JPH1065746A - 無線電話装置 - Google Patents
無線電話装置Info
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- JPH1065746A JPH1065746A JP8217542A JP21754296A JPH1065746A JP H1065746 A JPH1065746 A JP H1065746A JP 8217542 A JP8217542 A JP 8217542A JP 21754296 A JP21754296 A JP 21754296A JP H1065746 A JPH1065746 A JP H1065746A
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- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 abstract description 12
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 abstract description 11
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- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 異常送信を防止する無線電話装置を実現す
る。 【解決手段】 波形補正手段２０と直交変調器２１との
間にウインドウコンパレータとして作用する変調信号振
幅監視回路３５を設け、Ｉ軸およびＱ軸の変調信号が予
め決定されている振幅レベルを超えた場合にはリターン
側ＡＴＴの減衰レベルを調整してリターン側の送信出力
が一定になるよう制御することで異常送信を防止する。
る。 【解決手段】 波形補正手段２０と直交変調器２１との
間にウインドウコンパレータとして作用する変調信号振
幅監視回路３５を設け、Ｉ軸およびＱ軸の変調信号が予
め決定されている振幅レベルを超えた場合にはリターン
側ＡＴＴの減衰レベルを調整してリターン側の送信出力
が一定になるよう制御することで異常送信を防止する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、異常送信を防止す
る無線電話装置に関する。
る無線電話装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、バースト送信を行うディジタル無
線電話装置が各種開発されており、この種の装置では、
π／４シフトＱＰＳＫやＭ１６ＱＡＭ等に代表される振
幅変動を伴う変調方式を用いる場合が多い。これら変調
方式では、バースト送信スロット内にて振幅変動を繰り
返す為、平均送信出力は規定値内に収まっていても、単
位時間における最大出力は規定値を大きく超える虞があ
り、これを補償する送信波補償回路を備えている。
線電話装置が各種開発されており、この種の装置では、
π／４シフトＱＰＳＫやＭ１６ＱＡＭ等に代表される振
幅変動を伴う変調方式を用いる場合が多い。これら変調
方式では、バースト送信スロット内にて振幅変動を繰り
返す為、平均送信出力は規定値内に収まっていても、単
位時間における最大出力は規定値を大きく超える虞があ
り、これを補償する送信波補償回路を備えている。
【０００３】図４は、こうした無線電話装置における送
信波歪み補償回路の一例を示すブロック図であり、以
下、この図を参照して送信波歪み補償について説明す
る。先ず、ＲＦ入力端１に供給される高周波入力信号
は、分配器２で２分配出力され、それぞれ次段の分配器
３，１７に入力される。分配器３で２分配される一方の
高周波入力信号は、位相０゜に設定された振幅変調器６
のローカル信号端子に供給される。この振幅変調器６
は、ダブルバランスドミキサにより構成されている。一
方、分配器３で２分配される他方の高周波入力信号は、
位相器４を介して−９０゜位相に設定された後、位相−
９０゜に設定されたダブルバランスドミキサからなる振
幅変調器５のローカル信号端子に供給される。
信波歪み補償回路の一例を示すブロック図であり、以
下、この図を参照して送信波歪み補償について説明す
る。先ず、ＲＦ入力端１に供給される高周波入力信号
は、分配器２で２分配出力され、それぞれ次段の分配器
３，１７に入力される。分配器３で２分配される一方の
高周波入力信号は、位相０゜に設定された振幅変調器６
のローカル信号端子に供給される。この振幅変調器６
は、ダブルバランスドミキサにより構成されている。一
方、分配器３で２分配される他方の高周波入力信号は、
位相器４を介して−９０゜位相に設定された後、位相−
９０゜に設定されたダブルバランスドミキサからなる振
幅変調器５のローカル信号端子に供給される。
【０００４】振幅変調器５，６のそれぞれの高周波信号
端子から出力される出力信号は、合成器７にて合成され
た後、電力増幅器８で電力増幅されてＲＦ出力端１０に
供給される。電力増幅器８の出力の一部は、結合器９お
よび分配器１４を介して同一位相でダブルバランスドミ
キサ１３，１５の高周波信号端子に入力される。ダブル
バランスドミキサ１３のローカル信号端子には、分配器
１７の分配出力がそのまま入力され、一方、ダブルバラ
ンスドミキサ１３のローカル信号端子には、分配器１７
の分配出力が−９０゜位相器４を介して加えられる。
端子から出力される出力信号は、合成器７にて合成され
た後、電力増幅器８で電力増幅されてＲＦ出力端１０に
供給される。電力増幅器８の出力の一部は、結合器９お
よび分配器１４を介して同一位相でダブルバランスドミ
キサ１３，１５の高周波信号端子に入力される。ダブル
バランスドミキサ１３のローカル信号端子には、分配器
１７の分配出力がそのまま入力され、一方、ダブルバラ
ンスドミキサ１３のローカル信号端子には、分配器１７
の分配出力が−９０゜位相器４を介して加えられる。
【０００５】したがって、ダブルバランスドミキサ１
３，１５のローカル信号端子がそれぞれ０゜と−９０゜
とに位相設定されているので、高周波信号端子側に加え
られる高周波信号ベクトルの０゜方向成分および−９０
゜方向成分が検波され、これが当該ダブルバランスドミ
キサ１３，１５の中間周波信号端子からそれぞれ出力さ
れる。
３，１５のローカル信号端子がそれぞれ０゜と−９０゜
とに位相設定されているので、高周波信号端子側に加え
られる高周波信号ベクトルの０゜方向成分および−９０
゜方向成分が検波され、これが当該ダブルバランスドミ
キサ１３，１５の中間周波信号端子からそれぞれ出力さ
れる。
【０００６】ダブルバランスドミキサ１３，１５の中間
周波信号端子からそれぞれ出力される検波信号は、比較
器１１，１２の各反転入力端に供給される。比較器１１
の非反転入力端には、端子１９（ＭＯＤｉｎ−９０゜）
を介して−９０゜用変調信号が供給され、一方、比較器
１２の非反転入力端には、端子１８（ＭＯＤｉｎ−０
゜）を介して０゜用変調信号が供給される。そして、比
較器１１，１２の各出力は、それぞれ振幅変調器５，６
の中間周波信号端子に帰還入力される。
周波信号端子からそれぞれ出力される検波信号は、比較
器１１，１２の各反転入力端に供給される。比較器１１
の非反転入力端には、端子１９（ＭＯＤｉｎ−９０゜）
を介して−９０゜用変調信号が供給され、一方、比較器
１２の非反転入力端には、端子１８（ＭＯＤｉｎ−０
゜）を介して０゜用変調信号が供給される。そして、比
較器１１，１２の各出力は、それぞれ振幅変調器５，６
の中間周波信号端子に帰還入力される。
【０００７】上記構成によれば、帰還回路をなす比較器
１１，１２が変調信号と検波信号との振幅が同じになる
よう振幅変調器５，６を制御するので、電力増幅器８で
発生する振幅および位相歪みを自動的に補正し得るよう
になっている。
１１，１２が変調信号と検波信号との振幅が同じになる
よう振幅変調器５，６を制御するので、電力増幅器８で
発生する振幅および位相歪みを自動的に補正し得るよう
になっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の無線電話装置にあっては、送信波歪み補償回路によ
って送信出力を規定値にとどめているが、経年変化や環
境温度の変化により補償回路を構成する素子の電気的特
性が変化したり、構成素子が経年劣化する等の不具合に
より補償動作が不確実になると、送信出力が規定値以上
になる異常送信が発生する。異常送信が発生した場合、
隣接するチャンネルの運用に支障を与えるという問題が
出てくるうえ、法規上の違反行為になるという弊害も生
じる。
来の無線電話装置にあっては、送信波歪み補償回路によ
って送信出力を規定値にとどめているが、経年変化や環
境温度の変化により補償回路を構成する素子の電気的特
性が変化したり、構成素子が経年劣化する等の不具合に
より補償動作が不確実になると、送信出力が規定値以上
になる異常送信が発生する。異常送信が発生した場合、
隣接するチャンネルの運用に支障を与えるという問題が
出てくるうえ、法規上の違反行為になるという弊害も生
じる。
【０００９】そこで本発明は、上述した事情に鑑みてな
されたもので、異常送信を防止することができる無線電
話装置を提供することを目的としている。
されたもので、異常送信を防止することができる無線電
話装置を提供することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に記載の発明では、直交復調した復調信号
に応じて変調信号の非直線性歪みを補正する歪み補正手
段と、この歪み補正手段から出力される変調信号の振幅
が予め設定された所定レベルを超えるか否かを判別する
判別手段と、この判別手段によって前記変調信号が予め
設定された振幅レベルを超えたと判断された場合、前記
復調信号の振幅レベルを制御して前記変調信号の振幅を
所定レベルに抑えるレベル調整手段とを具備することを
特徴としている。
め、請求項１に記載の発明では、直交復調した復調信号
に応じて変調信号の非直線性歪みを補正する歪み補正手
段と、この歪み補正手段から出力される変調信号の振幅
が予め設定された所定レベルを超えるか否かを判別する
判別手段と、この判別手段によって前記変調信号が予め
設定された振幅レベルを超えたと判断された場合、前記
復調信号の振幅レベルを制御して前記変調信号の振幅を
所定レベルに抑えるレベル調整手段とを具備することを
特徴としている。
【００１１】上記請求項１に従属する請求項２に記載の
発明によれば、前記判別手段は、予め設定された所定レ
ベルに対する波形振幅を検出する第１および第２の比較
手段と、この第１および第２の比較手段の出力の論理和
を発生する論理和発生手段とを有することを特徴として
いる。
発明によれば、前記判別手段は、予め設定された所定レ
ベルに対する波形振幅を検出する第１および第２の比較
手段と、この第１および第２の比較手段の出力の論理和
を発生する論理和発生手段とを有することを特徴として
いる。
【００１２】また、上記請求項２に従属する請求項３に
記載の発明によれば、前記判別手段は、予め設定された
所定レベルに対して波形振幅のプラス側とマイナス側を
同時かつ独立して検出するウインドウコンパレータであ
ることを特徴とする。
記載の発明によれば、前記判別手段は、予め設定された
所定レベルに対して波形振幅のプラス側とマイナス側を
同時かつ独立して検出するウインドウコンパレータであ
ることを特徴とする。
【００１３】本発明では、直交復調した復調信号に応じ
て変調信号の非直線性歪みを補正する歪み補正手段から
出力される変調信号の振幅が予め設定された所定レベル
を超えた場合、判別手段の指示に応じてレベル調整手段
が復調信号の振幅レベルを制御して変調信号の振幅を所
定レベルに抑える。これにより、環境温度の変化や経年
変化などによる歪み補正手段のループ利得が変化した場
合に規定以上の送信出力が発生する、という異常送信を
防止することが可能になる。
て変調信号の非直線性歪みを補正する歪み補正手段から
出力される変調信号の振幅が予め設定された所定レベル
を超えた場合、判別手段の指示に応じてレベル調整手段
が復調信号の振幅レベルを制御して変調信号の振幅を所
定レベルに抑える。これにより、環境温度の変化や経年
変化などによる歪み補正手段のループ利得が変化した場
合に規定以上の送信出力が発生する、という異常送信を
防止することが可能になる。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明による無線電話装置は、携
帯電話やＭＣＡ業務無線装置などに適用され得る。以下
では、本発明の実施の形態である無線電話装置を実施例
とし、図面を参照して説明する。
帯電話やＭＣＡ業務無線装置などに適用され得る。以下
では、本発明の実施の形態である無線電話装置を実施例
とし、図面を参照して説明する。
【００１５】Ａ．実施例の構成 図１は、本発明の一実施例による無線電話装置の構成を
示すブロック図である。この図において、２１は０゜方
向（Ｉ軸成分）の変調信号と−９０゜方向（Ｑ軸成分）
の変調信号とを直交変調する直交変調器である。２２は
フォワード側アッテネータ（以下、ＡＴＴと記す）であ
り、直交変調器２１から出力されるＲＦ信号レベルを可
変制御する。
示すブロック図である。この図において、２１は０゜方
向（Ｉ軸成分）の変調信号と−９０゜方向（Ｑ軸成分）
の変調信号とを直交変調する直交変調器である。２２は
フォワード側アッテネータ（以下、ＡＴＴと記す）であ
り、直交変調器２１から出力されるＲＦ信号レベルを可
変制御する。
【００１６】２３は上記フォワード側ＡＴＴ２２を介し
てレベル調整されたＲＦ信号を電力増幅して出力する電
力増幅器である。この電力増幅器２３から出力される送
信信号は、アンテナに給電される一方、結合器２６，２
７を介してその一部が抽出される。２５は、結合器２７
が抽出した送信信号のレベルを検出してレベル検出信号
を発生するフォワード側検出手段である。
てレベル調整されたＲＦ信号を電力増幅して出力する電
力増幅器である。この電力増幅器２３から出力される送
信信号は、アンテナに給電される一方、結合器２６，２
７を介してその一部が抽出される。２５は、結合器２７
が抽出した送信信号のレベルを検出してレベル検出信号
を発生するフォワード側検出手段である。
【００１７】２８は電力増幅器２３の送信出力レベルを
制御するレベル制御信号を発生する出力制御回路であ
る。２４はフォワード側調整手段であり、フォワード側
検出手段２５から供給されるレベル検出信号と、出力制
御回路２８から供給されるレベル制御信号とを比較し、
この比較結果に応じてフォワード側ＡＴＴ２２の減衰量
を調整する。つまり、構成要素２２，２３，２７，２
５，２８は帰還回路を形成してフォワード側の送信出力
を一定化すべくフィードバック制御するようになってい
る。
制御するレベル制御信号を発生する出力制御回路であ
る。２４はフォワード側調整手段であり、フォワード側
検出手段２５から供給されるレベル検出信号と、出力制
御回路２８から供給されるレベル制御信号とを比較し、
この比較結果に応じてフォワード側ＡＴＴ２２の減衰量
を調整する。つまり、構成要素２２，２３，２７，２
５，２８は帰還回路を形成してフォワード側の送信出力
を一定化すべくフィードバック制御するようになってい
る。
【００１８】３４はリターン側アッテネータ（以下、Ａ
ＴＴと記す）であり、結合器２６が抽出した送信信号の
レベルを可変制御する。２９はローカル信号を発生する
局部発振器である。この局部発振器２９が発生するロー
カル信号は、上述した直交変調器２１に供給される一
方、位相シフタ３０に供給される。位相シフタ３０は、
直交変調器２１に入力される変調信号と直交復調器３１
より出力される変調信号との位相が合致するように局部
発振器２９より出力されるローカル信号の位相を可変制
御する。
ＴＴと記す）であり、結合器２６が抽出した送信信号の
レベルを可変制御する。２９はローカル信号を発生する
局部発振器である。この局部発振器２９が発生するロー
カル信号は、上述した直交変調器２１に供給される一
方、位相シフタ３０に供給される。位相シフタ３０は、
直交変調器２１に入力される変調信号と直交復調器３１
より出力される変調信号との位相が合致するように局部
発振器２９より出力されるローカル信号の位相を可変制
御する。
【００１９】直交復調器３１は、リターン側ＡＴＴ３４
を介して供給される送信信号を、０゜方向成分（Ｉ軸成
分）の変調信号と−９０゜方向成分（Ｑ軸成分）の変調
信号とに復調して出力する。３２はリターン側検出手段
であり、上記Ｉ軸成分およびＱ軸成分の各変調信号レベ
ルを検出して出力する。３３は、リターン側検出手段３
２より出力される検出信号と、後述する変調信号振幅監
視回路３５の出力とに応じてリターン側ＡＴＴの減衰量
を調整するリターン側調整手段である。
を介して供給される送信信号を、０゜方向成分（Ｉ軸成
分）の変調信号と−９０゜方向成分（Ｑ軸成分）の変調
信号とに復調して出力する。３２はリターン側検出手段
であり、上記Ｉ軸成分およびＱ軸成分の各変調信号レベ
ルを検出して出力する。３３は、リターン側検出手段３
２より出力される検出信号と、後述する変調信号振幅監
視回路３５の出力とに応じてリターン側ＡＴＴの減衰量
を調整するリターン側調整手段である。
【００２０】２０は波形補正手段であり、入力せる基準
変調信号と直交復調器３１から出力されるＩ軸成分およ
びＱ軸成分の各変調信号とを比較し、この比較結果に応
じて波形修正したＩ軸成分およびＱ軸成分の各変調信号
を次段の変調信号振幅監視回路３５に供給する。
変調信号と直交復調器３１から出力されるＩ軸成分およ
びＱ軸成分の各変調信号とを比較し、この比較結果に応
じて波形修正したＩ軸成分およびＱ軸成分の各変調信号
を次段の変調信号振幅監視回路３５に供給する。
【００２１】変調信号振幅監視回路３５は、図２に示す
ように、比較器３８，３９およびＯＲ回路４０からなる
ウインドコンパレータを構成しており、波形形成手段２
０により補正されたＩ軸成分およびＱ軸成分の各変調信
号の振幅を監視し、予め決められた振幅レベルを超えた
場合に、レベル制御信号を発生する。このレベル制御信
号は、上述のリターン側調整手段３３に入力される。リ
ターン側調整手段３３は、当該レベル制御信号が供給さ
れる間、つまり、Ｉ軸成分およびＱ軸成分の各変調信号
の振幅が予め決められている規定値に収まるまでリター
ン側ＡＴＴ３４を制御するようになっている。
ように、比較器３８，３９およびＯＲ回路４０からなる
ウインドコンパレータを構成しており、波形形成手段２
０により補正されたＩ軸成分およびＱ軸成分の各変調信
号の振幅を監視し、予め決められた振幅レベルを超えた
場合に、レベル制御信号を発生する。このレベル制御信
号は、上述のリターン側調整手段３３に入力される。リ
ターン側調整手段３３は、当該レベル制御信号が供給さ
れる間、つまり、Ｉ軸成分およびＱ軸成分の各変調信号
の振幅が予め決められている規定値に収まるまでリター
ン側ＡＴＴ３４を制御するようになっている。
【００２２】ここで、図２を参照して変調信号振幅監視
回路３５について詳述する。ウインドウコンパレータを
構成する比較器３８，３９では、抵抗Ｒ１を介して比較
器３８の非反転入力端にバイアス電圧を印加すると共
に、可変抵抗３７を経て比較器３９の反転入力端にバイ
アス電圧を供給する。なお、電源に対してシリーズ接続
される抵抗Ｒ１，Ｒ２は、同一抵抗値を持つ。比較器３
８の比較器３８の反転入力端と比較器３９の非反転入力
端とは、変調信号入力３６に共通接続される。比較器３
８，３９の各出力は、それぞれダイオード４０ａ，４０
ｂのカソードに接続され、ダイオード４０ａ，４０ｂの
アノード同士は接続されてＯＲ回路４０を構成してい
る。ＯＲ回路４０の出力は、抵抗Ｒ３を介してプルアッ
プされて信号出力４１に接続される。
回路３５について詳述する。ウインドウコンパレータを
構成する比較器３８，３９では、抵抗Ｒ１を介して比較
器３８の非反転入力端にバイアス電圧を印加すると共
に、可変抵抗３７を経て比較器３９の反転入力端にバイ
アス電圧を供給する。なお、電源に対してシリーズ接続
される抵抗Ｒ１，Ｒ２は、同一抵抗値を持つ。比較器３
８の比較器３８の反転入力端と比較器３９の非反転入力
端とは、変調信号入力３６に共通接続される。比較器３
８，３９の各出力は、それぞれダイオード４０ａ，４０
ｂのカソードに接続され、ダイオード４０ａ，４０ｂの
アノード同士は接続されてＯＲ回路４０を構成してい
る。ＯＲ回路４０の出力は、抵抗Ｒ３を介してプルアッ
プされて信号出力４１に接続される。
【００２３】さて、このような構成による変調信号振幅
監視回路３５では、変調信号入力３６に予め電源電圧の
半分のバイアス電圧を与えている変調信号を入力するこ
とにより、変調信号振幅がそのバイアス電圧よりプラス
側に大きくなれば、比較器３８の出力が反転し、ＯＲ回
路４０を介して信号出力４１が反転して振幅が許容値を
超えた状態を検出する。一方、変調信号振幅がバイアス
電圧よりマイナス側に大きくなれば、比較器３９の出力
が反転し、ＯＲ回路４０を介して信号出力４１が反転し
て振幅が許容値を超えた状態を検出する。なお、可変抵
抗３７を調整することにより、許容値の電圧幅、すなわ
ち、ウインドウを調整し得る。
監視回路３５では、変調信号入力３６に予め電源電圧の
半分のバイアス電圧を与えている変調信号を入力するこ
とにより、変調信号振幅がそのバイアス電圧よりプラス
側に大きくなれば、比較器３８の出力が反転し、ＯＲ回
路４０を介して信号出力４１が反転して振幅が許容値を
超えた状態を検出する。一方、変調信号振幅がバイアス
電圧よりマイナス側に大きくなれば、比較器３９の出力
が反転し、ＯＲ回路４０を介して信号出力４１が反転し
て振幅が許容値を超えた状態を検出する。なお、可変抵
抗３７を調整することにより、許容値の電圧幅、すなわ
ち、ウインドウを調整し得る。
【００２４】Ｂ．実施例の動作 前述したように、フォワード側の送信出力は、構成要素
２２，２３，２７，２５，２８から形成される帰還回路
によって一定化されるようフィードバック制御が行わ
れ、一方、リターン側でも構成要素３０〜３５から構成
される帰還回路が一定化を図っている。
２２，２３，２７，２５，２８から形成される帰還回路
によって一定化されるようフィードバック制御が行わ
れ、一方、リターン側でも構成要素３０〜３５から構成
される帰還回路が一定化を図っている。
【００２５】つまり、波形補正手段２０が、入力される
Ｉ軸およびＱ軸の変調信号を、直交復調器３１により復
調されたＩ軸およびＱ軸の復調信号に合致する補正して
次段の変調信号振幅監視回路３５に供給すると、当該回
路３５では上述したように、Ｉ軸およびＱ軸の変調信号
が予め決定されている振幅レベルを超えるか否かを判別
する。
Ｉ軸およびＱ軸の変調信号を、直交復調器３１により復
調されたＩ軸およびＱ軸の復調信号に合致する補正して
次段の変調信号振幅監視回路３５に供給すると、当該回
路３５では上述したように、Ｉ軸およびＱ軸の変調信号
が予め決定されている振幅レベルを超えるか否かを判別
する。
【００２６】ここで、Ｉ軸およびＱ軸の変調信号が予め
決定されている振幅レベルを超えた場合には、当該回路
３５がリターン側調整手段３３にレベル調整信号を供給
し、リターン側調整手段３３ではこのレベル調整信号に
基づきリターン側ＡＴＴの減衰レベルを調整して、リタ
ーン側の送信出力が一定になるよう制御される。すなわ
ち、波形補正手段２０により補正されるＩ軸およびＱ軸
の変調信号の振幅が予め設定される振幅レベル以内に収
束させる。
決定されている振幅レベルを超えた場合には、当該回路
３５がリターン側調整手段３３にレベル調整信号を供給
し、リターン側調整手段３３ではこのレベル調整信号に
基づきリターン側ＡＴＴの減衰レベルを調整して、リタ
ーン側の送信出力が一定になるよう制御される。すなわ
ち、波形補正手段２０により補正されるＩ軸およびＱ軸
の変調信号の振幅が予め設定される振幅レベル以内に収
束させる。
【００２７】このようにすることで、環境温度の変化や
経年変化などによる送信波歪み補償回路のループ利得が
変化した場合、特にリターン側の利得が本来調整されて
いるレベルより小さくなり、リターン側調整手段３３の
制御範囲を超えた時には波形補正手段２０に入力される
Ｉ軸およびＱ軸の復調信号が本来入力されるレベルより
小さくなってしまい、その結果、波形補正手段２０によ
り変調信号に補正をかける為、データ部分の送信出力が
本来のレベルより大きくなり、規定以上の送信出力を発
生する、という異常送信を防止することが可能になって
いる。
経年変化などによる送信波歪み補償回路のループ利得が
変化した場合、特にリターン側の利得が本来調整されて
いるレベルより小さくなり、リターン側調整手段３３の
制御範囲を超えた時には波形補正手段２０に入力される
Ｉ軸およびＱ軸の復調信号が本来入力されるレベルより
小さくなってしまい、その結果、波形補正手段２０によ
り変調信号に補正をかける為、データ部分の送信出力が
本来のレベルより大きくなり、規定以上の送信出力を発
生する、という異常送信を防止することが可能になって
いる。
【００２８】Ｃ．変形例 上述した実施例では、波形補正手段２０と直交変調器２
１との間にウインドウコンパレータとして作用する変調
信号振幅監視回路３５を設け、Ｉ軸およびＱ軸の変調信
号が予め決定されている振幅レベルを超えた場合にはリ
ターン側ＡＴＴの減衰レベルを調整してリターン側の送
信出力が一定になるよう制御することで異常送信を防止
するようにしたが、これに替えて、例えば、図３に図示
する通り、検出手段４２により直交変調器２１の出力信
号振幅を検出し、この検出結果を変調信号振幅監視回路
３５に供給して変調信号の振幅を監視して異常送信を未
然に防止する態様としても良い。
１との間にウインドウコンパレータとして作用する変調
信号振幅監視回路３５を設け、Ｉ軸およびＱ軸の変調信
号が予め決定されている振幅レベルを超えた場合にはリ
ターン側ＡＴＴの減衰レベルを調整してリターン側の送
信出力が一定になるよう制御することで異常送信を防止
するようにしたが、これに替えて、例えば、図３に図示
する通り、検出手段４２により直交変調器２１の出力信
号振幅を検出し、この検出結果を変調信号振幅監視回路
３５に供給して変調信号の振幅を監視して異常送信を未
然に防止する態様としても良い。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、直交復調した復調信号
に応じて変調信号の非直線性歪みを補正する歪み補正手
段から出力される変調信号の振幅が予め設定された所定
レベルを超えた場合、判別手段の指示に応じてレベル調
整手段が復調信号の振幅レベルを制御して変調信号の振
幅を所定レベルに抑えるので、環境温度の変化や経年変
化などによる歪み補正手段のループ利得が変化した場合
に規定以上の送信出力が発生する、という異常送信を防
止することができる。
に応じて変調信号の非直線性歪みを補正する歪み補正手
段から出力される変調信号の振幅が予め設定された所定
レベルを超えた場合、判別手段の指示に応じてレベル調
整手段が復調信号の振幅レベルを制御して変調信号の振
幅を所定レベルに抑えるので、環境温度の変化や経年変
化などによる歪み補正手段のループ利得が変化した場合
に規定以上の送信出力が発生する、という異常送信を防
止することができる。
【図１】本発明による一実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】同実施例における変調信号振幅監視回路３５の
構成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
【図３】変形例を示すブロック図である。
【図４】従来例を説明するためのブロック図である。
２０ 波形補正手段（歪み補正手段） ３１ 直交復調器 ３２ リターン側検出手段（レベル調整手段） ３３ リターン側調整手段（レベル調整手段） ３４ リターン側ＡＴＴ（レベル調整手段） ３５ 変調信号振幅監視回路（判別手段）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 多賀 直樹 東京都港区芝浦三丁目18番21号 日本電気 エンジニアリング株式会社内
Claims (3)
- 【請求項１】 直交復調した復調信号に応じて変調信号
の非直線性歪みを補正する歪み補正手段と、 この歪み補正手段から出力される変調信号の振幅が予め
設定された所定レベルを超えるか否かを判別する判別手
段と、 この判別手段によって前記変調信号が予め設定された振
幅レベルを超えたと判断された場合、前記復調信号の振
幅レベルを制御して前記変調信号の振幅を所定レベルに
抑えるレベル調整手段とを具備することを特徴とする無
線電話装置。 - 【請求項２】 前記判別手段は、予め設定された所定レ
ベルに対する波形振幅を検出する第１および第２の比較
手段と、この第１および第２の比較手段の出力の論理和
を発生する論理和発生手段とを有することを特徴とする
請求項１記載の無線電話装置。 - 【請求項３】 前記判別手段は、予め設定された所定レ
ベルに対して波形振幅のプラス側とマイナス側を同時か
つ独立して検出するウインドウコンパレータであること
を特徴とする請求項２記載の無線電話装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8217542A JPH1065746A (ja) | 1996-08-19 | 1996-08-19 | 無線電話装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8217542A JPH1065746A (ja) | 1996-08-19 | 1996-08-19 | 無線電話装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065746A true JPH1065746A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16705895
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8217542A Pending JPH1065746A (ja) | 1996-08-19 | 1996-08-19 | 無線電話装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1065746A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019087501A1 (ja) * | 2017-10-30 | 2019-05-09 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 送受信回路、通信装置、および、送受信回路の制御方法 |
| JP2020202476A (ja) * | 2019-06-07 | 2020-12-17 | 日本無線株式会社 | ダイレクトコンバージョン送信器 |
-
1996
- 1996-08-19 JP JP8217542A patent/JPH1065746A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019087501A1 (ja) * | 2017-10-30 | 2019-05-09 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 送受信回路、通信装置、および、送受信回路の制御方法 |
| CN111247751A (zh) * | 2017-10-30 | 2020-06-05 | 索尼半导体解决方案公司 | 发送接收电路、通信设备以及控制发送接收电路的方法 |
| JPWO2019087501A1 (ja) * | 2017-10-30 | 2020-11-19 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 送受信回路、通信装置、および、送受信回路の制御方法 |
| US10938491B2 (en) | 2017-10-30 | 2021-03-02 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Transmission/reception circuit, communication apparatus, and method of controlling transmission/reception circuit |
| CN111247751B (zh) * | 2017-10-30 | 2022-07-05 | 索尼半导体解决方案公司 | 发送接收电路、通信设备以及控制发送接收电路的方法 |
| JP2020202476A (ja) * | 2019-06-07 | 2020-12-17 | 日本無線株式会社 | ダイレクトコンバージョン送信器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990824 |