路が実現できる。
【図１Ａ】本発明によるマイクロ波回路の第１の実施例
の等価回路図である。
の等価回路図である。
【図１Ｂ】本発明によるマイクロ波回路の別の等価回路
図である。
図である。
【図２Ａ】第１の実施例の可変抵抗器の抵抗値に対する
通過減衰量の特性を示す図である。
通過減衰量の特性を示す図である。
【図２Ｂ】第１の実施例の可変抵抗器の抵抗値に対する
通過移相の特性を示す図である。
通過移相の特性を示す図である。
【図３】本発明の別の構成例を示す図である。
【図４】本発明の更に別の構成例を示す図である。
【図５】本発明の更に別の構成例を示す図である。
【図６】従来の減衰回路の等価回路図である。
【図７Ａ】従来の減衰回路のダイオードのコンダクタン
スに対する通過減衰量の特性を示す図である。
スに対する通過減衰量の特性を示す図である。
【図７Ｂ】従来の減衰回路のダイオードのコンダクタン
スに対する通過移相の特性を示す図である。
スに対する通過移相の特性を示す図である。
１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ ９０度ハイブリッド及び
その端子 ２ 可変コンダクタンス ３ 固定コンダクタンス ４ 可変抵抗器 ５ ＦＥＴ ６ マイクロ波回路 ７、７ａ、７ｂ、７ｃ ウイルキンソン電力分配合成器
及びその端子 ８ 終端抵抗 ９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ １８０度ハイブリッド及
びその端子 １０ 固定移相器
その端子 ２ 可変コンダクタンス ３ 固定コンダクタンス ４ 可変抵抗器 ５ ＦＥＴ ６ マイクロ波回路 ７、７ａ、７ｂ、７ｃ ウイルキンソン電力分配合成器
及びその端子 ８ 終端抵抗 ９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ １８０度ハイブリッド及
びその端子 １０ 固定移相器
Claims (7)
- 【請求項１】 ９０度ハイブリッドのひとつの端子を入
力端子とし、そのアイソレーション端子を出力端子と
し、前記ひとつの端子に対する９０度ハイブリッドの同
相出力端子及び直交出力端子を各々絡端する第１及び第
２の可変抵抗器をもうけ、 第１の可変抵抗器は第２の可変抵抗器と同じ抵抗値をと
るように連動して構成され、 各可変抵抗器の抵抗値の最大値と最小値の積は前記９０
度ハイブリッドの出力端子側の特性インピーダンスの２
乗にほぼ等しく、 入力端子に印加されるマイクロ波を可変抵抗器の調節に
より減衰させて出力端子に出力することを特徴とするマ
イクロ波回路。 - 【請求項２】 第１及び第２の可変抵抗器は同一ゲート
長、同一ゲート幅の１対のＦＥＴであり、これら２つの
ＦＥＴのゲート電圧は同一の直流電圧が印加され、この
電圧は外部から制御できることを特徴とする請求項１記
載のマイクロ波回路。 - 【請求項３】 入力端子の信号を２分岐して同相出力及
び直交出力を出力する分岐手段と、 分岐手段の各出力に各々接続されるマイクロ波回路と、 各マイクロ波回路の出力を合成して出力端子に出力する
合成回路をもうけ、 前記マイクロ波回路の各々は、第２の９０度ハイブリッ
ドを有し第２の９０度ハイブリッドのひとつの端子を当
該マイクロ波回路の入力端子とし、そのアイソレーショ
ン端子を当該マイクロ波回路の出力端子とし、前記ひと
つの端子に対する第２の９０度ハイブリッドの同相出力
端子及び直交出力端子を各々絡端する第１及び第２の可
変抵抗器をもうけ、第１の可変抵抗器は第２の可変抵抗
器と同じ抵抗値をとるように連動して構成され、各可変
抵抗器の抵抗値の最大値と最小値の積は前記第２の９０
度ハイブリッドの出力端子側の特性インピーダンスの２
乗にほぼ等しく、 前記入力端子に印加されるマイクロ波を可変抵抗器の調
節により減衰させて出力端子に出力することを特徴とす
るマイクロ波回路。 - 【請求項４】 前記合成回路がウイルキンソン電力分配
合成器である請求項３記載のマイクロ波回路。 - 【請求項５】 前記合成回路が１８０度ハイブリッドで
ある請求項３記載のマイクロ波回路。 - 【請求項６】 前記分岐手段が９０度ハイブリッドであ
る請求項３記載のマイクロ波回路。 - 【請求項７】 前記分岐手段がウイルキンソン電力分配
合成器と、その出力に接続される少なくともひとつの固
定移相器により構成される請求項３記載のマイクロ波回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21914796A JPH1051209A (ja) | 1996-08-02 | 1996-08-02 | マイクロ波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21914796A JPH1051209A (ja) | 1996-08-02 | 1996-08-02 | マイクロ波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1051209A true JPH1051209A (ja) | 1998-02-20 |
Family
ID=16730957
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21914796A Withdrawn JPH1051209A (ja) | 1996-08-02 | 1996-08-02 | マイクロ波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1051209A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
| JP2015089058A (ja) * | 2013-11-01 | 2015-05-07 | 三菱電機特機システム株式会社 | 温度補償回路及び減衰器 |
| WO2015174138A1 (ja) * | 2014-05-15 | 2015-11-19 | 日本電気株式会社 | 可変減衰器、減衰量調整回路及び減衰量調整方法 |
-
1996
- 1996-08-02 JP JP21914796A patent/JPH1051209A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6630874B2 (en) | 2000-04-28 | 2003-10-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Phase shifter and communication device using the same |
| JP2015089058A (ja) * | 2013-11-01 | 2015-05-07 | 三菱電機特機システム株式会社 | 温度補償回路及び減衰器 |
| WO2015174138A1 (ja) * | 2014-05-15 | 2015-11-19 | 日本電気株式会社 | 可変減衰器、減衰量調整回路及び減衰量調整方法 |
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| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20031007 |