JPH1056488A - 周波数偏差検出器及びそれを用いた自動周波数制御回路 - Google Patents
周波数偏差検出器及びそれを用いた自動周波数制御回路Info
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- JPH1056488A JPH1056488A JP8208385A JP20838596A JPH1056488A JP H1056488 A JPH1056488 A JP H1056488A JP 8208385 A JP8208385 A JP 8208385A JP 20838596 A JP20838596 A JP 20838596A JP H1056488 A JPH1056488 A JP H1056488A
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 周波数偏差が大きい場合でも周波数偏差検出
器にて大きな周波数偏差検出値を出力することにより、
ＡＦＣ回路の高速引き込みを可能にする。 【解決手段】 複素ベースバンド信号の周波数偏差を検
出する周波数偏差検出器において、複素ベースバンド信
号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行
う整合フィルタと、前記複素ベースバンド信号を入力と
し、正の周波数領域では前記整合フィルタと同じ位相特
性を有し、負の周波数領域では前記整合フィルタと１８
０°ずれた位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を
有する極性フィルタと、前記整合フィルタ出力と前記極
性フィルタ出力から周波数偏差を計算する演算手段と、
前記整合フィルタ出力の電力を検出する電力検出手段
と、当該電力検出手段の出力値に応じて、前記演算手段
の出力値を変える可変増幅手段とで構成される。
器にて大きな周波数偏差検出値を出力することにより、
ＡＦＣ回路の高速引き込みを可能にする。 【解決手段】 複素ベースバンド信号の周波数偏差を検
出する周波数偏差検出器において、複素ベースバンド信
号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行
う整合フィルタと、前記複素ベースバンド信号を入力と
し、正の周波数領域では前記整合フィルタと同じ位相特
性を有し、負の周波数領域では前記整合フィルタと１８
０°ずれた位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を
有する極性フィルタと、前記整合フィルタ出力と前記極
性フィルタ出力から周波数偏差を計算する演算手段と、
前記整合フィルタ出力の電力を検出する電力検出手段
と、当該電力検出手段の出力値に応じて、前記演算手段
の出力値を変える可変増幅手段とで構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、衛星通信、移動体
通信、移動体衛星通信で用いられる受信機の自動周波数
制御（ＡＦＣ）回路に関するものである。
通信、移動体衛星通信で用いられる受信機の自動周波数
制御（ＡＦＣ）回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来のＡＦＣ回路の構成例を示
すものであり、例えば、■SimplifiedVersions of the M
aximum-Likelihood Frequency Detector■,GLOBECOM ■
92 Conf.Rec., Vol.1,pp345-349, December 1992で示さ
れている。図１１において、１は受信信号１０１を電圧
制御発振器（以降、ＶＣＯと称す）８の出力１０９で直
交検波する直交検波器、２は直交検波器１の出力１０２
の複素ベースバンド信号を波形整形し、帯域外の雑音を
除去する整合フィルタ、３は整合フィルタ２の周波数特
性を周波数で微分した周波数特性を有し、直交検波器１
の出力１０２を入力とする周波数整合フィルタ、４は整
合フィルタ２の出力１０３をシンボル周期でサンプルす
るサンプル回路、５は周波数整合フィルタ３の出力１０
４をサンプル回路４と同じタイミングでサンプルするサ
ンプル回路、６はサンプル回路４の出力１０５とサンプ
ル回路５の出力１０６から周波数偏差を計算する演算
器、７は演算器６の出力１０７に含まれる雑音成分を除
去するループフィルタである。ループフィルタ７の出力
１０８は制御電圧としてＶＣＯ８の発振周波数を制御し
周波数偏差の補正を行う。
すものであり、例えば、■SimplifiedVersions of the M
aximum-Likelihood Frequency Detector■,GLOBECOM ■
92 Conf.Rec., Vol.1,pp345-349, December 1992で示さ
れている。図１１において、１は受信信号１０１を電圧
制御発振器（以降、ＶＣＯと称す）８の出力１０９で直
交検波する直交検波器、２は直交検波器１の出力１０２
の複素ベースバンド信号を波形整形し、帯域外の雑音を
除去する整合フィルタ、３は整合フィルタ２の周波数特
性を周波数で微分した周波数特性を有し、直交検波器１
の出力１０２を入力とする周波数整合フィルタ、４は整
合フィルタ２の出力１０３をシンボル周期でサンプルす
るサンプル回路、５は周波数整合フィルタ３の出力１０
４をサンプル回路４と同じタイミングでサンプルするサ
ンプル回路、６はサンプル回路４の出力１０５とサンプ
ル回路５の出力１０６から周波数偏差を計算する演算
器、７は演算器６の出力１０７に含まれる雑音成分を除
去するループフィルタである。ループフィルタ７の出力
１０８は制御電圧としてＶＣＯ８の発振周波数を制御し
周波数偏差の補正を行う。
【０００３】つぎに動作について説明する。演算器６は
サンプル回路４の出力ｐk１０５とサンプル回路５の出
力ｖk１０６から次式で示される計算を行い出力する。
サンプル回路４の出力ｐk１０５とサンプル回路５の出
力ｖk１０６から次式で示される計算を行い出力する。
【０００４】
【数１】
【０００５】式（１）において、Ｒｅ（ａ）はａの実数
部、ａ*はａの複素共役を表す。
部、ａ*はａの複素共役を表す。
【０００６】以下に、式（１）で表される演算器６の出
力ｅk１０７を用いて周波数制御が行えることを示す。
受信信号ｒ（ｔ）１０１と受信側の推定する送信信号ｓ
e（ｔ）との対数尤度関数Ｌはつぎの式（２）で表され
る。
力ｅk１０７を用いて周波数制御が行えることを示す。
受信信号ｒ（ｔ）１０１と受信側の推定する送信信号ｓ
e（ｔ）との対数尤度関数Ｌはつぎの式（２）で表され
る。
【０００７】
【数２】
【０００８】ここに、Ｎ0は雑音電力密度、Ｔ0は対数尤
度関数Ｌの積分時間である。いま、ｒ（ｔ）を式（３）
で、ｓe（ｔ）を式（４）で表す。
度関数Ｌの積分時間である。いま、ｒ（ｔ）を式（３）
で、ｓe（ｔ）を式（４）で表す。
【０００９】
【数３】
【００１０】ここに、ｄiは送信データシンボル（複素
数）、ｇs（ｔ）は送信フィルタのインパルス応答、Ｔ
はシンボル周期、τは送信側のタイミング位相、ｆ0は
搬送波周波数、θは搬送波位相、ｎ（ｔ）は白色ガウス
雑音、ｄieは送信データシンボルの候補、τeは受信側
の推定するタイミング位相（サンプル回路４およびサン
プル回路５のタイミング位相を表す）、ｆ0eは受信側の
推定する搬送波周波数（ＶＣＯ８出力１０９の周波数を
表す）、θeは受信側の推定する搬送波位相である（Ｖ
ＣＯ８出力１０９の位相を表す）。
数）、ｇs（ｔ）は送信フィルタのインパルス応答、Ｔ
はシンボル周期、τは送信側のタイミング位相、ｆ0は
搬送波周波数、θは搬送波位相、ｎ（ｔ）は白色ガウス
雑音、ｄieは送信データシンボルの候補、τeは受信側
の推定するタイミング位相（サンプル回路４およびサン
プル回路５のタイミング位相を表す）、ｆ0eは受信側の
推定する搬送波周波数（ＶＣＯ８出力１０９の周波数を
表す）、θeは受信側の推定する搬送波位相である（Ｖ
ＣＯ８出力１０９の位相を表す）。
【００１１】次に、式（２）の積分をシンボル周期毎に
サンプルしたＮ値の和とし(Ｔ0＝ＮＴ）、変形すると、
式（５）で表される。
サンプルしたＮ値の和とし(Ｔ0＝ＮＴ）、変形すると、
式（５）で表される。
【００１２】
【数４】
【００１３】式（５）において、対数尤度関数Ｌはサン
プル回路４の出力時点における対数尤度関数に変形され
ている。また、ｐkはサンプル回路４の出力１０５であ
り、式（６）で表される。
プル回路４の出力時点における対数尤度関数に変形され
ている。また、ｐkはサンプル回路４の出力１０５であ
り、式（６）で表される。
【００１４】
【数５】
【００１５】ここに、ｆd＝ｆ0−ｆ0eであり直交検波器
１の出力１０２の周波数偏差（受信信号１０１とＶＣＯ
８出力１０９との周波数偏差に相当）を表し、φ＝θ−
θeである。また、ｈ（ｔ）は整合フィルタ２のインパ
ルス応答、○内に×のある記号は畳み込み演算を表す。
１の出力１０２の周波数偏差（受信信号１０１とＶＣＯ
８出力１０９との周波数偏差に相当）を表し、φ＝θ−
θeである。また、ｈ（ｔ）は整合フィルタ２のインパ
ルス応答、○内に×のある記号は畳み込み演算を表す。
【００１６】次に、式（５）の対数尤度関数Ｌから送信
データシンボル候補ｄkeの依存性を取り除き、周波数偏
差に対する対数尤度関数とする。これにより、周波数偏
差がないときに最大値をとる対数尤度関数が得られる。
送信データシンボル候補ｄkeの依存性を取り除くため
に、全ての考えられる送信データシンボル候補ｄkeにつ
いて平均化を行う。そのために、式（５）の対数尤度関
数Ｌを尤度関数Ｌeとして表すと式（７）となる。
データシンボル候補ｄkeの依存性を取り除き、周波数偏
差に対する対数尤度関数とする。これにより、周波数偏
差がないときに最大値をとる対数尤度関数が得られる。
送信データシンボル候補ｄkeの依存性を取り除くため
に、全ての考えられる送信データシンボル候補ｄkeにつ
いて平均化を行う。そのために、式（５）の対数尤度関
数Ｌを尤度関数Ｌeとして表すと式（７）となる。
【００１７】
【数６】
【００１８】ここに、Ｉｍ（ａ）はａの虚数部を表す。
式（７）は式（８）のように実数部と虚数部の尤度関数
の積に分解できる。
式（７）は式（８）のように実数部と虚数部の尤度関数
の積に分解できる。
【００１９】
【数７】
【００２０】以下では、Ｍ2相ＱＡＭ信号を考える。こ
の場合、実数部である同相成分Ｒｅ（ｄke）と虚数部で
ある直交成分Ｉｍ（ｄke）はそれぞれ独立なＭ相ＰＡＭ
信号とみなすことができる。したがって、ｄkeについて
の平均化は実数部の同相成分と虚数部の直交成分をそれ
ぞれＭ相ＰＡＭ信号として独立に行うことができる。
の場合、実数部である同相成分Ｒｅ（ｄke）と虚数部で
ある直交成分Ｉｍ（ｄke）はそれぞれ独立なＭ相ＰＡＭ
信号とみなすことができる。したがって、ｄkeについて
の平均化は実数部の同相成分と虚数部の直交成分をそれ
ぞれＭ相ＰＡＭ信号として独立に行うことができる。
【００２１】以下に、Ｍ相ＰＡＭ信号に対する尤度関数
の送信データシンボル候補についての平均化について説
明する。ＡをＭ相ＰＡＭ信号の送信データシンボル候補
（式（８）におけるＲｅ（ｄke）、Ｉｍ（ｄke）に相
当）とした場合、１シンボル間の尤度関数ＬＰeは式
（９）で表される。
の送信データシンボル候補についての平均化について説
明する。ＡをＭ相ＰＡＭ信号の送信データシンボル候補
（式（８）におけるＲｅ（ｄke）、Ｉｍ（ｄke）に相
当）とした場合、１シンボル間の尤度関数ＬＰeは式
（９）で表される。
【００２２】
【数８】
【００２３】ここに、ｐkcは受信信号１０１をＭ相ＰＡ
Ｍ信号とした場合のサンプル回路４の出力１０５を表
し、式（８）におけるＲｅ（ｐk）、Ｉｍ（ｐk）に相当
する。また、送信データシンボル候補Ａの確率密度関数
ｐ（Ａ）は式（１０）で表される。
Ｍ信号とした場合のサンプル回路４の出力１０５を表
し、式（８）におけるＲｅ（ｐk）、Ｉｍ（ｐk）に相当
する。また、送信データシンボル候補Ａの確率密度関数
ｐ（Ａ）は式（１０）で表される。
【００２４】
【数９】
【００２５】ここに、δ（ｘ）はデルタ関数である。式
（９）の尤度関数ＬＰeを全ての送信データシンボル候
補Ａで平均化すると式(１１)となる。
（９）の尤度関数ＬＰeを全ての送信データシンボル候
補Ａで平均化すると式(１１)となる。
【００２６】
【数１０】
【００２７】ここに、ｃｏｓｈ（ｘ）＝（ｅx＋ｅ-x）
／２である。いま、低Ｃ／Ｎ（Ｎ0が大きい）という条
件を仮定し、式（１２）を用いて式（１１）を近似す
る。
／２である。いま、低Ｃ／Ｎ（Ｎ0が大きい）という条
件を仮定し、式（１２）を用いて式（１１）を近似す
る。
【００２８】
【数１１】
【００２９】式（１１）の尤度関数ＬＰeの平均値は式
（１３）の対数尤度関数ＬＰの平均値で近似できる。
（１３）の対数尤度関数ＬＰの平均値で近似できる。
【００３０】
【数１２】
【００３１】複数シンボル間の尤度関数については、送
信データパターンがランダムと仮定すると、１シンボル
間の尤度関数のシンボル分の積で表される（対数尤度関
数ではシンボル分の和で表される）。
信データパターンがランダムと仮定すると、１シンボル
間の尤度関数のシンボル分の積で表される（対数尤度関
数ではシンボル分の和で表される）。
【００３２】式（８）の尤度関数Ｌeを全ての送信デー
タシンボル候補ｄkeについて平均化すると、同相成分と
直交成分が独立なＭ2相ＱＡＭ信号の場合、低Ｃ／Ｎと
いう条件のもとで上記Ｍ相ＰＡＭ信号の場合の平均化の
方法を用いて、式（１４）の対数尤度関数Ｌの平均値で
近似できる。
タシンボル候補ｄkeについて平均化すると、同相成分と
直交成分が独立なＭ2相ＱＡＭ信号の場合、低Ｃ／Ｎと
いう条件のもとで上記Ｍ相ＰＡＭ信号の場合の平均化の
方法を用いて、式（１４）の対数尤度関数Ｌの平均値で
近似できる。
【００３３】
【数１３】
【００３４】この対数尤度関数（Ｌの平均値）は周波数
偏差ｆdに対する対数尤度関数である。式（１４）を周
波数偏差ｆdで微分する。
偏差ｆdに対する対数尤度関数である。式（１４）を周
波数偏差ｆdで微分する。
【００３５】
【数１４】
【００３６】ｆd＝０のとき、式（１５）は０となり、
式（１４）の対数尤度関数Ｌの平均値は最大値をとる。
したがって、式（１５）を０にする（対数尤度関数Ｌの
平均値を最大にする）ようにＶＣＯ８の発振周波数を制
御することにより、周波数偏差を０にすることができ
る。簡単化のため、式（１５）の係数を除き、Ｎ＝１と
すると、次式となる。
式（１４）の対数尤度関数Ｌの平均値は最大値をとる。
したがって、式（１５）を０にする（対数尤度関数Ｌの
平均値を最大にする）ようにＶＣＯ８の発振周波数を制
御することにより、周波数偏差を０にすることができ
る。簡単化のため、式（１５）の係数を除き、Ｎ＝１と
すると、次式となる。
【００３７】
【数１５】
【００３８】式（１５）中のｐkは次式のように表わせ
る。
る。
【００３９】
【数１６】
【００４０】式（１８）の微分を行なうと次のようにな
る。
る。
【００４１】
【数１７】
【００４２】式（２１）における第１項は周波数整合フ
ィルタ３の出力１０４であり、第２項の｛ ｝内は整合
フィルタ２の出力１０３である。なお、ｊ２πｔｈ
（ｔ）が周波数整合フィルタ３のインパルス応答であ
る。前述したようにこの周波数整合フィルタ３の周波数
特性は整合フィルタ２の周波数特性を周波数で微分した
もである。一例として、図１２（ａ）のような周波数特
性の整合フィルタに対し、周波数整合フィルタの周波数
特性は図１２（ｂ）のようになる。式（２０）に式（２
１）を代入すると、式（２２）と表わせる。
ィルタ３の出力１０４であり、第２項の｛ ｝内は整合
フィルタ２の出力１０３である。なお、ｊ２πｔｈ
（ｔ）が周波数整合フィルタ３のインパルス応答であ
る。前述したようにこの周波数整合フィルタ３の周波数
特性は整合フィルタ２の周波数特性を周波数で微分した
もである。一例として、図１２（ａ）のような周波数特
性の整合フィルタに対し、周波数整合フィルタの周波数
特性は図１２（ｂ）のようになる。式（２０）に式（２
１）を代入すると、式（２２）と表わせる。
【００４３】
【数１８】
【００４４】ここに、ｖkはサンプル回路５の出力１０
６である。式（１７）に式（２２）を代入すると、つぎ
のように表わせる。
６である。式（１７）に式（２２）を代入すると、つぎ
のように表わせる。
【００４５】
【数１９】
【００４６】式（２３）の結果は、式（１）で表される
演算器６の出力１０７であり、周波数偏差検出値に相当
する。
演算器６の出力１０７であり、周波数偏差検出値に相当
する。
【００４７】図１１の構成では、演算器６の出力１０７
が０になるようにＶＣＯ８の発振周波数が制御される。
これは、式（１４）の対数尤度関数が最大になるように
ＶＣＯ８の発振周波数が制御されることと等価である。
したがって、最終的に周波数偏差は補正され０となる。
が０になるようにＶＣＯ８の発振周波数が制御される。
これは、式（１４）の対数尤度関数が最大になるように
ＶＣＯ８の発振周波数が制御されることと等価である。
したがって、最終的に周波数偏差は補正され０となる。
【００４８】
【発明が解決しようとする課題】従来のＡＦＣ回路は以
上のように構成されているため、周波数偏差が大きい場
合、整合フィルタ出力の信号成分電力および周波数整合
フィルタ出力の信号成分電力が小さくなり、周波数偏差
検出値となる演算器出力の絶対値も小さい値となってし
まい、引き込み時間が長くなるという問題点があった。
上のように構成されているため、周波数偏差が大きい場
合、整合フィルタ出力の信号成分電力および周波数整合
フィルタ出力の信号成分電力が小さくなり、周波数偏差
検出値となる演算器出力の絶対値も小さい値となってし
まい、引き込み時間が長くなるという問題点があった。
【００４９】この発明が解決しようとする課題は、ＡＦ
Ｃ回路で周波数偏差が大きい場合でも、絶対値の大きな
周波数偏差検出値を得ることで高速引き込みを可能にす
る周波数偏差検出器と自動周波数制御回路を提供するこ
とにある。
Ｃ回路で周波数偏差が大きい場合でも、絶対値の大きな
周波数偏差検出値を得ることで高速引き込みを可能にす
る周波数偏差検出器と自動周波数制御回路を提供するこ
とにある。
【００５０】
【課題を解決するための手段】第１の発明は、複素ベー
スバンド信号の周波数偏差を検出する周波数偏差検出器
であって、入力された複素ベースバンド信号の波形整形
と帯域外雑音の除去を行なう第１のフィルタと、前記複
素ベースバンド信号を入力とし、正の周波数領域では前
記第１のフィルタと同じ位相特性を有し、負の周波数領
域では前記第１のフィルタと１８０°ずれた位相特性を
有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第２のフィルタ
と、前記第１のフィルタの出力と前記第２のフィルタの
出力から周波数偏差を演算する演算手段と、前記第１の
フィルタの出力の電力を求める電力検出手段と、前記電
力検出手段の出力の値に基づいて前記演算手段の出力値
を変える可変増幅手段を備える。
スバンド信号の周波数偏差を検出する周波数偏差検出器
であって、入力された複素ベースバンド信号の波形整形
と帯域外雑音の除去を行なう第１のフィルタと、前記複
素ベースバンド信号を入力とし、正の周波数領域では前
記第１のフィルタと同じ位相特性を有し、負の周波数領
域では前記第１のフィルタと１８０°ずれた位相特性を
有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第２のフィルタ
と、前記第１のフィルタの出力と前記第２のフィルタの
出力から周波数偏差を演算する演算手段と、前記第１の
フィルタの出力の電力を求める電力検出手段と、前記電
力検出手段の出力の値に基づいて前記演算手段の出力値
を変える可変増幅手段を備える。
【００５１】また、第２の発明は、複素ベースバンド信
号の周波数偏差を検出する周波数偏差検出器において、
複素ベースバンド信号を入力とし、信号波形の整形と帯
域外雑音の除去を行う第１のフィルタと、前記第１のフ
ィルタ出力の振幅を一定にするリミッタと、前記リミッ
タ出力を入力とし、遅延量に相当する位相回転量を除
き、正の周波数成分の位相は変えず、負の周波数成分の
位相を１８０°回転させる位相特性を有し、かつ、偶対
称な振幅特性を有する第２のフィルタと、前記リミッタ
出力を前記第２のフィルタの遅延量と等しい遅延量だけ
遅延させる遅延器と、前記遅延器出力と前記第２のフィ
ルタ出力から周波数偏差を計算する演算手段を備える。
号の周波数偏差を検出する周波数偏差検出器において、
複素ベースバンド信号を入力とし、信号波形の整形と帯
域外雑音の除去を行う第１のフィルタと、前記第１のフ
ィルタ出力の振幅を一定にするリミッタと、前記リミッ
タ出力を入力とし、遅延量に相当する位相回転量を除
き、正の周波数成分の位相は変えず、負の周波数成分の
位相を１８０°回転させる位相特性を有し、かつ、偶対
称な振幅特性を有する第２のフィルタと、前記リミッタ
出力を前記第２のフィルタの遅延量と等しい遅延量だけ
遅延させる遅延器と、前記遅延器出力と前記第２のフィ
ルタ出力から周波数偏差を計算する演算手段を備える。
【００５２】また、第３の発明は、受信信号を直交検波
する直交検波手段と、前記直交検波手段で検波された複
素ベースバンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏
差検出器と、受信信号を直交検波する際の受信周波数を
発生する発振器を備え、前記周波数偏差検出器の出力に
基づいて前記発振器の発振周波数を制御する自動周波数
制御回路において、前記周波数偏差検出器は、複素ベー
スバンド信号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音
の除去を行う第１のフィルタと、前記複素ベースバンド
信号を入力とし、正の周波数領域では前記第１のフィル
タと同じ位相特性を有し、負の周波数領域では前記第１
のフィルタと１８０°ずれた位相特性を有し、かつ、偶
対称な振幅特性を有する第２のフィルタと、前記第１の
フィルタの出力と前記第２のフィルタの出力から周波数
偏差を計算する演算手段と、前記第１のフィルタの出力
の電力を検出する電力検出手段と、当該電力検出手段の
出力値に応じて、前記演算手段の出力値を変える可変増
幅手段を備える。
する直交検波手段と、前記直交検波手段で検波された複
素ベースバンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏
差検出器と、受信信号を直交検波する際の受信周波数を
発生する発振器を備え、前記周波数偏差検出器の出力に
基づいて前記発振器の発振周波数を制御する自動周波数
制御回路において、前記周波数偏差検出器は、複素ベー
スバンド信号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音
の除去を行う第１のフィルタと、前記複素ベースバンド
信号を入力とし、正の周波数領域では前記第１のフィル
タと同じ位相特性を有し、負の周波数領域では前記第１
のフィルタと１８０°ずれた位相特性を有し、かつ、偶
対称な振幅特性を有する第２のフィルタと、前記第１の
フィルタの出力と前記第２のフィルタの出力から周波数
偏差を計算する演算手段と、前記第１のフィルタの出力
の電力を検出する電力検出手段と、当該電力検出手段の
出力値に応じて、前記演算手段の出力値を変える可変増
幅手段を備える。
【００５３】また、第４の発明は、受信信号を直交検波
する直交検波手段と、前記直交検波手段で検波された複
素ベースバンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏
差検出器と、受信信号を直交検波する際の受信周波数を
発生する発振器を備え、前記周波数偏差検出器の出力に
基づいて前記発振器の発振周波数を制御する自動周波数
制御回路において、前記周波数偏差検出器は、複素ベー
スバンド信号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音
の除去を行う第１のフィルタと、前記第１のフィルタ出
力の振幅を一定にするリミッタと、前記リミッタ出力を
入力とし、遅延量に相当する位相回転量を除き、正の周
波数成分の位相は変えず、負の周波数成分の位相を１８
０°回転させる位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特
性を有する第２のフィルタと、前記リミッタ出力を前記
第２のフィルタの遅延量と等しい遅延量だけ遅延させる
遅延器と、前記遅延器出力と前記第２のフィルタ出力か
ら周波数偏差を計算する演算手段を備える。
する直交検波手段と、前記直交検波手段で検波された複
素ベースバンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏
差検出器と、受信信号を直交検波する際の受信周波数を
発生する発振器を備え、前記周波数偏差検出器の出力に
基づいて前記発振器の発振周波数を制御する自動周波数
制御回路において、前記周波数偏差検出器は、複素ベー
スバンド信号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音
の除去を行う第１のフィルタと、前記第１のフィルタ出
力の振幅を一定にするリミッタと、前記リミッタ出力を
入力とし、遅延量に相当する位相回転量を除き、正の周
波数成分の位相は変えず、負の周波数成分の位相を１８
０°回転させる位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特
性を有する第２のフィルタと、前記リミッタ出力を前記
第２のフィルタの遅延量と等しい遅延量だけ遅延させる
遅延器と、前記遅延器出力と前記第２のフィルタ出力か
ら周波数偏差を計算する演算手段を備える。
【００５４】また、第５の発明は、複数の受信信号に対
応し、当該受信信号をそれぞれ直交検波する複数の直交
検波手段と、前記直交検波手段で検波された複素ベース
バンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏差検出器
と、前記周波数偏差検出器の出力を加算する加算器と、
受信信号を直交検波する際の受信周波数を発生する発振
器を備え、前記加算器出力に基づいて前記発振器の発振
周波数を制御する自動周波数制御回路において、前記周
波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力とし、
信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１のフィル
タと、前記複素ベースバンド信号を入力とし、正の周波
数領域では前記第１のフィルタと同じ位相特性を有し、
負の周波数領域では前記第１のフィルタと１８０°ずれ
た位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第
２のフィルタと、前記第１のフィルタの出力と前記第２
のフィルタの出力から周波数偏差を計算する演算手段
と、前記第１のフィルタの出力の電力を検出する電力検
出手段と、当該電力検出手段の出力値に応じて、前記演
算手段の出力値を変える可変増幅手段を備える。
応し、当該受信信号をそれぞれ直交検波する複数の直交
検波手段と、前記直交検波手段で検波された複素ベース
バンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏差検出器
と、前記周波数偏差検出器の出力を加算する加算器と、
受信信号を直交検波する際の受信周波数を発生する発振
器を備え、前記加算器出力に基づいて前記発振器の発振
周波数を制御する自動周波数制御回路において、前記周
波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力とし、
信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１のフィル
タと、前記複素ベースバンド信号を入力とし、正の周波
数領域では前記第１のフィルタと同じ位相特性を有し、
負の周波数領域では前記第１のフィルタと１８０°ずれ
た位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第
２のフィルタと、前記第１のフィルタの出力と前記第２
のフィルタの出力から周波数偏差を計算する演算手段
と、前記第１のフィルタの出力の電力を検出する電力検
出手段と、当該電力検出手段の出力値に応じて、前記演
算手段の出力値を変える可変増幅手段を備える。
【００５５】また、第６の発明は、複数の受信信号に対
応し、当該受信信号をそれぞれ直交検波する複数の直交
検波手段と、前記直交検波手段で検波された復素ベース
バンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏差検出器
と、前記周波数偏差検出器の出力を加算する加算器と、
受信信号を直交検波する際の受信周波数を発生する発振
器を備え、前記加算器出力に基づいて前記発振器の発振
周波数を制御する自動周波数制御回路において、前記周
波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力とし、
信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１のフィル
タと、前記第１のフィルタ出力の振幅を一定にするリミ
ッタと、前記リミッタ出力を入力とし、遅延量に相当す
る位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変えず、
負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相特性を
有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第２のフィルタ
と、前記リミッタ出力を前記第２のフィルタの遅延量と
等しい遅延量だけ遅延させる遅延器と、前記遅延器出力
と前記第２のフィルタ出力から周波数偏差を計算する演
算手段を備える。
応し、当該受信信号をそれぞれ直交検波する複数の直交
検波手段と、前記直交検波手段で検波された復素ベース
バンド信号から周波数偏差を検出する周波数偏差検出器
と、前記周波数偏差検出器の出力を加算する加算器と、
受信信号を直交検波する際の受信周波数を発生する発振
器を備え、前記加算器出力に基づいて前記発振器の発振
周波数を制御する自動周波数制御回路において、前記周
波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力とし、
信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１のフィル
タと、前記第１のフィルタ出力の振幅を一定にするリミ
ッタと、前記リミッタ出力を入力とし、遅延量に相当す
る位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変えず、
負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相特性を
有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第２のフィルタ
と、前記リミッタ出力を前記第２のフィルタの遅延量と
等しい遅延量だけ遅延させる遅延器と、前記遅延器出力
と前記第２のフィルタ出力から周波数偏差を計算する演
算手段を備える。
【００５６】また、第７の発明は、請求項３または請求
項４記載の自動周波数制御回路において、複素ベースバ
ンド信号から１シンボル間の位相差を検出する遅延検波
手段と、前記遅延検波手段の出力から周波数偏差を計算
する周波数偏差演算手段と、ロック／アンロック信号に
応じて前記周波数偏差検出器の出力または周波数偏差演
算手段の出力のいづれかを選択する選択器と、前記選択
器の出力に基づいて前記ロック／アンロック信号を発生
するロック検出手段を備える。
項４記載の自動周波数制御回路において、複素ベースバ
ンド信号から１シンボル間の位相差を検出する遅延検波
手段と、前記遅延検波手段の出力から周波数偏差を計算
する周波数偏差演算手段と、ロック／アンロック信号に
応じて前記周波数偏差検出器の出力または周波数偏差演
算手段の出力のいづれかを選択する選択器と、前記選択
器の出力に基づいて前記ロック／アンロック信号を発生
するロック検出手段を備える。
【００５７】また、第８の発明は、受信信号がマルチキ
ャリアである場合に、マルチキャリア受信信号を直交検
波する直交検波手段と、当該直交検波手段出力から各キ
ャリア成分を抽出するキャリア数と同数の遅延量の等し
い整合フィルタと、前記直交検波手段出力を入力とし、
前記整合フィルタと等しい遅延量をもち、遅延量に相当
する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変え
ず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相特
性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する極性フィル
タと、キャリア数と同数の前記整合フィルタ出力と前記
極性フィルタ出力から周波数偏差を計算する演算手段
と、キャリア数と同数の前記整合フィルタ出力の電力の
和を計算する電力検出手段と、当該電力検出手段の出力
値に応じて、前記演算手段の出力値を変える可変増幅手
段を含み、当該可変増幅手段出力による帰還で、前記直
交検波手段にてマルチキャリア受信信号を直交検波する
際の受信周波数を制御する。
ャリアである場合に、マルチキャリア受信信号を直交検
波する直交検波手段と、当該直交検波手段出力から各キ
ャリア成分を抽出するキャリア数と同数の遅延量の等し
い整合フィルタと、前記直交検波手段出力を入力とし、
前記整合フィルタと等しい遅延量をもち、遅延量に相当
する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変え
ず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相特
性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する極性フィル
タと、キャリア数と同数の前記整合フィルタ出力と前記
極性フィルタ出力から周波数偏差を計算する演算手段
と、キャリア数と同数の前記整合フィルタ出力の電力の
和を計算する電力検出手段と、当該電力検出手段の出力
値に応じて、前記演算手段の出力値を変える可変増幅手
段を含み、当該可変増幅手段出力による帰還で、前記直
交検波手段にてマルチキャリア受信信号を直交検波する
際の受信周波数を制御する。
【００５８】
実施の形態１ 図１は請求項１の実施の形態を示す構成ブロック図であ
り、図中、従来例と同一部分には同一符号を付してい
る。上述したように、従来は周波数偏差が大きい場合、
整合フィルタ出力の信号成分電力および周波数整合フィ
ルタ出力の信号成分電力が小さくなり、そのため周波数
偏差検出値である演算器出力が小さい値となってしま
い、引き込み時間が長くなるという問題点があった。本
発明は、極性フィルタと可変増幅器を備え、周波数偏差
が大きい場合でも大きな周波数偏差検出値を出力させる
ことが可能な周波数偏差検出器を実現するものである。
り、図中、従来例と同一部分には同一符号を付してい
る。上述したように、従来は周波数偏差が大きい場合、
整合フィルタ出力の信号成分電力および周波数整合フィ
ルタ出力の信号成分電力が小さくなり、そのため周波数
偏差検出値である演算器出力が小さい値となってしま
い、引き込み時間が長くなるという問題点があった。本
発明は、極性フィルタと可変増幅器を備え、周波数偏差
が大きい場合でも大きな周波数偏差検出値を出力させる
ことが可能な周波数偏差検出器を実現するものである。
【００５９】図１において、２は第１のフィルタとして
複素ベースバンド信号１１０を波形整形したり、帯域外
の雑音を除去する整合フィルタ、９は第２のフィルタと
して正の周波数領域では整合フィルタ２と同じ位相特性
を有し、負の周波数領域では整合フィルタ２と１８０°
ずれた位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有す
る、複素ベースバンド信号１１０を入力とする極性フィ
ルタ、１０は整合フィルタ２出力１１１をシンボル周期
またはシンボル周期より短い周期でサンプルするサンプ
ル回路、１１は極性フィルタ９出力１１２をサンプル回
路１０と同じタイミングでサンプルするサンプル回路、
１２はサンプル回路１０出力１１３とサンプル回路１１
出力１１４から周波数偏差を計算する演算器、１３はサ
ンプル回路１０出力１１３の電力を検出する電力検出
器、１４は電力検出器１３出力１１６に応じて演算器１
２出力１１５の値を変え、周波数偏差検出値１１７を出
力する可変増幅器である。
複素ベースバンド信号１１０を波形整形したり、帯域外
の雑音を除去する整合フィルタ、９は第２のフィルタと
して正の周波数領域では整合フィルタ２と同じ位相特性
を有し、負の周波数領域では整合フィルタ２と１８０°
ずれた位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有す
る、複素ベースバンド信号１１０を入力とする極性フィ
ルタ、１０は整合フィルタ２出力１１１をシンボル周期
またはシンボル周期より短い周期でサンプルするサンプ
ル回路、１１は極性フィルタ９出力１１２をサンプル回
路１０と同じタイミングでサンプルするサンプル回路、
１２はサンプル回路１０出力１１３とサンプル回路１１
出力１１４から周波数偏差を計算する演算器、１３はサ
ンプル回路１０出力１１３の電力を検出する電力検出
器、１４は電力検出器１３出力１１６に応じて演算器１
２出力１１５の値を変え、周波数偏差検出値１１７を出
力する可変増幅器である。
【００６０】次に実施の形態１に関する動作を説明す
る。複素ベースバンド信号１１０は、整合フィルタ２と
極性フィルタ９に入力される。整合フィルタ２と極性フ
ィルタ９の周波数特性の一例をそれぞれ図２（ａ）、図
２（ｂ）に示す。前述したように、整合フィルタ２と極
性フィルタ９は正の周波数領域で同じ位相特性、負の周
波数領域で１８０°ずれた位相特性を有することから、
図２（ａ）のような整合フィルタ２の周波数特性の場
合、極性フィルタ９の周波数特性は図２（ｂ）のよう
に、正の周波数領域では正値で負の周波数領域では負値
となり、また、振幅特性は偶対称である。
る。複素ベースバンド信号１１０は、整合フィルタ２と
極性フィルタ９に入力される。整合フィルタ２と極性フ
ィルタ９の周波数特性の一例をそれぞれ図２（ａ）、図
２（ｂ）に示す。前述したように、整合フィルタ２と極
性フィルタ９は正の周波数領域で同じ位相特性、負の周
波数領域で１８０°ずれた位相特性を有することから、
図２（ａ）のような整合フィルタ２の周波数特性の場
合、極性フィルタ９の周波数特性は図２（ｂ）のよう
に、正の周波数領域では正値で負の周波数領域では負値
となり、また、振幅特性は偶対称である。
【００６１】整合フィルタ２の出力１１１と極性フィル
タ９の出力１１２の周波数特性を比較すると、正の周波
数成分については、整合フィルタ２と極性フィルタ９が
正の周波数領域で同じ位相特性を有することから、同じ
位相特性となり、負の周波数成分については、整合フィ
ルタ２と極性フィルタ９が負の周波数領域で１８０°ず
れた位相特性を有することから、１８０°ずれた位相特
性となる。この様子を図３に示す。図３（ａ）は整合フ
ィルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の
正の周波数成分の一例であり、整合フィルタ２の出力１
１１の正の周波数成分５１と極性フィルタ９の出力１１
２の正の周波数成分５２は同位相である。図３（ｂ）は
整合フィルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１
１２の負の周波数成分の一例であり、整合フィルタ２の
出力１１１の負の周波数成分５３と極性フィルタ９の出
力１１２の負の周波数成分５４は位相が１８０°ずれて
いる。したがって、整合フィルタ２の出力１１１をサン
プルしたサンプル回路１０の出力ｐn１１３と、極性フ
ィルタ９の出力１１２をサンプルしたサンプル回路１１
の出力ｑn１１４から、ｅn＝Ｒｅ（ｐnｑn *）で計算さ
れる演算器１２の出力ｅn１１５は、整合フィルタ２の
出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の正の周波数
成分に対しては平均的に正となる。これは、ｐnとｑnが
同位相であるからである。また、整合フィルタ２の出力
１１１と極性フィルタ９の出力１１２の負の周波数成分
に対し演算器１２の出力ｅn１１５は平均的に負とな
る。これは、ｐnとｑnの位相が１８０°ずれているから
である。
タ９の出力１１２の周波数特性を比較すると、正の周波
数成分については、整合フィルタ２と極性フィルタ９が
正の周波数領域で同じ位相特性を有することから、同じ
位相特性となり、負の周波数成分については、整合フィ
ルタ２と極性フィルタ９が負の周波数領域で１８０°ず
れた位相特性を有することから、１８０°ずれた位相特
性となる。この様子を図３に示す。図３（ａ）は整合フ
ィルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の
正の周波数成分の一例であり、整合フィルタ２の出力１
１１の正の周波数成分５１と極性フィルタ９の出力１１
２の正の周波数成分５２は同位相である。図３（ｂ）は
整合フィルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１
１２の負の周波数成分の一例であり、整合フィルタ２の
出力１１１の負の周波数成分５３と極性フィルタ９の出
力１１２の負の周波数成分５４は位相が１８０°ずれて
いる。したがって、整合フィルタ２の出力１１１をサン
プルしたサンプル回路１０の出力ｐn１１３と、極性フ
ィルタ９の出力１１２をサンプルしたサンプル回路１１
の出力ｑn１１４から、ｅn＝Ｒｅ（ｐnｑn *）で計算さ
れる演算器１２の出力ｅn１１５は、整合フィルタ２の
出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の正の周波数
成分に対しては平均的に正となる。これは、ｐnとｑnが
同位相であるからである。また、整合フィルタ２の出力
１１１と極性フィルタ９の出力１１２の負の周波数成分
に対し演算器１２の出力ｅn１１５は平均的に負とな
る。これは、ｐnとｑnの位相が１８０°ずれているから
である。
【００６２】以下、複素ベースバンド信号１１０の周波
数偏差に対し演算器１２の出力ｅn１１５がとる値につ
いて説明する。まず、複素ベースバンド信号１１０に正
の周波数偏差がある場合について考える。複素ベースバ
ンド信号１１０に正の周波数偏差がある場合の複素ベー
スバンド信号１１０の周波数スペクトルを図４（ａ）
に、整合フィルタ２の出力１１１の周波数スペクトルを
図４（ｂ）に、極性フィルタ９の出力１１２の周波数ス
ペクトルを図４（ｃ）に示す。すべて、太線の部分が周
波数スペクトルを表す。図４（ｂ）は複素ベースバンド
信号１１０の周波数スペクトル（図４（ａ））が整合フ
ィルタ２（図２（ａ））によって削られた周波数スペク
トルになっており、図４（ｃ）は複素ベースバンド信号
１１０の周波数スペクトル（図４（ａ））が極性フィル
タ９（図２（ｂ））によって削られた周波数スペクトル
になっている。図４から、複素ベースバンド信号１１０
に正の周波数偏差がある場合、整合フィルタ２の出力１
１１と極性フィルタ９の出力１１２いずれにおいても正
の周波数成分の電力の方が大きくなることがわかる。前
述したように、演算器１２の出力ｅn１１５は、整合フ
ィルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の
正の周波数成分に対しては平均的に正となり、負の周波
数成分に対しては平均的に負となる。したがって、複素
ベースバンド信号１１０に正の周波数偏差がある場合、
正の周波数成分の電力の方が大きくなるので、演算器１
２の出力ｅn１１５は平均的に正となる。同様の考え
で、複素ベースバンド信号１１０に負の周波数偏差があ
る場合、演算器１２の出力ｅn１１５は平均的に負とな
り、複素ベースバンド信号１１０に周波数偏差がない場
合、演算器１２の出力ｅn１１５は平均的に０となる。
以上より、演算器１２の出力ｅn１１５は複素ベースバ
ンド信号１１０の周波数偏差の検出値となる。
数偏差に対し演算器１２の出力ｅn１１５がとる値につ
いて説明する。まず、複素ベースバンド信号１１０に正
の周波数偏差がある場合について考える。複素ベースバ
ンド信号１１０に正の周波数偏差がある場合の複素ベー
スバンド信号１１０の周波数スペクトルを図４（ａ）
に、整合フィルタ２の出力１１１の周波数スペクトルを
図４（ｂ）に、極性フィルタ９の出力１１２の周波数ス
ペクトルを図４（ｃ）に示す。すべて、太線の部分が周
波数スペクトルを表す。図４（ｂ）は複素ベースバンド
信号１１０の周波数スペクトル（図４（ａ））が整合フ
ィルタ２（図２（ａ））によって削られた周波数スペク
トルになっており、図４（ｃ）は複素ベースバンド信号
１１０の周波数スペクトル（図４（ａ））が極性フィル
タ９（図２（ｂ））によって削られた周波数スペクトル
になっている。図４から、複素ベースバンド信号１１０
に正の周波数偏差がある場合、整合フィルタ２の出力１
１１と極性フィルタ９の出力１１２いずれにおいても正
の周波数成分の電力の方が大きくなることがわかる。前
述したように、演算器１２の出力ｅn１１５は、整合フ
ィルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の
正の周波数成分に対しては平均的に正となり、負の周波
数成分に対しては平均的に負となる。したがって、複素
ベースバンド信号１１０に正の周波数偏差がある場合、
正の周波数成分の電力の方が大きくなるので、演算器１
２の出力ｅn１１５は平均的に正となる。同様の考え
で、複素ベースバンド信号１１０に負の周波数偏差があ
る場合、演算器１２の出力ｅn１１５は平均的に負とな
り、複素ベースバンド信号１１０に周波数偏差がない場
合、演算器１２の出力ｅn１１５は平均的に０となる。
以上より、演算器１２の出力ｅn１１５は複素ベースバ
ンド信号１１０の周波数偏差の検出値となる。
【００６３】電力検出器１３では、サンプル回路１０の
出力ｐn１１３の電力｜ｐn｜2を検出する。可変増幅器
１４では、電力検出器１３の出力｜ｐn｜2１１６に応じ
て、演算器１２の出力１１５の値を、ｅn／（｜ｐn｜2
＋ｃ）と変え、周波数偏差検出値として出力する。ここ
に、ｃは正定数であり、｜ｐn｜2が小さい場合にｅn／
（｜ｐn｜2＋ｃ）の値が発散しないための定数である。
可変増幅器１４は、複素ベースバンド信号１１０の周波
数偏差が大きく、整合フィルタ２の出力１１１の信号成
分電力が小さくなり演算器１２の出力ｅn１１５の絶対
値が小さくなった場合にも、演算器１２の出力ｅn１１
５をサンプル回路１０の出力ｐn１１３の電力で除算す
ることにより、大きな周波数偏差検出値を出力すること
を可能としている。
出力ｐn１１３の電力｜ｐn｜2を検出する。可変増幅器
１４では、電力検出器１３の出力｜ｐn｜2１１６に応じ
て、演算器１２の出力１１５の値を、ｅn／（｜ｐn｜2
＋ｃ）と変え、周波数偏差検出値として出力する。ここ
に、ｃは正定数であり、｜ｐn｜2が小さい場合にｅn／
（｜ｐn｜2＋ｃ）の値が発散しないための定数である。
可変増幅器１４は、複素ベースバンド信号１１０の周波
数偏差が大きく、整合フィルタ２の出力１１１の信号成
分電力が小さくなり演算器１２の出力ｅn１１５の絶対
値が小さくなった場合にも、演算器１２の出力ｅn１１
５をサンプル回路１０の出力ｐn１１３の電力で除算す
ることにより、大きな周波数偏差検出値を出力すること
を可能としている。
【００６４】なお、本発明においては、極性フィルタ９と
して従来例の周波数整合フィルタ３を用いてもよい。
して従来例の周波数整合フィルタ３を用いてもよい。
【００６５】実施の形態２ 図５は請求項２の実施の形態を示すものであり、リミッ
タを用いた周波数偏差検出器である。図中、従来例およ
び実施の形態１と同一部分には同一符号を付している。
図５において、１５は整合フィルタ２の出力１１１の振
幅を一定にして定振幅信号１１８を出力するリミッタ、
１７はリミッタ１５の出力１１８に対し、遅延量に相当
する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変え
ず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相特
性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する極性フィル
タ、１６はリミッタ１５の出力１１８を極性フィルタ１
７と等しい遅延量だけ遅延させる遅延器、１８は遅延器
１６の出力１２０をシンボル周期またはシンボル周期よ
り短い周期でサンプルするサンプル回路、１９は極性フ
ィルタ１７の出力１２１をサンプル回路１８と同じタイ
ミングでサンプルするサンプル回路、１２はサンプル回
路１８の出力１２２とサンプル回路１９の出力１２３か
ら周波数偏差を計算する演算器で周波数偏差検出値１２
４を出力する。
タを用いた周波数偏差検出器である。図中、従来例およ
び実施の形態１と同一部分には同一符号を付している。
図５において、１５は整合フィルタ２の出力１１１の振
幅を一定にして定振幅信号１１８を出力するリミッタ、
１７はリミッタ１５の出力１１８に対し、遅延量に相当
する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変え
ず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相特
性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する極性フィル
タ、１６はリミッタ１５の出力１１８を極性フィルタ１
７と等しい遅延量だけ遅延させる遅延器、１８は遅延器
１６の出力１２０をシンボル周期またはシンボル周期よ
り短い周期でサンプルするサンプル回路、１９は極性フ
ィルタ１７の出力１２１をサンプル回路１８と同じタイ
ミングでサンプルするサンプル回路、１２はサンプル回
路１８の出力１２２とサンプル回路１９の出力１２３か
ら周波数偏差を計算する演算器で周波数偏差検出値１２
４を出力する。
【００６６】次に、動作を説明する。まず、極性フィル
タ１７の一例としては、遅延量のないフィルタの場合は
図２（ｂ）の実施の形態１における極性フィルタ９の周
波数特性例と同じ周波数特性のフィルタが考えられる。
次に、遅延器１６の出力１２０と極性フィルタ１７出力
の１２１の周波数特性を比較する。遅延器１６と極性フ
ィルタ１７の遅延量は同じであるので、この遅延量に対
する遅延器１６の出力１２０の位相特性と極性フィルタ
１７の出力１２１の位相特性は同じとなる。よって、極
性フィルタ１７が遅延量に相当する位相回転量を除き、
正の周波数成分の位相は変えず、負の周波数成分の位相
を１８０°回転させる位相特性を有することから、遅延
器１６の出力１２０と極性フィルタ１７の出力１２１の
位相特性は、正の周波数成分については同じ位相特性と
なり、負の周波数成分については１８０°ずれた位相特
性となる。この関係は、実施の形態１における整合フィ
ルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の位
相特性の関係と同じである。したがって、遅延器１６の
出力１２０をサンプルしたサンプル回路１８の出力ｐn
１２２と、極性フィルタ１７の出力１２１をサンプルし
たサンプル回路１９の出力ｑn１２３から、ｅn＝Ｒｅ
（ｐnｑn *）で計算される演算器１２の出力ｅn１２４
は、遅延器１６の出力１２０と極性フィルタ１７の出力
１２１の正の周波数成分に対しては平均的に正となり、
負の周波数成分に対しては平均的に負となる。また、複
素ベースバンド信号１１０に正の周波数偏差がある場合
は、遅延器１６の出力１２０と極性フィルタ１７の出力
１２１の周波数スペクトルはともに正の周波数成分の電
力が大きくなる。したがって、演算器１２の出力ｅn１
２４は、複素ベースバンド信号１１０に正の周波数偏差
がある場合には平均的に正となる。同様の考えで、複素
ベースバンド信号１１０に負の周波数偏差がある場合、
演算器１２の出力ｅn１２４は平均的に負となり、複素
ベースバンド信号１１０に周波数偏差がない場合、演算
器１２の出力ｅn１２４は平均的に０となる。以上よ
り、演算器１２の出力ｅn１２４は複素ベースバンド１
１０の周波数偏差の検出値となる。
タ１７の一例としては、遅延量のないフィルタの場合は
図２（ｂ）の実施の形態１における極性フィルタ９の周
波数特性例と同じ周波数特性のフィルタが考えられる。
次に、遅延器１６の出力１２０と極性フィルタ１７出力
の１２１の周波数特性を比較する。遅延器１６と極性フ
ィルタ１７の遅延量は同じであるので、この遅延量に対
する遅延器１６の出力１２０の位相特性と極性フィルタ
１７の出力１２１の位相特性は同じとなる。よって、極
性フィルタ１７が遅延量に相当する位相回転量を除き、
正の周波数成分の位相は変えず、負の周波数成分の位相
を１８０°回転させる位相特性を有することから、遅延
器１６の出力１２０と極性フィルタ１７の出力１２１の
位相特性は、正の周波数成分については同じ位相特性と
なり、負の周波数成分については１８０°ずれた位相特
性となる。この関係は、実施の形態１における整合フィ
ルタ２の出力１１１と極性フィルタ９の出力１１２の位
相特性の関係と同じである。したがって、遅延器１６の
出力１２０をサンプルしたサンプル回路１８の出力ｐn
１２２と、極性フィルタ１７の出力１２１をサンプルし
たサンプル回路１９の出力ｑn１２３から、ｅn＝Ｒｅ
（ｐnｑn *）で計算される演算器１２の出力ｅn１２４
は、遅延器１６の出力１２０と極性フィルタ１７の出力
１２１の正の周波数成分に対しては平均的に正となり、
負の周波数成分に対しては平均的に負となる。また、複
素ベースバンド信号１１０に正の周波数偏差がある場合
は、遅延器１６の出力１２０と極性フィルタ１７の出力
１２１の周波数スペクトルはともに正の周波数成分の電
力が大きくなる。したがって、演算器１２の出力ｅn１
２４は、複素ベースバンド信号１１０に正の周波数偏差
がある場合には平均的に正となる。同様の考えで、複素
ベースバンド信号１１０に負の周波数偏差がある場合、
演算器１２の出力ｅn１２４は平均的に負となり、複素
ベースバンド信号１１０に周波数偏差がない場合、演算
器１２の出力ｅn１２４は平均的に０となる。以上よ
り、演算器１２の出力ｅn１２４は複素ベースバンド１
１０の周波数偏差の検出値となる。
【００６７】リミッタ１５は、複素ベースバンド信号１
１０の周波数偏差が大きく、整合フィルタ２の出力１１
１の信号成分電力が小さくなった場合でも、整合フィル
タ２の出力１１１の振幅を一定にすることから、電力を
増幅させる作用がある。したがって、複素ベースバンド
信号 １０の周波数偏差が大きい場合でも、大きな周波
数偏差検出値を出力することを可能としている。
１０の周波数偏差が大きく、整合フィルタ２の出力１１
１の信号成分電力が小さくなった場合でも、整合フィル
タ２の出力１１１の振幅を一定にすることから、電力を
増幅させる作用がある。したがって、複素ベースバンド
信号 １０の周波数偏差が大きい場合でも、大きな周波
数偏差検出値を出力することを可能としている。
【００６８】実施の形態３．図６は実施の形態３を示す
構成ブロック図であり、図中、従来例および前述した実施
の形態と同一部分には同一符号を付している。 図６において、２００は実施の形態１の周波数偏差検出
器である。周波数偏差検出器２００では直交検波器１の
出力１２６の複素ベースバンド信号の周波数偏差を検出
し、周波数偏差検出値１２７を出力する。ループフィル
タ７は周波数偏差検出器２００の出力１２７に含まれる
雑音成分を除去する。ループフィルタ７の出力１２８は
制御電圧としてＶＣＯ８の発振周波数を制御し周波数偏
差の補正を行う。
構成ブロック図であり、図中、従来例および前述した実施
の形態と同一部分には同一符号を付している。 図６において、２００は実施の形態１の周波数偏差検出
器である。周波数偏差検出器２００では直交検波器１の
出力１２６の複素ベースバンド信号の周波数偏差を検出
し、周波数偏差検出値１２７を出力する。ループフィル
タ７は周波数偏差検出器２００の出力１２７に含まれる
雑音成分を除去する。ループフィルタ７の出力１２８は
制御電圧としてＶＣＯ８の発振周波数を制御し周波数偏
差の補正を行う。
【００６９】なお、本発明においては、周波数偏差検出
器２００に代えて実施の形態２で説明した周波数偏差検
出器２０１に置き換えても同じ効果を奏する。
器２００に代えて実施の形態２で説明した周波数偏差検
出器２０１に置き換えても同じ効果を奏する。
【００７０】本発明は、実施の形態１または実施の形態
２の周波数偏差検出器を用いて、帰還型のＡＦＣ回路を
構成することにより、周波数偏差が大きい場合でも、高
速引き込みが可能なＡＦＣ回路を実現している。
２の周波数偏差検出器を用いて、帰還型のＡＦＣ回路を
構成することにより、周波数偏差が大きい場合でも、高
速引き込みが可能なＡＦＣ回路を実現している。
【００７１】実施の形態４．図７は実施の形態４の構成
ブロック図であり、図中、従来例および前述した実施の
形態と同一部分には同一符号を付している。図７におい
て、１ａ、１ｂは、それぞれ受信信号ａ１３０ａ、受信
信号ｂ１３０ｂを、ＶＣＯ８の出力１３５で直交検波す
る直交検波器であり、実施の形態３の直交検波器１と同
一の機能を有する。２００ａ、２００ｂは、それぞれ直
交検波器１ａの出力１３１ａ、直交検波器１ｂの出力１
３１ｂの周波数偏差を検出する周波数偏差検出器であ
り、実施の形態３の周波数偏差検出器２００と同一の機
能を有する。２２は周波数偏差検出器２００ａの出力１
３２ａと周波数偏差検出器２００ｂの出力１３２ｂを加
算する加算器、７は加算器２２の出力１３３に含まれる
雑音成分を除去するループフィルタである。ループフィ
ルタ７の出力１３４は制御電圧としてＶＣＯ８の発振周
波数を制御し周波数偏差の補正を行う。
ブロック図であり、図中、従来例および前述した実施の
形態と同一部分には同一符号を付している。図７におい
て、１ａ、１ｂは、それぞれ受信信号ａ１３０ａ、受信
信号ｂ１３０ｂを、ＶＣＯ８の出力１３５で直交検波す
る直交検波器であり、実施の形態３の直交検波器１と同
一の機能を有する。２００ａ、２００ｂは、それぞれ直
交検波器１ａの出力１３１ａ、直交検波器１ｂの出力１
３１ｂの周波数偏差を検出する周波数偏差検出器であ
り、実施の形態３の周波数偏差検出器２００と同一の機
能を有する。２２は周波数偏差検出器２００ａの出力１
３２ａと周波数偏差検出器２００ｂの出力１３２ｂを加
算する加算器、７は加算器２２の出力１３３に含まれる
雑音成分を除去するループフィルタである。ループフィ
ルタ７の出力１３４は制御電圧としてＶＣＯ８の発振周
波数を制御し周波数偏差の補正を行う。
【００７２】本発明は、２つの受信信号がある場合に、
これらに対応して２つの直交検波器と２つの周波数偏差
検出器を設け、２つの周波数偏差検出器の出力の和を新
たに周波数偏差検出値とする帰還型のＡＦＣ回路であ
る。２つの周波数偏差検出器出力の和を周波数偏差検出
値とすることにより、周波数偏差検出値の雑音成分を軽
減することができ、より高速引き込みが可能なＡＦＣ回
路を実現している。
これらに対応して２つの直交検波器と２つの周波数偏差
検出器を設け、２つの周波数偏差検出器の出力の和を新
たに周波数偏差検出値とする帰還型のＡＦＣ回路であ
る。２つの周波数偏差検出器出力の和を周波数偏差検出
値とすることにより、周波数偏差検出値の雑音成分を軽
減することができ、より高速引き込みが可能なＡＦＣ回
路を実現している。
【００７３】なお、本発明においては、３つ以上の受信
信号がある場合に、これらに対応して受信信号と同数の
直交検波器と周波数偏差検出器を設け、これら複数の周
波数偏差検出器の出力の和を新たに周波数偏差検出値と
する帰還型のＡＦＣ回路を構成してもよい。
信号がある場合に、これらに対応して受信信号と同数の
直交検波器と周波数偏差検出器を設け、これら複数の周
波数偏差検出器の出力の和を新たに周波数偏差検出値と
する帰還型のＡＦＣ回路を構成してもよい。
【００７４】実施の形態５．図８は実施の形態５を示す
構成ブロック図であり、図中、従来例および前述した実
施の形態と同一部分には同一符号を付している。図にお
いて、２３は整合フィルタ２の出力１３６から１シンボ
ル間の位相差を検出する遅延検波器、２４は遅延検波器
２３の出力１３７から周波数偏差を計算する周波数偏差
演算器である。また、２５はループフィルタ７の出力１
３９の平均値が特定の範囲内（例えば０近傍）にあると
きにはロック信号を出力し、そうでないときにはアンロ
ック信号を出力するロック検出器、２６はロック検出器
出力１４０がアンロック信号である場合には、可変増幅
器１４の出力１４１を出力し、ロック検出器の出力１４
０がロック信号である場合には、周波数偏差演算器２４
の出力１３８を出力するスイッチである。
構成ブロック図であり、図中、従来例および前述した実
施の形態と同一部分には同一符号を付している。図にお
いて、２３は整合フィルタ２の出力１３６から１シンボ
ル間の位相差を検出する遅延検波器、２４は遅延検波器
２３の出力１３７から周波数偏差を計算する周波数偏差
演算器である。また、２５はループフィルタ７の出力１
３９の平均値が特定の範囲内（例えば０近傍）にあると
きにはロック信号を出力し、そうでないときにはアンロ
ック信号を出力するロック検出器、２６はロック検出器
出力１４０がアンロック信号である場合には、可変増幅
器１４の出力１４１を出力し、ロック検出器の出力１４
０がロック信号である場合には、周波数偏差演算器２４
の出力１３８を出力するスイッチである。
【００７５】本発明は、実施の形態１の周波数偏差検出
器と、整合フィルタの出力の１シンボル間の位相差から
周波数偏差を計算する精度の高い周波数偏差演算器とを
備えた、帰還型ＡＦＣ回路である。本ＡＦＣ回路では、
引き込みが完了していない（ロック検出器２５の出力１
４０がアンロック信号である）ときのみ、実施の形態１
の周波数偏差検出器の出力が周波数偏差検出値となり、
引き込みが完了した（ロック検出器２５の出力１４０が
ロック信号である）ときには、整合フィルタの出力の１
シンボル間の位相差から周波数偏差を計算する精度の高
い周波数偏差演算器の出力が周波数偏差検出値となる。
この周波数偏差検出値の切り換えにより、高速引き込み
が可能で、かつ、引き込み完了時の精度が高いＡＦＣ回
路を実現している。
器と、整合フィルタの出力の１シンボル間の位相差から
周波数偏差を計算する精度の高い周波数偏差演算器とを
備えた、帰還型ＡＦＣ回路である。本ＡＦＣ回路では、
引き込みが完了していない（ロック検出器２５の出力１
４０がアンロック信号である）ときのみ、実施の形態１
の周波数偏差検出器の出力が周波数偏差検出値となり、
引き込みが完了した（ロック検出器２５の出力１４０が
ロック信号である）ときには、整合フィルタの出力の１
シンボル間の位相差から周波数偏差を計算する精度の高
い周波数偏差演算器の出力が周波数偏差検出値となる。
この周波数偏差検出値の切り換えにより、高速引き込み
が可能で、かつ、引き込み完了時の精度が高いＡＦＣ回
路を実現している。
【００７６】実施の形態６．図９は実施の形態６を示す
構成ブロック図であり、図中、従来例および前述した実
施の形態と同一部分には同一符号を付している。本発明
は、受信信号がキャリア数４のマルチキャリア信号であ
る場合のＡＦＣ回路である。直交検波器１ではマルチキ
ャリア受信信号１４２をＶＣＯ８の出力１５１で直交検
波する。２７ａは直交検波器１の出力１４３に含まれる
１番目のキャリア成分を抽出する第１の整合フィルタ、
２７ｂは直交検波器１の出力１４３に含まれる２番目の
キャリア成分を抽出する第２の整合フィルタ、２７ｃは
直交検波器１の出力１４３に含まれる３番目のキャリア
成分を抽出する第３の整合フィルタ、２７ｄは直交検波
器１の出力１４３に含まれる４番目のキャリア成分を抽
出する第４の整合フィルタであり、等しい遅延量をも
つ。２８は前記第１から第４の整合フィルタと等しい遅
延量をもち、直交検波器１の出力１４３に対し、遅延量
に相当する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は
変えず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位
相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する極性フ
ィルタ、２９ａは第１の整合フィルタ２７ａの出力１４
４ａをシンボル周期またはシンボル周期より短い周期で
サンプルするサンプル回路、２９ｂは第２の整合フィル
タ２７ｂの出力１４４ｂをサンプル回路２９ａと同じタ
イミングでサンプルするサンプル回路、２９ｃは第３の
整合フィルタ２７ｃの出力１４４ｃをサンプル回路２９
ａと同じタイミングでサンプルするサンプル回路、２９
ｄは第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄをサンプ
ル回路２９ａと同じタイミングでサンプルするサンプル
回路、３０は極性フィルタ２８の出力１４５をサンプル
回路２９ａと同じタイミングでサンプルするサンプル回
路、３１はサンプル回路２９ａの出力１４６ａ、サンプ
ル回路２９ｂの出力１４６ｂ、サンプル回路２９ｃの出
力１４６ｃ、サンプル回路２９ｄの出力１４６ｄ、サン
プル回路３０の出力１４７から周波数偏差を計算する演
算器、３２はサンプル回路２９ａの出力１４６ａ、サン
プル回路２９ｂの出力１４６ｂ、サンプル回路２９ｃの
出力１４６ｃ、サンプル回路２９ｄの出力１４６ｄ、そ
れぞれの電力を検出しそれらの和を出力する電力検出
器、１４は電力検出器３２の出力１４９に応じて演算器
３１の出力１４８の値を変え、周波数偏差検出値１５０
を出力する可変増幅器である。
構成ブロック図であり、図中、従来例および前述した実
施の形態と同一部分には同一符号を付している。本発明
は、受信信号がキャリア数４のマルチキャリア信号であ
る場合のＡＦＣ回路である。直交検波器１ではマルチキ
ャリア受信信号１４２をＶＣＯ８の出力１５１で直交検
波する。２７ａは直交検波器１の出力１４３に含まれる
１番目のキャリア成分を抽出する第１の整合フィルタ、
２７ｂは直交検波器１の出力１４３に含まれる２番目の
キャリア成分を抽出する第２の整合フィルタ、２７ｃは
直交検波器１の出力１４３に含まれる３番目のキャリア
成分を抽出する第３の整合フィルタ、２７ｄは直交検波
器１の出力１４３に含まれる４番目のキャリア成分を抽
出する第４の整合フィルタであり、等しい遅延量をも
つ。２８は前記第１から第４の整合フィルタと等しい遅
延量をもち、直交検波器１の出力１４３に対し、遅延量
に相当する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は
変えず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位
相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する極性フ
ィルタ、２９ａは第１の整合フィルタ２７ａの出力１４
４ａをシンボル周期またはシンボル周期より短い周期で
サンプルするサンプル回路、２９ｂは第２の整合フィル
タ２７ｂの出力１４４ｂをサンプル回路２９ａと同じタ
イミングでサンプルするサンプル回路、２９ｃは第３の
整合フィルタ２７ｃの出力１４４ｃをサンプル回路２９
ａと同じタイミングでサンプルするサンプル回路、２９
ｄは第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄをサンプ
ル回路２９ａと同じタイミングでサンプルするサンプル
回路、３０は極性フィルタ２８の出力１４５をサンプル
回路２９ａと同じタイミングでサンプルするサンプル回
路、３１はサンプル回路２９ａの出力１４６ａ、サンプ
ル回路２９ｂの出力１４６ｂ、サンプル回路２９ｃの出
力１４６ｃ、サンプル回路２９ｄの出力１４６ｄ、サン
プル回路３０の出力１４７から周波数偏差を計算する演
算器、３２はサンプル回路２９ａの出力１４６ａ、サン
プル回路２９ｂの出力１４６ｂ、サンプル回路２９ｃの
出力１４６ｃ、サンプル回路２９ｄの出力１４６ｄ、そ
れぞれの電力を検出しそれらの和を出力する電力検出
器、１４は電力検出器３２の出力１４９に応じて演算器
３１の出力１４８の値を変え、周波数偏差検出値１５０
を出力する可変増幅器である。
【００７７】第１の整合フィルタ２７ａ、第２の整合フ
ィルタ２７ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃ、第４の整合
フィルタ２７ｄの周波数特性例を図１０（ａ）に、極性
フィルタ２８の周波数特性例を図１０（ｂ）に示す。図
１０（ａ）において、６１は第１の整合フィルタ２７ａ
の周波数特性例、６２は第２の整合フィルタ２７ｂの周
波数特性例、６３は第３の整合フィルタ２７ｃの周波数
特性例、６４は第４の整合フィルタ２７ｄの周波数特性
例である。
ィルタ２７ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃ、第４の整合
フィルタ２７ｄの周波数特性例を図１０（ａ）に、極性
フィルタ２８の周波数特性例を図１０（ｂ）に示す。図
１０（ａ）において、６１は第１の整合フィルタ２７ａ
の周波数特性例、６２は第２の整合フィルタ２７ｂの周
波数特性例、６３は第３の整合フィルタ２７ｃの周波数
特性例、６４は第４の整合フィルタ２７ｄの周波数特性
例である。
【００７８】演算器３１はサンプル回路２９ａの出力ｐ
ａn１４６ａ、サンプル回路２９ｂの出力ｐｂn１４６
ｂ、サンプル回路２９ｃの出力ｐｃn１４６ｃ、サンプ
ル回路２９ｄの出力ｐｄn１４６ｄ、サンプル回路３０
の出力ｖｍn１４７からｅｍn１４８を計算する。 ｅｍn＝Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｂnｖｍn *） ＋Ｒｅ（ｐｃnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｄnｖｍn *） （２４）
ａn１４６ａ、サンプル回路２９ｂの出力ｐｂn１４６
ｂ、サンプル回路２９ｃの出力ｐｃn１４６ｃ、サンプ
ル回路２９ｄの出力ｐｄn１４６ｄ、サンプル回路３０
の出力ｖｍn１４７からｅｍn１４８を計算する。 ｅｍn＝Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｂnｖｍn *） ＋Ｒｅ（ｐｃnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｄnｖｍn *） （２４）
【００７９】いま、直交検波器１の出力１４３に周波数
偏差がないとする。図１０（ｃ）に、第１の整合フィル
タ２７ａの出力１４４ａ、第２の整合フィルタ２７ｂの
出力１４４ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃの出力１４４
ｃ、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの周波数
スペクトルを併せて示す。図１０（ｃ）において、６５
は第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４ａの周波数ス
ペクトル、６６は第２の整合フィルタ２７ｂの出力１４
４ｂの周波数スペクトル、６７は第３の整合フィルタ２
７ｃの出力１４４ｃの周波数スペクトル、６８は第４の
整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの周波数スペクトル
である。第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４ａをサ
ンプルしたサンプル回路２９ａの出力ｐａn１４６ａと
極性フィルタ２８の出力１４５をサンプルしたサンプル
回路３０の出力ｖｍn１４７から計算したＲｅ（ｐａnｖ
ｍn *）は、第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４ａが
負の周波数成分しか含まないことから、平均的に負とな
る。一方、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄを
サンプルしたサンプル回路２９ｄの出力ｐｄn１４６ｄ
と極性フィルタ２８の出力１４５をサンプルしたサンプ
ル回路３０の出力ｖｍn１４７から計算したＲｅ（ｐｄn
ｖｍn *）は、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄ
が正の周波数成分しか含まないことから、平均的に正と
なる。また、第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４
ａ、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの電力は
等しいので、Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）の絶対値とＲｅ（ｐ
ｄnｖｍ n *）の絶対値は平均的に等しくなる。したがっ
て、Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｄnｖｍn *）は平均
的に０となる。同様に、第２の整合フィルタ２７ｂの出
力１４４ｂをサンプルしたサンプル回路２９ｂの出力ｐ
ｂn１４６ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃの出力１４４
ｃをサンプルしたサンプル回路２９ｃの出力ｐｃn１４
６ｃ、極性フィルタ２８の出力１４５をサンプルしたサ
ンプル回路３０の出力ｖｍn１４７から計算したＲｅ
（ｐｂnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｃnｖｍn *）は、平均的に０
となる。
偏差がないとする。図１０（ｃ）に、第１の整合フィル
タ２７ａの出力１４４ａ、第２の整合フィルタ２７ｂの
出力１４４ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃの出力１４４
ｃ、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの周波数
スペクトルを併せて示す。図１０（ｃ）において、６５
は第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４ａの周波数ス
ペクトル、６６は第２の整合フィルタ２７ｂの出力１４
４ｂの周波数スペクトル、６７は第３の整合フィルタ２
７ｃの出力１４４ｃの周波数スペクトル、６８は第４の
整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの周波数スペクトル
である。第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４ａをサ
ンプルしたサンプル回路２９ａの出力ｐａn１４６ａと
極性フィルタ２８の出力１４５をサンプルしたサンプル
回路３０の出力ｖｍn１４７から計算したＲｅ（ｐａnｖ
ｍn *）は、第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４ａが
負の周波数成分しか含まないことから、平均的に負とな
る。一方、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄを
サンプルしたサンプル回路２９ｄの出力ｐｄn１４６ｄ
と極性フィルタ２８の出力１４５をサンプルしたサンプ
ル回路３０の出力ｖｍn１４７から計算したＲｅ（ｐｄn
ｖｍn *）は、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄ
が正の周波数成分しか含まないことから、平均的に正と
なる。また、第１の整合フィルタ２７ａの出力１４４
ａ、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの電力は
等しいので、Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）の絶対値とＲｅ（ｐ
ｄnｖｍ n *）の絶対値は平均的に等しくなる。したがっ
て、Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｄnｖｍn *）は平均
的に０となる。同様に、第２の整合フィルタ２７ｂの出
力１４４ｂをサンプルしたサンプル回路２９ｂの出力ｐ
ｂn１４６ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃの出力１４４
ｃをサンプルしたサンプル回路２９ｃの出力ｐｃn１４
６ｃ、極性フィルタ２８の出力１４５をサンプルしたサ
ンプル回路３０の出力ｖｍn１４７から計算したＲｅ
（ｐｂnｖｍn *）＋Ｒｅ（ｐｃnｖｍn *）は、平均的に０
となる。
【００８０】以上より、直交検波器１の出力１４３に周
波数偏差がない場合、式（２４）で表される演算器３１
の出力ｅｍn１４８は平均的に０となる。
波数偏差がない場合、式（２４）で表される演算器３１
の出力ｅｍn１４８は平均的に０となる。
【００８１】直交検波器１の出力１４３に正の周波数偏
差がある場合は、第１の整合フィルタ２７ａの出力１４
４ａの電力または第２の整合フィルタ２７ｂの出力１４
４ｂの電力が減少するため、Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）また
はＲｅ（ｐｂnｖｍn *）の絶対値は減少し、式（２４）
で表される演算器３１の出力ｅｍn１４８は平均的に正
となる。逆に、直交検波器１の出力１４３に負の周波数
偏差がある場合は、式（２４）で表される演算器３１の
出力ｅｍn１４８は平均的に負となる。
差がある場合は、第１の整合フィルタ２７ａの出力１４
４ａの電力または第２の整合フィルタ２７ｂの出力１４
４ｂの電力が減少するため、Ｒｅ（ｐａnｖｍn *）また
はＲｅ（ｐｂnｖｍn *）の絶対値は減少し、式（２４）
で表される演算器３１の出力ｅｍn１４８は平均的に正
となる。逆に、直交検波器１の出力１４３に負の周波数
偏差がある場合は、式（２４）で表される演算器３１の
出力ｅｍn１４８は平均的に負となる。
【００８２】可変増幅器１４は、直交検波器１の出力１
４３の周波数偏差が大きい場合に、第１の整合フィルタ
２７ａの出力１４４ａ、第２の整合フィルタ２７ｂの出
力１４４ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃの出力１４４
ｃ、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの信号成
分電力が小さくなることにより演算器３１の出力ｅｍn
１４８の絶対値が減少するのを抑え、周波数偏差が大き
い場合でも、絶対値の大きな周波数偏差検出値を出力
し、ＡＦＣ回路の高速引き込みを可能にしている。
４３の周波数偏差が大きい場合に、第１の整合フィルタ
２７ａの出力１４４ａ、第２の整合フィルタ２７ｂの出
力１４４ｂ、第３の整合フィルタ２７ｃの出力１４４
ｃ、第４の整合フィルタ２７ｄの出力１４４ｄの信号成
分電力が小さくなることにより演算器３１の出力ｅｍn
１４８の絶対値が減少するのを抑え、周波数偏差が大き
い場合でも、絶対値の大きな周波数偏差検出値を出力
し、ＡＦＣ回路の高速引き込みを可能にしている。
【００８３】なお、本発明においては、キャリア数が４
以外のマルチキャリア受信信号である場合にも、キャリ
ア数と同数の整合フィルタを設け、同様にＡＦＣ回路を
構成してもよい。
以外のマルチキャリア受信信号である場合にも、キャリ
ア数と同数の整合フィルタを設け、同様にＡＦＣ回路を
構成してもよい。
【００８４】本発明は、マルチキャリアの受信信号に対
しても、高速引き込みが可能な帰還型のＡＦＣ回路を実
現している。
しても、高速引き込みが可能な帰還型のＡＦＣ回路を実
現している。
【００８５】
【発明の効果】第１の発明に係わる周波数偏差検出器
は、複素ベースバンド信号の周波数偏差が大きい場合、
第１のフィルタ出力の信号成分電力が小さくなり演算手
段出力の絶対値が小さい値となっても、演算手段出力は
可変増幅手段により増幅されるため、絶対値の大きな周
波数偏差検出値を出力することが可能になる。
は、複素ベースバンド信号の周波数偏差が大きい場合、
第１のフィルタ出力の信号成分電力が小さくなり演算手
段出力の絶対値が小さい値となっても、演算手段出力は
可変増幅手段により増幅されるため、絶対値の大きな周
波数偏差検出値を出力することが可能になる。
【００８６】また、第２の発明に係わる周波数検出器
は、複素ベースバンド信号の周波数偏差が大きい場合、
第１のフィルタ出力の信号成分電力が小さくなっても、
リミッタにより第１のフィルタ出力の振幅を一定にする
ため、絶対値の大きな周波数偏差検出値を出力すること
が可能になる。
は、複素ベースバンド信号の周波数偏差が大きい場合、
第１のフィルタ出力の信号成分電力が小さくなっても、
リミッタにより第１のフィルタ出力の振幅を一定にする
ため、絶対値の大きな周波数偏差検出値を出力すること
が可能になる。
【００８７】また、第３および第４の発明に係わる自動
周波数制御回路は、複素ベースバンド信号の周波数偏差
が大きい場合でも、絶対値の大きな周波数偏差検出値を
帰還させるため、高速引き込みが可能になる。
周波数制御回路は、複素ベースバンド信号の周波数偏差
が大きい場合でも、絶対値の大きな周波数偏差検出値を
帰還させるため、高速引き込みが可能になる。
【００８８】また、第５および第６の発明に係わる自動
周波数制御回路は、複数の受信信号に対し設けた複数の
周波数偏差検出器の出力の和を周波数偏差検出値とする
ことにより、周波数偏差検出値の雑音成分が軽減される
ため、さらに高速引き込みが可能になる。
周波数制御回路は、複数の受信信号に対し設けた複数の
周波数偏差検出器の出力の和を周波数偏差検出値とする
ことにより、周波数偏差検出値の雑音成分が軽減される
ため、さらに高速引き込みが可能になる。
【００８９】また、第７の発明に係わる自動周波数制御
回路は、引き込み完了を判断するロック検出手段を設
け、当該ロック検出手段にて引き込みが完了したと判断
した場合には、１シンボル間の位相差から周波数偏差を
計算した周波数偏差検出値を帰還させるため、高速引き
込みと同時に引き込み完了時の精度を高くすることがで
きる。
回路は、引き込み完了を判断するロック検出手段を設
け、当該ロック検出手段にて引き込みが完了したと判断
した場合には、１シンボル間の位相差から周波数偏差を
計算した周波数偏差検出値を帰還させるため、高速引き
込みと同時に引き込み完了時の精度を高くすることがで
きる。
【００９０】そして、第８の発明に係わる自動周波数制
御回路は、受信信号がマルチキャリアである場合に、各
キャリアごとに整合フィルタを設け周波数偏差を検出す
ることにより、第１の発明と同様の効果が得られ、高速
引き込みが可能になる。
御回路は、受信信号がマルチキャリアである場合に、各
キャリアごとに整合フィルタを設け周波数偏差を検出す
ることにより、第１の発明と同様の効果が得られ、高速
引き込みが可能になる。
【図１】 この発明における周波数偏差検出器を示す構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図２】 整合フィルタと極性フィルタの周波数特性例
である。
である。
【図３】 整合フィルタ出力と極性フィルタ出力の比較
例である。
例である。
【図４】 整合フィルタ出力と極性フィルタ出力の周波
数スペクトル例である。
数スペクトル例である。
【図５】 この発明における周波数偏差検出器を示す構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図６】 この発明における自動周波数制御回路を示す
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図７】 この発明における自動周波数制御回路を示す
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図８】 この発明における自動周波数制御回路を示す
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図９】 この発明における自動周波数制御回路を示す
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図１０】 整合フィルタと極性フィルタの周波数特性
例および整合フィルタ出力の周波数スペクトル例であ
る。
例および整合フィルタ出力の周波数スペクトル例であ
る。
【図１１】 従来例を示す構成ブロック図である。
【図１２】 整合フィルタと周波数整合フィルタの周波
数特性例である。
数特性例である。
１ 直交検波器、１ａ 直交検波器、１ｂ 直交検波
器、２ 整合フィルタ、３ 周波数整合フィルタ、４
サンプル回路、５ サンプル回路、６ 演算器、７ ル
ープフィルタ、８ ＶＣＯ、９ 極性フィルタ、１０
サンプル回路、１１ サンプル回路、１２ 演算器、１
３ 電力検出器、１４ 可変増幅器、１５リミッタ、１
６ 遅延器、１７ 極性フィルタ、１８ サンプル回
路、１９サンプル回路、２２ 加算器、２３ 遅延検波
器、２４ 周波数偏差演算器、２５ ロック検出器、２
６ スイッチ、２７ａ 第１の整合フィルタ、２７ｂ
第２の整合フィルタ、２７ｃ 第３の整合フィルタ、２
７ｄ 第４の整合フィルタ、２８極性フィルタ、２９ａ
サンプル回路、２９ｂ サンプル回路、２９ｃサンプ
ル回路、２９ｄ サンプル回路、３０ サンプル回路、
３１ 演算器、３２ 電力検出器、２００ 周波数偏差
検出器、２００ａ 周波数偏差検出器、２００ｂ 周波
数偏差検出器、２０１ 周波数偏差検出器、６１ 第１
の整合フィルタの周波数特性例、６２ 第２の整合フィ
ルタの周波数特性例、６３ 第３の整合フィルタの周波
数特性例、６４ 第４の整合フィルタの周波数特性例、
６５第１の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例、６
６ 第２の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例、６
７ 第３の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例、６
８ 第４の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例。
器、２ 整合フィルタ、３ 周波数整合フィルタ、４
サンプル回路、５ サンプル回路、６ 演算器、７ ル
ープフィルタ、８ ＶＣＯ、９ 極性フィルタ、１０
サンプル回路、１１ サンプル回路、１２ 演算器、１
３ 電力検出器、１４ 可変増幅器、１５リミッタ、１
６ 遅延器、１７ 極性フィルタ、１８ サンプル回
路、１９サンプル回路、２２ 加算器、２３ 遅延検波
器、２４ 周波数偏差演算器、２５ ロック検出器、２
６ スイッチ、２７ａ 第１の整合フィルタ、２７ｂ
第２の整合フィルタ、２７ｃ 第３の整合フィルタ、２
７ｄ 第４の整合フィルタ、２８極性フィルタ、２９ａ
サンプル回路、２９ｂ サンプル回路、２９ｃサンプ
ル回路、２９ｄ サンプル回路、３０ サンプル回路、
３１ 演算器、３２ 電力検出器、２００ 周波数偏差
検出器、２００ａ 周波数偏差検出器、２００ｂ 周波
数偏差検出器、２０１ 周波数偏差検出器、６１ 第１
の整合フィルタの周波数特性例、６２ 第２の整合フィ
ルタの周波数特性例、６３ 第３の整合フィルタの周波
数特性例、６４ 第４の整合フィルタの周波数特性例、
６５第１の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例、６
６ 第２の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例、６
７ 第３の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例、６
８ 第４の整合フィルタ出力の周波数スペクトル例。
Claims (8)
- 【請求項１】 複素ベースバンド信号の周波数偏差を検
出する周波数偏差検出器であって、複素ベースバンド信
号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行
う第１のフィルタと、前記複素ベースバンド信号を入力
とし、正の周波数領域では前記第１のフィルタと同じ位
相特性を有し、負の周波数領域では前記第１のフィルタ
と１８０°ずれた位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅
特性を有する第２のフィルタと、前記第１のフィルタの
出力と前記第２のフィルタの出力から周波数偏差を計算
する演算手段と、前記第１のフィルタの出力の電力を検
出する電力検出手段と、当該電力検出手段の出力値に応
じて、前記演算手段の出力値を変える可変増幅手段を含
むことを特徴とする周波数偏差検出器。 - 【請求項２】 複素ベースバンド信号の周波数偏差を検
出する周波数偏差検出器であって、複素ベースバンド信
号を入力とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行
う第１のフィルタと、前記第１のフィルタ出力の振幅を
一定にするリミッタと、前記リミッタ出力を入力とし、
遅延量に相当する位相回転量を除き、正の周波数成分の
位相は変えず、負の周波数成分の位相を１８０°回転さ
せる位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する
第２のフィルタと、前記リミッタ出力を前記第２のフィ
ルタの遅延量と等しい遅延量だけ遅延させる遅延器と、
前記遅延器出力と前記第２のフィルタ出力から周波数偏
差を計算する演算手段を含むことを特徴とする周波数偏
差検出器。 - 【請求項３】 受信信号を直交検波する直交検波手段
と、前記直交検波手段で検波された複素ベースバンド信
号から周波数偏差を検出する周波数偏差検出器と、受信
信号を直交検波する際の受信周波数を発生する発振器を
備え、前記周波数偏差検出器の出力に基づいて前記発振
器の発振周波数を制御する自動周波数制御回路におい
て、 前記周波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力
とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１の
フィルタと、前記複素ベースバンド信号を入力とし、正
の周波数領域では前記第１のフィルタと同じ位相特性を
有し、負の周波数領域では前記第１のフィルタと１８０
°ずれた位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有
する第２のフィルタと、前記第１のフィルタの出力と前
記第２のフィルタの出力から周波数偏差を計算する演算
手段と、前記第１のフィルタの出力の電力を検出する電
力検出手段と、当該電力検出手段の出力値に応じて、前
記演算手段の出力値を変える可変増幅手段を備えること
を特徴とする自動周波数制御回路。 - 【請求項４】 受信信号を直交検波する直交検波手段
と、前記直交検波手段で検波された複素ベースバンド信
号から周波数偏差を検出する周波数偏差検出器と、受信
信号を直交検波する際の受信周波数を発生する発振器を
備え、前記周波数偏差検出器の出力に基づいて前記発振
器の発振周波数を制御する自動周波数制御回路におい
て、 前記周波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力
とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１の
フィルタと、前記第１のフィルタ出力の振幅を一定にす
るリミッタと、前記リミッタ出力を入力とし、遅延量に
相当する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変
えず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相
特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第２のフ
ィルタと、前記リミッタ出力を前記第２のフィルタの遅
延量と等しい遅延量だけ遅延させる遅延器と、前記遅延
器出力と前記第２のフィルタ出力から周波数偏差を計算
する演算手段を備えることを特徴とする自動周波数制御
回路。 - 【請求項５】 複数の受信信号に対応し、当該受信信号
をそれぞれ直交検波する複数の直交検波手段と、前記直
交検波手段で検波された複素ベースバンド信号から周波
数偏差を検出する周波数偏差検出器と、前記周波数偏差
検出器の出力を加算する加算器と、受信信号を直交検波
する際の受信周波数を発生する発振器を備え、前記加算
器出力に基づいて前記発振器の発振周波数を制御する自
動周波数制御回路において、 前記周波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力
とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１の
フィルタと、前記複素ベースバンド信号を入力とし、正
の周波数領域では前記第１のフィルタと同じ位相特性を
有し、負の周波数領域では前記第１のフィルタと１８０
°ずれた位相特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有
する第２のフィルタと、前記第１のフィルタの出力と前
記第２のフィルタの出力から周波数偏差を計算する演算
手段と、前記第１のフィルタの出力の電力を検出する電
力検出手段と、当該電力検出手段の出力値に応じて、前
記演算手段の出力値を変える可変増幅手段を備えること
を特徴とする自動周波数制御回路。 - 【請求項６】 複数の受信信号に対応し、当該受信信号
をそれぞれ直交検波する複数の直交検波手段と、前記直
交検波手段で検波された復素ベースバンド信号から周波
数偏差を検出する周波数偏差検出器と、前記周波数偏差
検出器の出力を加算する加算器と、受信信号を直交検波
する際の受信周波数を発生する発振器を備え、前記加算
器出力に基づいて前記発振器の発振周波数を制御する自
動周波数制御回路において、 前記周波数偏差検出器は、複素ベースバンド信号を入力
とし、信号波形の整形と帯域外雑音の除去を行う第１の
フィルタと、前記第１のフィルタ出力の振幅を一定にす
るリミッタと、前記リミッタ出力を入力とし、遅延量に
相当する位相回転量を除き、正の周波数成分の位相は変
えず、負の周波数成分の位相を１８０°回転させる位相
特性を有し、かつ、偶対称な振幅特性を有する第２のフ
ィルタと、前記リミッタ出力を前記第２のフィルタの遅
延量と等しい遅延量だけ遅延させる遅延器と、前記遅延
器出力と前記第２のフィルタ出力から周波数偏差を計算
する演算手段を備えることを特徴とする自動周波数制御
回路。 - 【請求項７】 請求項３または請求項４記載の自動周波
数制御回路において、 複素ベースバンド信号から１シンボル間の位相差を検出
する遅延検波手段と、前記遅延検波手段の出力から周波
数偏差を計算する周波数偏差演算手段と、ロック／アン
ロック信号に応じて前記周波数偏差検出器の出力または
周波数偏差演算手段の出力のいづれかを選択する選択器
と、前記選択器の出力に基づいて前記ロック／アンロッ
ク信号を発生するロック検出手段を備えることを特徴と
する自動周波数制御回路。 - 【請求項８】 受信信号がマルチキャリアである場合
に、マルチキャリア受信信号を直交検波する直交検波手
段と、当該直交検波手段出力から各キャリア成分を抽出
するキャリア数と同数の遅延量の等しい整合フィルタ
と、前記直交検波手段出力を入力とし、前記整合フィル
タと等しい遅延量をもち、遅延量に相当する位相回転量
を除き、正の周波数成分の位相は変えず、負の周波数成
分の位相を１８０°回転させる位相特性を有し、かつ、
偶対称な振幅特性を有する極性フィルタと、キャリア数
と同数の前記整合フィルタ出力と前記極性フィルタ出力
から周波数偏差を計算する演算手段と、キャリア数と同
数の前記整合フィルタ出力の電力の和を計算する電力検
出手段と、当該電力検出手段の出力値に応じて、前記演
算手段の出力値を変える可変増幅手段を含み、当該可変
増幅手段出力による帰還で、前記直交検波手段にてマル
チキャリア受信信号を直交検波する際の受信周波数を制
御することを特徴とする自動周波数制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8208385A JPH1056488A (ja) | 1996-08-07 | 1996-08-07 | 周波数偏差検出器及びそれを用いた自動周波数制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8208385A JPH1056488A (ja) | 1996-08-07 | 1996-08-07 | 周波数偏差検出器及びそれを用いた自動周波数制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1056488A true JPH1056488A (ja) | 1998-02-24 |
Family
ID=16555397
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8208385A Pending JPH1056488A (ja) | 1996-08-07 | 1996-08-07 | 周波数偏差検出器及びそれを用いた自動周波数制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1056488A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002097991A3 (en) * | 2001-05-31 | 2003-09-18 | Koninkl Philips Electronics Nv | Frequency locked loop, clock recovery circuit and receiver |
| JP2016536596A (ja) * | 2014-06-09 | 2016-11-24 | ニラ・ダイナミクス・エイビイ | 路面における短期凹凸の検出 |
-
1996
- 1996-08-07 JP JP8208385A patent/JPH1056488A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002097991A3 (en) * | 2001-05-31 | 2003-09-18 | Koninkl Philips Electronics Nv | Frequency locked loop, clock recovery circuit and receiver |
| JP2016536596A (ja) * | 2014-06-09 | 2016-11-24 | ニラ・ダイナミクス・エイビイ | 路面における短期凹凸の検出 |
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