JPH1065494A - フィルタ係数設定方法およびフィルタ係数設定装置並びにサンプリング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装置 - Google Patents
フィルタ係数設定方法およびフィルタ係数設定装置並びにサンプリング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装置Info
- Publication number
- JPH1065494A JPH1065494A JP8220051A JP22005196A JPH1065494A JP H1065494 A JPH1065494 A JP H1065494A JP 8220051 A JP8220051 A JP 8220051A JP 22005196 A JP22005196 A JP 22005196A JP H1065494 A JPH1065494 A JP H1065494A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- filter coefficient
- coefficient sequence
- sampling frequency
- digital signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 title claims abstract description 77
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 74
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 40
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 12
- 238000004904 shortening Methods 0.000 claims description 4
- 230000008030 elimination Effects 0.000 abstract description 3
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 abstract description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 12
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 1
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/0642—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being arbitrary or irrational
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 大容量の係数メモリを使用することなく任意
の高域遮断周波数に対応したフィルタ係数列をフィルタ
に設定し、任意の変換比でのサンプリング周波数の変換
を行う。 【解決手段】 フィルタ１１は、入力デジタル信号に対
しフィルタ係数列を畳み込んで高域除去処理を施し、内
挿フィルタ１２は、このフィルタ１１を通過したデジタ
ル信号を目的とするサンプリング周波数の信号に変換す
る。係数メモリ１３は、所定の高域遮断周波数に対応し
たフィルタ係数列を記憶している。係数内挿部１４は、
このフィルタ係数列に対し補間処理を施して、時間軸方
向の伸張または短縮を行い、変換後のサンプリング周波
数に適合した高域除去処理を行い得るフィルタ係数列を
生成し、フィルタ１１に設定する。
の高域遮断周波数に対応したフィルタ係数列をフィルタ
に設定し、任意の変換比でのサンプリング周波数の変換
を行う。 【解決手段】 フィルタ１１は、入力デジタル信号に対
しフィルタ係数列を畳み込んで高域除去処理を施し、内
挿フィルタ１２は、このフィルタ１１を通過したデジタ
ル信号を目的とするサンプリング周波数の信号に変換す
る。係数メモリ１３は、所定の高域遮断周波数に対応し
たフィルタ係数列を記憶している。係数内挿部１４は、
このフィルタ係数列に対し補間処理を施して、時間軸方
向の伸張または短縮を行い、変換後のサンプリング周波
数に適合した高域除去処理を行い得るフィルタ係数列を
生成し、フィルタ１１に設定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、フィルタのフィ
ルタ係数設定方法およびフィルタ係数設定装置並びにこ
れらの手段を用いたサンプリング周波数変換方法および
サンプリング周波数変換装置に関する。
ルタ係数設定方法およびフィルタ係数設定装置並びにこ
れらの手段を用いたサンプリング周波数変換方法および
サンプリング周波数変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタルオーディオ装置等のデジタル信
号処理系は、予め定められたサンプリング周波数のデジ
タル信号を処理するように構成されているのが一般的で
ある。しかしながら、いわゆるマルチメディア化の進展
等により、これらのデジタル信号処理系に本来のサンプ
リング周波数とは異なったサンプリング周波数のデジタ
ル信号を処理させることが必要な場合がある。このよう
な場合、目的とするデジタル信号処理系の処理に適合す
るようにデジタル信号のサンプリング周波数の変換を行
い、この変換後のデジタル信号を当該デジタル信号処理
系へ供給するという手段が一般的に採られている。
号処理系は、予め定められたサンプリング周波数のデジ
タル信号を処理するように構成されているのが一般的で
ある。しかしながら、いわゆるマルチメディア化の進展
等により、これらのデジタル信号処理系に本来のサンプ
リング周波数とは異なったサンプリング周波数のデジタ
ル信号を処理させることが必要な場合がある。このよう
な場合、目的とするデジタル信号処理系の処理に適合す
るようにデジタル信号のサンプリング周波数の変換を行
い、この変換後のデジタル信号を当該デジタル信号処理
系へ供給するという手段が一般的に採られている。
【０００３】このような手段として用いられるサンプリ
ング周波数変換装置の構成例を図１０に示す。同図に示
すように、このサンプリング周波数変換装置は、フィル
タ１、内挿フィルタ２、係数メモリ３および選択部４に
より構成されている。
ング周波数変換装置の構成例を図１０に示す。同図に示
すように、このサンプリング周波数変換装置は、フィル
タ１、内挿フィルタ２、係数メモリ３および選択部４に
より構成されている。
【０００４】これらのうち内挿フィルタ２は、フィルタ
１を介して供給される入力デジタル信号を時間軸上にお
いて補間し目的とするサンプリング周波数のデジタル信
号に変換する手段である。補間の方法としては、２サン
プル間の直線補間、数サンプルを用いた多項式補間（例
えばラグランジュ関数を用いた補間）、スプライン補間
等が挙られる。この内挿フィルタ２の前段のフィルタ１
は、変換対象たる入力デジタル信号から折り返し雑音発
生の原因となる高域のスペクトルを予め除去するために
設けられたものである。すなわち、変換後のサンプリン
グ周波数を例えばｆ2とした場合、内挿フィルタ２の入
力デジタル信号波形がｆ2／２以上の高域のスペクトル
を含んでいると、このスペルトルが原因となって折り返
し雑音が発生することとなる。そこで、このような折り
返し雑音が内挿フィルタ２によって発生しないようフィ
ルタ１を設け、このフィルタ１により入力デジタル信号
における周波数ｆ2／２以上の高域のスペクトルの除去
を行っているのである。
１を介して供給される入力デジタル信号を時間軸上にお
いて補間し目的とするサンプリング周波数のデジタル信
号に変換する手段である。補間の方法としては、２サン
プル間の直線補間、数サンプルを用いた多項式補間（例
えばラグランジュ関数を用いた補間）、スプライン補間
等が挙られる。この内挿フィルタ２の前段のフィルタ１
は、変換対象たる入力デジタル信号から折り返し雑音発
生の原因となる高域のスペクトルを予め除去するために
設けられたものである。すなわち、変換後のサンプリン
グ周波数を例えばｆ2とした場合、内挿フィルタ２の入
力デジタル信号波形がｆ2／２以上の高域のスペクトル
を含んでいると、このスペルトルが原因となって折り返
し雑音が発生することとなる。そこで、このような折り
返し雑音が内挿フィルタ２によって発生しないようフィ
ルタ１を設け、このフィルタ１により入力デジタル信号
における周波数ｆ2／２以上の高域のスペクトルの除去
を行っているのである。
【０００５】ここで、フィルタ１による高域除去処理
は、時系列のフィルタ係数列を時系列の入力デジタル信
号に畳み込むことにより行われるが、その際の高域遮断
周波数ｆｃは、入力デジタル信号のサンプリング周波数
と畳み込みに使用するフィルタ係数列により決定され
る。すなわち、サンプリング周波数がｆａである入力デ
ジタル信号に畳み込んだ場合に高域遮断周波数がｆｃと
なるようなフィルタ係数列があったとすると、そのフィ
ルタ係数列をサンプリング周波数がｆｂである入力デジ
タル信号に畳み込んだ場合の高域遮断周波数はｆｃ・
（ｆｂ／ｆａ）となるのである。
は、時系列のフィルタ係数列を時系列の入力デジタル信
号に畳み込むことにより行われるが、その際の高域遮断
周波数ｆｃは、入力デジタル信号のサンプリング周波数
と畳み込みに使用するフィルタ係数列により決定され
る。すなわち、サンプリング周波数がｆａである入力デ
ジタル信号に畳み込んだ場合に高域遮断周波数がｆｃと
なるようなフィルタ係数列があったとすると、そのフィ
ルタ係数列をサンプリング周波数がｆｂである入力デジ
タル信号に畳み込んだ場合の高域遮断周波数はｆｃ・
（ｆｂ／ｆａ）となるのである。
【０００６】従って、仮に変換後のサンプリング周波数
ｆ2が一定周波数に固定されているような場合であって
も、各種のサンプリング周波数ｆ1の入力デジタル信号
が入力される場合にはそれらのサンプリング周波数ｆ1
に応じてフィルタ係数列を切り換える必要があるのであ
る。逆に１種類のサンプリング周波数ｆ1の入力デジタ
ル信号のサンプリング周波数変換を行う場合において
も、各種のサンプリング周波数ｆ2への変換を行う場合
にはそれらのサンプリング周波数ｆ2に応じてフィルタ
係数列を切り換える必要がある。
ｆ2が一定周波数に固定されているような場合であって
も、各種のサンプリング周波数ｆ1の入力デジタル信号
が入力される場合にはそれらのサンプリング周波数ｆ1
に応じてフィルタ係数列を切り換える必要があるのであ
る。逆に１種類のサンプリング周波数ｆ1の入力デジタ
ル信号のサンプリング周波数変換を行う場合において
も、各種のサンプリング周波数ｆ2への変換を行う場合
にはそれらのサンプリング周波数ｆ2に応じてフィルタ
係数列を切り換える必要がある。
【０００７】このような事情から、図１０に示すサンプ
リング周波数変換装置においては、変換後のサンプリン
グ周波数ｆ2と変換前の入力デジタル信号のサンプリン
グ周波数ｆ1との比（以下、変換比という。）ｋ＝ｆ2／
ｆ1を各種想定し、これらの各変換比に対応した各種の
フィルタ係数列が係数メモリ３内に予め用意されてい
る。そして、サンプリング周波数変換の際には、その変
換比ｋに対応したフィルタ係数列が選択部４によって係
数メモリ３から読み出され、フィルタ１に設定される。
リング周波数変換装置においては、変換後のサンプリン
グ周波数ｆ2と変換前の入力デジタル信号のサンプリン
グ周波数ｆ1との比（以下、変換比という。）ｋ＝ｆ2／
ｆ1を各種想定し、これらの各変換比に対応した各種の
フィルタ係数列が係数メモリ３内に予め用意されてい
る。そして、サンプリング周波数変換の際には、その変
換比ｋに対応したフィルタ係数列が選択部４によって係
数メモリ３から読み出され、フィルタ１に設定される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のサンプリング周波数変換装置は、各種の変換比での
サンプリング周波数変換を行うことが可能であるが、こ
れらの各変換比に対応したフィルタ係数列を各々求め、
係数メモリ３に格納しておく必要がある。従って、対応
しようとする変換比の種類が多い場合には、それらに対
応した多数のフィルタ係数列を記憶し得る大容量の係数
メモリ３が必要になるという問題があった。
来のサンプリング周波数変換装置は、各種の変換比での
サンプリング周波数変換を行うことが可能であるが、こ
れらの各変換比に対応したフィルタ係数列を各々求め、
係数メモリ３に格納しておく必要がある。従って、対応
しようとする変換比の種類が多い場合には、それらに対
応した多数のフィルタ係数列を記憶し得る大容量の係数
メモリ３が必要になるという問題があった。
【０００９】一方、大容量の係数メモリ３を使用するこ
とができない場合には、代表的な各種の変換比に対応し
たフィルタ係数列を係数メモリ３内に用意しておき、サ
ンプリング周波数変換を行う際にはその変換比に最も近
いものに対応したフィルタ係数列を選択して使用すると
いう方法を採ることとなる。しかし、そのような方法を
採った場合には、変換後のサンプリング周波数ｆ2の１
／２とフィルタ１の高域遮断周波数ｆｃとが一致しない
ため、以下の問題が生じる。
とができない場合には、代表的な各種の変換比に対応し
たフィルタ係数列を係数メモリ３内に用意しておき、サ
ンプリング周波数変換を行う際にはその変換比に最も近
いものに対応したフィルタ係数列を選択して使用すると
いう方法を採ることとなる。しかし、そのような方法を
採った場合には、変換後のサンプリング周波数ｆ2の１
／２とフィルタ１の高域遮断周波数ｆｃとが一致しない
ため、以下の問題が生じる。
【００１０】まず、フィルタ１の高域遮断周波数ｆｃが
周波数ｆ2／２よりも低い場合には、入力デジタル信号
の信号波形の高域のスペクトルが必要以上に除去されて
しまい、再生音質の劣化等の問題が生じる。図１１は、
このような不具合を例示したものであり、同図において
Ａはフィルタ１に対する入力デジタル信号の信号波形の
スペクトル、Ｂは内挿フィルタ２によるサンプリング周
波数変換において折り返し雑音の生じないスペクトルの
範囲、Ｃはフィルタ１を通過したデジタル信号の信号波
形のスペクトルを例示している。この例では、フィルタ
１の高域遮断周波数ｆｃが周波数ｆ2／２よりも低い周
波数ｆ1／４に設定されているため、入力デジタル信号
に含まれる周波数ｆ1／４〜ｆ2／２までの帯域のスペク
トルが除去されてしまう。かかるスペクトルは、折り返
し雑音の原因とならず、除去する必要のないスペクトル
である。
周波数ｆ2／２よりも低い場合には、入力デジタル信号
の信号波形の高域のスペクトルが必要以上に除去されて
しまい、再生音質の劣化等の問題が生じる。図１１は、
このような不具合を例示したものであり、同図において
Ａはフィルタ１に対する入力デジタル信号の信号波形の
スペクトル、Ｂは内挿フィルタ２によるサンプリング周
波数変換において折り返し雑音の生じないスペクトルの
範囲、Ｃはフィルタ１を通過したデジタル信号の信号波
形のスペクトルを例示している。この例では、フィルタ
１の高域遮断周波数ｆｃが周波数ｆ2／２よりも低い周
波数ｆ1／４に設定されているため、入力デジタル信号
に含まれる周波数ｆ1／４〜ｆ2／２までの帯域のスペク
トルが除去されてしまう。かかるスペクトルは、折り返
し雑音の原因とならず、除去する必要のないスペクトル
である。
【００１１】これとは逆に、フィルタ１の高域遮断周波
数ｆｃがサンプリング周波数ｆ2／２よりも低い場合に
は、ｆ2／２以上の高域のスペクトルを含んだ入力デジ
タル信号が内挿フィルタ２に入力される可能性があり、
この場合にはサンプリング周波数変換によって折り返し
雑音が生じることとなる。図１２はこのような不具合を
例示したものである。この例では、フィルタ１の高域遮
断周波数ｆｃが周波数ｆ2／２よりも高い周波数ｆ1／４
に設定されているため、入力デジタル信号に含まれる周
波数ｆ2／２〜ｆ1／４までの帯域のスペクトルが除去さ
れることなく内挿フィルタ２に入力される。このため、
内挿フィルタ２においてサンプリング周波数ｆ2への変
換が行われると、折り返し雑音が発生することとなる。
数ｆｃがサンプリング周波数ｆ2／２よりも低い場合に
は、ｆ2／２以上の高域のスペクトルを含んだ入力デジ
タル信号が内挿フィルタ２に入力される可能性があり、
この場合にはサンプリング周波数変換によって折り返し
雑音が生じることとなる。図１２はこのような不具合を
例示したものである。この例では、フィルタ１の高域遮
断周波数ｆｃが周波数ｆ2／２よりも高い周波数ｆ1／４
に設定されているため、入力デジタル信号に含まれる周
波数ｆ2／２〜ｆ1／４までの帯域のスペクトルが除去さ
れることなく内挿フィルタ２に入力される。このため、
内挿フィルタ２においてサンプリング周波数ｆ2への変
換が行われると、折り返し雑音が発生することとなる。
【００１２】以上のような不具合が生じないようにする
ためには、あらゆる変換比に対応してフィルタ１の高域
遮断周波数ｆcを任意に調節し得るフィルタが要求され
る。しかしながら、上述した係数メモリ３の記憶容量か
らくる制約があるため、かかる要求を満たすフィルタの
実現は極めて困難であった。
ためには、あらゆる変換比に対応してフィルタ１の高域
遮断周波数ｆcを任意に調節し得るフィルタが要求され
る。しかしながら、上述した係数メモリ３の記憶容量か
らくる制約があるため、かかる要求を満たすフィルタの
実現は極めて困難であった。
【００１３】この発明は以上の事情に鑑みてなされたも
のであり、大容量の係数メモリを使用することなく任意
の高域遮断周波数に対応したフィルタ係数列をフィルタ
に設定することができるフィルタ係数設定方法およびフ
ィルタ係数設定装置並びにこれらの手段を用いたサンプ
リング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装
置を提供することを目的としている。
のであり、大容量の係数メモリを使用することなく任意
の高域遮断周波数に対応したフィルタ係数列をフィルタ
に設定することができるフィルタ係数設定方法およびフ
ィルタ係数設定装置並びにこれらの手段を用いたサンプ
リング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装
置を提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、任意の高域遮
断周波数に対応したフィルタ係数列をフィルタに設定す
る技術に関するものであるが、かかる技術は以下の原理
に基づいている。
断周波数に対応したフィルタ係数列をフィルタに設定す
る技術に関するものであるが、かかる技術は以下の原理
に基づいている。
【００１５】まず、デジタル信号処理におけるフィルタ
リングの原理は周知の事項であるが、本発明の理解のた
め敢えて説明すると次のようになる。
リングの原理は周知の事項であるが、本発明の理解のた
め敢えて説明すると次のようになる。
【００１６】図１（ａ）は、ある時間関数ａ（ｔ）を時
間軸ｔ上に表したものであり、図１（ｂ）はこの時間関
数ａ（ｔ）のフーリエ変換Ａ（ω）の振幅特性｜Ａ
（ω）｜を角周波数軸ω上に表したものである。また、
図１（ｃ）は、別の時間関数ｂ（ｔ）を時間軸ｔ上に表
したものであり、図１（ｄ）はこの時間関数ｂ（ｔ）の
フーリエ変換Ｂ（ω）の振幅特性｜Ｂ（ω）｜を角周波
数軸ω上に表したものである。
間軸ｔ上に表したものであり、図１（ｂ）はこの時間関
数ａ（ｔ）のフーリエ変換Ａ（ω）の振幅特性｜Ａ
（ω）｜を角周波数軸ω上に表したものである。また、
図１（ｃ）は、別の時間関数ｂ（ｔ）を時間軸ｔ上に表
したものであり、図１（ｄ）はこの時間関数ｂ（ｔ）の
フーリエ変換Ｂ（ω）の振幅特性｜Ｂ（ω）｜を角周波
数軸ω上に表したものである。
【００１７】この場合において、時間関数ａ（ｔ）にｂ
（ｔ）を畳み込んだ関数ｃ（ｔ）＝ａ（ｔ）＊ｂ（ｔ）
を仮定すると（図１（ｅ）参照）、この関数ｃ（ｔ）の
フーリエ変換は、元の時間関数ａ（ｔ）およびｂ（ｔ）
の各々のフーリエ変換の積Ｃ（ω）＝Ａ（ω）・Ｂ
（ω）となるのである。図１（ｅ）は時間関数ａ（ｔ）
にｂ（ｔ）を畳み込んだ関数ｃ（ｔ）＝ａ（ｔ）＊ｂ
（ｔ）を、図１（ｆ）は各時間関数のフーリエ変換の積
Ｃ（ω）＝Ａ（ω）・Ｂ（ω）の振幅特性｜Ｃ（ω）｜
を表している。
（ｔ）を畳み込んだ関数ｃ（ｔ）＝ａ（ｔ）＊ｂ（ｔ）
を仮定すると（図１（ｅ）参照）、この関数ｃ（ｔ）の
フーリエ変換は、元の時間関数ａ（ｔ）およびｂ（ｔ）
の各々のフーリエ変換の積Ｃ（ω）＝Ａ（ω）・Ｂ
（ω）となるのである。図１（ｅ）は時間関数ａ（ｔ）
にｂ（ｔ）を畳み込んだ関数ｃ（ｔ）＝ａ（ｔ）＊ｂ
（ｔ）を、図１（ｆ）は各時間関数のフーリエ変換の積
Ｃ（ω）＝Ａ（ω）・Ｂ（ω）の振幅特性｜Ｃ（ω）｜
を表している。
【００１８】以上は、フーリエ変換において成立する数
学的事項であるが、これを信号処理に当てはめてみると
次の事項が成立する。すなわち、ある入力信号ａ（ｔ）
のスペクトルＡ（ω）に対し、所定のフィルタ特性Ｂ
（ω）を付与するためには、そのフィルタ特性Ｂ（ω）
の逆フーリエ変換により得られる時間関数ｂ（ｔ）を当
該入力信号（ａ）に畳み込めばよい、ということになる
のである。
学的事項であるが、これを信号処理に当てはめてみると
次の事項が成立する。すなわち、ある入力信号ａ（ｔ）
のスペクトルＡ（ω）に対し、所定のフィルタ特性Ｂ
（ω）を付与するためには、そのフィルタ特性Ｂ（ω）
の逆フーリエ変換により得られる時間関数ｂ（ｔ）を当
該入力信号（ａ）に畳み込めばよい、ということになる
のである。
【００１９】デジタル信号処理においては、時系列のデ
ジタル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込むこ
とによりフィルタリングが行われるが、このフィルタリ
ングは基本的には以上のような原理に基づいていると言
える。
ジタル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込むこ
とによりフィルタリングが行われるが、このフィルタリ
ングは基本的には以上のような原理に基づいていると言
える。
【００２０】さて、本発明の目的は、このようなデジタ
ル信号のフィルタ処理において、フィルタ特性（特に上
記従来の技術のような場合には高域遮断周波数）を任意
に調整することにある。
ル信号のフィルタ処理において、フィルタ特性（特に上
記従来の技術のような場合には高域遮断周波数）を任意
に調整することにある。
【００２１】ここで、フィルタ特性を任意に調整するた
めには、そのようなフィルタ処理を行い得るフィルタ係
数列を生成する必要があり、従来の技術においては、こ
のようなフィルタ係数列を例えば高域遮断周波数が異な
る毎に最初から演算により求めていた。しかしながら、
本発明は、このようにフィルタ係数列の演算を毎回行う
のではなく、あるフィルタ特性に対応したフィルタ係数
列が得られた場合には、以後、そのフィルタ係数列に簡
単な加工を施すことにより任意のフィルタ特性に対応し
たフィルタ係数列を生成しようとするものである。すな
わち、次の通りである。
めには、そのようなフィルタ処理を行い得るフィルタ係
数列を生成する必要があり、従来の技術においては、こ
のようなフィルタ係数列を例えば高域遮断周波数が異な
る毎に最初から演算により求めていた。しかしながら、
本発明は、このようにフィルタ係数列の演算を毎回行う
のではなく、あるフィルタ特性に対応したフィルタ係数
列が得られた場合には、以後、そのフィルタ係数列に簡
単な加工を施すことにより任意のフィルタ特性に対応し
たフィルタ係数列を生成しようとするものである。すな
わち、次の通りである。
【００２２】まず、図１（ｃ）に示した時間関数ｂ
（ｔ）を時間軸方向に１／ｐに圧縮した時間関数ｂ（ｐ
ｔ）を想定する。この時間関数ｂ（ｐｔ）のフーリエ変
換は、（１／ｐ）Ｂ（ω／ｐ）、すなわち、時間関数ｂ
（ｔ）に対応したフーリエ変換Ｂ（ω）を周波数軸方向
にｐ倍に引き延ばし、かつ、振幅を１／ｐに圧縮したも
のとなる（図１（ｄ）における｜（１／ｐ）Ｂ（ω／
ｐ）｜参照）。
（ｔ）を時間軸方向に１／ｐに圧縮した時間関数ｂ（ｐ
ｔ）を想定する。この時間関数ｂ（ｐｔ）のフーリエ変
換は、（１／ｐ）Ｂ（ω／ｐ）、すなわち、時間関数ｂ
（ｔ）に対応したフーリエ変換Ｂ（ω）を周波数軸方向
にｐ倍に引き延ばし、かつ、振幅を１／ｐに圧縮したも
のとなる（図１（ｄ）における｜（１／ｐ）Ｂ（ω／
ｐ）｜参照）。
【００２３】このことをデジタル信号処理に当てはめて
考えると、例えば、ある高域遮断周波数ｆｃでの高域除
去処理が可能なフィルタ係数列が得られている場合にお
いて、そのフィルタ係数列によって表される波形を時間
軸方向に１／ｐに圧縮した波形を入力デジタル信号と同
期したタイミングでサンプリングしてフィルタ係数列を
生成し、このフィルタ係数列を入力デジタル信号に畳み
込めば、入力デジタル信号に対し高域遮断周波数ｐ・ｆ
ｃでの高域除去処理を施すことができるということにな
る。なお、入力デジタル信号に畳み込むフィルタ係数列
を時間軸方向に１／ｐに圧縮すると、フィルタ処理によ
り得られるデジタル信号のレベルが１／ｐに低下するこ
ととなる。このレベルの変化を防止するためには、入力
デジタル信号にフィルタ係数列を畳み込んだ後、係数ｐ
を乗じる補正を行う必要がある。
考えると、例えば、ある高域遮断周波数ｆｃでの高域除
去処理が可能なフィルタ係数列が得られている場合にお
いて、そのフィルタ係数列によって表される波形を時間
軸方向に１／ｐに圧縮した波形を入力デジタル信号と同
期したタイミングでサンプリングしてフィルタ係数列を
生成し、このフィルタ係数列を入力デジタル信号に畳み
込めば、入力デジタル信号に対し高域遮断周波数ｐ・ｆ
ｃでの高域除去処理を施すことができるということにな
る。なお、入力デジタル信号に畳み込むフィルタ係数列
を時間軸方向に１／ｐに圧縮すると、フィルタ処理によ
り得られるデジタル信号のレベルが１／ｐに低下するこ
ととなる。このレベルの変化を防止するためには、入力
デジタル信号にフィルタ係数列を畳み込んだ後、係数ｐ
を乗じる補正を行う必要がある。
【００２４】本発明は、この原理に従い、任意のフィル
タ特性に対応したフィルタ係数列を生成し、フィルタに
設定する技術を提供するものである。
タ特性に対応したフィルタ係数列を生成し、フィルタに
設定する技術を提供するものである。
【００２５】すなわち、請求項１に係る発明は、時系列
のデジタル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込
むことによりフィルタ処理を施すフィルタのフィルタ係
数設定方法において、所定のフィルタ係数列に対して補
間処理を施すことにより、該フィルタ係数列により表さ
れた波形を時間軸方向に伸張または短縮した波形を形成
するフィルタ係数列であって所望のフィルタ特性に対応
したフィルタ係数列を生成し、前記フィルタに設定する
ことを特徴とするフィルタ係数設定方法を要旨とする。
のデジタル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込
むことによりフィルタ処理を施すフィルタのフィルタ係
数設定方法において、所定のフィルタ係数列に対して補
間処理を施すことにより、該フィルタ係数列により表さ
れた波形を時間軸方向に伸張または短縮した波形を形成
するフィルタ係数列であって所望のフィルタ特性に対応
したフィルタ係数列を生成し、前記フィルタに設定する
ことを特徴とするフィルタ係数設定方法を要旨とする。
【００２６】また、請求項２に係る発明は、時系列デジ
タル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込むこと
によりフィルタ処理を施すフィルタのフィルタ係数設定
装置において、所定のフィルタ係数列を記憶する係数メ
モリと、前記係数メモリに記憶されたフィルタ係数列に
対して補間処理を施すことにより、該フィルタ係数列に
より表された波形を時間軸方向に伸張または短縮した波
形を形成するフィルタ係数列であって所望のフィルタ特
性に対応したフィルタ係数列を生成し、前記フィルタに
設定するフィルタ係数補間手段とを具備することを特徴
とするフィルタ係数設定装置を要旨とする。
タル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込むこと
によりフィルタ処理を施すフィルタのフィルタ係数設定
装置において、所定のフィルタ係数列を記憶する係数メ
モリと、前記係数メモリに記憶されたフィルタ係数列に
対して補間処理を施すことにより、該フィルタ係数列に
より表された波形を時間軸方向に伸張または短縮した波
形を形成するフィルタ係数列であって所望のフィルタ特
性に対応したフィルタ係数列を生成し、前記フィルタに
設定するフィルタ係数補間手段とを具備することを特徴
とするフィルタ係数設定装置を要旨とする。
【００２７】請求項３に係る発明は、所定のフィルタ係
数列に対して補間処理を施すことにより、該フィルタ係
数列によって表される波形を変換前後におけるサンプリ
ング周波数の比に応じて時間軸方向に伸張または短縮し
た波形のフィルタ係数列を演算し、時系列デジタル信号
に対し前記フィルタ係数列を畳み込むことによりフィル
タ処理を施し、前記フィルタ処理の施されたデジタル信
号のサンプリング周波数を目的とするサンプリング周波
数に変換することを特徴とするサンプリング周波数変換
方法を要旨とする。
数列に対して補間処理を施すことにより、該フィルタ係
数列によって表される波形を変換前後におけるサンプリ
ング周波数の比に応じて時間軸方向に伸張または短縮し
た波形のフィルタ係数列を演算し、時系列デジタル信号
に対し前記フィルタ係数列を畳み込むことによりフィル
タ処理を施し、前記フィルタ処理の施されたデジタル信
号のサンプリング周波数を目的とするサンプリング周波
数に変換することを特徴とするサンプリング周波数変換
方法を要旨とする。
【００２８】また、請求項４に係る発明は、時系列デジ
タル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込むこと
によりフィルタ処理を施すフィルタと、前記フィルタを
通過したデジタル信号のサンプリング周波数を目的とす
るサンプリング周波数に変換するサンプリング周波数変
換手段と所定のフィルタ係数列を記憶する係数メモリ
と、前記係数メモリに記憶されたフィルタ係数列に対し
て補間処理を施すことにより、該フィルタ係数列によっ
て表される波形を変換前後におけるサンプリング周波数
の比に応じて時間軸方向に伸張または短縮した波形のフ
ィルタ係数列を演算し、前記フィルタに設定するフィル
タ係数補間手段と、を具備することを特徴とするサンプ
リング周波数変換装置を要旨とする。
タル信号に対し時系列のフィルタ係数列を畳み込むこと
によりフィルタ処理を施すフィルタと、前記フィルタを
通過したデジタル信号のサンプリング周波数を目的とす
るサンプリング周波数に変換するサンプリング周波数変
換手段と所定のフィルタ係数列を記憶する係数メモリ
と、前記係数メモリに記憶されたフィルタ係数列に対し
て補間処理を施すことにより、該フィルタ係数列によっ
て表される波形を変換前後におけるサンプリング周波数
の比に応じて時間軸方向に伸張または短縮した波形のフ
ィルタ係数列を演算し、前記フィルタに設定するフィル
タ係数補間手段と、を具備することを特徴とするサンプ
リング周波数変換装置を要旨とする。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、本発明を更に理解しやすく
するため、実施の形態について説明する。かかる実施の
形態は、本発明の一態様を示すものであり、この発明を
限定するものではなく、本発明の範囲で任意に変更可能
である。
するため、実施の形態について説明する。かかる実施の
形態は、本発明の一態様を示すものであり、この発明を
限定するものではなく、本発明の範囲で任意に変更可能
である。
【００３０】図２は、この発明の一実施形態であるサン
プリング周波数変換装置の構成を示すブロック図であ
る。同図に示すように、本実施形態に係るサンプリング
周波数変換装置は、フィルタ１１、内挿フィルタ１２、
係数メモリ１３および係数内挿部１４により構成されて
いる。
プリング周波数変換装置の構成を示すブロック図であ
る。同図に示すように、本実施形態に係るサンプリング
周波数変換装置は、フィルタ１１、内挿フィルタ１２、
係数メモリ１３および係数内挿部１４により構成されて
いる。
【００３１】フィルタ１１は、前掲図１０に示したもの
と同様、サンプリング周波数変換において折り返し雑音
が生じないよう入力デジタル信号（サンプリング周波数
ｆ1）に予め高域除去処理を施すべく設けられた手段で
ある。フィルタ１１としては種々の構成のものが考えら
れるが、本実施形態においては、図３に例示するよう
に、遅延回路Ｄ，Ｄ，…と乗算器Ｍ，Ｍ，…と加算器Ａ
ＤＤとにより構成されたＦＩＲフィルタがフィルタ１１
として用いられている。また、このフィルタ１１は、ゲ
イン可変のアンプが出力部に設けられている（図示
略）。内挿フィルタ１２は、前掲図１０におけるものと
同様、フィルタ１１を通過したデジタル信号を時間軸上
において補間し、目的とするサンプリング周波数ｆ2の
デジタル信号に変換して出力する。
と同様、サンプリング周波数変換において折り返し雑音
が生じないよう入力デジタル信号（サンプリング周波数
ｆ1）に予め高域除去処理を施すべく設けられた手段で
ある。フィルタ１１としては種々の構成のものが考えら
れるが、本実施形態においては、図３に例示するよう
に、遅延回路Ｄ，Ｄ，…と乗算器Ｍ，Ｍ，…と加算器Ａ
ＤＤとにより構成されたＦＩＲフィルタがフィルタ１１
として用いられている。また、このフィルタ１１は、ゲ
イン可変のアンプが出力部に設けられている（図示
略）。内挿フィルタ１２は、前掲図１０におけるものと
同様、フィルタ１１を通過したデジタル信号を時間軸上
において補間し、目的とするサンプリング周波数ｆ2の
デジタル信号に変換して出力する。
【００３２】係数メモリ１３は、上記高域除去処理に使
用するフィルタ係数列を記憶している。ただし、本実施
形態における係数メモリ１３には１種類の変換比Ｋ（例
えばＫ＝１／４）に対応したフィルタ係数列のみが記憶
されている。図４はこのようなフィルタ係数列…，ｈ
（−１），ｈ（０），ｈ（１），ｈ（２），…が係数メ
モリ１３に記憶された状態を例示したものである。
用するフィルタ係数列を記憶している。ただし、本実施
形態における係数メモリ１３には１種類の変換比Ｋ（例
えばＫ＝１／４）に対応したフィルタ係数列のみが記憶
されている。図４はこのようなフィルタ係数列…，ｈ
（−１），ｈ（０），ｈ（１），ｈ（２），…が係数メ
モリ１３に記憶された状態を例示したものである。
【００３３】係数内挿部１４は、この係数メモリ１３内
のフィルタ係数列から内挿フィルタ１２における実際の
変換比に適合したフィルタ係数列を生成するために設け
られた手段である。この係数内挿部１４が行う処理の内
容をさらに詳述すると次のようになる。
のフィルタ係数列から内挿フィルタ１２における実際の
変換比に適合したフィルタ係数列を生成するために設け
られた手段である。この係数内挿部１４が行う処理の内
容をさらに詳述すると次のようになる。
【００３４】まず、係数内挿部１４は、内挿フィルタ１
２における実際の変換比ｋ＝ｆ2／ｆ1と上記所定の変換
比Ｋとの比ｕ＝ｋ／Ｋを算出する。そして、係数内挿部
１４は、係数メモリ内の上記変換比Ｋに対応したフィル
タ係数列にこの比ｕを用いた補間演算を施すことによ
り、実際の変換比ｋに適合したフィルタ係数列を生成す
る。
２における実際の変換比ｋ＝ｆ2／ｆ1と上記所定の変換
比Ｋとの比ｕ＝ｋ／Ｋを算出する。そして、係数内挿部
１４は、係数メモリ内の上記変換比Ｋに対応したフィル
タ係数列にこの比ｕを用いた補間演算を施すことによ
り、実際の変換比ｋに適合したフィルタ係数列を生成す
る。
【００３５】図５はこの補間演算の内容を図示したもの
である。すなわち、この図５においては、係数メモリ３
内のフィルタ係数列…，ｈ（−１），ｈ（０），ｈ
（１），ｈ（２），…が時系列的に並べられて図示され
ているが、補間演算においてはこれらのフィルタ係数列
の間に介在するｕ間隔で並んだフィルタ係数列…，ｈ
（−ｕ），ｈ（０），ｈ（ｕ），ｈ（２ｕ），…を算出
する。
である。すなわち、この図５においては、係数メモリ３
内のフィルタ係数列…，ｈ（−１），ｈ（０），ｈ
（１），ｈ（２），…が時系列的に並べられて図示され
ているが、補間演算においてはこれらのフィルタ係数列
の間に介在するｕ間隔で並んだフィルタ係数列…，ｈ
（−ｕ），ｈ（０），ｈ（ｕ），ｈ（２ｕ），…を算出
する。
【００３６】係数内挿部１４におけるフィルタ係数の補
間方法としては、各種のものが考えられるが、例えばス
プライン補間が有効である。図６はこのスプライン補間
によりフィルタ係数の補間を行う場合の係数内挿部１４
の構成例を示したものである。
間方法としては、各種のものが考えられるが、例えばス
プライン補間が有効である。図６はこのスプライン補間
によりフィルタ係数の補間を行う場合の係数内挿部１４
の構成例を示したものである。
【００３７】この係数内挿部１４においては、ＦＩＲフ
ィルタ１４０〜１４３の各々により、フィルタ係数…，
ｈ（−１），ｈ（０），ｈ（１），ｈ（２），…に対し
て所定の係数が乗じられて加算される。そして、乗算器
１４４〜１４７により、各ＦＩＲフィルタ１４０〜１４
３の各出力信号に対し、上記ｕに対応して求められた数
値“１”、ｒ、ｒ2、ｒ3が各々乗じられる。ここで、ｒ
は補間すべきフィルタ係数の時間軸上での座標値を０≦
ｒ≦１の範囲の数値によって表したものである。例えば
フィルタ係数ｈ（ｕ）として、時間軸上においてフィル
タ係数ｈ（０）およびｈ（１）の間にあるフィルタ係数
ｈ（０．８）を求める場合には、ｒ＝０．８とされ、こ
れに対応したｒ、ｒ2、ｒ3が乗算器１４５〜１４７に供
給される。そして、各乗算器１４０〜１４３の乗算結果
が加算器１４８により加算されることにより、フィルタ
係数ｈ（ｕ）が算出される。
ィルタ１４０〜１４３の各々により、フィルタ係数…，
ｈ（−１），ｈ（０），ｈ（１），ｈ（２），…に対し
て所定の係数が乗じられて加算される。そして、乗算器
１４４〜１４７により、各ＦＩＲフィルタ１４０〜１４
３の各出力信号に対し、上記ｕに対応して求められた数
値“１”、ｒ、ｒ2、ｒ3が各々乗じられる。ここで、ｒ
は補間すべきフィルタ係数の時間軸上での座標値を０≦
ｒ≦１の範囲の数値によって表したものである。例えば
フィルタ係数ｈ（ｕ）として、時間軸上においてフィル
タ係数ｈ（０）およびｈ（１）の間にあるフィルタ係数
ｈ（０．８）を求める場合には、ｒ＝０．８とされ、こ
れに対応したｒ、ｒ2、ｒ3が乗算器１４５〜１４７に供
給される。そして、各乗算器１４０〜１４３の乗算結果
が加算器１４８により加算されることにより、フィルタ
係数ｈ（ｕ）が算出される。
【００３８】次に、時間軸上においてフィルタ係数ｈ
（１）およびｈ（２）の間にあるフィルタ係数、例えば
フィルタ係数ｈ（２ｕ）＝ｈ（１．６）を求める場合に
は、ｒ＝０．６とされ、これに対応したｒ、ｒ2、ｒ3が
乗算器１４５〜１４７に供給される。また、この場合に
は、補間すべきフィルタ係数がフィルタ係数ｈ（１）お
よびｈ（２）の間にあるため、ＦＩＲフィルタ１４０〜
１４３では、フィルタ係数ｈ（０．８）の補間演算の際
に使用した係数とは異なった係数が使用され、フィルタ
係数列に対する畳み込み演算が行われる。他の点につい
ては、上述したフィルタ係数ｈ（０．８）の補間演算の
場合と同様である。他のフィルタ係数ｈ（３ｕ），…も
以上と同様の方法により求められる。
（１）およびｈ（２）の間にあるフィルタ係数、例えば
フィルタ係数ｈ（２ｕ）＝ｈ（１．６）を求める場合に
は、ｒ＝０．６とされ、これに対応したｒ、ｒ2、ｒ3が
乗算器１４５〜１４７に供給される。また、この場合に
は、補間すべきフィルタ係数がフィルタ係数ｈ（１）お
よびｈ（２）の間にあるため、ＦＩＲフィルタ１４０〜
１４３では、フィルタ係数ｈ（０．８）の補間演算の際
に使用した係数とは異なった係数が使用され、フィルタ
係数列に対する畳み込み演算が行われる。他の点につい
ては、上述したフィルタ係数ｈ（０．８）の補間演算の
場合と同様である。他のフィルタ係数ｈ（３ｕ），…も
以上と同様の方法により求められる。
【００３９】なお、補間方法は、このスプライン補間に
限定されるものではなく、例えばラグランジュ補間でも
よい。また、精度に対する要求が厳しくない場合には直
線補間を使用してもよい。
限定されるものではなく、例えばラグランジュ補間でも
よい。また、精度に対する要求が厳しくない場合には直
線補間を使用してもよい。
【００４０】図７〜図９は本実施形態に係るサンプリン
グ周波数変換装置の動作例を示したものである。この動
作例においては、変換比Ｋ＝１／４に対応したフィルタ
係数列が係数メモリ１３に予め記憶されておく。ここ
で、変換比Ｋが１／４である場合、出力デジタル信号の
サンプリング周波数は、ｆ1／４になる。従って、アン
ダーサンプリングにおいて折り返し雑音を生じさせない
ためには、図７（ａ）に示すように、入力デジタル信号
のサンプリング周波数ｆ1の１／８以上のスペクトルを
除去するフィルタ特性がフィルタ１１に要求される。こ
のため、上記の特性が得られるフィルタ係数列を各種演
算によって求め、係数メモリ１３に予め記憶しておく。
なお、図７（ｂ）はこのようにして係数メモリ１３に書
き込まれたフィルタ係数列を例示したものであり、各フ
ィルタ係数は、図中、白抜きの○印でプロットされてい
る。
グ周波数変換装置の動作例を示したものである。この動
作例においては、変換比Ｋ＝１／４に対応したフィルタ
係数列が係数メモリ１３に予め記憶されておく。ここ
で、変換比Ｋが１／４である場合、出力デジタル信号の
サンプリング周波数は、ｆ1／４になる。従って、アン
ダーサンプリングにおいて折り返し雑音を生じさせない
ためには、図７（ａ）に示すように、入力デジタル信号
のサンプリング周波数ｆ1の１／８以上のスペクトルを
除去するフィルタ特性がフィルタ１１に要求される。こ
のため、上記の特性が得られるフィルタ係数列を各種演
算によって求め、係数メモリ１３に予め記憶しておく。
なお、図７（ｂ）はこのようにして係数メモリ１３に書
き込まれたフィルタ係数列を例示したものであり、各フ
ィルタ係数は、図中、白抜きの○印でプロットされてい
る。
【００４１】次に本サンプリング周波数変換装置におい
て変換比ｋ＝１／３でのサンプリング周波数変換を行う
ものとする。この場合、係数内挿部１４により、この変
換比ｋと上記の変換比Ｋとの比ｕ＝ｋ／Ｋ＝（１／３）
／（１／４）＝１．３３…が求められる。そして、係数
内挿部１４により係数メモリ１３内のフィルタ係数列に
この比ｕを使用した補間演算が施され、時間軸上におい
て元のフィルタ係数列の約１．３３倍のピッチで並んだ
フィルタ係数列が求められ、変換比ｋ＝１／３に対応し
たフィルタ係数列としてフィルタ１に設定される。図８
（ｂ）は、このようにして得られたフィルタ係数列（図
中、×印でプロット）を元のフィルタ係数列（図中、○
印でプロット）と共に示したものである。
て変換比ｋ＝１／３でのサンプリング周波数変換を行う
ものとする。この場合、係数内挿部１４により、この変
換比ｋと上記の変換比Ｋとの比ｕ＝ｋ／Ｋ＝（１／３）
／（１／４）＝１．３３…が求められる。そして、係数
内挿部１４により係数メモリ１３内のフィルタ係数列に
この比ｕを使用した補間演算が施され、時間軸上におい
て元のフィルタ係数列の約１．３３倍のピッチで並んだ
フィルタ係数列が求められ、変換比ｋ＝１／３に対応し
たフィルタ係数列としてフィルタ１に設定される。図８
（ｂ）は、このようにして得られたフィルタ係数列（図
中、×印でプロット）を元のフィルタ係数列（図中、○
印でプロット）と共に示したものである。
【００４２】このフィルタ係数列は、係数メモリ１３内
の元のフィルタ係数列を時間軸上において約１．３３分
の１に圧縮したものとなっているため、フィルタ１のフ
ィルタ特性は、変換比Ｋ＝１／４に対応した元のフィル
タ特性を周波数軸方向に約１．３３倍に引き延ばし、振
幅軸方向に約１．３３分の１に圧縮したものとなる。こ
のフィルタ特性の振幅軸方向の圧縮を補償するため、フ
ィルタ１の出力部のアンプのゲインが約１．３３倍とさ
れる。図８（ａ）は、このようにして最終的に得られる
フィルタ１のフィルタ特性を示している。この図に示す
ように、フィルタ１のフィルタ特性は、変換比Ｋ＝１／
４に対応した元のフィルタ特性を周波数軸方向に約１．
３３倍に引き延ばしたものとなり、その高域遮断周波数
ｆｃは、変換比ｋ＝１／３でのサンプリング周波数変換
に最適な周波数ｆ1／６となる。
の元のフィルタ係数列を時間軸上において約１．３３分
の１に圧縮したものとなっているため、フィルタ１のフ
ィルタ特性は、変換比Ｋ＝１／４に対応した元のフィル
タ特性を周波数軸方向に約１．３３倍に引き延ばし、振
幅軸方向に約１．３３分の１に圧縮したものとなる。こ
のフィルタ特性の振幅軸方向の圧縮を補償するため、フ
ィルタ１の出力部のアンプのゲインが約１．３３倍とさ
れる。図８（ａ）は、このようにして最終的に得られる
フィルタ１のフィルタ特性を示している。この図に示す
ように、フィルタ１のフィルタ特性は、変換比Ｋ＝１／
４に対応した元のフィルタ特性を周波数軸方向に約１．
３３倍に引き延ばしたものとなり、その高域遮断周波数
ｆｃは、変換比ｋ＝１／３でのサンプリング周波数変換
に最適な周波数ｆ1／６となる。
【００４３】次に変換比ｋ＝１／８でのサンプリング周
波数変換を行うものとする。この場合、係数内挿部１４
により、この変換比ｋと上記の変換比Ｋとの比ｕ＝ｋ／
Ｋ＝（１／８）／（１／４）＝０．５が求められる。そ
して、係数内挿部１４により係数メモリ１３内のフィル
タ係数列にこの比ｕを使用した補間演算が施され、時間
軸上において元のフィルタ係数列の０．５倍の細かいピ
ッチで並んだフィルタ係数列が求められ、変換比ｋ＝１
／８に対応したフィルタ係数列としてフィルタ１に設定
される。図９（ｂ）は、このようにして得られたフィル
タ係数列（図中、×印でプロット）を元のフィルタ係数
列（図中、○印でプロット）と共に示したものである。
波数変換を行うものとする。この場合、係数内挿部１４
により、この変換比ｋと上記の変換比Ｋとの比ｕ＝ｋ／
Ｋ＝（１／８）／（１／４）＝０．５が求められる。そ
して、係数内挿部１４により係数メモリ１３内のフィル
タ係数列にこの比ｕを使用した補間演算が施され、時間
軸上において元のフィルタ係数列の０．５倍の細かいピ
ッチで並んだフィルタ係数列が求められ、変換比ｋ＝１
／８に対応したフィルタ係数列としてフィルタ１に設定
される。図９（ｂ）は、このようにして得られたフィル
タ係数列（図中、×印でプロット）を元のフィルタ係数
列（図中、○印でプロット）と共に示したものである。
【００４４】このフィルタ係数列は、係数メモリ１３内
の元のフィルタ係数列を時間軸上において２倍に伸張し
たものとなっているため、フィルタ１のフィルタ特性
は、変換比Ｋ＝１／４に対応した元のフィルタ特性を周
波数軸方向に１／２に圧縮し、振幅軸方向に２倍に引き
延ばしたものとなる。この振幅軸方向の引き延ばしを補
償するため、フィルタ１の出力部のアンプのゲインが１
／２倍にされる。図９（ａ）は、このようにして最終的
に得られるフィルタ１のフィルタ特性を示している。こ
の図に示すように、フィルタ１のフィルタ特性は、変換
比Ｋ＝１／４に対応した元のフィルタ特性を周波数軸方
向に１／２に圧縮したものとなり、高域遮断周波数ｆｃ
は、変換比ｋ＝１／８でのサンプリング周波数変換に最
適な周波数ｆ1／１６となる。
の元のフィルタ係数列を時間軸上において２倍に伸張し
たものとなっているため、フィルタ１のフィルタ特性
は、変換比Ｋ＝１／４に対応した元のフィルタ特性を周
波数軸方向に１／２に圧縮し、振幅軸方向に２倍に引き
延ばしたものとなる。この振幅軸方向の引き延ばしを補
償するため、フィルタ１の出力部のアンプのゲインが１
／２倍にされる。図９（ａ）は、このようにして最終的
に得られるフィルタ１のフィルタ特性を示している。こ
の図に示すように、フィルタ１のフィルタ特性は、変換
比Ｋ＝１／４に対応した元のフィルタ特性を周波数軸方
向に１／２に圧縮したものとなり、高域遮断周波数ｆｃ
は、変換比ｋ＝１／８でのサンプリング周波数変換に最
適な周波数ｆ1／１６となる。
【００４５】以上、本発明をサンプリング周波数変換装
置に適用した実施形態について説明したが、本発明の適
用範囲はこれに限定されるものではない。例えば、この
ようなサンプリング周波数の変換以外の用途においてフ
ィルタの高域遮断周波数を任意に調整することが必要と
される場合があるが、本発明に係るフィルタ係数の設定
方法および設定装置はまさにそのような用途に最適なも
のと言える。また、上記実施形態では、ローパスフィル
タの高域遮断周波数を任意に調整する場合を例に説明し
たが、ローパスフィルタ以外の他のフィルタの遮断周波
数を任意に調整するための手段として本発明を実施し得
ることは言うまでもない。
置に適用した実施形態について説明したが、本発明の適
用範囲はこれに限定されるものではない。例えば、この
ようなサンプリング周波数の変換以外の用途においてフ
ィルタの高域遮断周波数を任意に調整することが必要と
される場合があるが、本発明に係るフィルタ係数の設定
方法および設定装置はまさにそのような用途に最適なも
のと言える。また、上記実施形態では、ローパスフィル
タの高域遮断周波数を任意に調整する場合を例に説明し
たが、ローパスフィルタ以外の他のフィルタの遮断周波
数を任意に調整するための手段として本発明を実施し得
ることは言うまでもない。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、大容量の係数メモリを使用することなく任意のフィ
ルタ特性に対応したフィルタ係数列をフィルタに設定す
ることができ（請求項１，２）、また、任意の変換比で
サンプリング周波数の変換を行うことができる（請求項
３，４）という効果がある。
ば、大容量の係数メモリを使用することなく任意のフィ
ルタ特性に対応したフィルタ係数列をフィルタに設定す
ることができ（請求項１，２）、また、任意の変換比で
サンプリング周波数の変換を行うことができる（請求項
３，４）という効果がある。
【図１】 この発明の原理を説明する図である。
【図２】 この発明の一実施形態であるサンプリング周
波数変換装置の構成を示すブロック図である。
波数変換装置の構成を示すブロック図である。
【図３】 同実施形態におけるフィルタの構成例を示す
図である。
図である。
【図４】 同実施形態における係数メモリに記憶された
フィルタ係数列を例示する図である。
フィルタ係数列を例示する図である。
【図５】 同実施形態における係数内挿部の処理内容を
示す図である。
示す図である。
【図６】 同実施形態における係数内挿部の構成例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図７】 同実施形態の動作例を示す図である。
【図８】 同実施形態の動作例を示す図である。
【図９】 同実施形態の動作例を示す図である。
【図１０】 従来のサンプリング周波数変換装置の構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図１１】 同サンプリング周波数変換装置の問題点を
示す図である。
示す図である。
【図１２】 同サンプリング周波数変換装置の問題点を
示す図である。
示す図である。
１１……フィルタ、 １２……内挿フィルタ（サンプリング周波数変換手
段）、 １３……係数メモリ、１４……係数内挿部（フィルタ係
数補間手段）。
段）、 １３……係数メモリ、１４……係数内挿部（フィルタ係
数補間手段）。
Claims (4)
- 【請求項１】 時系列のデジタル信号に対し時系列のフ
ィルタ係数列を畳み込むことによりフィルタ処理を施す
フィルタのフィルタ係数設定方法において、 所定のフィルタ係数列に対して補間処理を施すことによ
り、該フィルタ係数列により表された波形を時間軸方向
に伸張または短縮した波形を形成するフィルタ係数列で
あって所望のフィルタ特性に対応したフィルタ係数列を
生成し、前記フィルタに設定することを特徴とするフィ
ルタ係数設定方法。 - 【請求項２】 時系列デジタル信号に対し時系列のフィ
ルタ係数列を畳み込むことによりフィルタ処理を施すフ
ィルタのフィルタ係数設定装置において、 所定のフィルタ係数列を記憶する係数メモリと、 前記係数メモリに記憶されたフィルタ係数列に対して補
間処理を施すことにより、該フィルタ係数列により表さ
れた波形を時間軸方向に伸張または短縮した波形を形成
するフィルタ係数列であって所望のフィルタ特性に対応
したフィルタ係数列を生成し、前記フィルタに設定する
フィルタ係数補間手段とを具備することを特徴とするフ
ィルタ係数設定装置。 - 【請求項３】 所定のフィルタ係数列に対して補間処理
を施すことにより、該フィルタ係数列によって表される
波形を変換前後におけるサンプリング周波数の比に応じ
て時間軸方向に伸張または短縮した波形のフィルタ係数
列を演算し、 時系列デジタル信号に対し前記フィルタ係数列を畳み込
むことによりフィルタ処理を施し、 前記フィルタ処理の施されたデジタル信号のサンプリン
グ周波数を目的とするサンプリング周波数に変換するこ
とを特徴とするサンプリング周波数変換方法。 - 【請求項４】 時系列デジタル信号に対し時系列のフィ
ルタ係数列を畳み込むことによりフィルタ処理を施すフ
ィルタと、 前記フィルタを通過したデジタル信号のサンプリング周
波数を目的とするサンプリング周波数に変換するサンプ
リング周波数変換手段と所定のフィルタ係数列を記憶す
る係数メモリと、 前記係数メモリに記憶されたフィルタ係数列に対して補
間処理を施すことにより、該フィルタ係数列によって表
される波形を変換前後におけるサンプリング周波数の比
に応じて時間軸方向に伸張または短縮した波形のフィル
タ係数列を演算し、前記フィルタに設定するフィルタ係
数補間手段と、 を具備することを特徴とするサンプリング周波数変換装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22005196A JP3707148B2 (ja) | 1996-08-21 | 1996-08-21 | サンプリング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装置 |
| US08/911,315 US7072429B1 (en) | 1996-08-21 | 1997-08-19 | Filter coefficient setting technique for variable filtering process and variable sampling frequency conversion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22005196A JP3707148B2 (ja) | 1996-08-21 | 1996-08-21 | サンプリング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065494A true JPH1065494A (ja) | 1998-03-06 |
| JP3707148B2 JP3707148B2 (ja) | 2005-10-19 |
Family
ID=16745163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22005196A Expired - Fee Related JP3707148B2 (ja) | 1996-08-21 | 1996-08-21 | サンプリング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7072429B1 (ja) |
| JP (1) | JP3707148B2 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2372393A (en) * | 2001-02-20 | 2002-08-21 | Samsung Electronics Co Ltd | Sampling rate conversion using interpolated filter coefficients |
| KR100359823B1 (ko) * | 2000-06-22 | 2002-11-07 | 엘지전자 주식회사 | 필터 계수 생성 장치 |
| WO2007095624A3 (en) * | 2006-02-15 | 2007-10-11 | Qualcomm Inc | Digital domain sampling rate converter |
| WO2008102455A1 (ja) * | 2007-02-23 | 2008-08-28 | Fujitsu Limited | 動画像符号化処理装置及び動画像フィルタ処理装置 |
| JP2010237269A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Toshiba Corp | 音声認識装置、その方法及びそのプログラム |
| KR20110052677A (ko) * | 2008-07-29 | 2011-05-18 | 프랑스 텔레콤 | 필터 보간에 의해 인코더를 업데이트하는 방법 |
| WO2011089981A1 (ja) * | 2010-01-19 | 2011-07-28 | 三菱電機株式会社 | 信号生成装置および信号生成方法 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10240135B4 (de) * | 2002-08-30 | 2006-10-26 | Infineon Technologies Ag | Verfahren und Vorrichtung zur digitalen Filterung interpolierter Werte |
| US7817725B2 (en) * | 2004-03-10 | 2010-10-19 | Panasonic Corporation | Data converter device and data conversion method, and transmitter circuit, communications device and electronic device using the same |
| US8266195B2 (en) * | 2006-03-28 | 2012-09-11 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Filter adaptive frequency resolution |
| EP2091149A1 (fr) * | 2008-02-18 | 2009-08-19 | STMicroelectronics N.V. | Procédé et dispositif de conversion descendante de fréquence d'échantillonnage d'un signal numérique. |
| US8219574B2 (en) | 2009-06-22 | 2012-07-10 | Microsoft Corporation | Querying compressed time-series signals |
| CN102130664B (zh) * | 2010-01-18 | 2014-02-12 | 澜起科技（上海）有限公司 | 数据率转换装置及方法 |
| US20130103283A1 (en) * | 2011-10-19 | 2013-04-25 | Delphi Technologies, Inc. | Digital filter for an event driven engine controller having a variable sample rate |
| US9236064B2 (en) * | 2012-02-15 | 2016-01-12 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Sample rate converter with automatic anti-aliasing filter |
| US10224062B1 (en) * | 2018-02-02 | 2019-03-05 | Microsoft Technology Licensing, Llc | Sample rate conversion with pitch-based interpolation filters |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5250748A (en) * | 1986-12-30 | 1993-10-05 | Yamaha Corporation | Tone signal generation device employing a digital filter |
| US5365468A (en) * | 1992-02-17 | 1994-11-15 | Yamaha Corporation | Sampling frequency converter |
| JP2605284Y2 (ja) * | 1992-12-28 | 2000-07-04 | ヤマハ株式会社 | データ変換装置 |
-
1996
- 1996-08-21 JP JP22005196A patent/JP3707148B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-08-19 US US08/911,315 patent/US7072429B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100359823B1 (ko) * | 2000-06-22 | 2002-11-07 | 엘지전자 주식회사 | 필터 계수 생성 장치 |
| GB2372393A (en) * | 2001-02-20 | 2002-08-21 | Samsung Electronics Co Ltd | Sampling rate conversion using interpolated filter coefficients |
| GB2372393B (en) * | 2001-02-20 | 2003-04-30 | Samsung Electronics Co Ltd | Sampling rate conversion |
| DE10129926B4 (de) * | 2001-02-20 | 2005-11-17 | Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon | Abtastratenwandlungsapparat und Verfahren dazu |
| US7528745B2 (en) | 2006-02-15 | 2009-05-05 | Qualcomm Incorporated | Digital domain sampling rate converter |
| WO2007095624A3 (en) * | 2006-02-15 | 2007-10-11 | Qualcomm Inc | Digital domain sampling rate converter |
| JP2009527206A (ja) * | 2006-02-15 | 2009-07-23 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | デジタル領域サンプリングレートコンバータ |
| WO2008102455A1 (ja) * | 2007-02-23 | 2008-08-28 | Fujitsu Limited | 動画像符号化処理装置及び動画像フィルタ処理装置 |
| KR20110052677A (ko) * | 2008-07-29 | 2011-05-18 | 프랑스 텔레콤 | 필터 보간에 의해 인코더를 업데이트하는 방법 |
| JP2011529578A (ja) * | 2008-07-29 | 2011-12-08 | フランス・テレコム | フィルタ補間によってエンコーダを更新する方法 |
| JP2010237269A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Toshiba Corp | 音声認識装置、その方法及びそのプログラム |
| WO2011089981A1 (ja) * | 2010-01-19 | 2011-07-28 | 三菱電機株式会社 | 信号生成装置および信号生成方法 |
| JP5665770B2 (ja) * | 2010-01-19 | 2015-02-04 | 三菱電機株式会社 | 信号生成装置および信号生成方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US7072429B1 (en) | 2006-07-04 |
| JP3707148B2 (ja) | 2005-10-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3707148B2 (ja) | サンプリング周波数変換方法およびサンプリング周波数変換装置 | |
| US5982305A (en) | Sample rate converter | |
| JP3310050B2 (ja) | サンプリング周波数変換装置及びサンプリング周波数変換方法 | |
| US5647008A (en) | Method and apparatus for digital mixing of audio signals in multimedia platforms | |
| EP0556867B1 (en) | Digital equalizer apparatus enabling separate phase and amplitude characteristic modification | |
| US8369973B2 (en) | Efficient asynchronous sample rate conversion | |
| EP2200180B1 (en) | Subband signal processing | |
| JPH1051309A (ja) | デジタル／アナログ変換システム及び方法 | |
| JPH06188838A (ja) | サンプリングレートコンバータ | |
| JP2730860B2 (ja) | 音響信号の線形歪補償方法及びその装置 | |
| US8594343B2 (en) | Sound processing apparatus and sound processing method | |
| US7280878B1 (en) | Sample rate converter having distributed filtering | |
| US6870492B1 (en) | Method of near-unity fractional sampling rate alteration for high fidelity digital audio | |
| US8949303B2 (en) | Filter | |
| KR100416289B1 (ko) | 디지털 아날로그변환기 및 그 방법과 데이터 보간장치 및그 방법 | |
| JP3851757B2 (ja) | サンプリングレート変換装置 | |
| US20030102991A1 (en) | Digital sample frequency converter | |
| JP2010068033A (ja) | Ｆｍ送信回路及びオーバーサンプリング処理回路 | |
| US7177812B1 (en) | Universal sampling rate converter for digital audio frequencies | |
| KR20050041959A (ko) | 인터폴레이터, 인터폴레이트 방법 및 신호 처리 회로 | |
| US20040240584A1 (en) | Signal processing | |
| JPH0553359B2 (ja) | ||
| JPH04326183A (ja) | 画像の拡大／縮小方法 | |
| JP2002290210A (ja) | デジタル信号処理装置及びデジタル信号処理方法 | |
| JPH04245897A (ja) | デジタルクロスオーバーネットワーク |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050405 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050603 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050712 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050725 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090812 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100812 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100812 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110812 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120812 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130812 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |