JPH10513637A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 電池充電用の自励発振電源回路では、感知抵抗(R3)の両端間の電圧がツェナーダイオード(D5)のしきい値電圧を越えるときスイッチングトランジスタ(T2)がターンオフする。前記ツェナーダイオード(D5)の代わりに、前記スイッチングトランジスタを流れる電流が所定値を越えるとき駆動される他のスイッチングトランジスタを使用することができる。電源回路を低速充電から高速充電へ切換え可能とするために、ダイオード(D6)を前記ツェナーダイオード(D5)と直列に配置するとともに、このダイオード(D6)をスイッチ(T3)により短絡しうるようにする。電圧センサを付加して電池電圧をモニタし、電池電圧が所定値に到達時にダイオード(D6)の短絡を解除し、その結果として電源回路を低速充電へ切り換えるようにすることができる。カスコードトランジスタ(T1)がスイッチングトランジスタ(T2)の消散を低減し、スイッチングトランジスタ(T2)を過電圧から保護し、且つ始動抵抗(R6)が接続される電源端子(N3)の電圧を安定化する。これにより低速充電中に精密な量の充電電流を供給することができる。

Description

【発明の詳細な説明】 電源回路 本発明は、入力電圧から負荷を給電する電源回路であって、一次巻線及び二次 巻線を有する変成器と；制御電極と、主電流通路を規定する第１及び第２主電極 とを有し、該主電流通路が入力電圧に一次巻線と直列に接続され、一次巻線に電 流を通すスイッチングトランジスタと；前記電流が予定値を越えるとき前記スイ ッチングトランジスタをターンオフする手段と；二次巻線の第１端子と二次巻線 の第２端子との間に接続された給電すべき負荷と第１ダイオードの直列接続であ って、給電すべき負荷が第１端子に、第１ダイオードが第２端子に接続されてい る直列接続と、第２端子と制御電極との間に接続されたキャパシタと第１抵抗の 直列接続と、制御電極と電源端子との間に接続された第２抵抗とをを具える電源 回路に関するものである。 このような電源回路は米国特許第４，６８４，８７１号の特に図１から既知で あり、この電源回路は電池を充電し、電気機器を給電するのに使用することがで きる。このような電源回路は充電可能電池を具える電気シェーバに使用するのに 特に好適であり、この場合には電源回路が電池に充電電流を供給するとともにシ ェーバのモータに駆動電流を供給する。この既知の電源回路では、スイッチング トランジスタはバイポーラトランジスタである。第２抵抗がスイッチングトラン ジスタの制御電極又はベースに始動電流を供給し、このトランジスタがターンオ ンする。すると、変成器の一次巻線を経て電流が流れる。この一次電流は第２巻 線に電圧を誘起し、この電圧が第１キャパシタと第１抵抗の直列接続を経てスイ ッチングトランジスタのベースに正帰還される。その結果、スイッチングトラン ジスタは急速に飽和する。順方向期間中に一次電流はスイッチングトランジスタ がターンオフするまで直線的に増大する。既知の電源回路では、一次電流をスイ ッチングトランジスタのエミッタリード内に配置された抵抗を経て流す。別のト ランジスタのベース−エミッタ接合をこの抵抗の両端間に接続し、この抵抗の両 端間の電圧が所定値を越えるとき、このトランジスタがスイッチングトランジス タのベースを短絡するようにする。次に開始するフライバック期間において、変 成器に蓄積されたエネルギーが第１ダイオードを経て給電すべき負荷に供給され 、二次巻線に二次電流を流し、この電流は次第に減少する。順方向期間からフラ イバック期間への遷移時に、二次電圧の極性が逆転し、スイッチングトランジス タの遮断が第１キャパシタ及び第２抵抗を経て正帰還により加速される。フライ バック期間の終了時に第１ダイオードがターンオフし、待ち期間が始まり、この 期間において第１キャパシタの両端間の電圧差が、スイッチングトランジスタの ベースに得られる駆動電圧がこのトランジスタをターンオンするのに十分になる まで第２抵抗を経て補償される。従って、この電源回路は自励発振する。 この既知の電源回路は整流幹線電圧から取り出した入力電圧で動作させること ができる。これは幾つかの問題を生ずる。公称幹線電圧は１００〜２００ＶＡ． Ｃ．の間で変化させることができる。整流電圧も同程度に変化し、第１キャパシ タの両端間の電圧差を補償する待ち期間に直接影響を与える。従って、１発振サ イクルの周期、従って発振周波数が供給幹線電圧に依存する。そして、電源回路 により供給される電流の平均値が発振周波数に比例する。従って、平均出力電流 が供給幹線電圧に依存する。これは電池を充電する場合に好ましくない。その理 由は、これらの電池は過充電を避けるために既知の電流で充電する必要があるか らである。 更に、整流幹線電圧は極めて高くすることができる。この場合には、スイッチ ングトランジスタのターンオフ時にその両端間に極めて大きな直流電圧が存在す る。従って、有限スイッチング時間の結果として生ずるスイッチングトランジス タのスイッチング損がかなり大きくなり得る。特別の高電圧トランジスタだけが 十分急速に動作し、このような場合に生ずる消散を処理しうるのみである。 本発明の目的はこれらの問題及びその他の問題を解消することにある。この目 的のために、頭書に記載したタイプの電源回路において、当該電源回路は、更に 、スイッチングトランジスタの第２主電極と第２抵抗とに結合された第１主電極 、一次巻線に結合された第２主電極、及び入力電圧の変化に対し安定化された電 圧を受信するよう接続された制御電極を有する他のトランジスタを具えることを 特徴とする。 前記他のトランジスタはスイッチングトランジスタと相まってカスコード回路 を構成する。スイッチングトランジスタのカットオフ点に到達するとき、他のト ランジスタの第１主電極の電圧変化がスイッチングトランジスタの第１主電極の 電圧変化より著しく大きいため、他のトランジスタがスイッチングトランジスタ と比較してかなり急速にターンオフする。また、他のトランジスタの第１主電極 と制御電極との間にほぼ一定の電圧差が存在するため、他のトランジスタはスイ ッチングトランジスタの両端間の電圧を制限する。これはスイッチングトランジ スタの消散を低減する。他のトランジスタは、更に、能動的にバッファされ、安 定化された電圧を第２抵抗に供給し、従って幹線電圧変化が待ち期間に及ぼす影 響を除去する。 前記他のトランジスタは他の利点を有する。他のトランジスタの第１主電極は 、スイッチングトランジスタが非導通であるフライバック期間に、バッファされ 安定化された電圧を搬送する。この電圧を利用するために、一実施例では、電源 回路が、更に、他のトランジスタの第１主電極と他の電源端子との間に接続され たダイオードと、他の電源端子に接続された平滑キャパシタとを具えることを特 徴とする。このダイオードはスイッチングトランジスタが導通する順方向期間に おいて遮断する。フライバック期間において他のトランジスタがこのダイオード を経て平滑キャパシタを充電する。他のトランジスタはその制御電極の安定化電 圧に対し能動バッファを構成するため、比較的小さい平滑キャパシタで十分であ る。平滑キャパシタの電圧は追加の電子回路を附勢するのに使用することができ る。シェーバにおいてはこのような電子回路は、例えば制御ユニット、ディスプ レイ及びマイクロプロセッサとすることができる。 他のトランジスタの制御電極の電圧は種々の方法で安定化することができる。 一実施例では、この安定化を他のトランジスタの制御電極と固定電位点との間に 接続されたツェナーダイオードと、該制御電極と入力電圧との間に接続された抵 抗とにより実現する。 特に、他のトランジスタがバイポーラトランジスタである場合には、その制御 電極又はベースを入力電圧に接続する抵抗を高くしすぎると、他のトランジスタ のターンオン時に十分なベース電流を供給し得ないことが起こり得る。抵抗値の 低減は不所望な消散を導く。これを解消するために、一実施例では、電源回路が 、更に、他のトランジスタの制御電極と二次巻線の第２端子との間に接続された ダイオードと抵抗の直列接続を具えることを特徴とする。順方向期間において、 第２端子がこのダイオード及び抵抗を経て他のトランジスタの制御電極に追加の 駆動信号を供給する。フライバック期間において、二次巻線の両端間の電圧が逆 転する。このときこのダイオードがカットオフして制御電極上の電圧の電圧安定 化が妨害されるのを阻止する。 スイッチングトランジスタにおける消散を最小にするために、スイッチングト ランジスタは急速にスイッチングする必要がある。スイッチングを加速するため に、一実施例では、第１抵抗と並列に第２キャパシタが配置されていることを特 徴とする。遷移時に第２キャパシタが二次巻線の第２端子とスイッチングトラン ジスタの制御電極との間のインピーダンスを低減する。 スイッチングトランジスタは種々の方法でターンオフすることができる。この 目的のために、第１の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチングトラン ジスタの主電流通路と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトランジスタ の制御電極と固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記感 知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を受信する制御電極を有する他のス イッチングトランジスタとを具えることを特徴とする。このような感知抵抗及び 他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許第４，６８４，８７１号か ら既知である。 前記目的のために、第２の変形例では、前記ターンオフ手段が、第２端子に結 合され、積分信号を発生する積分器と、スイッチングトランジスタの制御電極と 固定電位点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信 する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタとを具えることを特徴とす る。このような積分器及び他のスイッチングトランジスタ自体は上述の米国特許 第４，６５２，９８４号から既知である。順方向期間中に二次電圧が積分される 。積分電圧が所定値を越えると同時に、他のスイッチングトランジスタがターン オンし、スイッチングトランジスタの制御電極を短絡する。 前記目的のために、第３の変形例では、前記ターンオフ手段が、スイッチング トランジスタの第１主電極と直列に配置された感知抵抗と、スイッチングトラン ジスタの制御電極と第１端子との間に接続され、制御電極の電圧を制限するしき い値素子とを具えることを特徴とする。 しきい値素子とは、この素子の両端間の電圧が所定のしきい値電圧より低いか ぎり比較的高いインピーダンスを有し、この素子の両端間の電圧が所定のしきい 値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理 解されたい。順方向期間において、一次電流は、感知抵抗の電圧降下とスイッチ ングトランジスタの制御電極と第１主電極との間の電圧との和がしきい値素子の しきい値電圧に等しくなるまで、直線的に増大する。このときしきい値素子がタ ーンオンし、スイッチングトランジスタのベースを基準電位点に短絡し、その結 果としてスイッチングトランジスタがターンオフする。 しきい値素子は感知抵抗とスイッチトランジスタの制御電極及び第１主電極間 接合との直列接続と並列に配置する。給電すべき負荷、例えば電池を感知抵抗と 直列に配置する場合にはその両端間の電圧がスイッチングトランジスタのカット オフ点に影響を及ぼさない。 変化する入力電圧の場合には、二次電圧も変化し、これがスイッチングトラン ジスタの制御電極に帰還される。ツェナーダイオードが降伏すると、変化する電 流がこのツェナーダイオードを流れ、ツェナーダイオードの内部抵抗の両端間に 変化するツェナー電圧を発生する。その結果として、スイッチングトランジスタ のカットオフ点も変化する。しかし、低い内部抵抗を有するツェナーダイオード は５Ｖ以上の高ツェナー電圧型である。これは、変成器の二次電圧が低い場合及 び第２抵抗の電圧降下により生ずる消散を低くする必要がある場合に望ましくな い。 この問題を解消するために、一実施例では、しきい値素子が、第１キャパシタ 及び第１抵抗の直列接続とスイッチングトランジスタの制御電極との間に接続さ れた他の直列抵抗と、スイッチングトランジスタの制御電極に接続された第１ツ ェナーダイオードと、スイッチングトランジスタの制御電極に前記他の直列抵抗 を経て接続された第２ツェナーダイオードとを具えていることを特徴とする。 この問題を解決するために、他の実施例では、しきい値素子が、ツェナーダイ オードと他の直列抵抗との直列接続と、該ツェナーダイオードと他の直列抵抗と の接続点に接続されたベースを有するとともに該ツェナーダイオードと他の直列 抵抗との直列接続と並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジス タとを具えていることを特徴とする。 発振サイクルの繰返し周波数は第１キャパシタ間の電圧差を相殺するのに要す る時間に依存する。しきい値素子を、特に感知抵抗とスイッチングトランジスタ の制御電極及び第１主電極間接合との直列接続の両端間に配置すると、第２抵抗 を経る導通路に加えて、追加の導通路が得られ、この追加の導通路を経て第１キ ャパシタ間の電圧差を補償することができる。フライバック期間においては二次 電圧の極性が逆転し、このときダイオードとして動作するツェナーダイオードを 経て電流が流れうる。その結果として、第１キャパシタ間の電圧差を相殺するの に必要とされる時間の著しい短縮が生ずる。従って、発振サイクルの繰返し周波 数が増大し、その結果として電源回路は以前より単位時間につき多量のエネルギ ーを給電すべき負荷又は電池に供給する。このことを電源回路の設計に考慮する ことができる。しかし、この効果は避けることもでき、その実施例では、しきい 値素子と直列に第２ダイオードが配置され、該第２ダイオードがスイッチングト ランジスタの制御電極の電圧制限中に導通することを特徴とする。 第２ダイオードはしきい値素子の追加の導通路を阻止する。第２ダイオードの 存在は、電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との間で 切り換え可能に構成することを可能にする追加の利点ももたらす。この目的のた めに、本発明電源回路の一実施例では、第２ダイオードと並列に、該第２ダイオ ードを短絡するスイッチが接続されていることを特徴とする。 このスイッチは通常の電気スイッチ又はトランジスタスイッチとすることがで きる。電池を充電する場合には、電源回路を低速充電（スイッチ開：第２ダイオ ード非短絡）から高速充電（スイッチ閉：第２ダイオード短絡）へ変化させるこ とができる。電池の過充電を阻止するために、一実施例では、当該電源回路が、 更に、給電すべき負荷の状態を表す信号に応答して前記スイッチを開閉する手段 を具えていることを特徴とする。前記負荷の状態は充電すべき電池の電圧又は温 度とすることができる。 給電すべき負荷の両端間の電圧をモニタするようにした実施例では、第２ダイ オードが二次巻線の第１端子に接続された第１電極及びしきい値素子に接続され た第２電極を有し、前記スイッチが、第１端子に接続された第１主電極、第２ダ イオードの第２電極に結合された第２主電極及び二次巻線の第２端子に結合され た制御電極を有する第１トランジスタと、第１端子に接続された第１主電極、第 １トランジスタの制御電極に結合された第２主電極及び制御電極を有する第２ト ランジスタと、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２トランジスタの制御 電極に接続されたタップを有する分圧器とを具えていることを特徴とする。 バイポーラ又はユニポーラ（ＭＯＳ）トランジスタとしうる第１トランジスタ がフライバック期間において第２ダイオードを短絡する。このとき電源回路は高 速充電器として動作する。第２トランジスタが所定の電池電圧でターンオンし、 第１トランジスタの制御電極を短絡し、その結果として第２ダイオードの短絡が 解除され、電源回路は自動的に低速充電に切り換えられる。 第１及び第２トランジスタを使用してツェナーダイオードの使用及びスイッチ ングトランジスタのカットオフ点の変化を避けることができる。この目的のため に、一実施例では、しきい値素子が、第１端子に接続されたエミッタ、スイッチ ングトランジスタの制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線の第２端子に結 合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタと、第１端子に接続された エミッタ、第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びダイ オードを経て第１端子に接続されたベースを有する第２バイポーラトランジスタ とを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ 第２バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧器とを具 えていることを特徴とする。 第１及び第２トランジスタは本例ではバイポーラトランジスタであり、これら のトランジスタが、順方向期間において、第２バイポーラトランジスタのベース を第１端子に接続するダイオードと相まって、このダイオードの端子電圧と第１ 及び第２トランジスタのコレクタ−ベース電圧との和であるしきい値電圧を有す るしきい値素子を構成する。フライバック期間においては、第１及び第２トラン ジスタが上述したように動作する。 変化する入力電圧の影響は更に低減することができ、該実施例では、しきい値 素子が、第１端子に接続されたエミッタ、スイッチングトランジスタの制御電極 に結合されたコレクタ及び二次巻線の第２端子に直列抵抗を経て結合されたベー スを有する第１バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッタ、第 １バイポーラトランジスタのベースに前記直列抵抗を経て結合されたコレクタ及 びベースを有する第２バイポーラトランジスタと、第１端子に接続されたエミッ タ、第１バイポーラトランジスタのベースに結合されたコレクタ及びベースを有 する反対導電型の第３バイポーラトランジスタとを具え、且つ当該電源回路が、 更に、給電すべき負荷の両端間に接続され且つ第２バイポーラトランジスタのベ ース及び第３バイポーラトランジスタのベースに接続されたタップを有する分圧 器とを具えていることを特徴とする。 本例では上述のダイオードが反対導電型の第３バイポーラトランジスタと置換 され、且つ第１バイポーラトランジスタのベースと直列に抵抗が付加されている 。この直列抵抗により補償程度を調整することができる。 高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御するこ とができる。この目的のために、一実施例では、第２抵抗の少なくとも一部分が 可変抵抗又は調整可能抵抗を具えていることを特徴とする。既に述べたように、 第２抵抗は特に低速充電モードにおける発振サイクルの繰返し周波数に大きな影 響を与える。第２抵抗を可調整又は可変にすることにより供給充電電流を変化さ せることができる。 他の実施例では、当該電源回路が分圧器のタップ電圧を制御する手段を具えて いることを特徴とする。その結果として、この電源回路はこの手段がない場合よ り一層速く又は遅く切り換わるようにすることができる。 本発明のこれらの特徴及び他の特徴を図面につき以下に詳細に説明する。面に おいて、 図１は本発明電源回路の一実施例を示し、 図２は本発明電源回路の一実施例を示し、 図３は本発明電源回路の一実施例を示し、 図４は本発明電源回路の一実施例を示し、 図５は本発明電源回路の一実施例を示し、 図６は本発明電源回路の一実施例を示し、 図７は図６に示す実施例の一部分を示し、 図８は本発明電源回路の一実施例を示し、 図９は図８に示す実施例の一部分を示し、 図１０Ａ及び１０Ｂは本発明電源回路の一実施例の制御機能の動作説明図を示 し、 図１１は本発明電源回路の一実施例を示し、 図１２は本発明電源回路の一実施例を示し、 図１３は本発明電源回路の一実施例を示し、 図１４は本発明電源回路の一実施例を示し、 図１５は本発明電源回路の一実施例を示し、 図１６は本発明電源回路の一実施例を示し、 図１７は本発明電源回路を具える電気シェーバを示す。 これらの図では同一の部分には同一の符号を付けてある。 図１は本発明電源回路の一実施例の回路図を示す。交流幹線電圧又は適当な直 流電圧が入力端子Ｎ４及びＮ５に供給される。交流電圧はダイオードブリッジＤ ０により整流され、キャパシタＣ１及びＣ２とコイルＬ１により平滑され且つろ 波される。整流された入力電圧の負端子は接地する。正端子Ｎ７は変成器の一次 巻線Ｗ１に接続する。ツェナーダイオードＤ１及びＤ２を一次巻線Ｗ１と並列に 接続し、一次巻線Ｗ１を流れる電流の遮断時に発生する一次巻線Ｗ１の両端間の 電圧を制限する。バイポーラＮＰＮトランジスタであるスイッチングトランジス タＴ２の主電流通路を一次巻線Ｗ１と直列に接続し、このトランジスタの第２主 電極又はコレクタを一次巻線Ｗ１に結合する。スイッチングトランジスタＴ２の 第１主電極又はエミッタを抵抗Ｒ３を経て変成器の二次巻線Ｗ２の第１端子Ｎ１ に接続し、この二次巻線Ｗ２は一次巻線Ｗ１に磁気的に結合している。二次巻線 Ｗ２の第１端子Ｎ１は給電すべき負荷、例えば充電可能電池Ｂにも接続する。電 池Ｂの負端子を端子Ｎ６に接続し、この端子をダイオードＤ３を経て二次巻線Ｗ ２の第２端子Ｎ２に接続する。この結果として、二次巻線を流れる電流のみなら ず一次巻線を流れる電流も電池Ｂを流れる。これが望ましくない場合には、端子 Ｎ６の代わりに第１端子Ｎ１を接地することができる。スイッチングトランジス タの制御電極又はベースを抵抗Ｒ６を経て供給端子Ｎ３に接続する。キャパシタ Ｃ３と抵抗Ｒ５の直列接続をスイッチングトランジスタＴ２のベースと二次巻線 Ｗ２の第２端子Ｎ２との間に接続する。更に、スイッチングトランジスタＴ２の ベースを、ツェナーダイオードＤ５をダイオードＤ６と直列に具えるしきい値素 子を経て第１端子Ｎ１に接続し、このしきい値素子はツェナーダイオードＤ５の 降伏時にダイオードＤ６が導通する。しきい値素子とは、該素子の両端間の電圧 が所定のしきい値電圧より低いかぎり比較的高いインピーダンスを有し、しきい 値電圧を越えるとき比較的低いインピーダンスを有する素子を意味するものと理 解されたい。 加速キャパシタＣ５を抵抗Ｒ５と並列に配置してスイッチングトランジスタＴ ２のターンオンを加速する。更に、カスコードトランジスタＴ１をスイッチング トランジスタＴ２と直列に配置し、このカスコードトランジスタは、例えばスイ ッチングトランジスタＴ２のコレクタに接続されたエミッタ、一次巻線Ｗ１に接 続されたコレクタ、及び正端子Ｎ７に接続された供給抵抗Ｒ２と端子Ｎ６（接地 ）に接続されたツェナーダイオードＤ７との間の接続点に接続されたベースを有 するＮＰＮバイポーラトランジスタとする。抵抗Ｒ６が接続された供給端子Ｎ３ をトランジスタＴ１のエミッタで構成する。この供給端子Ｎ３は、ツェナーダイ オードＤ７により決定され且つカスコードトランジスタＴ１により能動的にバッ ファされた安定化電圧を供給する。スイッチングトランジスタＴ２がカットオフ 点に到達するとき、トランジスタＴ１のエミッタの電圧変化の方がスイッチング トランジスタＴ２のエミッタの電圧変化よりはるかに大きい。その結果として、 トランジスタＴ１がスイッチングトランジスタＴ２と比較して急速にターンオフ する。トランジスタＴ１は更にスイッチングトランジスタＴ２のコレクタの電圧 を制限する。これはスイッチングトランジスタＴ２の消散を制限し、このトラン ジスタとして低電圧型のものを選択可能にする。 入力電圧を受信すると、始動電流が供給端子Ｎ３から抵抗Ｒ６を経てスイッチ ングトランジスタＴ２のベースに流れ、スイッチングトランジスタＴ２がターン オンし、順方向期間又は順方向フェーズが開始する。このとき、電流が正端子Ｎ ７から一次巻線Ｗ１、スイッチングトランジスタＴ２、抵抗Ｒ３及び電池Ｂを経 て端子Ｎ６へ流れはじめる。一次巻線Ｗ１の両端間の電圧差が二次巻線の両端間 に変圧された電圧差を誘起し、第２端子Ｎ２が第１端子Ｎ１に対し正になる。こ のとき、ダイオードＤ３のカソードがダイオードＤ３のアノードに対し正になり 、その結果としてダイオードＤ３がカットオフする。二次巻線Ｗ２の両端間の正 の電圧差は正帰還作用をなし、キャパシタＣ３を経てスイッチングトランジスタ Ｔ２のベース−エミッタ接合を更に高導通に駆動し、その駆動電流は抵抗Ｒ５に より制限される。スイッチングトランジスタＴ２は飽和し、増大する電流が一次 巻線を流れはじめる。この増大する電流は抵抗Ｒ３の両端間に増大する電圧降下 を発生する。スイッチングトランジスタＴ２のベース−エミッタ電圧と抵抗Ｒ３ の両端間の電圧降下との和がしきい値素子のしきい値電圧、本例ではツェナーダ イオードＤ５のツェナー電圧とダイオードＤ６の接合電圧との和に等しくなると 、スイッチングトランジスタＴ２のベースが第１端子Ｎ１に短絡される。従って 、スイッチングトランジスタＴ２がターンオフし、一次巻線Ｗ１を流れる電流が 遮断される。このときフライバック期間又はフライバックフェーズが開始し、変 成器に蓄積されたエネルギーが電池Ｂに供給される。しきい値素子がスイッチン グトランジスタＴ２のベース−エミッタ接合及び抵抗Ｒ３と並列に配置されてい るために、スイッチングトランジスタＴ２がターンオフする際のピーク電流は電 池Ｂの電圧に依存しない。従って、短絡電池Ｂ又は別の負荷によりスイッチング トランジスタに過大なピーク電流が流れることは起こり得ない。 一次巻線Ｗ１を流れる電流の遮断は一次巻線Ｗ１の両端間に大きな電圧増大を 発生し、この電圧増大は正電源端子Ｎ７の入力電圧に対し正であり、ダイオード Ｄ２とツェナーダイオードＤ１により制限される。電流遮断の結果として、一次 巻線Ｗ１の両端間の電圧の符号が逆転し、その結果として、二次巻線Ｗ２の両端 間の電圧の符号も逆転する。このとき二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２は第１端子Ｎ １に対し負になる。このときダイオードＤ３が導通し、二次電流が二次巻線Ｗ２ 、ダイオードＤ３及び電池Ｂにより形成される二次回路を経て流れ、変成器のエ ネルギーが電池に供給される。二次電流は零に減少する。ダイオードＤ３が導通 し ているかぎり、二次巻線Ｗ２の両端間の負電圧はダイオードＤ３の両端間の電圧 と電池Ｂの電圧との和に等しい。二次巻線Ｗ２の両端間の負電圧遷移がキャパシ タＣ３の両端間に現れ、スイッチングトランジスタＴ２のベースをエミッタに対 し負に維持する。キャパシタＣ３がこのとき順方向極性であるツェナーダイオー ドＤ５を経て放電するのをダイオードＤ６が阻止する。スイッチングトランジス タＴ２は、キャパシタＣ３が抵抗Ｒ６及びＲ５を経て再充電され、スイッチング トランジスタＴ２のベースの電圧がエミッタに対し十分に正になるまでカットオ フに維持され、次いで新しい発振サイクルを開始する。この結果として、この電 源回路は自励発振である。 キャパシタＣ３の充電に要する時間、従って発振サイクルの繰返し周波数は主 として抵抗Ｒ６の抵抗値により決まる。その理由は、抵抗Ｒ５の抵抗値は実際上 無視しうるためである。電源回路は、キャパシタＣ３が抵抗Ｒ６を経て十分に充 電されるまで待つ。従って、フライバック期間の後に待ち期間が続く。各発振サ イクルにおいてほぼ一定量のエネルギーが電池Ｂ又は別の負荷に供給される。従 って、発振サイクルの繰返し周波数により電池Ｂに流入する平均充電電流が決ま る。平均充電電流は抵抗Ｒ６の抵抗値を適切に選択することにより決めることが できる。図１に示す電源回路は充電可能電池用の低速充電器又は細流充電器とし て特に好適である。 キャパシタＣ３の充電プロセスは順方向期間における２次巻線Ｗ２の両端間の 正電圧差によっても決まる。この電圧差は正電源端子Ｎ７の入力電圧に比例し、 この入力電圧は整流幹線電圧に比例し、この幹線電圧は１００Ｖから２４０Ｖま で変化させることができる。幹線電圧が高くなればなるほど、キャパシタＣ３を 充電するのに要する時間が長くなる。高い幹線電圧のためにスイッチングトラン ジスタＴ２がターンオフするピーク電流に急速に到達する場合には、キャパシタ Ｃ３の充電時間が長くなる。その結果として、繰返し周波数が適応制御され、変 化する幹線電圧に対する補償が得られる。 スイッチングトランジスタＴ２はバイポーラトランジスタである。しかし、こ の目的のためには他のタイプのトランジスタを使用することもできる。その例と しては、ダーリントントランジスタ、ユニポーラＭＯＳトランジスタ（第１主電 極、第２主電極及び制御電極がソース、ドレイン及びゲートにそれぞれ対応する ）、又は絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）がある。 始動時に、トランジスタＴ１が抵抗Ｒ２を経てベース電流を受信し、ターンオ ンする。このとき、供給端子Ｎ３の電圧がツェナーダイオードＤ７により安定化 される。このとき、キャパシタＣ３がまだ抵抗Ｒ６を経て充電される必要がある ため、スイッチングトランジスタＴ２はカットオフのままである。スイッチング トランジスタＴ２がターンオンするとすぐに、両トランジスタＴ１及びＴ２が飽 和状態に駆動されるため、供給端子Ｎ３の電圧が減少する。このときツェナーダ イオードＤ７がカットオフになる。スイッチングトランジスタＴ２がターンオフ すると、ツェナーダイオードＤ７はターンオンし、トランジスタＴ１がスイッチ ングトランジスタＴ２のコレクタ電圧を、ツェナーダイオードＤ７のツェナー電 圧とトランジスタＴ１のベース−エミッタ電圧とにより決まる値に制限する。 供給抵抗Ｒ２はツェナーダイオードＤ７のバイアス電流を供給し、その抵抗値 は電力消費を最小にするためにできるだけ高く選択するのが好ましい。しかし、 その抵抗値は高くしすぎると、スイッチングトランジスタＴ２がトランジスタＴ １からの電流を流すときにトランジスタＴ１に十分なベース電流を供給すること ができなくなる。これは、二次巻線Ｗ２の第２端子Ｎ２とトランジスタＴ１のベ ースとの間に直列に接続されたダイオードＤ４及び限流抵抗Ｒ４により克服され る。このよにすると、順方向期間における二次巻線Ｗ２の両端間の正電圧の正帰 還がトランジスタＴ１のベースの駆動にも作用する。フライバック期間では、二 次巻線Ｗ２の両端間の電圧が逆転し、負になる。このときダイオードＤ４がカッ トオフし、トランジスタＴ１のベースの電圧に対する電圧安定化が妨害されるの を阻止する。 ツェナーダイオードＤ５のしきい値電圧に到達すると、電流が二次線Ｗ２、キ ャパシタＣ３、抵抗Ｒ５、ツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６を経て流 れる。この電流は順方向期間に二次巻線の両端間に現れる正電圧に依存する。こ の正電圧は幹線電圧に依存する。従って、高い幹線電圧の場合には、ツェナーダ イオードＤ５を流れる電流は低幹線電圧の場合より大きくなる。この場合、ツェ ナーダイオードＤ５の内部抵抗が変化するしきい値電圧を生じ、その結果として スイッチングトランジスタＴ２のカットオフ点が幹線電圧に依存する。しかし、 低い内部抵抗を有するツェナーダイオードは同時に５Ｖ以上の高いツェナー電圧 を有する高電圧型である。このことは、変成器の二次電圧が電池を低電圧で附勢 するために低い場合、又は抵抗Ｒ３の抵抗値を電力消費の最小化のために小さく する必要がある場合に望ましくない。 図２はしきい値電圧の変化が小さいしきい値素子を具える実施例を示す。抵抗 Ｒ７を抵抗Ｒ５とスイッチングトランジスタＴ２のベースとの間に配置する。抵 抗Ｒ５及びＲ７間の接続点を追加のツェナーダイオードＤ８を経てダイオードＤ ６のアノードに接続する。この追加のツェナーダイオードＤ８のツェナー電圧は ツェナーダイオードＤ５のツェナー電圧より高くする。この追加のツェナーダイ オードＤ８は二次巻線Ｗ２の両端間の電圧をほぼ一定値に制限するため、ツェナ ーダイオードＤ５を流れる電流はほぼ一定になり、そのしきい値電圧は幹線電圧 に殆ど依存しなくなる。従って、ツェナーダイオードＤ５及びＤ８として比較的 高い内部抵抗を有する低電圧型のものを選択することができる。 図３はツェナーダイオードＤ５のしきい値電圧の変化に対し他の解決方法を使 用する実施例を示す。本例ではツェナーダイオードＤ５を抵抗Ｒsとツェナーダ イオードＺの直列接続と置き換える。これと並列にＮＰＮトランジスタＴＮのコ レクタ−エミッタ通路を配置し、そのベースをツェナーダイオードＺと抵抗Ｒs との接続点に接続する。トランジスタＴＮは、これがない場合にツェナーダイオ ードＺを流れる電流の大部分を処理する。トランジスタＴＮのベース−エミッタ 電圧が抵抗Ｒsの両端間の電圧降下を安定化するとともにツェナーダイオードＺ を流れる電流を安定化する。 ツェナーダイオードＤ７は端子Ｎ６に接続する。これは、電池Ｂの電圧が供給 端子Ｎ３の安定化電圧を決定するファクタの一つであることを意味する。この安 定化電圧は、既に説明したように、待ち期間の長さ及び発振サイクルの繰返し周 波数の尺度である。ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの正端子に接続した場合に は、待ち期間は電池電圧と無関係になる。しかし、ツェナーダイオードＤ７を電 池Ｂの負端子に接続することにより、電源回路が電池の遮断又は欠落に対し保護 される。電池が遮断されると、スイッチングトランジスタＴ２を経て電流が流れ ることができず、その結果としてトランジスタＴ１にも流れない。トランジスタ Ｔ１及びＴ２がカットオフに維持され、供給端子Ｎ３の電圧がスイッチングトラ ンジスタＴ２に対し安全な値に制限される。従って、トランジスタＴ２は降伏し 得ないが、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの正端子に接続した場合にはトラン ジスタＴ２は降伏し得る。 図４はカスコードトランジスタＴ１をＭＯＳトランジスタで構成した実施例を 示す。トランジスタＴ１のゲートは、このトランジスタのターンオン時に殆ど電 流を流さないため、ダイオードＤ４及び抵抗Ｒ４を省略することができる。トラ ンジスタＴ１のゲートに発生しうる過渡電圧に対処するために、オプションとし てキャパシタＣ５をツェナーダイオードＤ７の両端間に接続する。バイポーラト ランジスタＴ１を使用する実施例と異なり、ツェナーダイオードＤ７はスイッチ ングトランジスタＴ２がターンオンしても導通状態に維持される。スイッチング トランジスタＴ２が飽和するとき、トランジスタＴ１のソース電極の電圧が減少 する。増大したゲート−ソース電圧がトランジスタＴ１を所望の導通状態に駆動 する。 ダイオードＤ６は第３キャパシタＣ３の急速充電を禁止する。このダイオード Ｄ６の存在は電源回路を比較的高い繰返し周波数と比較的低い繰返し周波数との 間で切り換え可能にする。ダイオードＤ６を短絡することにより、キャパシタＣ ３の両端間の負電圧遷移をフライバック期間に急速に補償することができ、これ は、このときツェナーダイオードＤ５は順方向極性のダイオードとして動作する ためである。この結果として、スイッチングトランジスタＴ２のベース電圧がス イッチングトランジスタＴ２を再び導通状態に駆動するのに適当な正の値に急速 になる。この場合には発振サイクルの繰返し周波数は相当高くなり、その結果と して電池Ｂ又は別の負荷に供給される電流の平均値が増大する。ダイオードＤ６ の両端間のスイッチにより、電池Ｂの充電を低速充電から高速充電へ切り換える ことができる。 図５は電子スイッチを具える実施例を示す。この電子スイッチは、例えば、第 １端子Ｎ１に接続されたエミッタ、ダイオードＤ６のアノードに接続されたコレ クタ及び限流抵抗Ｒ７を経て第２端子Ｎ２に接続されたベースを有するバイポー ラＰＮＰトランジスタＴ３で構成する。フライバック期間において、第２端子Ｎ ２は第１端子Ｎ１対し負であり、その結果としてトランジスタＴ３がターンオン し、ダイオードＤ６を短絡する。電池Ｂの電圧が過度に増大し、電池Ｂが過充電 されるのを阻止するために、電池電圧センサと、電池電圧が所定値を越えるとき トランジスタＴ３の駆動を停止するスイッチとを設ける。電圧センサは電池Ｂの 両端間に直列に接続された抵抗Ｒ８及びＲ９を具える分圧器の形態にする。スイ ッチは、例えば、第１端子Ｎ１に接続されたエミッタ、トランジスタＴ３のベー スに接続されたコレクタ及び分圧器のタップに接続されたベースを有するＰＮＰ トランジスタで構成する。電池電圧が所定値を越えると、トランジスタＴ４がタ ーンオンし、トランジスタＴ３のベース−エミッタ接合が短絡される。トランジ スタＴ３及びＴ４として、バイポーラトランジスタの代わりに、ユニポーラ（Ｍ ＯＳ）トランジスタを使用することもできる。適切なインターフェース回路を用 いて、トランジスタＴ４が別の電池状態を表す信号、例えば充電中の電池の温度 又は電池内の圧力に応答する信号により駆動されるようにすることもできる。順 方向期間において、トランジスタＴ３は、抵抗Ｒ７、分圧器Ｒ８，Ｒ９及びトラ ンジスタＴ４の導通コレクタ−ベース接合により、過大ベース−エミッタ電圧に 対し保護される。 トランジスタＴ３及びＴ４の存在はツェナーダイオードＤ５の使用なしでスイ ッチングトランジスタＴ２のカットオフ点の変化の発生を回避することができる 。図６はツェナーダイオードＤ５を省略した実施例を示す。ダイオードＤ６も省 略されている。この場合には抵抗Ｒ７をキャパシタＣ６を経て第２端子Ｎ２に接 続する。更に、ダイオードＤ８をトランジスタＴ４のベース−エミッタ接合間に 接続し、そのアノードをトランジスタＴ４のベースに接続する。図７は、トラン ジスタＴ３及びＴ４及びダイオードＤ８が順方向期間においてどの様に動作する かを示す。この期間において両トランジスタＴ３及びＴ４のコレクタ−ベース接 合が導通状態になり、しきい値電圧は３つの接合電圧の和（約２．１Ｖ）に等し くなる。それらのコレクタ−ベース接合が導通すると、トランジスタＴ３及びＴ ４は逆モードで動作し、即ちコレクタがエミッタとして、エミッタがコレクタと して動作する。こうして得られるしきい値素子の内部抵抗は特に逆動作モードに お けるこれらのトランジスタの電流利得、従って特にトランジスタＴ３の適度の電 流利得に依存する。フライバック期間においては、トランジスタＴ３及びＴ４は 図５に示す実施例につき述べたように動作する。キャパシタＣ６は、始動電流が トランジスタＴ３のコレクタ−ベース接合、抵抗Ｒ７及び二次巻線を経て電池へ 流れるのを阻止する。 図８は、幹線電圧の変化の影響を更に補償しうる実施例を示す。本例では図６ に示す回路配置のダイオードＤ８を、エミッタが第１端子Ｎ１に接続され、コレ クタがトランジスタＴ３のベースに接続され、且つベースがトランジスタＴ４の ベースに接続されたＮＰＮトランジスタＴ５と置き換える。更に、トランジスタ Ｔ４のコレクタを抵抗Ｒ１１を経てトランジスタＴ３のベースに接続する。この 抵抗Ｒ１１により補償程度を調整することができる。図９は順方向期間における 状態を示す。しきい値電圧はトランジスタＴ３のコレクタ−ベース電圧とトラン ジスタＴ５のコレクタ−エミッタ電圧との和である。トランジスタＴ４のコレク タ−ベース電圧とトランジスタＴ５のベース−エミッタ電圧との和であるトラン ジスタＴ４のコレクタの電圧はトランジスタＴ５により一定にに維持され、トラ ンジスタＴ５は抵抗Ｒ７を経て供給される電流と同じ大きさの電流をトランジス タＴ４のコレクタから引き出す。その結果として、トランジスタＴ５のコレクタ の電圧は、抵抗Ｒ１１とＲ７との比に決まり且つ抵抗Ｒ７により供給される電流 に比例する係数だけ減少する。抵抗Ｒ７はキャパシタＣ６を経て二次巻線Ｗ２の 第２端子Ｎ２に接続されているため、トランジスタＴ５のコレクタの電圧は幹線 電圧の一次関数として増減する。その結果として、スイッチングトランジスタＴ ２のターンオフ瞬時が幹線電圧に比例して変化する。 キャパシタＣ６は始動電流がトランジスタＴ３のコレクタ−ベース接合、抵抗 Ｒ１１及びＲ７及び二次巻線Ｗ２を経て電池Ｂにリークするのを禁止する。同一 の理由のために、抵抗Ｒ７をキャパシタＣ３に接続しないでキャパシタＣ４を省 略しうるようにしている。これは、この場合には始動電流が抵抗Ｒ７、トランジ スタＴ４のコレクタ−ベース接合及び抵抗Ｒ８を経てリークするためである。二 次巻線Ｗ２の両端間の平均電圧は零であり、且つキャパシタＣ６の充電路及び放 電路のインピーダンスはほぼ等しいため、キャパシタＣ６の両端間の平均電圧も ほぼ零になる。抵抗Ｒ７とキャパシタＣ６の時定数がスイッチングサイクル時間 に対し大きい場合には、キャパシタＣ４が幹線電圧補償に及ぼす影響は無視しう る。しかし、小さい時定数の場合でも幹線電圧補償は依然として満足に調整しう ること明らかである。 図８は、スイッチＳＷにより電池Ｂに接続することができるモータＭも示す。 更に、平滑キャパシタＣ７が追加の妨害抑圧用に設けられている。モータＭは幹 線電圧から充電される充電可能電池を具えるシェーバのモータとすることができ る。電源回路の動作は、直列抵抗Ｒ１０を経て二次巻線Ｗ２の端子Ｎ１及びＮ２ に接続されたＬＥＤ Ｄ９により表示される。 高速充電から低速充電への切換え点及びその逆の切換え点は種々に制御するこ とができる。図１０Ａは分圧器Ｒ８、Ｒ９により測定される電池電圧の制御に基 づく第１の方法を示す。この場合には電池を流れる平均充電電流Ｉ_Bが他の電池 電圧Ｖ_Bのときに高い値から低い値へ切り換わる。図１１は、分圧器Ｒ８，Ｒ９ のタップ電圧を抵抗Ｒ１２を経て変化させる制御ユニットＣＵを具える実施例を 示す。この制御ユニットはこれを種々のパラメータ、例えば電池の温度、モータ の回転又は非回転（図１１には示されていない）、充電中の電池の電圧変化、経 過時間に応答して、又は他の形態の電池管理に基づいて行うことができる。 しかし、更に抵抗Ｒ６の値を変化させ、その結果として図１０Ｂに示すように 比較的小さい低速充電電流を比較的大きい高速充電電流に増大させることができ る。この目的のために、図１１では抵抗Ｒ６を２つの抵抗に分割し、その一方の 抵抗を制御ユニットＣＵにより制御されるトランジスタＴ６により短絡しうるよ うにする。抵抗Ｒ６の抵抗値を切り換えるためにディジタル制御信号により、又 は抵抗Ｒ６の抵抗値を変調するためにアナログ信号によりトランジスタＴ６をタ ーンオン及びターンオフすることができる。 制御ユニットＣＵはその電源電圧を、ダイオードＤ１０を経て供給端子Ｎ３に 接続され且つ平滑キャパシタＣ８を経て接地された電源端子Ｎ７から受信する。 スイッチングトランジスタＴ２が導通するときダイオードＤ１０がカットオフし 、平滑キャパシタＣ８の放電を阻止する。トランジスタＴ１がそのベースの安定 化電圧に対し能動バッファを構成するため、平滑キャパシタＣ８を比較的小さく す ることができる。 図１２は、電池Ｂの負端子の代わりに電池Ｂの正端子を接地した実施例を示す 。本例は例えば図８の実施例に適用したものであるが、上述した任意の他の実施 例も同様に変更することができる。その結果として一次巻線Ｗ１を流れる電流は もはや電池Ｂ及び負荷を流れない。同様に、ツェナーダイオードＤ７のアノード を電池Ｂの正端子又は負端子に随意に接続することができる。しかし、電池の遮 断又は欠落に対する上述の保護は、ツェナーダイオードＤ７を電池Ｂの負端子に 接続した場合にのみ有効となる。 図１３は図１に示す実施例にほぼ同一である実施例を示す。しかし、本例では ツェナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６が省略され、第１端子Ｎ１がスイッ チングトランジスタのエミッタに直接接続され、抵抗Ｒ３が端子Ｎ６と接地との 間に接続されている。更に、エミッタが接地され、ベースが端子Ｎ６に接続され 、コレクタがスイッチングトランジスタＴ２のベースに接続されたＮＰＮトラン ジスタＴＳが付加されている。順方向期間に抵抗Ｒ３を流れる増大電流が抵抗Ｒ ３の両端間に増大電圧差を発生する。この電圧差がトランジスタＴＳのベース− エミッタ接合しきい値電圧を越えると同時に、トランジスタＴＳがターンオンし 、スイッチングトランジスタＴ２のベースを接地にプルダウンし、その結果とし てスイッチングトランジスタＴ２をターンオフする。その後のこの実施例の動作 は図１につき述べたとおりである。必要に応じ、抵抗Ｒ６の抵抗値を図１１に示 すように切り換える、又は変化させることができる。 図１４は図１３に示す実施例の変形例を示す。図１４では電池Ｂを一次回路内 に含めない。抵抗Ｒ３をスイッチングトランジスタＴ２のエミッタと接地との間 に接続する。トランジスタＴＳのコレクタと直列のダイオードＤＳによりキャパ シタＣ３がトランジスタＴＳのコレクタ−ベース接合及び抵抗Ｒ３を経て放電す るのを阻止する。 図１５は一次電流の測定に抵抗Ｒ３を使用しない実施例を示す。図１５に示す 回路は図１３に示すものとほぼ同一である。しかし、端子Ｎ６が直接接地されて いる。トランジスタＴＳの駆動用制御信号は、変圧された入力電圧が二次巻線Ｗ ２の両端間に発生する順方向期間中に第２端子Ｎ２の電圧を積分することにより 得られる。この積分器は第２端子Ｎ２と接地との間の抵抗Ｒ２０とキャパシタＣ ２０の直列接続を具える。抵抗Ｒ２０とキャパシタＣ２０との接続点を分圧器Ｒ ２１／Ｒ２２を経てトランジスタＴＳのベースに接続する。 図１６は図１に示す実施例にほぼ同一の実施例を示す。しかし、本例ではツェ ナーダイオードＤ５及びダイオードＤ６が省略されている。これらの素子の代わ りに、エミッタが接地され、コレクタがスイッチングトランジスタＴ２のベース に接続されたＮＰＮトランジスタＴＳが付加されている。トランジスタＴＳのベ ースは抵抗Ｒ２６を経て接地するとともに抵抗Ｒ２５を経てトランジスタＴＤの コレクタに接続する。トランジスタＴＤのエミッタは抵抗Ｒ２３を経てスイッチ ングトランジスタＴ２のエミッタに接続し、そのベースはツェナーダイオードＤ ２０及びダイオードＤ２１の直列接続を経て第１端子Ｎ１に接続する。更に、ト ランジスタＴＤのベースは抵抗Ｒ２４を経てスイッチングトランジスタＴ２のエ ミッタに接続する。 抵抗Ｒ３の両端間の電圧が増大する場合には、ツェナーダイオードＤ２０が降 伏し、トランジスタＴＤのベースの電圧を一定に維持する。更に増大すると、抵 抗Ｒ２４の両端間の電圧降下がトランジスタＴＤをターンオンする。トランジス タＴＤのコレクタ電流が抵抗Ｒ２５及びＲ２６を経てトランジスタＴＳを駆動し 、このトランジスタＴＳがスイッチングトランジスタＴ２のベースを接地に短絡 する。トランジスタＴＳのスイッチング動作はトランジスタＴＳのコレクタとト ランジスタＴＤのベースとの間のキャパシタＣ２１を経る正期間により加速され る。 図１７は、電源回路ＰＳ，電池Ｂ及びモータＭを収納するハウジング１を有す る電気シェーバを示す。モータＭがスイッチＳＷによりスイッチオンされ、シェ ーバヘッドを駆動する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．入力電圧から負荷(B)を給電する電源回路であって、一次巻線(W1)及び二次 巻線(W2)を有する変成器と；制御電極と、主電流通路を規定する第１及び第２主 電極とを有し、該主電流通路が入力電圧に一次巻線(W1)と直列に接続され、一次 巻線(W1)に電流を通すスイッチングトランジスタ(T2)と；前記電流が予定値を越 えるとき前記スイッチングトランジスタ(T2)をターンオフする手段と；二次巻線 (W2)の第１端子(N1)と二次巻線(W2)の第２端子(N2)との間に接続された給電すべ き負荷(B)と第１ダイオード(D3)の直列接続であって、給電すべき負荷(B)が第１ 端子(N1)に、第１ダイオード(D3)が第２端子(N2)に接続されている直列接続と； 第２端子(N2)と制御電極との間に接続されたキャパシタ(C3)と第１抵抗(R5)の直 列接続と；制御電極と電源端子(N3)との間に接続された第２抵抗(R6)とを具えた 電源回路において、 当該電源回路は、更に、スイッチングトランジスタ(T2)の第２主電極と第２ 抵抗(R6)とに結合された第１主電極、一次巻線(W1)に結合された第２主電極、及 び入力電圧の変化に対し安定化された電圧を受信するよう接続された制御電極を 有する他のトランジスタ(T1)を具えていることを特徴とする電源回路。 ２．前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタ(T2)の主電流通路と直列 に配置された感知抵抗(R3)と、その制御電極と固定電位点との間に接続された主 電流通路を有するとともに前記感知抵抗の両端間の電圧差に応答する制御信号を 受信する制御電極を有する他のスイッチングトランジスタ(TS)とを具えているこ とを特徴とする請求項1記載の電源回路。 ３．前記ターンオフ手段が、第２端子(N2)に結合され、積分信号を発生する積分 器(R20,C20,R21,R22)と、スイッチングトランジスタ(T2)の制御電極と固定電位 点との間に接続された主電流通路を有するとともに前記積分信号を受信する制御 電極を有する他のスイッチングトランジスタ(TS)とを具えていることを特徴とす る請求項１記載の電源回路。 ４．前記ターンオフ手段が、スイッチングトランジスタ(T2)の第１主電極と直列 に配置された感知抵抗(R3)と、その制御電極と第１端子(N1)との間に接続され 、制御電極の電圧を制限するしきい値素子(D5)とを具えていることを特徴とする 請求項１記載の電源回路。 ５．しきい値素子(D5)と直列に第２ダイオード(D6)が配置され、該第２ダイオー ドがスイッチングトランジスタ(T2)の制御電極の電圧の制限中導通することを特 徴とする請求項４記載の電源回路。 ６．第２ダイオード(D6)と並列に、該第２ダイオードを短絡するスイッチ(T3)が 接続されていることを特徴とする請求項５記載の電源回路。 ７．当該電源回路が、更に、給電すべき負荷(B)の状態を表す信号に応答して前 記スイッチ(T3)を開閉する手段(CU,R12,R8,R9,T4)を具えていることを特徴とす る請求項６記載の電源回路。 ８．第２ダイオード(D6)が二次巻線(W2)の第１端子(N1)に接続された第１電極及 びしきい値素子に接続された第２電極を有し、前記スイッチが、第１端子(N1)に 接続された第１主電極、第２ダイオード(D6)の第２電極に結合された第２主電極 及び二次巻線(W2)の第２端子(N2)に結合された制御電極を有する第１トランジス タ(T3)と、第１端子(N1)に接続された第１主電極、第１トランジスタ(T3)の制御 電極に結合された第２主電極及び制御電極を有する第２トランジスタ(T4)と、給 電すべき負荷(B)の両端間に接続され且つ第２トランジスタ(T4)の制御電極に接 続されたタップを有する分圧器(R8,R9)とを具えていることを特徴とする請求項 ７記載の電源回路。 ９．しきい値素子が、第１端子(N1)に接続されたエミッタ、スイッチングトラン ジスタ(T2)の制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線(W2)の第２端子(N2)に 結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタ(T3)と、第１端子(N1)に 接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタ(T3)のベースに結合されたコ レクタ及びダイオードを(D8)経て第１端子(N1)に接続されたベースを有する第２ バイポーラトランジスタ(T4)とを具え、且つ当該電源回路が、更に、給電すべき 負荷(B)の両端間に接続され且つ第２バイポーラトランジスタ(T4)のベースに接 続されたタップを有する分圧器(R8,R9)とを具えていることを特徴とする請求項 ４記載の電源回路。 10．しきい値素子が、第１端子(N1)に接続されたエミッタ、スイッチングトラン ジスタ(T2)の制御電極に結合されたコレクタ及び二次巻線(W2)の第２端子(N2)に 直列抵抗(R11)を経て結合されたベースを有する第１バイポーラトランジスタ(T3 )と、第１端子(N1)に接続されたエミッタ、第１バイポーラトランジスタ(T3)の ベースに前記直列抵抗(R11)を経て結合されたコレクタ及びベースを有する第２ バイポーラトランジスタ(T4)と、第１端子(N1)に接続されたエミッタ、第１バイ ポーラトランジスタ(T3)のベースに結合されたコレクタ及びベースを有する反対 導電型の第３バイポーラトランジスタ(T5)とを具え、且つ当該電源回路が、更に 、給電すべき負荷(B)の両端間に接続され且つ第２バイポーラトランジスタ(T4) のベース及び第３バイポーラトランジスタ(T5)のベースに接続されたタップを有 する分圧器(R8,R9)とを具えていることを特徴とする請求項４記載の電源回路。 11．当該電源回路が分圧器(R8,R9)のタップの電圧を制御する手段(CU,R12)を具 えていることを特徴とする請求項８、９又は１０記載の電源回路。 12．他のトランジスタ(T1)の制御電極が抵抗(R2)を経て入力電圧を受信するよう 接続されているとともに他のしきい値素子(D7)を経て給電すべき負荷(B)と第１ ダイオード(D3)との間の接続点(N6)に接続されていることを特徴とする請求項４ 〜１１の何れかに記載の電源回路。 13．しきい値素子がツェナーダイオード(D5)を具えていることを特徴とする請求 項４〜１２の何れかに記載の電源回路。 14．しきい値素子が、第１キャパシタ(C3)及び第１抵抗(R5)の直列接続とスイッ チングトランジスタ(T2)の制御電極との間に接続された他の直列抵抗(R7)と、ス イッチングトランジスタ(T2)の制御電極に接続された第１ツェナーダイオード(D 5)と、スイッチングトランジスタの制御電極(T2)に前記他の直列抵抗(R7)を経て 接続された第２ツェナーダイオード(D8)とを具えていることを特徴とする請求項 １３記載の電源回路。 15．しきい値素子が、ツェナーダイオード(Z)と他の直列抵抗(R_s)の直列接続と 、該ツェナーダイオード(Z)と他の直列抵抗(R_s)との接続点に接続されたベース を有するとともに該ツェナーダイオード(Z)と他の直列抵抗(R_s)との直列接続と 並列に配置された主電流通路を有するバイポーラトランジスタ(TN) とを具えていることを特徴とする請求項１３記載の電源回路。 16．第１抵抗(R5)と並列に第２キャパシタ(C5)が配置されていることを特徴とす る請求項１〜１５の何れかに記載の電源回路。 17．当該電源回路が、更に、他のトランジスタ(T1)の制御電極と二次巻線(W2)の 第２端子(N2)との間に接続されたダイオード(D4)と抵抗(R4)の直列接続を具えて いることを特徴とする請求項１〜１６の何れかに記載の電源回路。 18．第２抵抗(R6)の少なくとも一部分が可変抵抗又は調整可能抵抗を具えている ことを特徴とする請求項１〜１７の何れかに記載の電源回路。 19．他のトランジスタ(T1)の制御電極が抵抗(R2)を経て入力電圧を受信するよう 接続されているとともに他のしきい値素子を経て固定電位点に接続されているこ とを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の電源回路。 20．他のしきい値素子はツェナーダイオード(D7)を具えていることを特徴とする 請求項１９記載の電源回路。 21．当該電源回路が、更に、他のトランジスタ(T1)の第１主電極と他の電源端子 (N7)との間に接続されたダイオード(D10)と、他の電源端子(N7)に接続された平 滑キャパシタ(C8)とを具えていることを特徴とする請求項１〜２０の何れかに記 載の電源回路。 22．充電可能電池(B)と、電気モータ(M)と、該モータを電池に接続するスイッチ (SW)と、該電池及び／又はモータを附勢する請求項１〜２１の何れかに記載の電 源回路(PS)とを具えた電気シェーバ。