JPH1052038A - 電力用分離型フォワードコンバータ - Google Patents
電力用分離型フォワードコンバータInfo
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- JPH1052038A JPH1052038A JP9128398A JP12839897A JPH1052038A JP H1052038 A JPH1052038 A JP H1052038A JP 9128398 A JP9128398 A JP 9128398A JP 12839897 A JP12839897 A JP 12839897A JP H1052038 A JPH1052038 A JP H1052038A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
- H02M3/33592—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 １次回路と２次回路との分離境界を越えて同
期情報を転送する光カップラや付加的な変圧器巻線を必
要としない同期整流による電力用分離型フォワードコン
バータを提供する。 【解決手段】 電力用の分離型フォワードスイッチング
コンバータにおいて、１次側回路を備えるとともに、出
力インダクタと、出力インダクタに直列に接続された第
１のＭＯＳゲート型トランジスタと、出力インダクタに
対し分路を形成する関係に接続された第２のＭＯＳゲー
ト型トランジスタと、出力インダクタの両端間の電圧を
検出し、その電圧に応じて第１および第２のＭＯＳゲー
ト型トランジスタを交互にオンおよびオフさせる同期整
流器制御回路とを有する２次側回路を備える構成とす
る。
期情報を転送する光カップラや付加的な変圧器巻線を必
要としない同期整流による電力用分離型フォワードコン
バータを提供する。 【解決手段】 電力用の分離型フォワードスイッチング
コンバータにおいて、１次側回路を備えるとともに、出
力インダクタと、出力インダクタに直列に接続された第
１のＭＯＳゲート型トランジスタと、出力インダクタに
対し分路を形成する関係に接続された第２のＭＯＳゲー
ト型トランジスタと、出力インダクタの両端間の電圧を
検出し、その電圧に応じて第１および第２のＭＯＳゲー
ト型トランジスタを交互にオンおよびオフさせる同期整
流器制御回路とを有する２次側回路を備える構成とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力用分離型フォ
ワードスイッチングコンバータに関するものであり、更
に詳しくは、同期整流によるフォワードコンバータ(for
ward converter)のための同期および駆動回路に関す
る。
ワードスイッチングコンバータに関するものであり、更
に詳しくは、同期整流によるフォワードコンバータ(for
ward converter)のための同期および駆動回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】同期整流器を使用した既知のフォワード
スイッチング電源回路では、２次側ダイオードは、オン
状態における電圧降下を低くするためにトランジスタに
置き換えられている。これらのトランジスタは、ダイオ
ードが陽極から陰極へと導通していたときには、ソース
からドレインへと導通するように制御されなければなら
ず（ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴについては）、逆
に、ダイオードが陰極から陽極へと向かう方向に遮断し
ていたときには、ドレインからソースへと電圧を遮断す
るようにゲートを制御しなければならない。
スイッチング電源回路では、２次側ダイオードは、オン
状態における電圧降下を低くするためにトランジスタに
置き換えられている。これらのトランジスタは、ダイオ
ードが陽極から陰極へと導通していたときには、ソース
からドレインへと導通するように制御されなければなら
ず（ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴについては）、逆
に、ダイオードが陰極から陽極へと向かう方向に遮断し
ていたときには、ドレインからソースへと電圧を遮断す
るようにゲートを制御しなければならない。
【０００３】これらの既知の同期整流回路では、それら
のトランジスタへのゲート信号は、出力インダクタ電流
の変曲点(inflection points)にできるだけ近接して同
期させなければならず、この変曲点は、方形波の出力イ
ンダクタ電圧の零交叉点に対応する。これらのゲート信
号を「自己駆動する」（すなわち、ゲート信号をその回
路に直結する）こと、または、「制御し同期化する」
（すなわち、同期信号をその回路の所定の点から取り出
してＭＯＳＦＥＴゲートの駆動回路に供給する）ことが
可能である。
のトランジスタへのゲート信号は、出力インダクタ電流
の変曲点(inflection points)にできるだけ近接して同
期させなければならず、この変曲点は、方形波の出力イ
ンダクタ電圧の零交叉点に対応する。これらのゲート信
号を「自己駆動する」（すなわち、ゲート信号をその回
路に直結する）こと、または、「制御し同期化する」
（すなわち、同期信号をその回路の所定の点から取り出
してＭＯＳＦＥＴゲートの駆動回路に供給する）ことが
可能である。
【０００４】同期整流器の従来例を、エンゴ(Ngo)らに
対する米国特許第4,903,189号、リー(Lee)に対する米国
特許第5,430,640号、ヘースティングズ(Hastings)に対
する米国特許第5,457,624号、および、次の論文の中に
見ることができる。すなわち、クレメンテ(Clemente）
らによってHFPC, May 1995 Proceedings, pp.347-350に
発表された「Synchronous Rectifiers Improve Efficie
ncy in Low Output Voltage forward Converters （同
期整流器が低出力電圧フォワードコンバータにおける効
率を改善する）」、および、ジタル(Jitaru）によってH
FPC, May 1995 Proceedings, pp.1-10に発表された「Th
e Impact of Low Output Voltage Requirements on Pow
er Converters（電力用コンバータに対する低出力電圧
要求の影響）」である。
対する米国特許第4,903,189号、リー(Lee)に対する米国
特許第5,430,640号、ヘースティングズ(Hastings)に対
する米国特許第5,457,624号、および、次の論文の中に
見ることができる。すなわち、クレメンテ(Clemente）
らによってHFPC, May 1995 Proceedings, pp.347-350に
発表された「Synchronous Rectifiers Improve Efficie
ncy in Low Output Voltage forward Converters （同
期整流器が低出力電圧フォワードコンバータにおける効
率を改善する）」、および、ジタル(Jitaru）によってH
FPC, May 1995 Proceedings, pp.1-10に発表された「Th
e Impact of Low Output Voltage Requirements on Pow
er Converters（電力用コンバータに対する低出力電圧
要求の影響）」である。
【０００５】従来の同期整流回路の中には、同期トラン
ジスタのゲート制御を同期させるために、１次側の制御
信号を監視してそのような制御信号を電力用コンバータ
の２次側に（すなわち、分離境界(isolation boundary)
を越えて）転送するものもある。残念ながら、その回路
の１次側部分と２次側部分との分離を維持するには、高
価で最適ではない複雑な回路が必要となる。例えば、分
離を維持するために光アイソレータを使用すると、望ま
しくない遅延および予測不能な利得変動によりこのシス
テムに誤差が持ち込まれる。
ジスタのゲート制御を同期させるために、１次側の制御
信号を監視してそのような制御信号を電力用コンバータ
の２次側に（すなわち、分離境界(isolation boundary)
を越えて）転送するものもある。残念ながら、その回路
の１次側部分と２次側部分との分離を維持するには、高
価で最適ではない複雑な回路が必要となる。例えば、分
離を維持するために光アイソレータを使用すると、望ま
しくない遅延および予測不能な利得変動によりこのシス
テムに誤差が持ち込まれる。
【０００６】従来の他の同期整流回路は、分離を維持す
るために、付加的な変圧器巻線を使用して同期情報を２
次回路のトランジスタに転送する。しかし、このような
変圧器はより高価で複雑であり、変圧器リセット問題(t
ransformer reset problem)も生じる。
るために、付加的な変圧器巻線を使用して同期情報を２
次回路のトランジスタに転送する。しかし、このような
変圧器はより高価で複雑であり、変圧器リセット問題(t
ransformer reset problem)も生じる。
【０００７】したがって、フォワード電力用コンバータ
における１次回路と２次回路との間の分離境界を越えて
同期情報を転送する光カップラまたは付加的な変圧器巻
線を必要としない新規な同期整流回路が要求されてい
る。
における１次回路と２次回路との間の分離境界を越えて
同期情報を転送する光カップラまたは付加的な変圧器巻
線を必要としない新規な同期整流回路が要求されてい
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来の同期
整流器回路における上記の不都合を克服するためになさ
れたものであって、１次回路と２次回路との間の分離境
界を越えて同期情報を転送するための光カップラや付加
的な変圧器巻線などを必要としない同期整流による電力
用分離型フォワードコンバータを提供することを目的と
する。
整流器回路における上記の不都合を克服するためになさ
れたものであって、１次回路と２次回路との間の分離境
界を越えて同期情報を転送するための光カップラや付加
的な変圧器巻線などを必要としない同期整流による電力
用分離型フォワードコンバータを提供することを目的と
する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明は、コンバータの出力インダクタの両端間の電
圧を監視し、一方のトランジスタは他方のトランジスタ
がオフのときはいつもオンとなるように出力インダクタ
の両端間の電圧の変り目(transitions)に応じてそれら
のトランジスタのゲートを交互的に制御する（逆もまた
同様）。
に本発明は、コンバータの出力インダクタの両端間の電
圧を監視し、一方のトランジスタは他方のトランジスタ
がオフのときはいつもオンとなるように出力インダクタ
の両端間の電圧の変り目(transitions)に応じてそれら
のトランジスタのゲートを交互的に制御する（逆もまた
同様）。
【００１０】すなわち、本発明に係る電力用分離型フォ
ワードスイッチングコンバータは、分離型変圧器の１次
巻線に接続された１次側回路と、前記分離型変圧器の２
次巻線に接続された２次側回路とを備え、前記２次側回
路は、第１のノードにおいて前記２次側巻線に直列に接
続され、両端から出力電圧が取り出される出力コンデン
サに第２のノードにおいて接続された出力インダクタ
と、前記２次巻線および前記出力インダクタに直列に接
続された第１のＭＯＳゲート型トランジスタと、前記第
１のノードからグランドへの分路を形成するように接続
された第２のＭＯＳゲート型トランジスタと、前記第１
および第２のＭＯＳゲート型トランジスタに接続された
同期整流器制御回路であって、前記出力インダクタの両
端間の電圧を検出し、該電圧に応じて前記第１および第
２のＭＯＳゲート型トランジスタを交互にオンおよびオ
フさせる同期整流器制御回路とを有した構成としてる。
ワードスイッチングコンバータは、分離型変圧器の１次
巻線に接続された１次側回路と、前記分離型変圧器の２
次巻線に接続された２次側回路とを備え、前記２次側回
路は、第１のノードにおいて前記２次側巻線に直列に接
続され、両端から出力電圧が取り出される出力コンデン
サに第２のノードにおいて接続された出力インダクタ
と、前記２次巻線および前記出力インダクタに直列に接
続された第１のＭＯＳゲート型トランジスタと、前記第
１のノードからグランドへの分路を形成するように接続
された第２のＭＯＳゲート型トランジスタと、前記第１
および第２のＭＯＳゲート型トランジスタに接続された
同期整流器制御回路であって、前記出力インダクタの両
端間の電圧を検出し、該電圧に応じて前記第１および第
２のＭＯＳゲート型トランジスタを交互にオンおよびオ
フさせる同期整流器制御回路とを有した構成としてる。
【００１１】本発明の他の特徴および利点は、添付の図
面を参照する本発明の以下の説明から明らかになるであ
ろう。
面を参照する本発明の以下の説明から明らかになるであ
ろう。
【００１２】
【発明の実施の形態】いま、同じ符号が同じ要素を示し
ている図面を参照すると、図１には本発明に係る同期整
流器１０が示されており、この整流器は１次回路２０お
よび２次回路３０を有している。１次回路２０は、電圧
源Ｖin、変圧器１２の１次巻線１１、スイッチＳp、変
圧器１２の鉄心(core)をリセットするためのリセット巻
線(reset winding)１３、およびリセットダイオードＤr
を含んでいる。スイッチＳpは、簡単のために、単極の
単投スイッチとして示されている。しかし実際上、この
スイッチは、例えばパワーＭＯＳＦＥＴまたは絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のようなＭＯＳ
ゲート型(MOS-gated)半導体スイッチであってもよい。
ている図面を参照すると、図１には本発明に係る同期整
流器１０が示されており、この整流器は１次回路２０お
よび２次回路３０を有している。１次回路２０は、電圧
源Ｖin、変圧器１２の１次巻線１１、スイッチＳp、変
圧器１２の鉄心(core)をリセットするためのリセット巻
線(reset winding)１３、およびリセットダイオードＤr
を含んでいる。スイッチＳpは、簡単のために、単極の
単投スイッチとして示されている。しかし実際上、この
スイッチは、例えばパワーＭＯＳＦＥＴまたは絶縁ゲー
トバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のようなＭＯＳ
ゲート型(MOS-gated)半導体スイッチであってもよい。
【００１３】２次回路３０は、２次巻線１４、出力イン
ダクタＬ、出力コンデンサＣ、第１パワートランジスタ
Ｓ1、および第２パワートランジスタＳ2を含んでいる。
各パワートランジスタＳ1，Ｓ2はその両端間に逆並列ダ
イオード(anti-parallel diode)を有している。
ダクタＬ、出力コンデンサＣ、第１パワートランジスタ
Ｓ1、および第２パワートランジスタＳ2を含んでいる。
各パワートランジスタＳ1，Ｓ2はその両端間に逆並列ダ
イオード(anti-parallel diode)を有している。
【００１４】出力インダクタＬの両端間の電圧ＶLを検
出するために、すなわち、電位ＶAとＶoutとの電位差を
検出するために、その出力インダクタＬの両端に比較器
４０が接続されている。この比較器４０は、トランジス
タＳ1のゲートに接続された出力と、トランジスタＳ2の
ゲートに接続された反転出力とを有している。
出するために、すなわち、電位ＶAとＶoutとの電位差を
検出するために、その出力インダクタＬの両端に比較器
４０が接続されている。この比較器４０は、トランジス
タＳ1のゲートに接続された出力と、トランジスタＳ2の
ゲートに接続された反転出力とを有している。
【００１５】インダクタＬの両端間の電圧ＶLが正のと
き、トランジスタＳ1がオンに制御され、トランジスタ
Ｓ2がオフに制御される。逆に、その電圧ＶLが負のと
き、トランジスタＳ2がオンに制御され、トランジスタ
Ｓ1がオフに制御される。
き、トランジスタＳ1がオンに制御され、トランジスタ
Ｓ2がオフに制御される。逆に、その電圧ＶLが負のと
き、トランジスタＳ2がオンに制御され、トランジスタ
Ｓ1がオフに制御される。
【００１６】このように、整流器１０は２つの動作モー
ドを持っている。第１のモードであるモード１では、ト
ランジスタＳ1がオンして電流を導通させ、トランジス
タＳ2がオフして電流を遮断している。第２のモードで
あるモード２では、トランジスタＳ1がオフして電流を
遮断し、トランジスタＳ2がオンして電流を導通させて
いる。
ドを持っている。第１のモードであるモード１では、ト
ランジスタＳ1がオンして電流を導通させ、トランジス
タＳ2がオフして電流を遮断している。第２のモードで
あるモード２では、トランジスタＳ1がオフして電流を
遮断し、トランジスタＳ2がオンして電流を導通させて
いる。
【００１７】図２に示す等価回路を参照することにより
モード１をよりよく理解できるであろう。この図２にお
いて、Ｖsは２次巻線１４の両端間の電圧を表し、トラ
ンジスタＳ1は理想的なダイオードＳ1によって表現さ
れ、出力電圧は出力電圧源Ｖoによって表現されてい
る。各種の電圧の間の関係は次の通りである。すなわ
ち、Ｖs＝ＶL＋Ｖoであり、ＶL＝Ｖs−Ｖoである。Ｖs
はＶoよりも大きいため、ＶLは正である。
モード１をよりよく理解できるであろう。この図２にお
いて、Ｖsは２次巻線１４の両端間の電圧を表し、トラ
ンジスタＳ1は理想的なダイオードＳ1によって表現さ
れ、出力電圧は出力電圧源Ｖoによって表現されてい
る。各種の電圧の間の関係は次の通りである。すなわ
ち、Ｖs＝ＶL＋Ｖoであり、ＶL＝Ｖs−Ｖoである。Ｖs
はＶoよりも大きいため、ＶLは正である。
【００１８】また、モード１におけるＩLは上昇すなわ
ち増大している。したがって、ｄｉ／ｄｔは正である。
ＶL＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）であるため、この分析はモード
１においてＶLが正であることを示すものでもある。
ち増大している。したがって、ｄｉ／ｄｔは正である。
ＶL＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）であるため、この分析はモード
１においてＶLが正であることを示すものでもある。
【００１９】トランジスタＳ1が電流を遮断してトラン
ジスタＳ2が電流を導通させるモード２は、図３に示す
等価回路で表現することができる。この図３において、
トランジスタＳ2は理想的なダイオードＳ2によって表現
されている。モード１に対する等価回路におけるのと同
様に、Ｖs＝ＶL＋Ｖoutであり、したがってＶL＝Ｖs−
Ｖoutである。ここで、ＶAは零ボルトであってＶoutよ
りも小さいため、ＶLは負である。また、モード２で
は、ＩLは、減少すなわち下降している。したがって、
ｄｉ／ｄｔは負である。ＶL＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）である
ため、この分析はモード２においてＶLが負であること
を示すものでもある。
ジスタＳ2が電流を導通させるモード２は、図３に示す
等価回路で表現することができる。この図３において、
トランジスタＳ2は理想的なダイオードＳ2によって表現
されている。モード１に対する等価回路におけるのと同
様に、Ｖs＝ＶL＋Ｖoutであり、したがってＶL＝Ｖs−
Ｖoutである。ここで、ＶAは零ボルトであってＶoutよ
りも小さいため、ＶLは負である。また、モード２で
は、ＩLは、減少すなわち下降している。したがって、
ｄｉ／ｄｔは負である。ＶL＝Ｌ（ｄｉ／ｄｔ）である
ため、この分析はモード２においてＶLが負であること
を示すものでもある。
【００２０】動作中における図１の回路の異なる各点の
波形を図４に示す。次に図５を参照すると、そこには図
１に示した比較器４０の詳細な構成例が示されている。
この比較器４０は、非反転トランジスタ比較器Ｑ1と、
これに接続された（プッシュプルの）駆動トランジスタ
Ｑ3およびＱ4と、反転トランジスタ比較器Ｑ2と、これ
に接続された（プッシュプルの）駆動トランジスタＱ5
およびＱ6とを有している。トランジスタＱ1およびＱ2
は、接地点（グランド）を基準とする電圧Ｖsenseに応
答し、ＶsenseはＶLとＶAの関数として変化する。
波形を図４に示す。次に図５を参照すると、そこには図
１に示した比較器４０の詳細な構成例が示されている。
この比較器４０は、非反転トランジスタ比較器Ｑ1と、
これに接続された（プッシュプルの）駆動トランジスタ
Ｑ3およびＱ4と、反転トランジスタ比較器Ｑ2と、これ
に接続された（プッシュプルの）駆動トランジスタＱ5
およびＱ6とを有している。トランジスタＱ1およびＱ2
は、接地点（グランド）を基準とする電圧Ｖsenseに応
答し、ＶsenseはＶLとＶAの関数として変化する。
【００２１】モード１では、ＶAはＶoutよりも大きく
（すなわち、ＶA＝Ｖin・(Ｎs／Ｎp)）、したがってＶse
nseは、ほぼＶout＋ＶfD1に等しい正の電圧である。こ
こで、ＶfD1はダイオードＤ1の順方向電圧降下である。
この結果、トランジスタＱ1はオンされ、トランジスタ
Ｑ2はオフされることになる。したがって、トランジス
タＱ1のエミッタからの出力は正の電圧であって、この
正電圧はＱ3をオンさせるとともにＱ4をオフさせる。よ
って、トランジスタＳ1のゲートにおける電圧はほぼＶz
zまで上昇し、トランジスタＳ1がオンする。逆に、トラ
ンジスタＱ2のコレクタからの出力はほぼ零ボルトであ
って、これはＱ6をオンさせるとともにトランジスタＳ2
のゲートの電荷を運び去ってＳ2をオフさせる。
（すなわち、ＶA＝Ｖin・(Ｎs／Ｎp)）、したがってＶse
nseは、ほぼＶout＋ＶfD1に等しい正の電圧である。こ
こで、ＶfD1はダイオードＤ1の順方向電圧降下である。
この結果、トランジスタＱ1はオンされ、トランジスタ
Ｑ2はオフされることになる。したがって、トランジス
タＱ1のエミッタからの出力は正の電圧であって、この
正電圧はＱ3をオンさせるとともにＱ4をオフさせる。よ
って、トランジスタＳ1のゲートにおける電圧はほぼＶz
zまで上昇し、トランジスタＳ1がオンする。逆に、トラ
ンジスタＱ2のコレクタからの出力はほぼ零ボルトであ
って、これはＱ6をオンさせるとともにトランジスタＳ2
のゲートの電荷を運び去ってＳ2をオフさせる。
【００２２】モード２では、ＶAはＶoutよりも小さく
（すなわち、ＶA≒０ボルト）であり、したがってＶsen
se＝ＶA≒０ボルトである。この結果、トランジスタＱ1
はオフされ、トランジスタＱ2はオンされることにな
る。したがって、トランジスタＱ2のコレクタからの出
力は正の電圧であって、この正電圧はＱ5をオンさせる
とともにＱ6をオフさせる。よって、トランジスタＳ2の
ゲートにおける電圧はほぼＶzzまで上昇し、トランジス
タＳ2がオンする。逆に、トランジスタＱ1のエミッタか
らの出力はほぼ零ボルトであって、これはＱ4をオンさ
せるとともにトランジスタＳ1のゲートの電荷を運び去
ってＳ1をオフさせる。
（すなわち、ＶA≒０ボルト）であり、したがってＶsen
se＝ＶA≒０ボルトである。この結果、トランジスタＱ1
はオフされ、トランジスタＱ2はオンされることにな
る。したがって、トランジスタＱ2のコレクタからの出
力は正の電圧であって、この正電圧はＱ5をオンさせる
とともにＱ6をオフさせる。よって、トランジスタＳ2の
ゲートにおける電圧はほぼＶzzまで上昇し、トランジス
タＳ2がオンする。逆に、トランジスタＱ1のエミッタか
らの出力はほぼ零ボルトであって、これはＱ4をオンさ
せるとともにトランジスタＳ1のゲートの電荷を運び去
ってＳ1をオフさせる。
【００２３】このようにして、トランジスタＳ1とＳ2の
ゲートの制御(gating)がインダクタＬの両端間の電圧Ｖ
Lの関数となる。すなわち、ＶLが正のとき、トランジス
タＳ1はオンされ（Ｓ1のゲートのそのソースに対する電
圧が正となる）、トランジスタＳ2はオフされる（Ｓ2の
ゲートのそのソースに対する電圧が低くなる（Ｌｏｗに
なる））。一方、ＶLが負のとき、トランジスタＳ1はオ
フされ、トランジスタＳ2はオンされる。
ゲートの制御(gating)がインダクタＬの両端間の電圧Ｖ
Lの関数となる。すなわち、ＶLが正のとき、トランジス
タＳ1はオンされ（Ｓ1のゲートのそのソースに対する電
圧が正となる）、トランジスタＳ2はオフされる（Ｓ2の
ゲートのそのソースに対する電圧が低くなる（Ｌｏｗに
なる））。一方、ＶLが負のとき、トランジスタＳ1はオ
フされ、トランジスタＳ2はオンされる。
【００２４】これらのトランジスタのゲートは、好都合
なことに、２次回路３０の状態すなわちインダクタ電圧
ＶLを検出することにより「自己駆動(self driven)」さ
れる。したがって、高価で（利得変動が）予想不能で遅
い光アイソレータ(opto-isolator)、または変圧器１２
における付加的な巻線は、不要である。さらに、個別部
品を効率よく利用することにより、高価な集積回路のタ
イプの比較器が不要となる。
なことに、２次回路３０の状態すなわちインダクタ電圧
ＶLを検出することにより「自己駆動(self driven)」さ
れる。したがって、高価で（利得変動が）予想不能で遅
い光アイソレータ(opto-isolator)、または変圧器１２
における付加的な巻線は、不要である。さらに、個別部
品を効率よく利用することにより、高価な集積回路のタ
イプの比較器が不要となる。
【００２５】ダイオードＤ1は、好都合なことに、Ｖout
を越えた場合のＶsenseの電圧をダイオード１個分の電
圧降下に制限し、これは、また、トランジスタＱ1およ
びＱ2へ入力される電圧を制限する、ということに注意
すべきである。したがって、この回路は、ＶAのピーク
値におけるバック振動(back oscillation)の影響を受け
ない（バック振動に対し免疫性がある）。このようなピ
ーク値は、本発明の回路ではフィードバックされないか
らである。また、Ｖsenseの最大エクスカーション（偏
り）をほぼＶoutに制限することにより、、これらのト
ランジスタは、Ｖoutが電圧不足(under voltage)の状態
になると（すなわち、Ｖoutが１よりも小さくなると）
オフ状態となり、これは、そのコンバータの始動特性の
向上に寄与する。
を越えた場合のＶsenseの電圧をダイオード１個分の電
圧降下に制限し、これは、また、トランジスタＱ1およ
びＱ2へ入力される電圧を制限する、ということに注意
すべきである。したがって、この回路は、ＶAのピーク
値におけるバック振動(back oscillation)の影響を受け
ない（バック振動に対し免疫性がある）。このようなピ
ーク値は、本発明の回路ではフィードバックされないか
らである。また、Ｖsenseの最大エクスカーション（偏
り）をほぼＶoutに制限することにより、、これらのト
ランジスタは、Ｖoutが電圧不足(under voltage)の状態
になると（すなわち、Ｖoutが１よりも小さくなると）
オフ状態となり、これは、そのコンバータの始動特性の
向上に寄与する。
【００２６】ダイオードＤ1は、トランジスタＱ1〜Ｑ6
を駆動するための駆動電圧における余分なダイオード電
圧降下を許容する（すなわち、Ｖsense＝Ｖout＋ＶfD
1）ということに注意すべきである。それにもかかわら
ず、ＶoutがトランジスタＱ1〜Ｑ6に対し適切な駆動電
圧を与えないような極めて低い出力となるように設計さ
れる場合には、ダイオードＤ1の陰極をＶzzに接続して
もよい。このようにして、トランジスタＱ1〜Ｑ6を駆動
するために、より高い電圧が得られるであろう（すなわ
ち、Ｖsense＝Ｖzz＋ＶfD）。
を駆動するための駆動電圧における余分なダイオード電
圧降下を許容する（すなわち、Ｖsense＝Ｖout＋ＶfD
1）ということに注意すべきである。それにもかかわら
ず、ＶoutがトランジスタＱ1〜Ｑ6に対し適切な駆動電
圧を与えないような極めて低い出力となるように設計さ
れる場合には、ダイオードＤ1の陰極をＶzzに接続して
もよい。このようにして、トランジスタＱ1〜Ｑ6を駆動
するために、より高い電圧が得られるであろう（すなわ
ち、Ｖsense＝Ｖzz＋ＶfD）。
【００２７】必要とされるデッドタイムを提供すること
を目的としてＱ1およびＱ2の回路にそれぞれの時間遅延
を導入するために、コンデンサＣ1およびＣ2が使用され
る。
を目的としてＱ1およびＱ2の回路にそれぞれの時間遅延
を導入するために、コンデンサＣ1およびＣ2が使用され
る。
【００２８】デッドタイムを提供する理由は次の通りで
ある。すなわち、同期整流器のゲート信号は、ＶLの変
り目（すなわち、零交叉点）にできるだけ近接して同期
させる必要がある。各ゲートがオンとなる期間が長すぎ
ると（すなわち、早くオンされ遅くオフされると）、Ｓ
1とＳ2の間での相互導通(cross conducting)による電流
のオーバシュートまたは振動が発生する。各ゲートがオ
ンされるのが遅すぎるか、または、オフされるのが早す
ぎると、パワーＭＯＳＦＥＴの逆並列ダイオードが導通
して、それが導通している間、より大きい導通損失が生
じるとともに、その電圧が反対の極性へと変化するとき
にオフされると逆回復効果(reverse recovery effect)
が生じる。
ある。すなわち、同期整流器のゲート信号は、ＶLの変
り目（すなわち、零交叉点）にできるだけ近接して同期
させる必要がある。各ゲートがオンとなる期間が長すぎ
ると（すなわち、早くオンされ遅くオフされると）、Ｓ
1とＳ2の間での相互導通(cross conducting)による電流
のオーバシュートまたは振動が発生する。各ゲートがオ
ンされるのが遅すぎるか、または、オフされるのが早す
ぎると、パワーＭＯＳＦＥＴの逆並列ダイオードが導通
して、それが導通している間、より大きい導通損失が生
じるとともに、その電圧が反対の極性へと変化するとき
にオフされると逆回復効果(reverse recovery effect)
が生じる。
【００２９】したがって、相互導通を避けるために、Ｖ
AがＶoutよりも大きいときは、トランジスタＳ1が所定
のデッドタイム後にオンし、トランジスタＳ2がオフす
る。逆に、ＶAがＶoutよりも小さいときには、トランジ
スタＳ1がオフし、所定のデッドタイム後にトランジス
タＳ2がオフする。好都合なことに、デッドタイムの長
さは、設計によってパワーＭＯＳＦＥＴのタイプが異な
ることを考慮して予め決定することができる。
AがＶoutよりも大きいときは、トランジスタＳ1が所定
のデッドタイム後にオンし、トランジスタＳ2がオフす
る。逆に、ＶAがＶoutよりも小さいときには、トランジ
スタＳ1がオフし、所定のデッドタイム後にトランジス
タＳ2がオフする。好都合なことに、デッドタイムの長
さは、設計によってパワーＭＯＳＦＥＴのタイプが異な
ることを考慮して予め決定することができる。
【００３０】抵抗Ｒ8、コンデンサＣ3、およびダイオー
ドＤ2は、直流電力の駆動電源または補助電源としての
役割を果たしている。これに代えて、トランジスタＳ1
およびＳ2の順方向抵抗(forward resistance)を低減す
るために（すなわち、トランジスタＳ1およびＳ2を完全
に導通させるために）トランジスタＳ1およびＳ2のゲー
トに十分な駆動電圧を供給するほどＶoutが高い場合
は、ＶoutをＶzzとして用いることができる。
ドＤ2は、直流電力の駆動電源または補助電源としての
役割を果たしている。これに代えて、トランジスタＳ1
およびＳ2の順方向抵抗(forward resistance)を低減す
るために（すなわち、トランジスタＳ1およびＳ2を完全
に導通させるために）トランジスタＳ1およびＳ2のゲー
トに十分な駆動電圧を供給するほどＶoutが高い場合
は、ＶoutをＶzzとして用いることができる。
【００３１】抵抗Ｒ8は、コンデンサＣ3を充電するため
のブリーディング抵抗(bleeding resisitor)としての役
割を果たしている。コンデンサＣ3は、回路に電流を供
給し、ツェナーダイオードＤ2の降伏電圧ＶD2に基づき
電圧Ｖzzを維持する。ＶAがＶD2よりも大きい場合は、
ＶzzはツェナーダイオードＤ2の降伏電圧にほぼ等し
い。一方、ＶAがＶD2よりも小さい場合は、ＶzzはＶAの
ピーク値にほぼ等しい。
のブリーディング抵抗(bleeding resisitor)としての役
割を果たしている。コンデンサＣ3は、回路に電流を供
給し、ツェナーダイオードＤ2の降伏電圧ＶD2に基づき
電圧Ｖzzを維持する。ＶAがＶD2よりも大きい場合は、
ＶzzはツェナーダイオードＤ2の降伏電圧にほぼ等し
い。一方、ＶAがＶD2よりも小さい場合は、ＶzzはＶAの
ピーク値にほぼ等しい。
【００３２】好都合なことに、このＶzz供給は、パワー
ＭＯＳＦＥＴを完全に導通させそれらの順方向抵抗値を
下げるのに十分なほど高い電圧でそれらのパワーＭＯＳ
ＦＥＴを駆動することを可能とする。これにより、変圧
器における追加の巻線または追加の電力供給に対する必
要性が緩和される。
ＭＯＳＦＥＴを完全に導通させそれらの順方向抵抗値を
下げるのに十分なほど高い電圧でそれらのパワーＭＯＳ
ＦＥＴを駆動することを可能とする。これにより、変圧
器における追加の巻線または追加の電力供給に対する必
要性が緩和される。
【００３３】図６は、図５に示した比較器４０の他の実
施形態４０’を示している。図６の実施形態では、図５
に示したバイポーラトランジスタＱ1〜Ｑ6の代わりにＦ
ＥＴトランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）Ｑ7〜Ｑ11が
使用されている。この実施形態の動作は、本質的に図５
の実施形態と同様である。より詳しくは、ＶAがＶoutよ
りも大きいときに、トランジスタＳ1のゲートに高い電
圧(Ｈｉｇｈの電圧）が入力され、トランジスタＳ2のゲ
ートには低い電圧(Ｌｏｗの電圧）が入力される。逆
に、ＶAがＶoutよりも小さいときには、トランジスタＳ
1のゲートに低い電圧(Ｌｏｗの電圧）が入力され、トラ
ンジスタＳ2のゲートには高い電圧(Ｈｉｇｈの電圧）が
入力される。
施形態４０’を示している。図６の実施形態では、図５
に示したバイポーラトランジスタＱ1〜Ｑ6の代わりにＦ
ＥＴトランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）Ｑ7〜Ｑ11が
使用されている。この実施形態の動作は、本質的に図５
の実施形態と同様である。より詳しくは、ＶAがＶoutよ
りも大きいときに、トランジスタＳ1のゲートに高い電
圧(Ｈｉｇｈの電圧）が入力され、トランジスタＳ2のゲ
ートには低い電圧(Ｌｏｗの電圧）が入力される。逆
に、ＶAがＶoutよりも小さいときには、トランジスタＳ
1のゲートに低い電圧(Ｌｏｗの電圧）が入力され、トラ
ンジスタＳ2のゲートには高い電圧(Ｈｉｇｈの電圧）が
入力される。
【００３４】本発明はその特定の実施形態に関して説明
されたが、当業者にとっては、他の多くの変形や、修
正、他の使用が可能なことは明白であろう。したがっ
て、本発明は、ここでの特定の開示に限定されるもので
はない。
されたが、当業者にとっては、他の多くの変形や、修
正、他の使用が可能なことは明白であろう。したがっ
て、本発明は、ここでの特定の開示に限定されるもので
はない。
【図１】 本発明に係る同期整流器を部分的にブロック
図の形式で示す回路図。
図の形式で示す回路図。
【図２】 第１の動作モードにおける図１の２次回路の
等価回路を示す図。
等価回路を示す図。
【図３】 第２の動作モードにおける図１の２次回路の
等価回路を示す図。
等価回路を示す図。
【図４】 図１の回路における動作中の種々の点の波形
を示す図。
を示す図。
【図５】 図１においてブロック図で示されていた比較
器を含む図１の回路の回路図であって比較器の構成を詳
細に示す回路図。
器を含む図１の回路の回路図であって比較器の構成を詳
細に示す回路図。
【図６】 図５に示した比較器の他の実施形態を示す回
路図。
路図。
【符号の説明】 １１…１次巻線 １２…変圧器 １４…２次巻線 １０…整流器 ３０…２次回路 ４０…比較器 Ｓ1…第１パワートランジスタ Ｓ2…第２パワートランジスタ Ｌ…出力インダクタ Ｃ…出力コンデンサ Ｒ1…抵抗 Ｒ8…抵抗 Ｄ1…ダイオード Ｄ2…ツェナーダイオード Ｃ3…コンデンサ Ｖzz…ツェナーダイオードの降伏電圧 Ｑ1…非反転トランジスタ比較器（バイポーラトランジ
スタ） Ｑ2…反転トランジスタ比較器（バイポーラトランジス
タ） Ｑ3，Ｑ4…駆動トランジスタ（バイポーラトランジス
タ） Ｑ5，Ｑ6…駆動トランジスタ（バイポーラトランジス
タ） Ｑ7…非反転トランジスタ比較器（ＭＯＳトランジス
タ） Ｑ8，Ｑ9 …駆動トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ） Ｑ10，Ｑ11…駆動トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）
スタ） Ｑ2…反転トランジスタ比較器（バイポーラトランジス
タ） Ｑ3，Ｑ4…駆動トランジスタ（バイポーラトランジス
タ） Ｑ5，Ｑ6…駆動トランジスタ（バイポーラトランジス
タ） Ｑ7…非反転トランジスタ比較器（ＭＯＳトランジス
タ） Ｑ8，Ｑ9 …駆動トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ） Ｑ10，Ｑ11…駆動トランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）
Claims (10)
- 【請求項１】 分離型変圧器の１次巻線に接続された１
次側回路と、 前記分離型変圧器の２次巻線に接続された２次側回路と
を備え、 前記２次側回路は、 第１のノードにおいて前記２次側巻線に直列に接続さ
れ、両端から出力電圧が取り出される出力コンデンサに
第２のノードにおいて接続された出力インダクタと、 前記２次巻線および前記出力インダクタに直列に接続さ
れた第１のＭＯＳゲート型トランジスタと、 前記第１のノードからグランドへと分路を形成するよう
に接続された第２のＭＯＳゲート型トランジスタと、 前記第１および第２のＭＯＳゲート型トランジスタに接
続された同期整流器制御回路であって、前記出力インダ
クタの両端間の電圧を検出し、該電圧に応じて前記第１
および第２のＭＯＳゲート型トランジスタを交互にオン
およびオフさせる同期整流器制御回路とを有している電
力用の分離型フォワードスイッチングコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、検出された前記
出力インダクタの両端間の電圧のピーク値が前記出力電
圧に制限される電力用の分離型フォワードスイッチング
コンバータ。 - 【請求項３】 請求項２に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、抵抗の一端が前
記第１のノードに接続され、ダイオードの陰極が前記第
２のノードに接続され、該ダイオードの陽極が第３のノ
ードにおいて前記抵抗の他端に接続され、検出された前
記出力インダクタの両端間の電圧が前記第３のノードか
ら得られる電力用の分離型フォワードスイッチングコン
バータ。 - 【請求項４】 請求項１に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、前記２次回路は
直流補助電圧源を更に有し、該直流補助電圧源はツェナ
ーダイオードの両端から取り出され、該ツェナーダイオ
ードは遮断ダイオードおよび電流制限抵抗を介して前記
第１のノードに接続されている電力用の分離型フォワー
ドスイッチングコンバータ。 - 【請求項５】 請求項４に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、検出された前記
出力インダクタの両端間の電圧のピーク値が前記直流補
助電圧源に制限される。 - 【請求項６】 請求項５に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、抵抗の一端が前
記第１のノードに接続され、ダイオードの陰極が前記直
流補助電圧源に接続され、該ダイオードの陽極が第３の
ノードにおいて前記抵抗の他端に接続され、検出された
前記出力インダクタの両端間の電圧が前記第３のノード
から得られる電力用の分離型フォワードスイッチングコ
ンバータ。 - 【請求項７】 請求項１に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、検出された前記
電圧が非反転検出回路および反転検出回路に供給されて
いる電力用の分離型フォワードスイッチングコンバー
タ。 - 【請求項８】 請求項７に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、 前記非反転検出回路は、第１の駆動回路に接続された非
反転増幅器を有し、 前記駆動回路は、前記第１のＭＯＳゲート型トランジス
タのゲートに接続され、 前記反転検出回路は、第２の駆動回路に接続された反転
増幅器を有し、 前記第２の駆動回路は、前記第２のＭＯＳゲート型トラ
ンジスタのゲートに接続されている、電力用の分離型フ
ォワードスイッチングコンバータ。 - 【請求項９】 請求項８に記載の電力用の分離型フォワ
ードスイッチングコンバータにおいて、 前記非反転増幅器は、エミッタフォロアの形に接続され
たバイポーラトランジスタを有し、 前記第１の駆動回路は、バイポーラのプッシュプルトラ
ンジスタ対を有し、 前記反転増幅器は、バイポーラトランジスタを有し、 前記第２の駆動回路は、バイポーラのプッシュプルトラ
ンジスタ対を有している、電力用の分離型フォワードス
イッチングコンバータ。 - 【請求項１０】 請求項８に記載の電力用の分離型フォ
ワードスイッチングコンバータにおいて、 前記非反転増幅器は、ＭＯＳゲート型トランジスタを有
し、 前記第１の駆動回路は、ＭＯＳゲート型のプッシュプル
トランジスタ対を有し、 前記反転増幅器は、ＭＯＳゲート型トランジスタを有
し、 前記第２の駆動回路は、ＭＯＳゲート型のプッシュプル
トランジスタ対を有している、電力用の分離型フォワー
ドスイッチングコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US1796296P | 1996-05-20 | 1996-05-20 | |
| US60/017962 | 1996-05-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1052038A true JPH1052038A (ja) | 1998-02-20 |
| JP2837147B2 JP2837147B2 (ja) | 1998-12-14 |
Family
ID=21785513
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9128398A Expired - Fee Related JP2837147B2 (ja) | 1996-05-20 | 1997-05-19 | 電力用分離型フォワードコンバータ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2837147B2 (ja) |
| KR (1) | KR100321310B1 (ja) |
| DE (1) | DE19719490A1 (ja) |
| FR (2) | FR2748871A1 (ja) |
| GB (1) | GB2313495B (ja) |
| IT (1) | IT1291365B1 (ja) |
| SG (1) | SG55311A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105006974A (zh) * | 2015-07-30 | 2015-10-28 | 广州金升阳科技有限公司 | 同步整流控制方法、控制装置及开关电源 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002514378A (ja) | 1997-01-24 | 2002-05-14 | シンクォール・インコーポレーテッド | 高効率電力変換装置 |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| EP1137159A3 (en) | 2000-03-21 | 2002-08-21 | International Rectifier Corporation | Integrated controller for synchronous rectifiers |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63245261A (ja) * | 1987-03-31 | 1988-10-12 | Toshiba Corp | 電流検出方法 |
| JPH0458087U (ja) * | 1990-09-20 | 1992-05-19 | ||
| JPH07298610A (ja) * | 1994-04-18 | 1995-11-10 | Nemitsuku Ramuda Kk | スイッチング電源装置 |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3732553A (en) * | 1971-04-16 | 1973-05-08 | Spearhead Inc | Capacitive pick-off transducer |
| FR2457003A1 (fr) * | 1979-05-15 | 1980-12-12 | Herve Marcel | Capteur capacitif a dielectrique mobile |
| US4963829A (en) * | 1988-03-21 | 1990-10-16 | Wereb John A | Shaft rotation analyzer using variable capacitance transducer maintained at a constant voltage |
| US5248939A (en) * | 1990-02-22 | 1993-09-28 | The Torrington Company | Apparatus for sensing the direction and speed of a steering wheel shaft using hall effect sensors in a detachable sensor mounting |
| DE4012480A1 (de) * | 1990-04-19 | 1991-10-24 | Teves Gmbh Alfred | Messwertaufnehmer fuer eine elektromotorisch angetriebene servolenkung |
| FR2662503B1 (fr) * | 1990-05-28 | 1992-09-11 | Jaeger | Capteur electrique de vitesse pour vehicules automobiles. |
| AT398245B (de) * | 1991-12-30 | 1994-10-25 | Brasseur Georg Dr Techn | Kapazitiver drehwinkelsensor |
| JP2819932B2 (ja) * | 1992-03-05 | 1998-11-05 | 日本電気株式会社 | フォワードコンバータのｍｏｓｆｅｔ整流回路 |
| DE4228719A1 (de) * | 1992-08-28 | 1994-03-03 | Schaeffler Waelzlager Kg | Kapazitiver Lenkwinkelsensor für ein Kraftfahrzeug |
| JP2809569B2 (ja) * | 1993-01-06 | 1998-10-08 | 株式会社日立製作所 | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| ES2056747B1 (es) * | 1993-03-31 | 1997-10-16 | Alcatel Standard Electrica | Circuito de conversion de continua-continua. |
| DE4423081A1 (de) * | 1994-07-01 | 1996-01-04 | Vdo Schindling | In einem genau festgelegten Abstand zu einem anderen Bauteil zu montierender Sensor |
| FR2732833B1 (fr) * | 1995-04-07 | 1997-05-23 | Sgs Thomson Microelectronics | Unite integree de commande de puissance a faible dissipation |
-
1997
- 1997-04-30 GB GB9708871A patent/GB2313495B/en not_active Expired - Fee Related
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- 1997-05-07 DE DE19719490A patent/DE19719490A1/de not_active Withdrawn
- 1997-05-14 IT IT97MI001118A patent/IT1291365B1/it active IP Right Grant
- 1997-05-16 FR FR9706041A patent/FR2748871A1/fr active Pending
- 1997-05-16 FR FR9706040A patent/FR2748806B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1997-05-19 KR KR1019970019278A patent/KR100321310B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 1997-05-19 JP JP9128398A patent/JP2837147B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63245261A (ja) * | 1987-03-31 | 1988-10-12 | Toshiba Corp | 電流検出方法 |
| JPH0458087U (ja) * | 1990-09-20 | 1992-05-19 | ||
| JPH07298610A (ja) * | 1994-04-18 | 1995-11-10 | Nemitsuku Ramuda Kk | スイッチング電源装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105006974A (zh) * | 2015-07-30 | 2015-10-28 | 广州金升阳科技有限公司 | 同步整流控制方法、控制装置及开关电源 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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