JPH1070787A - 信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法 - Google Patents
信号補正装置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数調整方法Info
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- JPH1070787A JPH1070787A JP22412396A JP22412396A JPH1070787A JP H1070787 A JPH1070787 A JP H1070787A JP 22412396 A JP22412396 A JP 22412396A JP 22412396 A JP22412396 A JP 22412396A JP H1070787 A JPH1070787 A JP H1070787A
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- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スピーカなど非線形性を有する伝送系の特性
の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる信号
補正装置等を提供する。 【解決手段】 信号補正装置１２は、統合伝送系１０の
特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号ｕを補正
して伝送系１４に与える。変位フィルタ１６は、目標特
性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信
号ｕに基づいて、仮想変位ｘを予測する。補正係数決定
部１８は、仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２の
フィルタ係数の一部を決定する。補正係数決定部１８
は、仮想変位ｘに基づいて、振幅調整部２４の振幅調整
係数をも決定する。補正フィルタ２２は、帰還路を有す
る２次以上のデジタルフィルタにより構成されており、
決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕを補正す
る。振幅調整部２４は、決定された振幅調整係数を用い
て、信号の振幅を調整する。補正フィルタ２２および振
幅調整部２４が、信号補正手段２０に該当する。
の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができる信号
補正装置等を提供する。 【解決手段】 信号補正装置１２は、統合伝送系１０の
特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号ｕを補正
して伝送系１４に与える。変位フィルタ１６は、目標特
性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信
号ｕに基づいて、仮想変位ｘを予測する。補正係数決定
部１８は、仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ２２の
フィルタ係数の一部を決定する。補正係数決定部１８
は、仮想変位ｘに基づいて、振幅調整部２４の振幅調整
係数をも決定する。補正フィルタ２２は、帰還路を有す
る２次以上のデジタルフィルタにより構成されており、
決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕを補正す
る。振幅調整部２４は、決定された振幅調整係数を用い
て、信号の振幅を調整する。補正フィルタ２２および振
幅調整部２４が、信号補正手段２０に該当する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、信号補正装置、
信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数
調整方法に関し、特に信号補正装置と伝送系とを統合し
た統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入
力信号を補正して伝送系に与える技術に関する。
信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および係数
調整方法に関し、特に信号補正装置と伝送系とを統合し
た統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入
力信号を補正して伝送系に与える技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】楽音の再生等に動電型スピーカ２が用い
られる。図２３に、動電型スピーカ２の断面構成を示
す。楽音信号に基づく駆動電流がボイスコイル４に与え
られると、ボイスコイル４は駆動電流に比例した電磁力
を、マグネット６から受ける。このため、楽音信号にし
たがってボイスコイル４に接続されたスピーカ振動板８
がｘ方向に振動し、楽音が再生される。この場合、再生
音圧は、ボイスコイル４（スピーカ振動板８）の加速
度、およびボイスコイル４（スピーカ振動板８）の移動
に伴って排除される空気の体積に依存している。したが
って、同じスピーカであれば、再生音圧は、ボイスコイ
ル４の加速度および振幅に、ほぼ依存することになる。
すなわち、ボイスコイル４の加速度および振幅が大きい
ほど再生音圧は大きく、ボイスコイル４の加速度および
振幅が小さいほど再生音圧は小さい。
られる。図２３に、動電型スピーカ２の断面構成を示
す。楽音信号に基づく駆動電流がボイスコイル４に与え
られると、ボイスコイル４は駆動電流に比例した電磁力
を、マグネット６から受ける。このため、楽音信号にし
たがってボイスコイル４に接続されたスピーカ振動板８
がｘ方向に振動し、楽音が再生される。この場合、再生
音圧は、ボイスコイル４（スピーカ振動板８）の加速
度、およびボイスコイル４（スピーカ振動板８）の移動
に伴って排除される空気の体積に依存している。したが
って、同じスピーカであれば、再生音圧は、ボイスコイ
ル４の加速度および振幅に、ほぼ依存することになる。
すなわち、ボイスコイル４の加速度および振幅が大きい
ほど再生音圧は大きく、ボイスコイル４の加速度および
振幅が小さいほど再生音圧は小さい。
【０００３】一方、図２４に示すように、再生楽音の周
波数が動電型スピーカ２の最低共振周波数ｆ０より低く
なるにつれ、ボイスコイル４の加速度が小さくなる傾向
がある。つまり、動電型スピーカ２は、楽音信号のレベ
ルが同じであれば、低音域の再生音圧が小さくなるとい
う欠点があった。
波数が動電型スピーカ２の最低共振周波数ｆ０より低く
なるにつれ、ボイスコイル４の加速度が小さくなる傾向
がある。つまり、動電型スピーカ２は、楽音信号のレベ
ルが同じであれば、低音域の再生音圧が小さくなるとい
う欠点があった。
【０００４】そこで、動電型スピーカ２のこのような欠
点を克服するため、従来のスピーカシステムにおいて
は、例えば、最低共振周波数ｆ０以下の周波数につい
て、予め楽音信号のレベルを拡大する処理（ブースト）
を行なうよう構成していた。このように構成すること
で、低音域におけるボイスコイルの振幅を大きくするこ
とができ、低音域の再生音圧の減少を緩和することがで
きる。
点を克服するため、従来のスピーカシステムにおいて
は、例えば、最低共振周波数ｆ０以下の周波数につい
て、予め楽音信号のレベルを拡大する処理（ブースト）
を行なうよう構成していた。このように構成すること
で、低音域におけるボイスコイルの振幅を大きくするこ
とができ、低音域の再生音圧の減少を緩和することがで
きる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、このような従
来のスピーカシステムには、次のような問題があった。
ボイスコイル４の振幅が大きくなると、動電型スピーカ
２の機械的制約等に起因してボイスコイル４の動きが制
限され、この結果、再生楽音に歪が生ずる。すなわち、
入力された楽音信号にはなかった高調波成分が重畳され
て再生楽音に現れることになる。これが非線形歪であ
る。図２５に示すように、特に最低共振周波数ｆ０より
やや低い周波数域において、２次高調波、３次高調波が
大きく現れていることがわかる。
来のスピーカシステムには、次のような問題があった。
ボイスコイル４の振幅が大きくなると、動電型スピーカ
２の機械的制約等に起因してボイスコイル４の動きが制
限され、この結果、再生楽音に歪が生ずる。すなわち、
入力された楽音信号にはなかった高調波成分が重畳され
て再生楽音に現れることになる。これが非線形歪であ
る。図２５に示すように、特に最低共振周波数ｆ０より
やや低い周波数域において、２次高調波、３次高調波が
大きく現れていることがわかる。
【０００６】また、スピーカ振動板８を構成するエッジ
８ｅの排除空気体積の非線形性により、たとえボイスコ
イル４の動きが無歪であっても、放射音圧に非線形歪が
あらわれる。
８ｅの排除空気体積の非線形性により、たとえボイスコ
イル４の動きが無歪であっても、放射音圧に非線形歪が
あらわれる。
【０００７】このようなスピーカの非線形性を、フィー
ドフォワード方式で補正して歪を減少させる方法が、ド
イツ国公開公報 DE 4111884 A1、米国特許 5438625に開
示されている。この方法は、スピーカ等変換器の動電変
換原理に基づき、各シールスモールパラメータ（後述）
の非線形歪を合成させる方法を採っている。したがっ
て、補正原理の物理的な理解が比較的容易である。しか
し、実際の補正アルゴリズムは非常に複雑で、その調整
方法も複雑である。さらに、シールスモールパラメータ
そのものを補正計算に用いるために、非常に大きな係数
や小さな係数を混用しなければならず、固定小数点演算
を行なうＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて
高速処理を行なうのに不便である。このため、演算処理
の効率が悪く、演算精度の低下を招くおそれがある。
ドフォワード方式で補正して歪を減少させる方法が、ド
イツ国公開公報 DE 4111884 A1、米国特許 5438625に開
示されている。この方法は、スピーカ等変換器の動電変
換原理に基づき、各シールスモールパラメータ（後述）
の非線形歪を合成させる方法を採っている。したがっ
て、補正原理の物理的な理解が比較的容易である。しか
し、実際の補正アルゴリズムは非常に複雑で、その調整
方法も複雑である。さらに、シールスモールパラメータ
そのものを補正計算に用いるために、非常に大きな係数
や小さな係数を混用しなければならず、固定小数点演算
を行なうＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて
高速処理を行なうのに不便である。このため、演算処理
の効率が悪く、演算精度の低下を招くおそれがある。
【０００８】この発明は、このような従来の問題を解決
し、スピーカなど非線形性を有する伝送系の特性の補正
を、容易かつ迅速確実に行なうことができる信号補正装
置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および
係数調整方法を提供することを目的とする。
し、スピーカなど非線形性を有する伝送系の特性の補正
を、容易かつ迅速確実に行なうことができる信号補正装
置、信号補正方法、信号補正装置の係数調整装置および
係数調整方法を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１の信号補正装置
は、信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝送系の特
性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して
伝送系に与える信号補正装置であって、帰還路を有する
２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィ
ルタを備えた信号補正手段、統合伝送系の状態を表わす
所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測する仮想
物理量予測手段、予測された仮想物理量に基づいて、前
記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定
する補正係数決定手段、を備え、前記補正フィルタは、
決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正する
ことを特徴とする。
は、信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝送系の特
性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を補正して
伝送系に与える信号補正装置であって、帰還路を有する
２次以上のデジタルフィルタにより構成された補正フィ
ルタを備えた信号補正手段、統合伝送系の状態を表わす
所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測する仮想
物理量予測手段、予測された仮想物理量に基づいて、前
記補正フィルタのフィルタ係数の少なくとも一部を決定
する補正係数決定手段、を備え、前記補正フィルタは、
決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号を補正する
ことを特徴とする。
【００１０】請求項２の信号補正装置は、請求項１の信
号補正装置において、前記信号補正手段は、信号の振幅
を調整する振幅調整部をさらに備え、前記補正係数決定
手段は、前記予測された仮想物理量に基づいて、前記振
幅調整部の振幅調整係数をも決定し、前記振幅調整部
は、決定された振幅調整係数を用いて、前記補正フィル
タによる補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を
調整することを特徴とする。
号補正装置において、前記信号補正手段は、信号の振幅
を調整する振幅調整部をさらに備え、前記補正係数決定
手段は、前記予測された仮想物理量に基づいて、前記振
幅調整部の振幅調整係数をも決定し、前記振幅調整部
は、決定された振幅調整係数を用いて、前記補正フィル
タによる補正前の信号または当該補正後の信号の振幅を
調整することを特徴とする。
【００１１】請求項３の信号補正装置は、請求項１ない
し請求項２のいずれかの信号補正装置において、前記仮
想物理量予測手段は、帰還路を有する２次以上のデジタ
ルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタを備
え、前記仮想物理量フィルタは、前記統合伝送系の目標
特性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力
信号に基づいて仮想物理量を予測することを特徴とす
る。
し請求項２のいずれかの信号補正装置において、前記仮
想物理量予測手段は、帰還路を有する２次以上のデジタ
ルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタを備
え、前記仮想物理量フィルタは、前記統合伝送系の目標
特性に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力
信号に基づいて仮想物理量を予測することを特徴とす
る。
【００１２】請求項４の信号補正装置は、請求項３の信
号補正装置において、前記補正フィルタは、帰還路を含
み信号処理の上流部分に該当する巡回部と、帰還路を含
まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部とを備え、
仮想物理量フィルタは、帰還路を含む巡回部と、帰還路
を含まない非巡回部とを備え、補正フィルタの巡回部の
フィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィル
タ係数と同一であり、補正フィルタの非巡回部のフィル
タ係数は、前記仮想物理量に基づいて決定されたフィル
タ係数であることを特徴とする。
号補正装置において、前記補正フィルタは、帰還路を含
み信号処理の上流部分に該当する巡回部と、帰還路を含
まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部とを備え、
仮想物理量フィルタは、帰還路を含む巡回部と、帰還路
を含まない非巡回部とを備え、補正フィルタの巡回部の
フィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィル
タ係数と同一であり、補正フィルタの非巡回部のフィル
タ係数は、前記仮想物理量に基づいて決定されたフィル
タ係数であることを特徴とする。
【００１３】請求項５の信号補正装置は、請求項４の信
号補正装置において、前記補正フィルタの非巡回部のフ
ィルタ係数は、前記仮想物理量に依存して変化しない線
形フィルタ係数と、前記仮想物理量に依存して変化する
非線形フィルタ係数との和で表現し得ることを特徴とす
る。
号補正装置において、前記補正フィルタの非巡回部のフ
ィルタ係数は、前記仮想物理量に依存して変化しない線
形フィルタ係数と、前記仮想物理量に依存して変化する
非線形フィルタ係数との和で表現し得ることを特徴とす
る。
【００１４】請求項６の信号補正装置は、請求項５の信
号補正装置において、前記伝送系は、前記信号補正装置
の補正出力をアナログ信号に変換するとともに変換出力
を増幅する駆動系と、当該増幅出力に基づいて駆動され
る動電型スピーカとを備え、前記統合伝送系の目標特性
は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされ
る統合伝送系の特性を含む特性であり、前記仮想物理量
は、前記統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合
計算される動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位で
あり、前記仮想物理量フィルタは、前記駆動系の増幅ゲ
インをも考慮して仮想変位を予測する変位フィルタであ
り、前記補正フィルタおよび変位フィルタは、ともに、
２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）型フィルタである
ことを特徴とする。
号補正装置において、前記伝送系は、前記信号補正装置
の補正出力をアナログ信号に変換するとともに変換出力
を増幅する駆動系と、当該増幅出力に基づいて駆動され
る動電型スピーカとを備え、前記統合伝送系の目標特性
は、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされ
る統合伝送系の特性を含む特性であり、前記仮想物理量
は、前記統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合
計算される動電型スピーカのボイスコイルの仮想変位で
あり、前記仮想物理量フィルタは、前記駆動系の増幅ゲ
インをも考慮して仮想変位を予測する変位フィルタであ
り、前記補正フィルタおよび変位フィルタは、ともに、
２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）型フィルタである
ことを特徴とする。
【００１５】請求項７の信号補正装置は、請求項６の信
号補正装置において、前記増幅器は、電圧出力型増幅器
であり、前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フ
ィルタ係数を ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数 ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数 ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数 としたとき、 ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ） の関係を満たすことを特徴とする。
号補正装置において、前記増幅器は、電圧出力型増幅器
であり、前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フ
ィルタ係数を ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数 ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数 ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数 としたとき、 ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ） の関係を満たすことを特徴とする。
【００１６】請求項８の信号補正装置は、請求項６の信
号補正装置において、前記増幅器は、電流出力型増幅器
であり、前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フ
ィルタ係数を ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数 ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数 ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数 としたとき、 ｃ（ｘ）＝ｅ（ｘ） ＝ｄ（ｘ）／２ の関係を満たすことを特徴とする。
号補正装置において、前記増幅器は、電流出力型増幅器
であり、前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フ
ィルタ係数を ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数 ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数 ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数 としたとき、 ｃ（ｘ）＝ｅ（ｘ） ＝ｄ（ｘ）／２ の関係を満たすことを特徴とする。
【００１７】請求項９の信号補正装置は、請求項６の信
号補正装置において、前記補正フィルタの非巡回部の３
つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ
係数をｅ（ｘ）としたとき、 ｅ（ｘ）＝０ となることを特徴とする。
号補正装置において、前記補正フィルタの非巡回部の３
つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延非線形フィルタ
係数をｅ（ｘ）としたとき、 ｅ（ｘ）＝０ となることを特徴とする。
【００１８】請求項１０の信号補正装置は、請求項６の
信号補正装置において、前記目標とすべきシールスモー
ルパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベ
ル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラ
メータで表わされる特性そのものであることを特徴とす
る。
信号補正装置において、前記目標とすべきシールスモー
ルパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベ
ル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラ
メータで表わされる特性そのものであることを特徴とす
る。
【００１９】請求項１１の信号補正装置は、請求項６の
信号補正装置において、前記目標とすべきシールスモー
ルパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベ
ル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラ
メータで表わされる特性に所望の修正を加えた特性であ
ることを特徴とする。
信号補正装置において、前記目標とすべきシールスモー
ルパラメータで表わされる統合伝送系の特性は、低レベ
ル入力信号時における前記伝送系のシールスモールパラ
メータで表わされる特性に所望の修正を加えた特性であ
ることを特徴とする。
【００２０】請求項１２の信号補正装置は、請求項６の
信号補正装置において、前記動電型スピーカのボイスコ
イルの変位に依存して変化する力係数およびスティフネ
スに起因する伝送系の非線形性を緩和することを特徴と
する。
信号補正装置において、前記動電型スピーカのボイスコ
イルの変位に依存して変化する力係数およびスティフネ
スに起因する伝送系の非線形性を緩和することを特徴と
する。
【００２１】請求項１３の信号補正装置は、請求項６の
信号補正装置において、前記動電型スピーカのボイスコ
イルの変位に依存して変化する動電型スピーカのエッジ
の排除空気体積に起因する伝送系の非線形性を緩和する
ことを特徴とする。
信号補正装置において、前記動電型スピーカのボイスコ
イルの変位に依存して変化する動電型スピーカのエッジ
の排除空気体積に起因する伝送系の非線形性を緩和する
ことを特徴とする。
【００２２】請求項１４の信号補正方法は、伝送系を含
む統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入
力信号を補正して伝送系に与える信号補正方法であっ
て、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより
構成された補正フィルタを用意し、統合伝送系の状態を
表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測
し、予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィル
タのフィルタ係数の少なくとも一部を決定し、前記補正
フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信
号を補正することを特徴とする。
む統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入
力信号を補正して伝送系に与える信号補正方法であっ
て、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより
構成された補正フィルタを用意し、統合伝送系の状態を
表わす所定の仮想物理量を、入力信号に基づいて予測
し、予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィル
タのフィルタ係数の少なくとも一部を決定し、前記補正
フィルタは、決定されたフィルタ係数を用いて、入力信
号を補正することを特徴とする。
【００２３】請求項１５の信号補正装置の係数調整装置
は、請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装
置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調
整するための係数調整装置であって、前記統合伝送系に
与える参照信号を生成する参照信号生成手段、与えられ
た参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定する
応答信号測定手段、参照信号および応答信号に基づい
て、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、
前記各係数を調整する調整制御手段、を備えたことを特
徴とする。
は、請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装
置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調
整するための係数調整装置であって、前記統合伝送系に
与える参照信号を生成する参照信号生成手段、与えられ
た参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測定する
応答信号測定手段、参照信号および応答信号に基づい
て、統合伝送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、
前記各係数を調整する調整制御手段、を備えたことを特
徴とする。
【００２４】請求項１６の信号補正装置の係数調整装置
は、請求項１５の信号補正装置の係数調整装置におい
て、前記調整制御手段は、与えられた参照信号に対応す
る統合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が
減少するよう、前記補正フィルタの非巡回部の非線形フ
ィルタ係数に関する係数を調整することを特徴とする。
は、請求項１５の信号補正装置の係数調整装置におい
て、前記調整制御手段は、与えられた参照信号に対応す
る統合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が
減少するよう、前記補正フィルタの非巡回部の非線形フ
ィルタ係数に関する係数を調整することを特徴とする。
【００２５】請求項１７の信号補正装置の係数調整方法
は、請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装
置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調
整するための係数調整方法であって、前記統合伝送系に
与える参照信号を生成し、与えられた参照信号に対応す
る統合伝送系の応答信号を測定し、参照信号および応答
信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に
近づくよう、前記各係数を調整することを特徴とする。
は、請求項１ないし請求項１３のいずれかの信号補正装
置または請求項１４の信号補正方法における各係数を調
整するための係数調整方法であって、前記統合伝送系に
与える参照信号を生成し、与えられた参照信号に対応す
る統合伝送系の応答信号を測定し、参照信号および応答
信号に基づいて、統合伝送系の特性が所定の目標特性に
近づくよう、前記各係数を調整することを特徴とする。
【００２６】請求項１８の記憶媒体は、コンピュータが
実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記
憶媒体であって、前記プログラムは、請求項１ないし請
求項１７のいずれかの装置または方法を実現するもので
あることを特徴とする。
実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記
憶媒体であって、前記プログラムは、請求項１ないし請
求項１７のいずれかの装置または方法を実現するもので
あることを特徴とする。
【００２７】請求項での用語の概念を、次のとおり定義
する。
する。
【００２８】「統合伝送系」とは、入力信号を補正する
信号補正装置と、補正された信号が伝送される伝送系と
を統合した系をいう。
信号補正装置と、補正された信号が伝送される伝送系と
を統合した系をいう。
【００２９】「シールスモール（Thile-Small）パラメ
ータ」とは、スピーカの集中定数モデルのパラメータを
いう。実施形態では、最低共振周波数ｆ０、ｆ０’、共
振の鋭さＱ０、Ｑ０’等が該当する。
ータ」とは、スピーカの集中定数モデルのパラメータを
いう。実施形態では、最低共振周波数ｆ０、ｆ０’、共
振の鋭さＱ０、Ｑ０’等が該当する。
【００３０】「目標特性」とは、統合伝送系の目標とす
る特性をいう。特性には、シールスモールパラメータで
表わされる特性を含む。
る特性をいう。特性には、シールスモールパラメータで
表わされる特性を含む。
【００３１】「仮想物理量」とは、入力信号に依存して
変化する統合伝送系の状態を表わす所定の物理量であっ
て、統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合の仮
想の物理量をいう。実施形態では、ボイスコイル４の仮
想変位ｘが該当する。
変化する統合伝送系の状態を表わす所定の物理量であっ
て、統合伝送系が目標特性を有すると仮定した場合の仮
想の物理量をいう。実施形態では、ボイスコイル４の仮
想変位ｘが該当する。
【００３２】「デジタルフィルタ」とは、信号の周波数
特性を変えるために、入力信号にデジタル信号処理を施
して出力信号を得るデジタル信号処理回路をいう。実施
形態では、補正フィルタ、変位フィルタ（いずれも２次
ＩＩＲフィルタ）が該当する。
特性を変えるために、入力信号にデジタル信号処理を施
して出力信号を得るデジタル信号処理回路をいう。実施
形態では、補正フィルタ、変位フィルタ（いずれも２次
ＩＩＲフィルタ）が該当する。
【００３３】「フィルタ係数」とは、デジタルフィルタ
において、信号の周波数特性を変えるために与えられる
係数をいう。実施形態では、Ｂ１、ｈｘ０、Ｃ（ｘ）等
が該当する。なお、Ｃ（ｘ）を構成する要素のうち、ｃ
０を線形フィルタ係数といい、ｃ（ｘ）を非線形フィル
タ係数という。非線形フィルタ係数ｃ（ｘ）の係数ｃ
１、ｃ２等を非線形係数という。
において、信号の周波数特性を変えるために与えられる
係数をいう。実施形態では、Ｂ１、ｈｘ０、Ｃ（ｘ）等
が該当する。なお、Ｃ（ｘ）を構成する要素のうち、ｃ
０を線形フィルタ係数といい、ｃ（ｘ）を非線形フィル
タ係数という。非線形フィルタ係数ｃ（ｘ）の係数ｃ
１、ｃ２等を非線形係数という。
【００３４】
【発明の効果】請求項１の信号補正装置および請求項１
４の信号補正方法は、帰還路を有する２次以上のデジタ
ルフィルタにより構成された補正フィルタを用意し、予
測された仮想物理量に基づいて前記補正フィルタのフィ
ルタ係数の少なくとも一部を決定し、補正フィルタは決
定されたフィルタ係数を用いて入力信号を補正すること
を特徴とする。
４の信号補正方法は、帰還路を有する２次以上のデジタ
ルフィルタにより構成された補正フィルタを用意し、予
測された仮想物理量に基づいて前記補正フィルタのフィ
ルタ係数の少なくとも一部を決定し、補正フィルタは決
定されたフィルタ係数を用いて入力信号を補正すること
を特徴とする。
【００３５】したがって、帰還路を有する２次以上のデ
ジタルフィルタを用いることで、信号処理のアルゴリズ
ムを規格化・単純化することができる。また、各係数の
調整も容易になる。さらに、スピーカのシールスモール
パラメータ等をそのまま補正計算に用いるのではなく、
ある程度規格化されたフィルタ係数を用いるため、各係
数値を所定範囲内に納めることができる。このため、固
定小数点演算を行なうＤＳＰを用いて高速処理を行なう
のに都合がよい。また、各係数値の範囲を調整するため
の演算を省略することができるから演算処理の効率が低
下することもなく、演算精度の低下を招くおそれもな
い。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性の補正
を、容易かつ迅速確実に行なうことができる。
ジタルフィルタを用いることで、信号処理のアルゴリズ
ムを規格化・単純化することができる。また、各係数の
調整も容易になる。さらに、スピーカのシールスモール
パラメータ等をそのまま補正計算に用いるのではなく、
ある程度規格化されたフィルタ係数を用いるため、各係
数値を所定範囲内に納めることができる。このため、固
定小数点演算を行なうＤＳＰを用いて高速処理を行なう
のに都合がよい。また、各係数値の範囲を調整するため
の演算を省略することができるから演算処理の効率が低
下することもなく、演算精度の低下を招くおそれもな
い。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性の補正
を、容易かつ迅速確実に行なうことができる。
【００３６】請求項２の信号補正装置は、信号の振幅を
調整する振幅調整部をさらに備え、予測された仮想物理
量に基づいて振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、決
定された振幅調整係数を用いて、補正フィルタによる補
正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整するこ
とを特徴とする。したがって、伝送系の物理モデルとの
対応がつけやすい。すなわち、伝送系の特性の補正を、
さらに容易に行なうことができる。
調整する振幅調整部をさらに備え、予測された仮想物理
量に基づいて振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、決
定された振幅調整係数を用いて、補正フィルタによる補
正前の信号または当該補正後の信号の振幅を調整するこ
とを特徴とする。したがって、伝送系の物理モデルとの
対応がつけやすい。すなわち、伝送系の特性の補正を、
さらに容易に行なうことができる。
【００３７】請求項３の信号補正装置は、仮想物理量予
測手段が、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタ
により構成された仮想物理量フィルタを備えたことを特
徴とする。したがって、信号補正手段とともに仮想物理
量予測手段にもデジタルフィルタを用いることにより、
信号処理のアルゴリズムを、より規格化・単純化するこ
とができる。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性
の補正を、より容易かつ迅速確実に行なうことができ
る。
測手段が、帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタ
により構成された仮想物理量フィルタを備えたことを特
徴とする。したがって、信号補正手段とともに仮想物理
量予測手段にもデジタルフィルタを用いることにより、
信号処理のアルゴリズムを、より規格化・単純化するこ
とができる。すなわち、非線形性を有する伝送系の特性
の補正を、より容易かつ迅速確実に行なうことができ
る。
【００３８】請求項４および請求項５の信号補正装置
は、補正フィルタおよび仮想物理量フィルタが、とも
に、巡回部と非巡回部とを備え、補正フィルタの巡回部
のフィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィ
ルタ係数と同一であることを特徴とする。したがって、
補正フィルタと仮想物理量フィルタとで巡回部を共用す
ることができ、信号処理のアルゴリズムを、さらに規格
化・単純化することができる。
は、補正フィルタおよび仮想物理量フィルタが、とも
に、巡回部と非巡回部とを備え、補正フィルタの巡回部
のフィルタ係数は、仮想物理量フィルタの巡回部のフィ
ルタ係数と同一であることを特徴とする。したがって、
補正フィルタと仮想物理量フィルタとで巡回部を共用す
ることができ、信号処理のアルゴリズムを、さらに規格
化・単純化することができる。
【００３９】請求項６の信号補正装置は、伝送系が動電
型スピーカを備え、仮想物理量が動電型スピーカのボイ
スコイルの仮想変位であることを特徴とする。したがっ
て、変位に依存する非線形歪の大きい導電型スピーカの
特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができ
る。
型スピーカを備え、仮想物理量が動電型スピーカのボイ
スコイルの仮想変位であることを特徴とする。したがっ
て、変位に依存する非線形歪の大きい導電型スピーカの
特性の補正を、容易かつ迅速確実に行なうことができ
る。
【００４０】請求項７の信号補正装置は、増幅器が電圧
出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの
非線形フィルタ係数が、 ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ） の関係を満たすことを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ
変換において双一次変換を用いることで、３つの非線形
フィルタ係数のうち２つの非線形フィルタ係数を決定す
れば、他のひとつの非線形フィルタ係数が自動的に決定
されるよう構成することができる。すなわち、補正フィ
ルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における
信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することがで
きる。
出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの
非線形フィルタ係数が、 ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ） の関係を満たすことを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ
変換において双一次変換を用いることで、３つの非線形
フィルタ係数のうち２つの非線形フィルタ係数を決定す
れば、他のひとつの非線形フィルタ係数が自動的に決定
されるよう構成することができる。すなわち、補正フィ
ルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における
信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することがで
きる。
【００４１】請求項８の信号補正装置は、増幅器が電流
出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの
非線形フィルタ係数が、 ｃ（ｘ）＝ｅ（ｘ） ＝ｄ（ｘ）／２ の関係を満たすことを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ
変換において双一次変換を用いることで、３つの非線形
フィルタ係数のうちひとつの非線形フィルタ係数を決定
すれば、他の２つの非線形フィルタ係数が自動的に決定
されるよう構成することができる。すなわち、補正フィ
ルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における
信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することがで
きる。
出力型増幅器であり、補正フィルタの非巡回部の３つの
非線形フィルタ係数が、 ｃ（ｘ）＝ｅ（ｘ） ＝ｄ（ｘ）／２ の関係を満たすことを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ
変換において双一次変換を用いることで、３つの非線形
フィルタ係数のうちひとつの非線形フィルタ係数を決定
すれば、他の２つの非線形フィルタ係数が自動的に決定
されるよう構成することができる。すなわち、補正フィ
ルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合における
信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化することがで
きる。
【００４２】請求項９の信号補正装置は、補正フィルタ
の非巡回部の３つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延
非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）が、 ｅ（ｘ）＝０ となることを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ変換にお
いて後進差分近似変換を用いることで、非線形フィルタ
係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）の決定
が不要になるよう構成することができる。すなわち、補
正フィルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合に
おける信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化するこ
とができる。
の非巡回部の３つの非線形フィルタ係数のうち２次遅延
非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）が、 ｅ（ｘ）＝０ となることを特徴とする。したがって、Ｓ−Ｚ変換にお
いて後進差分近似変換を用いることで、非線形フィルタ
係数のうち２次遅延非線形フィルタ係数ｅ（ｘ）の決定
が不要になるよう構成することができる。すなわち、補
正フィルタを２次のＩＩＲ型フィルタで構成した場合に
おける信号処理のアルゴリズムを、さらに単純化するこ
とができる。
【００４３】請求項１０の信号補正装置は、目標とすべ
きシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の
特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールス
モールパラメータで表わされる特性そのものであること
を特徴とする。したがって、実際のスピーカの線形特性
をそのまま生かしつつ、スピーカの非線形歪を軽減する
ことができる。
きシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の
特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールス
モールパラメータで表わされる特性そのものであること
を特徴とする。したがって、実際のスピーカの線形特性
をそのまま生かしつつ、スピーカの非線形歪を軽減する
ことができる。
【００４４】請求項１１の信号補正装置は、目標とすべ
きシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の
特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールス
モールパラメータで表わされる特性に所望の修正を加え
た特性であることを特徴とする。したがって、スピーカ
の非線形歪を軽減することができると同時に、スピーカ
の線形特性を所望の値に補正することができる。
きシールスモールパラメータで表わされる統合伝送系の
特性は、低レベル入力信号時における伝送系のシールス
モールパラメータで表わされる特性に所望の修正を加え
た特性であることを特徴とする。したがって、スピーカ
の非線形歪を軽減することができると同時に、スピーカ
の線形特性を所望の値に補正することができる。
【００４５】請求項１２の信号補正装置は、動電型スピ
ーカのボイスコイルの変位に依存して変化する力係数お
よびスティフネスに起因する伝送系の非線形性を緩和す
ることを特徴とする。したがって、動電型スピーカに生
ずる可能性の高い非線形歪を軽減することができる。
ーカのボイスコイルの変位に依存して変化する力係数お
よびスティフネスに起因する伝送系の非線形性を緩和す
ることを特徴とする。したがって、動電型スピーカに生
ずる可能性の高い非線形歪を軽減することができる。
【００４６】請求項１３の信号補正装置は、動電型スピ
ーカのボイスコイルの変位に依存して変化する動電型ス
ピーカのエッジの排除空気体積に起因する伝送系の非線
形性を緩和することを特徴とする。したがって、実効振
動面積全体に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小
型スピーカに適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果
を得ることができる。
ーカのボイスコイルの変位に依存して変化する動電型ス
ピーカのエッジの排除空気体積に起因する伝送系の非線
形性を緩和することを特徴とする。したがって、実効振
動面積全体に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小
型スピーカに適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果
を得ることができる。
【００４７】請求項１５の信号補正装置の係数調整装置
および請求項１７の信号補正装置の係数調整方法は、与
えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測
定し、参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系
の特性が所定の目標特性に近づくよう、各係数を調整す
ることを特徴とする。したがって、自動的に各係数を調
整することができる。すなわち、各係数の調整を容易に
行なうことができる。
および請求項１７の信号補正装置の係数調整方法は、与
えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を測
定し、参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系
の特性が所定の目標特性に近づくよう、各係数を調整す
ることを特徴とする。したがって、自動的に各係数を調
整することができる。すなわち、各係数の調整を容易に
行なうことができる。
【００４８】請求項１６の信号補正装置の係数調整装置
は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信
号の各高調波歪または混変調歪が減少するよう、補正フ
ィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を
調整することを特徴とする。したがって、当該係数のう
ち、各高調波または各混変調波に関係する成分に着目し
て各高調波ごとに順次調整を行なうよう構成すること
で、より容易に当該各係数の調整を行なうことができ
る。
は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信
号の各高調波歪または混変調歪が減少するよう、補正フ
ィルタの非巡回部の非線形フィルタ係数に関する係数を
調整することを特徴とする。したがって、当該係数のう
ち、各高調波または各混変調波に関係する成分に着目し
て各高調波ごとに順次調整を行なうよう構成すること
で、より容易に当該各係数の調整を行なうことができ
る。
【００４９】請求項１８の記憶媒体は、コンピュータが
実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記
憶媒体であって、当該プログラムは、信号補正装置、信
号補正方法、信号補正装置の係数調整装置、係数調整方
法のいずれかの装置または方法を実現するものであるこ
とを特徴とする。したがって、コンピュータに使用する
ことにより、非線形性を有する伝送系の特性の補正や各
係数の調整を、より容易かつ迅速確実に行なうことがで
きる。
実行可能なプログラムを記憶したコンピュータ可読の記
憶媒体であって、当該プログラムは、信号補正装置、信
号補正方法、信号補正装置の係数調整装置、係数調整方
法のいずれかの装置または方法を実現するものであるこ
とを特徴とする。したがって、コンピュータに使用する
ことにより、非線形性を有する伝送系の特性の補正や各
係数の調整を、より容易かつ迅速確実に行なうことがで
きる。
【００５０】
［第１実施形態］ −信号補正装置の全体構成− 図１に、この発明の一実施形態による信号補正装置１２
を含む統合伝送系１０のブロック図を示す。統合伝送系
１０は、信号補正装置１２と伝送系１４とを統合した系
である。
を含む統合伝送系１０のブロック図を示す。統合伝送系
１０は、信号補正装置１２と伝送系１４とを統合した系
である。
【００５１】信号補正装置１２は、統合伝送系１０の特
性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号である入力
信号ｕを補正して伝送系１４に与える。目標特性とし
て、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされ
る統合伝送系１０の特性が与えられる。上記信号補正装
置１２は、仮想物理量予測手段（仮想物理量フィルタ）
である変位フィルタ１６、補正係数決定手段である補正
係数決定部１８、信号補正手段２０、を備えている。信
号補正手段２０は、補正フィルタ２２、振幅調整部２４
を備えている。
性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号である入力
信号ｕを補正して伝送系１４に与える。目標特性とし
て、目標とすべきシールスモールパラメータで表わされ
る統合伝送系１０の特性が与えられる。上記信号補正装
置１２は、仮想物理量予測手段（仮想物理量フィルタ）
である変位フィルタ１６、補正係数決定手段である補正
係数決定部１８、信号補正手段２０、を備えている。信
号補正手段２０は、補正フィルタ２２、振幅調整部２４
を備えている。
【００５２】変位フィルタ１６は、帰還路を有する２次
以上のデジタルフィルタにより構成されており、統合伝
送系１０の目標特性に基づいて決定されたフィルタ係数
を用いて、入力信号ｕに基づいて仮想変位ｘを予測す
る。
以上のデジタルフィルタにより構成されており、統合伝
送系１０の目標特性に基づいて決定されたフィルタ係数
を用いて、入力信号ｕに基づいて仮想変位ｘを予測す
る。
【００５３】補正係数決定部１８は、予測された仮想変
位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数の少
なくとも一部を決定する。また、補正係数決定部１８
は、予測された仮想変位ｘに基づいて、振幅調整部２４
の振幅調整係数をも決定する。
位ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数の少
なくとも一部を決定する。また、補正係数決定部１８
は、予測された仮想変位ｘに基づいて、振幅調整部２４
の振幅調整係数をも決定する。
【００５４】補正フィルタ２２は、帰還路を有する２次
以上のデジタルフィルタにより構成されており、決定さ
れたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕを補正する。
以上のデジタルフィルタにより構成されており、決定さ
れたフィルタ係数を用いて、入力信号ｕを補正する。
【００５５】振幅調整部２４は、決定された振幅調整係
数を用いて、補正フィルタ２２による補正前の信号また
は当該補正後の信号の振幅を調整する。
数を用いて、補正フィルタ２２による補正前の信号また
は当該補正後の信号の振幅を調整する。
【００５６】上記補正フィルタ２２および変位フィルタ
１６は、ともに、帰還路を含み信号処理の上流部分に該
当する巡回部２２ａと、帰還路を含まず信号処理の下流
部分に該当する非巡回部２２ｂ、１６ｂとを備えてお
り、補正フィルタ２２の巡回部２２ａのフィルタ係数
は、変位フィルタ１６の巡回部２２ａのフィルタ係数と
同一である。この実施形態においては、補正フィルタ２
２と変位フィルタ１６とで、巡回部２２ａを共用してい
る。上記補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、
ともに、２次のＩＩＲ型フィルタである。
１６は、ともに、帰還路を含み信号処理の上流部分に該
当する巡回部２２ａと、帰還路を含まず信号処理の下流
部分に該当する非巡回部２２ｂ、１６ｂとを備えてお
り、補正フィルタ２２の巡回部２２ａのフィルタ係数
は、変位フィルタ１６の巡回部２２ａのフィルタ係数と
同一である。この実施形態においては、補正フィルタ２
２と変位フィルタ１６とで、巡回部２２ａを共用してい
る。上記補正フィルタ２２および変位フィルタ１６は、
ともに、２次のＩＩＲ型フィルタである。
【００５７】補正フィルタ２２の非巡回部２２ｂのフィ
ルタ係数は、仮想変位ｘに基づいて決定されたフィルタ
係数であり、後述するように、仮想変位ｘに依存しない
線形フィルタ係数と、仮想変位ｘに依存して変化する非
線形フィルタ係数との和で表現し得る。
ルタ係数は、仮想変位ｘに基づいて決定されたフィルタ
係数であり、後述するように、仮想変位ｘに依存しない
線形フィルタ係数と、仮想変位ｘに依存して変化する非
線形フィルタ係数との和で表現し得る。
【００５８】−ハードウェア− 図２に、図１に示す信号補正装置１２の各機能をＤＳＰ
（Digital Signal Processor）３０を用いて実現した場
合における、統合伝送系１０のハードウェア構成の一例
を示す。ＤＳＰ３０は高速演算を行なうマイクロプロセ
ッサであり、内部メモリ（図示せず）を備えている。内
部メモリにはプログラム、各係数などが記憶されてい
る。ＤＳＰ３０は内部メモリ記憶されたプログラムに従
って、入力信号ｕに対して信号補正処理を実行し、補正
出力である補正出力信号ｕLを得る。
（Digital Signal Processor）３０を用いて実現した場
合における、統合伝送系１０のハードウェア構成の一例
を示す。ＤＳＰ３０は高速演算を行なうマイクロプロセ
ッサであり、内部メモリ（図示せず）を備えている。内
部メモリにはプログラム、各係数などが記憶されてい
る。ＤＳＰ３０は内部メモリ記憶されたプログラムに従
って、入力信号ｕに対して信号補正処理を実行し、補正
出力である補正出力信号ｕLを得る。
【００５９】この実施形態のように増幅器２８（後述）
が電圧出力型の場合、入力信号ｕおよび補正出力信号ｕ
Lは、アナログ信号における電圧に等価である。なお、
後述するように、増幅器２８が電流出力型の場合、入力
信号および補正出力は、入力信号ｉおよび補正出力信号
ｉLで表わされ、これらの信号はアナログ信号における
電流に等価である。
が電圧出力型の場合、入力信号ｕおよび補正出力信号ｕ
Lは、アナログ信号における電圧に等価である。なお、
後述するように、増幅器２８が電流出力型の場合、入力
信号および補正出力は、入力信号ｉおよび補正出力信号
ｉLで表わされ、これらの信号はアナログ信号における
電流に等価である。
【００６０】Ｄ／Ａ変換器２６は、ＤＳＰ３０からの補
正出力信号ｕL（デジタル信号）をアナログ信号に変換
する。電圧出力型の増幅器２８は、Ｄ／Ａ変換器２６の
変換出力を増幅し、増幅出力により、動電型スピーカ２
を駆動する。なお、ＤＳＰ３０が、信号補正装置１２に
対応する。また、Ｄ／Ａ変換器２６、増幅器２８および
動電型スピーカ２が、伝送系１４に対応する。Ｄ／Ａ変
換器２６および増幅器２８が、駆動系に対応する。
正出力信号ｕL（デジタル信号）をアナログ信号に変換
する。電圧出力型の増幅器２８は、Ｄ／Ａ変換器２６の
変換出力を増幅し、増幅出力により、動電型スピーカ２
を駆動する。なお、ＤＳＰ３０が、信号補正装置１２に
対応する。また、Ｄ／Ａ変換器２６、増幅器２８および
動電型スピーカ２が、伝送系１４に対応する。Ｄ／Ａ変
換器２６および増幅器２８が、駆動系に対応する。
【００６１】−処理式の導出− 図３に、伝送系１４を構成する動電型スピーカ（以下、
単に「スピーカ」という）２（図２３参照）を物理モデ
ル（集中定数モデル）で表現した図を示す。スピーカ２
の各シールスモールパラメータを、次の記号で表わす、 最低共振周波数f0 共振の鋭さQ0 純機械系の共振の鋭さQm 力係数BL0、 直流電気抵抗Rdc 実効質量m0 機械抵抗Rm スティフネスK0 。
単に「スピーカ」という）２（図２３参照）を物理モデ
ル（集中定数モデル）で表現した図を示す。スピーカ２
の各シールスモールパラメータを、次の記号で表わす、 最低共振周波数f0 共振の鋭さQ0 純機械系の共振の鋭さQm 力係数BL0、 直流電気抵抗Rdc 実効質量m0 機械抵抗Rm スティフネスK0 。
【００６２】通常、スピーカの振動系の物理モデルとし
ては、低域においては１次の共振系として近似される。
したがって、目標とする理想的なスピーカのシールスモ
ールパラメータを「’」付き記号で表現すれば、理想的
なスピーカの運動方程式は、下記のようにスピーカのボ
イスコイルの変位ｘについての２階線形微分方程式で表
される、 BL0'・A0・u(t)/Rdc =m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K0'・x+(BL0'2/Rdc)・(dx/dt) ・・・(2) なお、式（２）において、u(t)は理想的なスピーカへの
入力信号、A0は駆動系の増幅ゲイン（Ｄ／Ａ変換器２６
および増幅器２８の総合ゲイン）である。
ては、低域においては１次の共振系として近似される。
したがって、目標とする理想的なスピーカのシールスモ
ールパラメータを「’」付き記号で表現すれば、理想的
なスピーカの運動方程式は、下記のようにスピーカのボ
イスコイルの変位ｘについての２階線形微分方程式で表
される、 BL0'・A0・u(t)/Rdc =m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K0'・x+(BL0'2/Rdc)・(dx/dt) ・・・(2) なお、式（２）において、u(t)は理想的なスピーカへの
入力信号、A0は駆動系の増幅ゲイン（Ｄ／Ａ変換器２６
および増幅器２８の総合ゲイン）である。
【００６３】一方、実際のスピーカ２においては、各シ
ールスモールパラメータのうち力係数およびスティフネ
スは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小
さい場合には、ほぼ一定値BL0およびK0を示すが、ボイ
スコイル４の変位xがある程度大きい場合には、変位xに
依存して変化する傾向を示すことが知られている。すな
わち、力係数およびスティフネスは、非線形性を有す
る。これが、スピーカ２の非線形歪の原因のひとつであ
る。変位xに依存して変化する力係数BL(x)およびスティ
フネスK(x)を、次式で表現することとする、 BL(x)=BL0・b(x) =BL0・(1+b1・x+b2・x2) K(x)=K0・k(x) =K0・(1+k1・x+k2・x2+k3・x3+k4・x4) ・・・(1) 式（１）において、b1、b2、k1、k2、k3、k4は、非線形
係数である。
ールスモールパラメータのうち力係数およびスティフネ
スは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小
さい場合には、ほぼ一定値BL0およびK0を示すが、ボイ
スコイル４の変位xがある程度大きい場合には、変位xに
依存して変化する傾向を示すことが知られている。すな
わち、力係数およびスティフネスは、非線形性を有す
る。これが、スピーカ２の非線形歪の原因のひとつであ
る。変位xに依存して変化する力係数BL(x)およびスティ
フネスK(x)を、次式で表現することとする、 BL(x)=BL0・b(x) =BL0・(1+b1・x+b2・x2) K(x)=K0・k(x) =K0・(1+k1・x+k2・x2+k3・x3+k4・x4) ・・・(1) 式（１）において、b1、b2、k1、k2、k3、k4は、非線形
係数である。
【００６４】変位に依存して変化するこのような非線形
性を考慮すると、実際のスピーカ２の運動方程式は、下
記の２次の非線形微分方程式で表される、 BL(x)・A0・uL(t)/Rdc =m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K(x)・x+BL2(x)/Rdc・(dx/dt) ・・・(3) なお、式（３）において、uL(t)は実際のスピーカ２へ
の入力信号である。
性を考慮すると、実際のスピーカ２の運動方程式は、下
記の２次の非線形微分方程式で表される、 BL(x)・A0・uL(t)/Rdc =m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+K(x)・x+BL2(x)/Rdc・(dx/dt) ・・・(3) なお、式（３）において、uL(t)は実際のスピーカ２へ
の入力信号である。
【００６５】ところで、理想的な最低共振角周波数ω0'
（=2・π・f0'）および共振の鋭さQ0'、ならびに実際の最
低共振角周波数ω0（=2・π・f0）、共振の鋭さQ0および
純機械系の共振の鋭さQmは、それぞれ次式で表現するこ
とができる、 ω0'=(K0'/m0)1/2 Q0'=1/(Rm+(BL0'2/Rdc))・(m0・K0')1/2 ω0=(K0/m0)1/2 Q0=1/(Rm+(BL02/Rdc))・(m0・K0)1/2 Qm=1/Rm・(m0・K0)1/2 ・・・(8)。
（=2・π・f0'）および共振の鋭さQ0'、ならびに実際の最
低共振角周波数ω0（=2・π・f0）、共振の鋭さQ0および
純機械系の共振の鋭さQmは、それぞれ次式で表現するこ
とができる、 ω0'=(K0'/m0)1/2 Q0'=1/(Rm+(BL0'2/Rdc))・(m0・K0')1/2 ω0=(K0/m0)1/2 Q0=1/(Rm+(BL02/Rdc))・(m0・K0)1/2 Qm=1/Rm・(m0・K0)1/2 ・・・(8)。
【００６６】ここで、 G0=BL0・A0/(Rdc・m0) ≒ω0・A0/(Q0・BL0) とすると、式（２）は、式（８）より、 G0・u(t)=(d2x/dt2)+ω0'/Q0'・(dx/dt)+ω0'2・x ・・・(4)。
【００６７】また、式（３）は、式（１）、式（８）よ
り、 b(x)・G0・uL(t) =(d2x/dt2)+(1+(1-Q0/Qm)・(b2(x)-1))・(ω0/Q0)・(dx/dt)+k(x)・ω02・x ・・・(5)。
り、 b(x)・G0・uL(t) =(d2x/dt2)+(1+(1-Q0/Qm)・(b2(x)-1))・(ω0/Q0)・(dx/dt)+k(x)・ω02・x ・・・(5)。
【００６８】式（４）からわかるように、理想的なスピ
ーカのボイスコイルの変位x(t)は、入力信号u(t)に対し
線形性を示し、歪を生じない。式（４）で表わされる線
形微分方程式の解を、以下に示す、 x(t)=L-1{G0/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(18) ただし、この明細書においては、特にことわらないかぎ
り、 ｓは、ラプラス演算子 L-1｛Ｐ｝は、Ｐのラプラス逆変換 Ｐ*Ｑは、ＰとＱとのたたみこみ積分 を表わす。
ーカのボイスコイルの変位x(t)は、入力信号u(t)に対し
線形性を示し、歪を生じない。式（４）で表わされる線
形微分方程式の解を、以下に示す、 x(t)=L-1{G0/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(18) ただし、この明細書においては、特にことわらないかぎ
り、 ｓは、ラプラス演算子 L-1｛Ｐ｝は、Ｐのラプラス逆変換 Ｐ*Ｑは、ＰとＱとのたたみこみ積分 を表わす。
【００６９】式（１８）より、理想的なスピーカのボイ
スコイルの速度v(t)、加速度a(t)は以下の式で表され
る、 v(t)=dx/dt=L-1{(s・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(6) a(t)=d2x/dt2=L-1{(s2・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(7) 一方、非線形微分方程式（５）からわかるように、実際
のスピーカ２のボイスコイルの変位x(t)は、入力信号uL
(t)に対し非線形性を示し、歪を生ずる。そこで、式
（５）における実際のスピーカ２の変位x(t)が、式（１
８）に示される理想的なスピーカのボイスコイルの変位
x(t)に等しくなるよう、実際のスピーカ２への入力信号
uL(t)を補正してやれば、実際のスピーカ２は線形無歪
となるはずである。
スコイルの速度v(t)、加速度a(t)は以下の式で表され
る、 v(t)=dx/dt=L-1{(s・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(6) a(t)=d2x/dt2=L-1{(s2・G0)/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) ・・・(7) 一方、非線形微分方程式（５）からわかるように、実際
のスピーカ２のボイスコイルの変位x(t)は、入力信号uL
(t)に対し非線形性を示し、歪を生ずる。そこで、式
（５）における実際のスピーカ２の変位x(t)が、式（１
８）に示される理想的なスピーカのボイスコイルの変位
x(t)に等しくなるよう、実際のスピーカ２への入力信号
uL(t)を補正してやれば、実際のスピーカ２は線形無歪
となるはずである。
【００７０】式（５）に、式（１８）、（６）、（７）
を代入すれば、 uL(t) =1/b(x)・[L-1{s2/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) +(1+(1-Q0/Qm)・(b2(x)-1))・ω0/Q0・L-1{s/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) +k(x)・ω02・L-1{1/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t)] ・・・(9)。
を代入すれば、 uL(t) =1/b(x)・[L-1{s2/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) +(1+(1-Q0/Qm)・(b2(x)-1))・ω0/Q0・L-1{s/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t) +k(x)・ω02・L-1{1/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2)}*u(t)] ・・・(9)。
【００７１】式（９）に示すように、実際のスピーカ２
への信号として、信号u(t)（入力信号）に所定の補正を
施した信号uL(t)（補正出力）を用いることにより、非
線形性を示すスピーカ２を線形無歪の状態にすることが
できる。すなわち、式（９）に示すuL(t)は、非線形性
を示すスピーカ２を線形無歪とするための非線形補正信
号を意味する。
への信号として、信号u(t)（入力信号）に所定の補正を
施した信号uL(t)（補正出力）を用いることにより、非
線形性を示すスピーカ２を線形無歪の状態にすることが
できる。すなわち、式（９）に示すuL(t)は、非線形性
を示すスピーカ２を線形無歪とするための非線形補正信
号を意味する。
【００７２】以上の非線形補正をＤＳＰ３０で実行する
ためには、連続系を離散系に変換する必要がある。連続
系を離散系に変換するためのＳ−Ｚ変換として、双一次
変換やオイラー近似（後進差分近似）等が用いられる。
この実施形態においては、双一次変換を用いる。サンプ
リング周期Ｔ、サンプリング周波数Fs（=1/T）とすれ
ば、双一次変換の変換式は、次のように表わされる、 s=2/T・(1-z(-1))/(1+z(-1)) =2・Fs・(1-z(-1))/1+z(-1)) ・・・(10)。
ためには、連続系を離散系に変換する必要がある。連続
系を離散系に変換するためのＳ−Ｚ変換として、双一次
変換やオイラー近似（後進差分近似）等が用いられる。
この実施形態においては、双一次変換を用いる。サンプ
リング周期Ｔ、サンプリング周波数Fs（=1/T）とすれ
ば、双一次変換の変換式は、次のように表わされる、 s=2/T・(1-z(-1))/(1+z(-1)) =2・Fs・(1-z(-1))/1+z(-1)) ・・・(10)。
【００７３】式（１０）を用いれば、変位、速度、加速
度は、以下のように変換される、 変位：1/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2) =(hx0+hx1・z-1+hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2) ・・・(100) ただし、hx0=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) hx1=(1/(2・Fs2))/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) hx2=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(20) また、 B1=(-2+2・π2・(f0'/Fs)2)/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) B2=(1-π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) /(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(12)。
度は、以下のように変換される、 変位：1/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2) =(hx0+hx1・z-1+hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2) ・・・(100) ただし、hx0=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) hx1=(1/(2・Fs2))/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) hx2=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(20) また、 B1=(-2+2・π2・(f0'/Fs)2)/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) B2=(1-π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) /(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(12)。
【００７４】 速度：s/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2) =(hv0+hv1・z-1+hv2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-1) ただし、hv0=(1/2Fs)/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} hv1=0 hv2=-(1/2Fs)/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} ・・・(101)。
【００７５】 加速度：s2/(s2+s・ω0'/Q0'+ω0'2) =(ha0+ha1・z-1+ha2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2) ただし、ha0=1/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} ha1=-2/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} ha2=1/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} ・・・(102)。
【００７６】双一次変換の場合、上述の各式における係
数は以下の関係となっている、 hx0=hx2 =hx1/2 =(1/4Fs2)/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} hv0=-hv2 =(1/2Fs)/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} =2Fs・hx0 hv1=0 ha0=ha2 =-(ha1/2) =1/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} =4Fs2・hx0 ・・・(103)。
数は以下の関係となっている、 hx0=hx2 =hx1/2 =(1/4Fs2)/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} hv0=-hv2 =(1/2Fs)/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} =2Fs・hx0 hv1=0 ha0=ha2 =-(ha1/2) =1/{1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2} =4Fs2・hx0 ・・・(103)。
【００７７】式（１００）、（２０）、（１２）、（１
０１）、（１０２）を用いれば、前述の理想的なスピー
カのボイスコイルの変位x(t)、速度v(t)、加速度a(t)を
表わす式（１８）、（６）、（７）は、以下のように変
換される、 x(n)=G0・Z-1{(hx0+hx1・z-1・hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(19) v(n)=G0・Z-1{(hv0+hv1・z-1・hv2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(104) a(n)=G0・Z-1{(ha0+ha1・z-1・ha2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(105) ただし、この明細書において、特にことわらないかぎ
り、Z-1｛Ｐ｝は、ＰのＺ逆変換を表わす。
０１）、（１０２）を用いれば、前述の理想的なスピー
カのボイスコイルの変位x(t)、速度v(t)、加速度a(t)を
表わす式（１８）、（６）、（７）は、以下のように変
換される、 x(n)=G0・Z-1{(hx0+hx1・z-1・hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(19) v(n)=G0・Z-1{(hv0+hv1・z-1・hv2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(104) a(n)=G0・Z-1{(ha0+ha1・z-1・ha2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(105) ただし、この明細書において、特にことわらないかぎ
り、Z-1｛Ｐ｝は、ＰのＺ逆変換を表わす。
【００７８】式（１９）で表わされる変位x(n)が、ボイ
スコイル４の仮想変位ｘである。
スコイル４の仮想変位ｘである。
【００７９】式（１９）、（１０４）、（１０５）を、
非線形補正信号を示す式（９）に適用すれば、 uL(n)=1/b(x)・{Z-1{(ha0+ha1・z-1・ha2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) +(1+(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1))・ω0/Q0 ・Z-1{(hv0+hv1・z-1+hv2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) +k(x)・ω02・Z-1{(hx0+hx1・z-1+hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n)} ・・・(106)。
非線形補正信号を示す式（９）に適用すれば、 uL(n)=1/b(x)・{Z-1{(ha0+ha1・z-1・ha2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) +(1+(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1))・ω0/Q0 ・Z-1{(hv0+hv1・z-1+hv2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) +k(x)・ω02・Z-1{(hx0+hx1・z-1+hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n)} ・・・(106)。
【００８０】ここで、 hv0・ω0/Q0=(f0/Fs・π/Q0)/(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2) hx0・ω02=(f0/Fs・π)2/(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2) であるから、この関係を用いて式（１０６）を整理すれ
ば、以下のようになる、 uL(n)=1/b(x)・Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(11)。
ば、以下のようになる、 uL(n)=1/b(x)・Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(11)。
【００８１】式（１１）において、 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし、 c0=ha0+ω0/Q0・hv0+ω02・hx0 =(1+(f0/Fs・π/Q0)+(f0/Fs・π)2)/(1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2) c(x)=(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1)・ω0/Q0・hv0+(k(x)-1)・ω02・hx0 ={(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1)・f0/Fs・π/Q+(k(x)-1)・(f0/Fs・π)2} /(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2) ・・・(13)。 D(x)=d0+d(x) =d0+d1・x+d2・x2+d3・x3+d4・x4 ただし、 d0=ha1+ω0/Q0・hv1+ω02・hx1 =(-2+2(f0/Fs・π)2)/(1+f0'/Fs'・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2) d(x)=(1-Q0/Q1)・(b(x)2-1)・ω0/Q0・hv1+ω02・(k(x)-1)・hx1 =(2・(f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2) ・・・(14)。 E(x)=e0+e(x) =e0+e1・x+e2・x2+e3・x3+e4・x4 ただし、 e0=ha2+ω0/Q0・hv2+ω02・hx2 =(1-(f0/Fs・π/Q0)+(f0/Fs・π)2)/(1+f0'/Fs・π/Q0'+(f0'/Fs・π)2) e(x)=(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1)・ω0/Q0・hv2+ω02・(k(x)-1)・hx2 ={-(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1)・f0/Fs・π/Q0+(k(x)-1)・(f0/Fs・π)2} /(1+(f0'/Fs・π/Q0')+(f0'/Fs・π)2) ・・・(15)。 式（１３）、（１４）、（１５）から、非線形フィルタ
係数c(x)、d(x)、e(x)について次の関係が導かれる、 d(x)=c(x)+e(x) ・・・(16) したがって、d(x)は、c(x)とe(x)とにより表わされる。
係数c(x)、d(x)、e(x)について次の関係が導かれる、 d(x)=c(x)+e(x) ・・・(16) したがって、d(x)は、c(x)とe(x)とにより表わされる。
【００８２】一方、非線形係数フィルタ係数b(x)、c
(x)、d(x)、e(x)間の関係は、 c(x)=d(x)/2+(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm) e(x)=d(x)/2-(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm) したがって、 b(x)={(c(x)-e(x))/(c0-e0)・Qm/(Q0-Qm)+1}1/2 ・・・(17) したがって、b(x)も、c(x)とe(x)とにより表わされる。
(x)、d(x)、e(x)間の関係は、 c(x)=d(x)/2+(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm) e(x)=d(x)/2-(b2(x)-1)・((c0-e0)/2)・(1-Q0/Qm) したがって、 b(x)={(c(x)-e(x))/(c0-e0)・Qm/(Q0-Qm)+1}1/2 ・・・(17) したがって、b(x)も、c(x)とe(x)とにより表わされる。
【００８３】図４、図５は、式（１１）で表現した場合
の、それぞれ信号補正装置１２、５２の信号処理回路図
である。図４で表わされる信号補正装置１２の補正係数
決定部１８においては、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)
に基づいて、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)が自動的に
決定されるが、図５で表わされる信号補正装置５２の補
正係数決定部１８においては、これとは逆に、非線形フ
ィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数
c(x)、e(x)が自動的に決定される。
の、それぞれ信号補正装置１２、５２の信号処理回路図
である。図４で表わされる信号補正装置１２の補正係数
決定部１８においては、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)
に基づいて、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)が自動的に
決定されるが、図５で表わされる信号補正装置５２の補
正係数決定部１８においては、これとは逆に、非線形フ
ィルタ係数d(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数
c(x)、e(x)が自動的に決定される。
【００８４】−係数調整装置の構成− 図６に、図４に示す信号補正装置１２の各係数を調整す
るための係数調整装置３２の全体構成を例示する。係数
調整装置３２は、参照信号生成手段である発振器３４、
Ａ／Ｄ変換器３６、応答信号生成手段であるマイクロフ
ォン３８および測定器４０、調整制御手段であるコント
ローラ４２を備えている。
るための係数調整装置３２の全体構成を例示する。係数
調整装置３２は、参照信号生成手段である発振器３４、
Ａ／Ｄ変換器３６、応答信号生成手段であるマイクロフ
ォン３８および測定器４０、調整制御手段であるコント
ローラ４２を備えている。
【００８５】発振器３４は、統合伝送系１０に与える参
照信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器３６は、アナログ信号
で与えられた参照信号をデジタル信号に変換して、統合
伝送系１０に与える。測定器４０は、与えられた参照信
号に対応する統合伝送系１０の応答信号を、マイクロフ
ォン３８を介して測定する。
照信号を生成する。Ａ／Ｄ変換器３６は、アナログ信号
で与えられた参照信号をデジタル信号に変換して、統合
伝送系１０に与える。測定器４０は、与えられた参照信
号に対応する統合伝送系１０の応答信号を、マイクロフ
ォン３８を介して測定する。
【００８６】コントローラ４２は、参照信号および応答
信号に基づいて、統合伝送系１０の特性が所定の目標特
性に近づくよう、ＤＳＰ３０（信号調整装置１２）の各
係数を調整する。この実施形態においては、コントロー
ラ４２は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系１
０の応答信号の各高調波歪が減少するよう、補正フィル
タ２２の非巡回部２２ｂ（図１参照）の非線形フィルタ
係数等の非線形係数を調整するよう構成されている。コ
ントローラ４２として、コンピュータ又はマイコンを使
用することができる。
信号に基づいて、統合伝送系１０の特性が所定の目標特
性に近づくよう、ＤＳＰ３０（信号調整装置１２）の各
係数を調整する。この実施形態においては、コントロー
ラ４２は、与えられた参照信号に対応する統合伝送系１
０の応答信号の各高調波歪が減少するよう、補正フィル
タ２２の非巡回部２２ｂ（図１参照）の非線形フィルタ
係数等の非線形係数を調整するよう構成されている。コ
ントローラ４２として、コンピュータ又はマイコンを使
用することができる。
【００８７】なお、測定用抵抗Ｒ１を、スピーカ２の直
流抵抗Rdcに対して直列に接続している。測定用抵抗Ｒ
１の抵抗値は、スピーカ２の直流抵抗Rdcに比較して十
分に小さい。
流抵抗Rdcに対して直列に接続している。測定用抵抗Ｒ
１の抵抗値は、スピーカ２の直流抵抗Rdcに比較して十
分に小さい。
【００８８】−係数調整処理− 図７に、図６の係数調整装置３２を用いて、図４で表わ
される信号補正装置１２の係数調整処理を行なう場合の
処理の流れを例示する。まず、スピーカ２の最低共振周
波数f0および共振の鋭さQ0等を測定する（ステップＳ
２）。スピーカ２に掃引周波数を与え、測定用抵抗Ｒ１
の両端電圧が最小になる（図２４のアドミタンスが最小
になる）周波数を測定する。この周波数が最低共振周波
数f0である。共振の鋭さQ0は、最低共振周波数f0におけ
る共振の鋭さ（図２４のアドミタンス曲線のf0における
尖度）として求められる。
される信号補正装置１２の係数調整処理を行なう場合の
処理の流れを例示する。まず、スピーカ２の最低共振周
波数f0および共振の鋭さQ0等を測定する（ステップＳ
２）。スピーカ２に掃引周波数を与え、測定用抵抗Ｒ１
の両端電圧が最小になる（図２４のアドミタンスが最小
になる）周波数を測定する。この周波数が最低共振周波
数f0である。共振の鋭さQ0は、最低共振周波数f0におけ
る共振の鋭さ（図２４のアドミタンス曲線のf0における
尖度）として求められる。
【００８９】さらに、このステップにおいて、Ｄ／Ａ変
換器２６および増幅器２８の総合ゲインA0と、スピーカ
２の力係数BL0との比、A0/BL0を求めておく。なお、増
幅器２８のボリューム（図示せず）が可変の場合には、
後述する信号補正処理において、総合ゲインA0を逐次検
出するよう構成することもできる。この場合、総合ゲイ
ンA0は、該ボリュームの位置や増幅器２８の入力・出力
比等を逐次測定することにより得られる。このようにし
て求められたA0/BL0は、信号補正処理において仮想変位
ｘを算出する際に用いられる。
換器２６および増幅器２８の総合ゲインA0と、スピーカ
２の力係数BL0との比、A0/BL0を求めておく。なお、増
幅器２８のボリューム（図示せず）が可変の場合には、
後述する信号補正処理において、総合ゲインA0を逐次検
出するよう構成することもできる。この場合、総合ゲイ
ンA0は、該ボリュームの位置や増幅器２８の入力・出力
比等を逐次測定することにより得られる。このようにし
て求められたA0/BL0は、信号補正処理において仮想変位
ｘを算出する際に用いられる。
【００９０】次に、測定した最低共振周波数f0および共
振の鋭さQ0を参考にして、実現したい最低共振周波数f
0'および共振の鋭さQ0'（目的特性）を決定する（ステ
ップＳ４）。
振の鋭さQ0を参考にして、実現したい最低共振周波数f
0'および共振の鋭さQ0'（目的特性）を決定する（ステ
ップＳ４）。
【００９１】つぎに、測定した最低共振周波数f0および
共振の鋭さQ0、ならびに、実現したい最低共振周波数f
0'および共振の鋭さQ0'に基づいて、変位フィルタ１６
のフィルタ係数B1,B2,hx0,hx1,hx2、および、補正フィ
ルタ２２の線形フィルタ係数c0,d0,e0を算出する（ステ
ップＳ６）。変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2,hx
0,hx1,hx2は、上述の式（１２）、（２０）にしたがっ
て算出する。補正フィルタ２２の線形フィルタ係数c0,d
0,e0は、上述の式（１３）、（１４）、（１５）の該当
式にしたがって算出する。なお、補正フィルタ２２のフ
ィルタ係数B1,B2は、変位フィルタ１６のフィルタ係数B
1,B2と同一である。
共振の鋭さQ0、ならびに、実現したい最低共振周波数f
0'および共振の鋭さQ0'に基づいて、変位フィルタ１６
のフィルタ係数B1,B2,hx0,hx1,hx2、および、補正フィ
ルタ２２の線形フィルタ係数c0,d0,e0を算出する（ステ
ップＳ６）。変位フィルタ１６のフィルタ係数B1,B2,hx
0,hx1,hx2は、上述の式（１２）、（２０）にしたがっ
て算出する。補正フィルタ２２の線形フィルタ係数c0,d
0,e0は、上述の式（１３）、（１４）、（１５）の該当
式にしたがって算出する。なお、補正フィルタ２２のフ
ィルタ係数B1,B2は、変位フィルタ１６のフィルタ係数B
1,B2と同一である。
【００９２】つぎに、図４に示す、非線形フィルタ係数
c(x)、e(x)を構成する非線形係数ｃ１〜ｃ４、e1〜e4を
決定する（ステップＳ８）。上述のように、図４で表わ
される信号補正装置１２の補正係数決定部１８において
は、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)に基づいて、非線形
フィルタ係数d(x)およびb(x)が、自動的に決定される。
したがって、非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定しておけ
ば、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E
(x)、および、振幅調整係数1/b(x)は、後述するよう
に、仮想変位ｘに基づいて算出されることになる。
c(x)、e(x)を構成する非線形係数ｃ１〜ｃ４、e1〜e4を
決定する（ステップＳ８）。上述のように、図４で表わ
される信号補正装置１２の補正係数決定部１８において
は、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)に基づいて、非線形
フィルタ係数d(x)およびb(x)が、自動的に決定される。
したがって、非線形係数c1〜c4、e1〜e4を決定しておけ
ば、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、D(x)、E
(x)、および、振幅調整係数1/b(x)は、後述するよう
に、仮想変位ｘに基づいて算出されることになる。
【００９３】図６に示すコントローラ４２を用いて非線
形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する方法を以下に例示す
る。コントローラ４２は、まず、信号補正装置１２（Ｄ
ＳＰ３０）の係数c2〜c4、e2〜e4（図４参照）の値を
「０」に設定する。つぎに、所定周波数の参照信号を、
発振器３４、Ａ／Ｄ変換器３６を介して、統合伝送系１
０に与え、当該参照信号に対応する統合伝送系１０の応
答信号（音圧、加速度）を、マイクロフォン３８、測定
器４０を介して取込む。コントローラ４２は、係数c1、
e1の値を適当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の
信号レベルを監視する。コントローラ４２は、応答信号
の２次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したとき
の係数c1、e1の値を、非線形係数c1、e1の値と決定す
る。
形係数c1〜c4、e1〜e4を決定する方法を以下に例示す
る。コントローラ４２は、まず、信号補正装置１２（Ｄ
ＳＰ３０）の係数c2〜c4、e2〜e4（図４参照）の値を
「０」に設定する。つぎに、所定周波数の参照信号を、
発振器３４、Ａ／Ｄ変換器３６を介して、統合伝送系１
０に与え、当該参照信号に対応する統合伝送系１０の応
答信号（音圧、加速度）を、マイクロフォン３８、測定
器４０を介して取込む。コントローラ４２は、係数c1、
e1の値を適当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の
信号レベルを監視する。コントローラ４２は、応答信号
の２次高調波の信号レベルが最も小さい値を示したとき
の係数c1、e1の値を、非線形係数c1、e1の値と決定す
る。
【００９４】コントローラ４２は、つぎに、係数c1、e1
については既に決定した非線形係数c1、e1の値を用いる
とともに、未決定の係数c3〜c4、e3〜e4（図４参照）の
値を「０」に設定し、同様の方法で、応答信号の３次高
調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c
2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
については既に決定した非線形係数c1、e1の値を用いる
とともに、未決定の係数c3〜c4、e3〜e4（図４参照）の
値を「０」に設定し、同様の方法で、応答信号の３次高
調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c
2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
【００９５】同様の手順を繰り返し、応答信号の４次高
調波、および、５次高調波の信号レベルが最も小さい値
を示したときの係数c3、e3、および、係数c4、e4の値
を、それぞれ、非線形係数c3、e3、および、非線形係数
c4、e4の値と決定する。このようにして、非線形係数c1
〜c4、e1〜e4を決定する。
調波、および、５次高調波の信号レベルが最も小さい値
を示したときの係数c3、e3、および、係数c4、e4の値
を、それぞれ、非線形係数c3、e3、および、非線形係数
c4、e4の値と決定する。このようにして、非線形係数c1
〜c4、e1〜e4を決定する。
【００９６】一方、図５で表わされる信号補正装置５２
の補正係数決定部１８においては、図４で表わされる信
号補正装置１２の場合とは逆に、非線形フィルタ係数d
(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)
が自動的に決定される。したがって、この場合には、ス
テップＳ８において、非線形係数c1〜c4、e1〜e4の替わ
りに、非線形係数d1〜d4、b1〜b4を決定すればよい。
の補正係数決定部１８においては、図４で表わされる信
号補正装置１２の場合とは逆に、非線形フィルタ係数d
(x)、b(x)に基づいて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)
が自動的に決定される。したがって、この場合には、ス
テップＳ８において、非線形係数c1〜c4、e1〜e4の替わ
りに、非線形係数d1〜d4、b1〜b4を決定すればよい。
【００９７】なお、ステップＳ８において、非線形係数
c1〜c4、e1〜e4等を決定する方法は、上述の方法に限定
されるものではない。たとえば、これから決定しようと
する非線形係数以外の係数を、すべて「０」とするよう
構成することもできる。この場合、たとえば、非線形係
数c2、e2の値を決定しようとするときには、係数c1、e1
および係数c3〜c4、e3〜e4の値を、既決定か未決定かに
かかわらず、すべて「０」に設定し、応答信号の３次高
調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c
2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
c1〜c4、e1〜e4等を決定する方法は、上述の方法に限定
されるものではない。たとえば、これから決定しようと
する非線形係数以外の係数を、すべて「０」とするよう
構成することもできる。この場合、たとえば、非線形係
数c2、e2の値を決定しようとするときには、係数c1、e1
および係数c3〜c4、e3〜e4の値を、既決定か未決定かに
かかわらず、すべて「０」に設定し、応答信号の３次高
調波の信号レベルが最も小さい値を示したときの係数c
2、e2の値を、非線形係数c2、e2の値と決定する。
【００９８】また、非線形係数（例えばc1〜c4、e1〜e
4）を決定する際、非線形係数c1とe1とをまず決定し、
以後、c2とe2、c3とe3、・・・の順に決定したが、決定
する順序はこれに限定されるものではない。また、非線
形係数c1〜c4およびe1〜e4等を一度にまとめて決定する
よう構成することもできる。
4）を決定する際、非線形係数c1とe1とをまず決定し、
以後、c2とe2、c3とe3、・・・の順に決定したが、決定
する順序はこれに限定されるものではない。また、非線
形係数c1〜c4およびe1〜e4等を一度にまとめて決定する
よう構成することもできる。
【００９９】また、たとえば非線形係数c1、e1の値を決
定する場合、コントローラ４２が、係数c1、e1の値を適
当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の信号レベル
を監視し、応答信号の２次高調波の信号レベルが最も小
さい値を示したときの係数c1、e1の値を、自動的に、非
線形係数c1、e1の値と決定するよう構成したが、このよ
うな処理動作の一部または全部を操作者が手動で行なう
よう構成することもできる。
定する場合、コントローラ４２が、係数c1、e1の値を適
当に変化させつつ、応答信号の２次高調波の信号レベル
を監視し、応答信号の２次高調波の信号レベルが最も小
さい値を示したときの係数c1、e1の値を、自動的に、非
線形係数c1、e1の値と決定するよう構成したが、このよ
うな処理動作の一部または全部を操作者が手動で行なう
よう構成することもできる。
【０１００】−信号補正処理− 係数調整処理済みの信号補正装置１２を用いて信号補正
処理を行なう場合の、処理の流れの一例を、図８のフロ
ーチャートに示す。図４に示すように、入力信号ｕ（デ
ジタル信号）は、アッテネータＡＴＴで所定のレベルに
調整された後（ステップＳ１０）、ハイパスフィルタＨ
ＰＦにより、ＤＣオフセット成分がカットされる（ステ
ップＳ１２）。
処理を行なう場合の、処理の流れの一例を、図８のフロ
ーチャートに示す。図４に示すように、入力信号ｕ（デ
ジタル信号）は、アッテネータＡＴＴで所定のレベルに
調整された後（ステップＳ１０）、ハイパスフィルタＨ
ＰＦにより、ＤＣオフセット成分がカットされる（ステ
ップＳ１２）。
【０１０１】このようにして前処理が施された入力信号
ｕに基づいて、変位フィルタ１６において、仮想変位ｘ
が算出される（ステップＳ１４）。仮想変位ｘは、前述
の式（１９）にしたがって算出される。
ｕに基づいて、変位フィルタ１６において、仮想変位ｘ
が算出される（ステップＳ１４）。仮想変位ｘは、前述
の式（１９）にしたがって算出される。
【０１０２】算出された仮想変位ｘに基づいて、補正係
数決定部１８において、補正フィルタ２２のフィルタ係
数C(x)、D(x)、E(x)、および、振幅調整係数1/b(x)が決
定される（ステップＳ１６）。
数決定部１８において、補正フィルタ２２のフィルタ係
数C(x)、D(x)、E(x)、および、振幅調整係数1/b(x)が決
定される（ステップＳ１６）。
【０１０３】このステップにおいて、フィルタ係数C(x)
は、式（１３）の該当式 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ・・・(13-1) にしたがって算出される。また、フィルタ係数E(x)は、
式（１５）の該当式 E(x)=e0+e(x) =e0+e1・x+e2・x2+e3・x3+e4・x4 ・・・(15-1) にしたがって算出される。フィルタ係数D(x)は、式（１
４）の該当式 D(x)=d0+d(x) ・・・(14-1) および式（１６）にしたがって算出される。
は、式（１３）の該当式 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ・・・(13-1) にしたがって算出される。また、フィルタ係数E(x)は、
式（１５）の該当式 E(x)=e0+e(x) =e0+e1・x+e2・x2+e3・x3+e4・x4 ・・・(15-1) にしたがって算出される。フィルタ係数D(x)は、式（１
４）の該当式 D(x)=d0+d(x) ・・・(14-1) および式（１６）にしたがって算出される。
【０１０４】また、振幅調整係数1/b(x)は、式（１）か
ら導かれる b(x)=1+b1・x+b2・x2 ・・・(1-1') および、式（１７）にしたがって算出される。
ら導かれる b(x)=1+b1・x+b2・x2 ・・・(1-1') および、式（１７）にしたがって算出される。
【０１０５】つぎに、補正フィルタ２２において、入力
信号の補正が行なわれ、補正出力信号ｕLが算出される
（ステップＳ１８）。補正出力信号ｕLは、予め算出さ
れたフィルタ係数B1、B2（ステップＳ６）、および、前
ステップで決定されたフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、
振幅調整係数1/b(x)に基づき、式（１１）にしたがっ
て、入力信号ｕを補正することにより得られる。
信号の補正が行なわれ、補正出力信号ｕLが算出される
（ステップＳ１８）。補正出力信号ｕLは、予め算出さ
れたフィルタ係数B1、B2（ステップＳ６）、および、前
ステップで決定されたフィルタ係数C(x)、D(x)、E(x)、
振幅調整係数1/b(x)に基づき、式（１１）にしたがっ
て、入力信号ｕを補正することにより得られる。
【０１０６】得られた補正出力信号ｕL（デジタル信
号）は、図２に示すように、Ｄ／Ａ変換器２６において
アナログ信号に変換された後（ステップＳ２０）、増幅
器２８において所定のレベルに増幅され（ステップＳ２
２）、スピーカ２を駆動する（ステップＳ２４）。
号）は、図２に示すように、Ｄ／Ａ変換器２６において
アナログ信号に変換された後（ステップＳ２０）、増幅
器２８において所定のレベルに増幅され（ステップＳ２
２）、スピーカ２を駆動する（ステップＳ２４）。
【０１０７】このように、入力信号ｕに対して所望の線
形補正および非線形補正を行なうことにより補正出力信
号ｕLを得、得られた補正出力信号ｕLに基づいてスピー
カ２を駆動することで、所望の低域特性を持ち、かつ、
非線形歪の少ない統合伝送系１０を実現することができ
る。
形補正および非線形補正を行なうことにより補正出力信
号ｕLを得、得られた補正出力信号ｕLに基づいてスピー
カ２を駆動することで、所望の低域特性を持ち、かつ、
非線形歪の少ない統合伝送系１０を実現することができ
る。
【０１０８】図２１は、線形補正を実施しない場合（最
低共振周波数f0、共振の鋭さQ0）の音圧の周波数応答
と、この実施形態による線形補正を実施した場合（f0'=
f0/2、Q0'=Q0）の音圧の周波数応答とを比較したデータ
である。最低共振周波数を小さくする線形補正を行なう
ことにより、低域における音圧が増加していることがわ
かる。
低共振周波数f0、共振の鋭さQ0）の音圧の周波数応答
と、この実施形態による線形補正を実施した場合（f0'=
f0/2、Q0'=Q0）の音圧の周波数応答とを比較したデータ
である。最低共振周波数を小さくする線形補正を行なう
ことにより、低域における音圧が増加していることがわ
かる。
【０１０９】図２２は、統合伝送系１０に対する入力信
号としてＳｉｎ波（５０Ｈｚ）を用い、出力音圧に現れ
る高調波のレベルを測定したデータである。図２２Ａ
は、非線形補正を実施しない場合の高調波レベルを示す
データであり、図２２Ｂは、この実施形態による非線形
補正を実施した場合の高調波レベルを示すデータであ
る。非線形補正を実施することにより、１００Ｈｚ以上
の高調波が減少していることがわかる。
号としてＳｉｎ波（５０Ｈｚ）を用い、出力音圧に現れ
る高調波のレベルを測定したデータである。図２２Ａ
は、非線形補正を実施しない場合の高調波レベルを示す
データであり、図２２Ｂは、この実施形態による非線形
補正を実施した場合の高調波レベルを示すデータであ
る。非線形補正を実施することにより、１００Ｈｚ以上
の高調波が減少していることがわかる。
【０１１０】［第２実施形態］図９に、この発明の他の
実施形態による信号補正装置６２の信号処理回路を示
す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正
装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係
数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理につい
ては、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する
点が多い。
実施形態による信号補正装置６２の信号処理回路を示
す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信号補正
装置の各係数を調整するための係数調整装置の構成、係
数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理につい
ては、図４で表わされる信号補正装置１２と、共通する
点が多い。
【０１１１】しかし、上述の、図４で表わされる信号補
正装置１２は、線形補正および非線形補正の双方を実施
する場合に適用し得るが、図９で表わされる信号補正装
置６２は、非線形補正のみを実施する場合に適用され
る。したがって、信号補正装置６２には、信号処理内容
等において以下のような特徴がある。
正装置１２は、線形補正および非線形補正の双方を実施
する場合に適用し得るが、図９で表わされる信号補正装
置６２は、非線形補正のみを実施する場合に適用され
る。したがって、信号補正装置６２には、信号処理内容
等において以下のような特徴がある。
【０１１２】信号補正装置６２は線形補正を行なわな
い。したがって、上述の信号補正装置１２の例におい
て、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモール
パラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'とし
て、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラ
メータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
い。したがって、上述の信号補正装置１２の例におい
て、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモール
パラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'とし
て、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラ
メータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
【０１１３】この結果、補正出力信号ｕLを表わす式
（１１）に用いるフィルタ係数は、式（１２）〜（１
５）に替え、以下の式で表わされる、 B1=(-2+2・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) B2=(1-π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(22)。
（１１）に用いるフィルタ係数は、式（１２）〜（１
５）に替え、以下の式で表わされる、 B1=(-2+2・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) B2=(1-π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(22)。
【０１１４】 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし、 c0=(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =1 c(x)={(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1)・f0/Fs・π/Q+(k(x)-1)・(f0/Fs・π)2} /(1+f0/Fs・π/Q0+(f0/Fs・π)2) ・・・(23)。 D(x)=d0+d(x) ＝ｄ０＋ｄ１・ｘ＋ｄ２・ｘ２＋ｄ３・ｘ３＋ｄ４・ｘ４ ただし、 ｄ０＝（−２＋２・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =B1 d(x)=(2・(f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0/Fs・π/Q0)+(f0/Fs・π)2) ・・・(24)。 E(x)=e0+e(x) =e0+e1・x+e2・x2+e3・x3+e4・x4 ただし、 e0=(1-π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =B2 e(x)={-(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1)・f0/Fs・π/Q0+(k(x)-1)・(f0/Fs・π)2} /(1+(f0/Fs・π/Q0)+(f0/Fs・π)2) ・・・(25)。 また、ボイスコイル４の仮想変位ｘを表わす式（１９）
に用いるフィルタ係数は、式（２０）に替え、以下の式
で表わされる、 hx0=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =hx2 =hx1/2 hx1=(1/(2・Fs2))/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) hx2=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(26)。
に用いるフィルタ係数は、式（２０）に替え、以下の式
で表わされる、 hx0=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =hx2 =hx1/2 hx1=(1/(2・Fs2))/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) hx2=(1/(4・Fs2))/(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(26)。
【０１１５】なお、図１０は、式（１１）で表現した場
合の、信号補正装置７２の信号処理回路である。信号補
正装置７２においては、上述の図５で表わされる信号補
正装置５２同様、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づ
いて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定さ
れる点で、信号補正装置６２と異なる。
合の、信号補正装置７２の信号処理回路である。信号補
正装置７２においては、上述の図５で表わされる信号補
正装置５２同様、非線形フィルタ係数d(x)、b(x)に基づ
いて、非線形フィルタ係数c(x)、e(x)が自動的に決定さ
れる点で、信号補正装置６２と異なる。
【０１１６】信号補正装置６２、信号補正装置７２は、
目標とすべき統合伝送系１０の特性が、低レベル入力信
号時における伝送系１４の最低共振周波数f0、共振の鋭
さQ0等により表わされる特性（実測特性）そのものであ
る。したがって、実際のスピーカ２の線形特性をそのま
ま生かしつつ、スピーカ２の非線形歪を軽減することが
できる。
目標とすべき統合伝送系１０の特性が、低レベル入力信
号時における伝送系１４の最低共振周波数f0、共振の鋭
さQ0等により表わされる特性（実測特性）そのものであ
る。したがって、実際のスピーカ２の線形特性をそのま
ま生かしつつ、スピーカ２の非線形歪を軽減することが
できる。
【０１１７】［第３実施形態］図１１に、この発明のさ
らに他の実施形態による信号補正装置８２の信号処理回
路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信
号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構
成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理
については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共
通する点が多い。
らに他の実施形態による信号補正装置８２の信号処理回
路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信
号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構
成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理
については、図４で表わされる信号補正装置１２と、共
通する点が多い。
【０１１８】しかし、上述の、図４で表わされる信号補
正装置１２は、伝送系１４の増幅器２８が電圧出力型の
増幅器である場合に適用されるが、信号補正装置８２
は、伝送系１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器であ
る場合に適用される。したがって、信号補正装置８２に
は、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
正装置１２は、伝送系１４の増幅器２８が電圧出力型の
増幅器である場合に適用されるが、信号補正装置８２
は、伝送系１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器であ
る場合に適用される。したがって、信号補正装置８２に
は、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１１９】信号補正装置８２においては、入力信号は
入力信号ｉで表わされ、補正出力は補正出力信号ｉLで
表わされる。入力信号ｉおよび補正出力信号ｉLは、と
もにアナログ信号における電流に等価である。
入力信号ｉで表わされ、補正出力は補正出力信号ｉLで
表わされる。入力信号ｉおよび補正出力信号ｉLは、と
もにアナログ信号における電流に等価である。
【０１２０】この実施形態においては、理想的スピーカ
の運動方程式、実際のスピーカの運動方程式は、式
（２）、（３）に替え、次式で表わされる、 BL0'・A0・i(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k0'・x ・・・(27) BL(x)・A0・iL(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k(x)・x ・・・(28)。
の運動方程式、実際のスピーカの運動方程式は、式
（２）、（３）に替え、次式で表わされる、 BL0'・A0・i(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k0'・x ・・・(27) BL(x)・A0・iL(t)=m0・(d2x/dt2)+Rm・(dx/dt)+k(x)・x ・・・(28)。
【０１２１】ここで、 G0'=BL0・A0/m0 ・・・(29) とすると、式（２７）、（２８）は G0'・i(t)=(d2x/dt2)+ω0'/Qm・(dx/dt)+ω0'2・x ・・・(107) b(x)・G0'・iL(t)=(d2x/dt2)+ω0/Qm・(dx/dt)+k(x)・ω02・x ・・・(108)。
【０１２２】式（１０７）で表わされる線形微分方程式
の解（入力信号i(t)に対する仮想変位x(t)）は、式（１
８）に替え、次式で表わされる、 x(t)=L-1{G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(36)。
の解（入力信号i(t)に対する仮想変位x(t)）は、式（１
８）に替え、次式で表わされる、 x(t)=L-1{G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(36)。
【０１２３】速度v(t)、加速度a(t)は、式（６）、
（７）に替え、次式で表わされる、 v(t)=dx(t)/dt=L-1{s・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(109) a(t)=d2x(t)/dt2=L-1{s2・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t)・・・(110)。
（７）に替え、次式で表わされる、 v(t)=dx(t)/dt=L-1{s・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t) ・・・(109) a(t)=d2x(t)/dt2=L-1{s2・G0'/(s2+s・ω0'/Qm+ω0'2)}*i(t)・・・(110)。
【０１２４】また、非線形補正信号を表わす信号iL(t)
は、式（１０８）に、式（３６）、（１０９）、（１１
０）を代入することにより、式（９）に替え、次式で表
わされる、 iL(t)=1/b(x)・{L-1{s2/(s2+ω0'/Qm・s+ω0'2)}*i(t) +L-1{ω0/Qm・s/(s2+ω0'/Qm・s+ω0'2)}*i(t) +k(x)・ω02・L-1{1/(s2+ω0'/Qm・s+ω0'2)}*i(t)} ・・・(111)。
は、式（１０８）に、式（３６）、（１０９）、（１１
０）を代入することにより、式（９）に替え、次式で表
わされる、 iL(t)=1/b(x)・{L-1{s2/(s2+ω0'/Qm・s+ω0'2)}*i(t) +L-1{ω0/Qm・s/(s2+ω0'/Qm・s+ω0'2)}*i(t) +k(x)・ω02・L-1{1/(s2+ω0'/Qm・s+ω0'2)}*i(t)} ・・・(111)。
【０１２５】一方、式（１０）を用いてＳ−Ｚ変換（双
一次変換）を行なうと、仮想変位x(t)を表わす式（３
６）は、次式に変換される、 x(n)=G0'・ Z-1{(hx0+hx1・z-1・hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*i(n) ・・・(37)。
一次変換）を行なうと、仮想変位x(t)を表わす式（３
６）は、次式に変換される、 x(n)=G0'・ Z-1{(hx0+hx1・z-1・hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*i(n) ・・・(37)。
【０１２６】ただし、式（３７）において、 hx0=(1/(4・Fs2))/(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) =hx2 =hx1/2 hx1=(1/(2・Fs2))/(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) hx2=(1/(4・Fs2))/(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(38) なお、フィルタ係数Ｂ１，Ｂ２は式（３０）（後述）で
表わされる。
表わされる。
【０１２７】同様に、式（１０９）、（１１０）に表わ
された速度v(t)、加速度a(t)についても、Ｓ−Ｚ変換を
行なう。これらの結果を用いて、式（１１１）を書換え
れば、Ｚ平面での補正出力信号iL(n)およびフィルタ係
数は、式（１１）〜（１５）に替え、以下の式で表わさ
れる、 iL(n) =1/b(x(n))・ Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*i(n) ・・・(30)。
された速度v(t)、加速度a(t)についても、Ｓ−Ｚ変換を
行なう。これらの結果を用いて、式（１１１）を書換え
れば、Ｚ平面での補正出力信号iL(n)およびフィルタ係
数は、式（１１）〜（１５）に替え、以下の式で表わさ
れる、 iL(n) =1/b(x(n))・ Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*i(n) ・・・(30)。
【０１２８】式（３０）において、 B1=(-2+2・π2・(f0'/Fs)2)/(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) B2=(1-π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) /(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(31)。
【０１２９】 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし、 c0=(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) c(x)=((f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0'/Fs・π/Qm)+(f0'/Fs・π)2) =e(x) =d(x)/2 ・・・(32)。 D(x)=d0+d(x) =d0+d1・x+d2・x2+d3・x3+d4・x4 ただし、 d0=(-2+2・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) d(x)=(2・(f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0'/Fs・π/Qm)+(f0'/Fs・π)2) =2・c(x) ・・・(33)。 E(x)=e0+e(x) =e0+e1・x+e2・x2+e3・x3+e4・x4 ただし、 e0=(1-π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Qm・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) e(x)=((f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0'/Fs・π/Qm)+(f0'/Fs・π)2) ・・・(34)。 したがって、非線形フィルタ係数c(x)、d(x)、e(x)につ
いての関係は、式（１６）に替え、次式で表わされる、 c(x)=d(x)/2 =e(x) ・・・(35) 信号補正装置８２の係数調整処理を行なうに際し、非線
形係数の各ペアつまりc1とb1、c2とb2、c3とb3、c4とb4
を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の
場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）
の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順
番に探していけばよい。なお、非線形フィルタ係数d(x)
とe(x)は式（３５）から自動的に定まる。
いての関係は、式（１６）に替え、次式で表わされる、 c(x)=d(x)/2 =e(x) ・・・(35) 信号補正装置８２の係数調整処理を行なうに際し、非線
形係数の各ペアつまりc1とb1、c2とb2、c3とb3、c4とb4
を、それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の
場合同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）
の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順
番に探していけばよい。なお、非線形フィルタ係数d(x)
とe(x)は式（３５）から自動的に定まる。
【０１３０】このように、信号補正装置８２は、伝送系
１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器である場合に適
用される。したがって、電磁制動の非線形歪を考慮する
必要がないため、補正処理の内容を単純化することがで
きる。
１４の増幅器２８が電流出力型の増幅器である場合に適
用される。したがって、電磁制動の非線形歪を考慮する
必要がないため、補正処理の内容を単純化することがで
きる。
【０１３１】［第４実施形態］図１２に、この発明のさ
らに他の実施形態による信号補正装置９２の信号処理回
路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信
号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構
成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理
については、図１１で表わされる信号補正装置８２と、
共通する点が多い。
らに他の実施形態による信号補正装置９２の信号処理回
路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、信
号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の構
成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処理
については、図１１で表わされる信号補正装置８２と、
共通する点が多い。
【０１３２】しかし、上述の、図１１で表わされる信号
補正装置８２は、線形補正および非線形補正の双方を実
施する場合に適用し得るが、図１２で表わされる信号補
正装置９２は、非線形補正のみを実施する場合に適用さ
れる。したがって、信号補正装置９２には、信号処理内
容等において以下のような特徴がある。
補正装置８２は、線形補正および非線形補正の双方を実
施する場合に適用し得るが、図１２で表わされる信号補
正装置９２は、非線形補正のみを実施する場合に適用さ
れる。したがって、信号補正装置９２には、信号処理内
容等において以下のような特徴がある。
【０１３３】信号補正装置９２は線形補正を行なわな
い。したがって、上述の信号補正装置８２の例におい
て、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモール
パラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'とし
て、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラ
メータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
い。したがって、上述の信号補正装置８２の例におい
て、統合伝送系１０の目的特性を表わすシールスモール
パラメータf0',Q0',Qm',K0',BLO',m0',Rdc',Rm'とし
て、スピーカ２の実測特性を表わすシールスモールパラ
メータf0,Q0,Qm,K0,BLO,m0,Rdc,Rmを用いればよい。
【０１３４】この結果、Ｚ平面での補正出力信号iLを表
わす式（３０）に用いるフィルタ係数は、式（３１）〜
（３４）に替え、以下の式で表わされる、 B1=(-2+2・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) B2=(1-π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(39)。
わす式（３０）に用いるフィルタ係数は、式（３１）〜
（３４）に替え、以下の式で表わされる、 B1=(-2+2・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) B2=(1-π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(39)。
【０１３５】 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし、 c0=(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =1 c(x)=((f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0/Fs・π/Qm)+(f0/Fs・π)2) =e(x) =d(x)/2 ・・・(40)。 D(x)=d0+d(x) =d0+d1・x+d2・x2+d3・x3+d4・x4 ただし、 d0=(-2+2・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =B1 d(x)=(2・(f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0/Fs・π/Qm)+(f0/Fs・π)2) =2・c(x) ・・・(41)。 E(x)=e0+e(x) =e0+e1・x+e2・x2+e3・x3+e4・x4 ただし、 e0=(1-π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =B2 e(x)=((f0/Fs・π)2・(k(x)-1))/(1+(f0/Fs・π/Qm)+(f0/Fs・π)2) ・・・(42)。 また、ボイスコイル４の仮想変位ｘを表わす式（３７）
に用いるフィルタ係数は、式（３８）に替え、以下の式
で表わされる、 hx0=(1/(4・Fs2))/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =hx2 =hx1/2 hx1=(1/(2・Fs2))/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) hx2=(1/(4・Fs2))/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(43)。
に用いるフィルタ係数は、式（３８）に替え、以下の式
で表わされる、 hx0=(1/(4・Fs2))/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) =hx2 =hx1/2 hx1=(1/(2・Fs2))/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) hx2=(1/(4・Fs2))/(1+π/Qm・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) ・・・(43)。
【０１３６】信号補正装置９２は、目標とすべき統合伝
送系１０の特性が、低レベル入力信号時における伝送系
１４の最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0等により表わさ
れる特性（実測特性）そのものである。したがって、前
述の信号補正装置６２、信号補正装置７２同様、実際の
スピーカ２の線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカ
２の非線形歪を軽減することができる。
送系１０の特性が、低レベル入力信号時における伝送系
１４の最低共振周波数f0、共振の鋭さQ0等により表わさ
れる特性（実測特性）そのものである。したがって、前
述の信号補正装置６２、信号補正装置７２同様、実際の
スピーカ２の線形特性をそのまま生かしつつ、スピーカ
２の非線形歪を軽減することができる。
【０１３７】［第５実施形態］図１３に、この発明のさ
らに他の実施形態による信号補正装置１０２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、
共通する点が多い。
らに他の実施形態による信号補正装置１０２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、
共通する点が多い。
【０１３８】しかし、上述の図４で表わされる信号補正
装置１２では、Ｓ平面での連続系の記述式（９）を、Ｚ
平面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ
−Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１０２で
は、後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換す
るよう構成している。したがって、信号補正装置１０２
には、信号処理内容等において以下のような特徴があ
る。
装置１２では、Ｓ平面での連続系の記述式（９）を、Ｚ
平面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ
−Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１０２で
は、後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換す
るよう構成している。したがって、信号補正装置１０２
には、信号処理内容等において以下のような特徴があ
る。
【０１３９】信号補正装置１０２においてはＳ−Ｚ変換
の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、
次式（後進差分近似の変換式）が用いられる、 s=(1-z(-1))/T =Fs・(1-z(-1)) ・・・(44)。
の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、
次式（後進差分近似の変換式）が用いられる、 s=(1-z(-1))/T =Fs・(1-z(-1)) ・・・(44)。
【０１４０】この結果、Ｚ平面での補正出力信号ｕLお
よびフィルタ係数は、式（１１）〜（１５）に替え、以
下の式で表わされる、 uL(n)=(1/b(x)) ・Z-1{(C(x)+D(x)・z(-1)+E0・z(-2))/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*u(n) ・・・(45)。
よびフィルタ係数は、式（１１）〜（１５）に替え、以
下の式で表わされる、 uL(n)=(1/b(x)) ・Z-1{(C(x)+D(x)・z(-1)+E0・z(-2))/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*u(n) ・・・(45)。
【０１４１】式（４５）において、 B1=(-2+2・π/Q0'・(f0'/Fs))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) B2=1/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(46)。
【０１４２】また、 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし、 c0=(1+2・π/Q0・(f0/Fs)+4・π2・(f0/Fs)2) /(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) c(x)=(-2・π/Q0・(f0/Fs)・(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1)+4・π2・(f0/Fs)2・(k(x)-1)) /(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(47)。 D(x)=d0+d(x) =d0+d1・x+d2・x2+d3・x3+d4・x4 ただし、 d0=(-2+2・π・(f0/Fs))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) d(x)=-2・π/Q0・(f0/Fs)・(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1) /(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(48)。 E0=e0 =B2 =1/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(49)。 したがって、非線形フィルタ係数c(x)、d(x)等の相互関
係は、式（１６）に替え、次式で表わされる、 d(x)=(2・B2+d0)・(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1) c(x)=d(x) +4・π2・(f0'/Fs)2・(k(x)-1)/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) =d(x)+c'(x) ・・・(50)。 また、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（１９）、
（２０）に替え、以下の式で表わされる。
係は、式（１６）に替え、次式で表わされる、 d(x)=(2・B2+d0)・(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1) c(x)=d(x) +4・π2・(f0'/Fs)2・(k(x)-1)/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) =d(x)+c'(x) ・・・(50)。 また、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、式（１９）、
（２０）に替え、以下の式で表わされる。
【０１４３】 x(n)=(A0・ω0/Q0/BL0)・Z-1{hx0/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*u(n) ・・・(51) ただし、 hx0=(1/(Fs2))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(52)。
【０１４４】信号補正装置１０２の係数調整処理を行な
うに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc'1、b2とc'
2、b3とc'3、b4とc'4を、それぞれ決定するには、上述
の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力
信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波
歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、非
線形フィルタ係数d(x)とc(x)とは式（５０）から自動的
に定まる。
うに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc'1、b2とc'
2、b3とc'3、b4とc'4を、それぞれ決定するには、上述
の信号補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力
信号（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波
歪が減少する値を、順番に探していけばよい。なお、非
線形フィルタ係数d(x)とc(x)とは式（５０）から自動的
に定まる。
【０１４５】このように、信号補正装置１０２は、Ｓ−
Ｚ変換に際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換す
るようよう構成している。したがって、補正処理の内容
を単純化することができる。
Ｚ変換に際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換す
るようよう構成している。したがって、補正処理の内容
を単純化することができる。
【０１４６】［第６実施形態］図１４に、この発明のさ
らに他の実施形態による信号補正装置１１２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図１１で表わされる信号補正装置８２
と、共通する点が多い。
らに他の実施形態による信号補正装置１１２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図１１で表わされる信号補正装置８２
と、共通する点が多い。
【０１４７】しかし、上述の図１１で表わされる信号補
正装置８２では、Ｓ−Ｚ変換を行なう際、双一次変換を
用いるよう構成したが、信号補正装置１１２では、Ｓ−
Ｚ変換を行なう際、後進差分近似を用いるよう構成して
いる。したがって、信号補正装置１１２には、信号処理
内容等において以下のような特徴がある。
正装置８２では、Ｓ−Ｚ変換を行なう際、双一次変換を
用いるよう構成したが、信号補正装置１１２では、Ｓ−
Ｚ変換を行なう際、後進差分近似を用いるよう構成して
いる。したがって、信号補正装置１１２には、信号処理
内容等において以下のような特徴がある。
【０１４８】信号補正装置１１２においてはＳ−Ｚ変換
の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、
前述の式（４４）が用いられる。
の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、
前述の式（４４）が用いられる。
【０１４９】この結果、Ｚ平面での補正出力信号iLおよ
びフィルタ係数は、式（３０）〜（３４）に替え、以下
の式で表わされる、 iL(n)=(1/b(x)) ・Z-1{(C(x)+D0・z(-1)+E0・z(-2))/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*i(n) ・・・(53)。
びフィルタ係数は、式（３０）〜（３４）に替え、以下
の式で表わされる、 iL(n)=(1/b(x)) ・Z-1{(C(x)+D0・z(-1)+E0・z(-2))/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*i(n) ・・・(53)。
【０１５０】式（５３）において、 B1=(-2+2・π/Q0'・(f0'/Fs))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) B2=1/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(54)。
【０１５１】また、 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし、 c0=(1+2・π/Q0・(f0/Fs)+4・π2・(f0/Fs)2) /(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) c(x)=4・π2・(f0/Fs)2・(k(x)-1)/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(55)。 D0=d0 =(-2+2・π・(f0/Fs))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(56)。 E0=e0 =B2 =1/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(57)。 非線形フィルタ係数d(x)、e(x)は存在しない（d(x)=0,
e(x)=0）。したがって、非線形フィルタ係数等の相互関
係を表わす式（３５）は、適用されない。
e(x)=0）。したがって、非線形フィルタ係数等の相互関
係を表わす式（３５）は、適用されない。
【０１５２】また、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、
式（３７）、（３８）に替え、以下の式で表わされる。
式（３７）、（３８）に替え、以下の式で表わされる。
【０１５３】 x(n)=(A0・ω0/Q0/BL0)・Z-1{hx0/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*i(n) ・・・(58) ただし、 hx0=(1/(Fs2))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(59)。
【０１５４】信号補正装置１１２の係数調整処理を行な
うに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc1、b2とc2、
b3とc3、b4とc4を、それぞれ決定するには、上述の信号
補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号
（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が
減少する値を、順番に探していけばよい。
うに際し、非線形係数の各ペアつまりb1とc1、b2とc2、
b3とc3、b4とc4を、それぞれ決定するには、上述の信号
補正装置１２の場合同様、スピーカ２からの出力信号
（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が
減少する値を、順番に探していけばよい。
【０１５５】このように、信号補正装置１１２は、Ｓ平
面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変換するに
際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するよう構
成している。したがって、補正処理の内容を単純化する
ことができる。
面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変換するに
際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換するよう構
成している。したがって、補正処理の内容を単純化する
ことができる。
【０１５６】［第７実施形態］図１６に、この発明のさ
らに他の実施形態による信号補正装置１２２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、
共通する点が多い。
らに他の実施形態による信号補正装置１２２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図４で表わされる信号補正装置１２と、
共通する点が多い。
【０１５７】しかし、上述の、図４で表わされる信号補
正装置１２においては、非線形歪の原因として、力係数
およびスティフネスの非線形性に着目したが、信号補正
装置１２２においては、さらに、スピーカ２のスピーカ
振動板８のエッジ８ｅ（図１５参照）の排除空気体積の
非線形性をも考慮している。したがって、信号補正装置
１２２には、信号処理内容等において以下のような特徴
がある。
正装置１２においては、非線形歪の原因として、力係数
およびスティフネスの非線形性に着目したが、信号補正
装置１２２においては、さらに、スピーカ２のスピーカ
振動板８のエッジ８ｅ（図１５参照）の排除空気体積の
非線形性をも考慮している。したがって、信号補正装置
１２２には、信号処理内容等において以下のような特徴
がある。
【０１５８】前述のように、スピーカ２の再生音圧は、
スピーカ振動板８の移動に伴って排除される空気の体積
にも依存している。ここで、理想的なスピーカにおいて
は、スピーカの実効振動面積Ｓａは常に一定である。し
たがって、空気の密度をρ０、ボイスコイル４の加速度
をa=d2x/dt2、スピーカの空気体積排除量をＷａ（=Sa・
x）とすると、距離ｒにおけるスピーカ２の音圧Pa
（ｔ）は、次式で表わされる、 Pa(t)=ρ0/(2・π・r)・Sa・a =ρ0/(2・π・r)・Sa・(d2x/dt2) ・・・(65)。
スピーカ振動板８の移動に伴って排除される空気の体積
にも依存している。ここで、理想的なスピーカにおいて
は、スピーカの実効振動面積Ｓａは常に一定である。し
たがって、空気の密度をρ０、ボイスコイル４の加速度
をa=d2x/dt2、スピーカの空気体積排除量をＷａ（=Sa・
x）とすると、距離ｒにおけるスピーカ２の音圧Pa
（ｔ）は、次式で表わされる、 Pa(t)=ρ0/(2・π・r)・Sa・a =ρ0/(2・π・r)・Sa・(d2x/dt2) ・・・(65)。
【０１５９】 =ρ0/(2・π・r)・(d2(Wa)/dt2) 上式からわかるように、音圧Paはコーン８ｄの変位ｘに
対して、線形性を示し、無歪である。
対して、線形性を示し、無歪である。
【０１６０】しかし、実際のスピーカにおいては、エッ
ジの排除空気体積の非線形性により歪が生じる。図１５
に示すように、スピーカ振動板８を構成するコーン８ｄ
の位置がＰ０からＰ１に移動した場合と、Ｐ０からＰ２
に移動した場合とでは、移動距離が同じであってもエッ
ジ８ｅの排除空気体積Ｗｅが異なる（Ｗｅ１≠Ｗｅ
２）。
ジの排除空気体積の非線形性により歪が生じる。図１５
に示すように、スピーカ振動板８を構成するコーン８ｄ
の位置がＰ０からＰ１に移動した場合と、Ｐ０からＰ２
に移動した場合とでは、移動距離が同じであってもエッ
ジ８ｅの排除空気体積Ｗｅが異なる（Ｗｅ１≠Ｗｅ
２）。
【０１６１】このように、エッジ８ｅの排除空気体積Ｗ
ｅは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小
さい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異が
ほとんどないが、ボイスコイル４の変位xがある程度大
きい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異が
現れることが知られている。すなわち、エッジの排除空
気体積は非線形性を有する。これが、スピーカ２の非線
形歪の原因のひとつである。
ｅは、スピーカ２のボイスコイル４の変位xが極めて小
さい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異が
ほとんどないが、ボイスコイル４の変位xがある程度大
きい場合には、ボイスコイル４の移動方向による差異が
現れることが知られている。すなわち、エッジの排除空
気体積は非線形性を有する。これが、スピーカ２の非線
形歪の原因のひとつである。
【０１６２】変位xに依存して変化するエッジの排除空
気体積We(x)とともに、変位xに依存して変化する力係数
BL(x)およびスティフネスK(x)を、前述の式（１）に替
え、次式で表現することとする、 BL(x)=BL0・b(x) =BL0・(1+b1・x+b2・x2) K(x)=K0・k(x) =K0・(1+k1・x+k2・x2) We(x)=We0+W1・x+W2・x2 ・・・(60) 式（６０）において、b1、b2、k1、k2、W1、W2は、非線
形係数である。
気体積We(x)とともに、変位xに依存して変化する力係数
BL(x)およびスティフネスK(x)を、前述の式（１）に替
え、次式で表現することとする、 BL(x)=BL0・b(x) =BL0・(1+b1・x+b2・x2) K(x)=K0・k(x) =K0・(1+k1・x+k2・x2) We(x)=We0+W1・x+W2・x2 ・・・(60) 式（６０）において、b1、b2、k1、k2、W1、W2は、非線
形係数である。
【０１６３】コーン８ｄの面積をＳｄ、コーン８ｄの空
気体積排除量をＷｄ（=Sd・x）とすると、スピーカ２か
らの距離ｒの点における、コーン８ｄからの音圧Ｐｄは
次式で表わされる、 Pd(t)=ρ0/(2・π・r)・Sd・a =ρ0/(2・π・r)・Sd・(d2x/dt2) =ρ0/(2・π・r)・(d2(Wd)/dt2) ・・・(61)。
気体積排除量をＷｄ（=Sd・x）とすると、スピーカ２か
らの距離ｒの点における、コーン８ｄからの音圧Ｐｄは
次式で表わされる、 Pd(t)=ρ0/(2・π・r)・Sd・a =ρ0/(2・π・r)・Sd・(d2x/dt2) =ρ0/(2・π・r)・(d2(Wd)/dt2) ・・・(61)。
【０１６４】上式からわかるように、コーン８ｄからの
音圧Ｐｄは、その排除空気体積Ｗｄの時間２階微分に比
例する。
音圧Ｐｄは、その排除空気体積Ｗｄの時間２階微分に比
例する。
【０１６５】一方、スピーカ２からの距離ｒの点におけ
るエッジ８ｅからの放射音圧Ｐｅは次式で表わされる、 Pe(t)=ρ0/(2・π・r)・(d2(We(x))/dt2) ・・・(62)。
るエッジ８ｅからの放射音圧Ｐｅは次式で表わされる、 Pe(t)=ρ0/(2・π・r)・(d2(We(x))/dt2) ・・・(62)。
【０１６６】スピーカ２からの距離ｒの点における音圧
Ｐａは、コーン８ｄからの音圧Ｐｄと、エッジ８ｅから
の放射音圧Ｐｅの和で表わされるから、スピーカ２全体
の排除空気体積をＷａ（ｘ）とすれば、式（６１）、
（６２）により、 Pa(t)=Pd(t)+Pe(t) =ρ0/(2・π・r)・(d2(Wd+We(x))/dt2) =ρ0/(2・π・r)・(d2(Wa(x))/dt2) ・・・(63)。
Ｐａは、コーン８ｄからの音圧Ｐｄと、エッジ８ｅから
の放射音圧Ｐｅの和で表わされるから、スピーカ２全体
の排除空気体積をＷａ（ｘ）とすれば、式（６１）、
（６２）により、 Pa(t)=Pd(t)+Pe(t) =ρ0/(2・π・r)・(d2(Wd+We(x))/dt2) =ρ0/(2・π・r)・(d2(Wa(x))/dt2) ・・・(63)。
【０１６７】スピーカ２全体の排除空気体積Ｗａ（ｘ）
は、エッジ８ｅの存在により、変位ｘにともなって変化
する性質を示す。したがって、全体の排除空気体積Ｗａ
（ｘ）を、変位ｘをパラメータとする実効振動面積Ｓａ
（ｘ）と変位ｘとの積と考えると、 Wa(x)=Sa(x)・x ただし Sa(x) =Sa・s(x) =Sa(1+s1・x+s2・x2) ・・・(112)。
は、エッジ８ｅの存在により、変位ｘにともなって変化
する性質を示す。したがって、全体の排除空気体積Ｗａ
（ｘ）を、変位ｘをパラメータとする実効振動面積Ｓａ
（ｘ）と変位ｘとの積と考えると、 Wa(x)=Sa(x)・x ただし Sa(x) =Sa・s(x) =Sa(1+s1・x+s2・x2) ・・・(112)。
【０１６８】したがって、式（６３）、（１１２）よ
り、 Pa(t)=ρ0/(2・π・r)・(d2(Sa(x)・x)/dt2) =ρ0/(2・π・r)・Sa・(d2(s(x)・x)/dt2) ・・・(64)。
り、 Pa(t)=ρ0/(2・π・r)・(d2(Sa(x)・x)/dt2) =ρ0/(2・π・r)・Sa・(d2(s(x)・x)/dt2) ・・・(64)。
【０１６９】式（６４）からわかるように、ボイスコイ
ル４の変位ｘが無歪であったとしても、エッジ８ｅの排
除空気体積Ｗｅ（ｘ）の非線形性により、実効振動面積
Ｓａ（ｘ）が変化し、音圧Ｐａは歪を生ずる。
ル４の変位ｘが無歪であったとしても、エッジ８ｅの排
除空気体積Ｗｅ（ｘ）の非線形性により、実効振動面積
Ｓａ（ｘ）が変化し、音圧Ｐａは歪を生ずる。
【０１７０】ところで、変位ｘを無歪化するための非線
形補正を導入したとすると、前述の式（１９）、（１
１）同様、仮想変位ｘ（ｎ）および補正出力信号ｕＬ
（ｎ）は次式であらわされる、 x(n)=G0・Z-1{(hx0+hx1・z-1+hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(66) uL(n)=1/b(x)・Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(67)。
形補正を導入したとすると、前述の式（１９）、（１
１）同様、仮想変位ｘ（ｎ）および補正出力信号ｕＬ
（ｎ）は次式であらわされる、 x(n)=G0・Z-1{(hx0+hx1・z-1+hx2・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(66) uL(n)=1/b(x)・Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(67)。
【０１７１】エッジ８ｅの非線形補正を行なうために
は、式（６７）で示される補正出力信号ｕＬ（ｎ）では
十分でなく、さらに補正を行なう必要がある。さらに補
正を行なった場合の補正出力信号ｕＬ’（ｎ）は、式
（６５）、（６４）を考慮すれば、次式で表わすことが
できる、 uL'(n)=1/s(x)・uL(n) =1/(b(x)・s(x)) ・Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(69)。
は、式（６７）で示される補正出力信号ｕＬ（ｎ）では
十分でなく、さらに補正を行なう必要がある。さらに補
正を行なった場合の補正出力信号ｕＬ’（ｎ）は、式
（６５）、（６４）を考慮すれば、次式で表わすことが
できる、 uL'(n)=1/s(x)・uL(n) =1/(b(x)・s(x)) ・Z-1{(C(x)+D(x)・z-1+E(x)・z-2)/(1+B1・z-1+B2・z-2)}*u(n) ・・・(69)。
【０１７２】すなわち、エッジ８ｅの非線形性をも考慮
した非線形補正を行なうためには、補正出力信号ｕＬ
（ｎ）に替え、補正出力信号ｕＬ’（ｎ）を、伝送系１
４（図２参照）に入力すればよい。
した非線形補正を行なうためには、補正出力信号ｕＬ
（ｎ）に替え、補正出力信号ｕＬ’（ｎ）を、伝送系１
４（図２参照）に入力すればよい。
【０１７３】ここで、 n(x)={1+(1-Q0/Qm)・(b(x)2-1} =1+n1・x+n2・x2 g(x)=(1/b(x))・(1/s(x)) =1+g1・x+g2・x2 ・・・（６
８） とおくと、式（６９）は、 ｕＬ’（ｎ）＝ｇ（ｘ）・Ｚ−１｛（Ｃ（ｘ）＋Ｄ（ｘ）・ｚ−１＋Ｅ
（ｘ）・ｚ−２）／（１＋Ｂ１・ｚ−１＋Ｂ２・ｚ−２）｝＊ｕ（ｎ） ・・・(70)。
８） とおくと、式（６９）は、 ｕＬ’（ｎ）＝ｇ（ｘ）・Ｚ−１｛（Ｃ（ｘ）＋Ｄ（ｘ）・ｚ−１＋Ｅ
（ｘ）・ｚ−２）／（１＋Ｂ１・ｚ−１＋Ｂ２・ｚ−２）｝＊ｕ（ｎ） ・・・(70)。
【０１７４】式（７０）において、 B1=(-2+2・π2・(f0'/Fs)2)/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) B2=(1-π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) /(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(71)。
【０１７５】また、 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし c0=(1+π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) c(x)=((n(x)-1)/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2・(k(x)-1)) /(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(72)。 D(x)=d0+d(x) =d0+d1・x+d2・x2+d3・x3+d4・x4 ただし、 d0=(-2+2・π2・(f0/Fs)2)/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) d(x)=(2・π2・(f0/Fs)2・(k(x)-1))/(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) =c(x)+e(x) ・・・(73)。 E(x)=e0+e(x) =e0+e1・x+e2・x2+e3・x3+e4・x4 ただし、 e0=(1-π/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2) /(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) e(x)=(-(n(x)-1)/Q0・(f0/Fs)+π2・(f0/Fs)2・(k(x)-1)) /(1+π/Q0'・(f0'/Fs)+π2・(f0'/Fs)2) ・・・(74)。 一方、非線形パラメータc(x)、d(x)、e(x)相互の関係
は、式（７２）〜（７４）より、次式で表わされる、 d(x)=c(x)+e(x) ・・・(75) また、d(x)は(k(x)ー1)に比例する、なお、ボイスコイル
４の仮想変位ｘ等は、式（１９）、（２０）、（１２）
をそのまま用いることができる。
は、式（７２）〜（７４）より、次式で表わされる、 d(x)=c(x)+e(x) ・・・(75) また、d(x)は(k(x)ー1)に比例する、なお、ボイスコイル
４の仮想変位ｘ等は、式（１９）、（２０）、（１２）
をそのまま用いることができる。
【０１７６】信号補正装置１２２（図１６参照）の係数
調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまり
c1とe1とg1、c2とe2とg2、c3とe3とg3、c4とe4とg4を、
それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合
同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２
次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に
探していけばよい。なお、式（７５）に示すように、c
(x)、e(x)の二つのパラメータからd(x)を自動的に決定
することができる。
調整処理を行なうに際し、非線形係数の各組合せつまり
c1とe1とg1、c2とe2とg2、c3とe3とg3、c4とe4とg4を、
それぞれ決定するには、上述の信号補正装置１２の場合
同様、スピーカ２からの出力信号（音圧、加速度）の２
次、３次、４次、５次高調波歪が減少する値を、順番に
探していけばよい。なお、式（７５）に示すように、c
(x)、e(x)の二つのパラメータからd(x)を自動的に決定
することができる。
【０１７７】一方、式（７２）〜（７４）に基づいて、
図１７に示す信号補正装置１３２を構成することもでき
る。信号補正装置１３２の係数調整処理を行なうに際
し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2とn2と
g2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定するに
は、上述の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音
圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少
する値を、順番に探していけばよい。なお、式（７２）
〜（７４）に示すように、k(x)、n(x)の二つのパラメー
タからc(x)、d(x)、e(x)を自動的に決定することができ
る。
図１７に示す信号補正装置１３２を構成することもでき
る。信号補正装置１３２の係数調整処理を行なうに際
し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2とn2と
g2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定するに
は、上述の場合同様、スピーカ２からの出力信号（音
圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が減少
する値を、順番に探していけばよい。なお、式（７２）
〜（７４）に示すように、k(x)、n(x)の二つのパラメー
タからc(x)、d(x)、e(x)を自動的に決定することができ
る。
【０１７８】このように、信号補正装置１２２、信号補
正装置１３２においては、さらに、スピーカ２のスピー
カ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも
考慮して補正を行なう。したがって、実効振動面積全体
に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小型スピーカ
に適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果を得ること
ができる。
正装置１３２においては、さらに、スピーカ２のスピー
カ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも
考慮して補正を行なう。したがって、実効振動面積全体
に占めるエッジ部面積の比率が比較的高い小型スピーカ
に適用した場合、非線形歪の軽減に高い効果を得ること
ができる。
【０１７９】なお、この実施形態においては、力係数、
スティフネス、エッジの排除空気体積の３つの非線形性
に着目し、これらすべての非線形性を軽減するよう構成
したが、これらのうち何れか一つ以上の非線形性を軽減
するよう構成することもできる。たとえば、エッジの排
除空気体積の非線形性のみを軽減するよう構成すること
もできる。
スティフネス、エッジの排除空気体積の３つの非線形性
に着目し、これらすべての非線形性を軽減するよう構成
したが、これらのうち何れか一つ以上の非線形性を軽減
するよう構成することもできる。たとえば、エッジの排
除空気体積の非線形性のみを軽減するよう構成すること
もできる。
【０１８０】［第８実施形態］図１８に、この発明のさ
らに他の実施形態による信号補正装置１４２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図１７で表わされる信号補正装置１３２
と、共通する点が多い。
らに他の実施形態による信号補正装置１４２の信号処理
回路を示す。信号補正装置の全体構成、ハードウェア、
信号補正装置の各係数を調整するための係数調整装置の
構成、係数調整処理、信号補正装置を用いた信号補正処
理については、図１７で表わされる信号補正装置１３２
と、共通する点が多い。
【０１８１】しかし、上述の図１７で表わされる信号補
正装置１３２では、Ｓ平面での連続系の記述式を、Ｚ平
面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ−
Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１４２では、
後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換するよ
う構成している。したがって、信号補正装置１４２に
は、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
正装置１３２では、Ｓ平面での連続系の記述式を、Ｚ平
面での離散系に変換するに際し、双一次変換によりＳ−
Ｚ変換するよう構成したが、信号補正装置１４２では、
後進差分近似（オイラー近似）によりＳ−Ｚ変換するよ
う構成している。したがって、信号補正装置１４２に
は、信号処理内容等において以下のような特徴がある。
【０１８２】信号補正装置１４２においてはＳ−Ｚ変換
の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、
前述の式（４４）が用いられる。この結果、Ｚ平面での
補正出力信号ｕL’およびフィルタ係数は、式（７０）
〜（７４）に替え、以下の式で表わされる、 uL'(n)=g(x) ・Z-1{(C(x)+D(x)・z(-1)+E0・z(-2))/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*u(n) ・・・(76)。
の変換式として、双一次変換の変換式（１０）に替え、
前述の式（４４）が用いられる。この結果、Ｚ平面での
補正出力信号ｕL’およびフィルタ係数は、式（７０）
〜（７４）に替え、以下の式で表わされる、 uL'(n)=g(x) ・Z-1{(C(x)+D(x)・z(-1)+E0・z(-2))/(1+B1・z(-1)+B2・z(-2))}*u(n) ・・・(76)。
【０１８３】式（７６）において、 B1=(-2+2・π/Q0'・(f0'/Fs))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) B2=1/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(77)。
【０１８４】また、 C(x)=c0+c(x) =c0+c1・x+c2・x2+c3・x3+c4・x4 ただし、 c0=(1+2・π/Q0・(f0/Fs)+4・π2・(f0/Fs)2) /(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) c(x)=(2・π/Q0・(f0/Fs))・(n(x)-1)+4・π2・(f0/Fs)2・(k(x)-1)) /(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(78)。 D(x)=d0+d(x) =d0+d1・x+d2・x2+d3・x3+d4・x4 ただし、 d0=(-2+2・π・(f0/Fs))/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) d(x)=(-2・π/Q0・(f0/Fs))・(n(x)-1) /(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(79)。 E0=e0 =B2 =1/(1+2・π/Q0'・(f0'/Fs)+4・π2・(f0'/Fs)2) ・・・(80)。 式（７８）、（７９）からわかるように、d(x)は(n(x)ー
1)に比例し、c(x)は(k(x)-1)に比例するものとd(x)との
和で表わされる。
1)に比例し、c(x)は(k(x)-1)に比例するものとd(x)との
和で表わされる。
【０１８５】なお、ボイスコイル４の仮想変位ｘ等は、
式（５１）、（５２）をそのまま用いることができる。
式（５１）、（５２）をそのまま用いることができる。
【０１８６】信号補正装置１４２の係数調整処理を行な
うに際し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2
とn2とg2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定す
るには、前述の場合同様、スピーカ２からの出力信号
（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が
減少する値を、順番に探していけばよい。なお、上述の
ように、式（７８）、（７９）にしたがって、k(x)、n
(x)の二つのパラメータからc(x)、d(x)を自動的に決定
することができる。
うに際し、非線形係数の各組合せつまりk1とn1とg1、k2
とn2とg2、k3とn3とg3、k4とn4とg4を、それぞれ決定す
るには、前述の場合同様、スピーカ２からの出力信号
（音圧、加速度）の２次、３次、４次、５次高調波歪が
減少する値を、順番に探していけばよい。なお、上述の
ように、式（７８）、（７９）にしたがって、k(x)、n
(x)の二つのパラメータからc(x)、d(x)を自動的に決定
することができる。
【０１８７】このように、信号補正装置１４２において
は、Ｓ平面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変
換するに際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換す
るよう構成している。したがって、スピーカ２のスピー
カ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも
考慮して補正を行なう際、補正処理の内容を単純化する
ことができる。
は、Ｓ平面での連続系の記述式をＺ平面での離散系に変
換するに際し、簡易な後進差分近似によりＳ−Ｚ変換す
るよう構成している。したがって、スピーカ２のスピー
カ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体積の非線形性をも
考慮して補正を行なう際、補正処理の内容を単純化する
ことができる。
【０１８８】［その他の実施形態］なお、上述の各実施
形態においては、図１に示すように、補正フィルタ２２
および変位フィルタ１６は、ともに、帰還路を含み信号
処理の上流部分に該当する巡回部２２ａと、帰還路を含
まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部２２ｂ、１
６ｂとを備えており、補正フィルタ２２と変位フィルタ
１６とで、巡回部２２ａを共用するよう構成したが、補
正フィルタ２２の巡回部のフィルタ係数と変位フィルタ
１６の巡回部のフィルタ係数とが同一であれば、これら
のフィルタの巡回部を共用する必要はない。また、変位
フィルタ１６については、必ずしも巡回部が信号処理の
上流部分に配置される必要はない。図１９に、補正フィ
ルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部を共用しない
場合の例を示す。図１９の例では、変位フィルタ１６の
信号処理の上流部分に非巡回部１６ｂ、下流部分に巡回
部１６ａを配置している。
形態においては、図１に示すように、補正フィルタ２２
および変位フィルタ１６は、ともに、帰還路を含み信号
処理の上流部分に該当する巡回部２２ａと、帰還路を含
まず信号処理の下流部分に該当する非巡回部２２ｂ、１
６ｂとを備えており、補正フィルタ２２と変位フィルタ
１６とで、巡回部２２ａを共用するよう構成したが、補
正フィルタ２２の巡回部のフィルタ係数と変位フィルタ
１６の巡回部のフィルタ係数とが同一であれば、これら
のフィルタの巡回部を共用する必要はない。また、変位
フィルタ１６については、必ずしも巡回部が信号処理の
上流部分に配置される必要はない。図１９に、補正フィ
ルタ２２と変位フィルタ１６とで、巡回部を共用しない
場合の例を示す。図１９の例では、変位フィルタ１６の
信号処理の上流部分に非巡回部１６ｂ、下流部分に巡回
部１６ａを配置している。
【０１８９】また、補正フィルタの巡回部のフィルタ係
数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とが同一であ
る場合を例に説明したが、補正フィルタの巡回部のフィ
ルタ係数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とは、
必ずしも同一である必要はない。
数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とが同一であ
る場合を例に説明したが、補正フィルタの巡回部のフィ
ルタ係数と変位フィルタの巡回部のフィルタ係数とは、
必ずしも同一である必要はない。
【０１９０】また、上述の各実施形態においては、図１
に示すように、信号補正手段２０は、補正フィルタ２２
の他に振幅調整部２４をさらに備え、補正係数決定部１
８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ
２２のフィルタ係数のみならず振幅調整部２４の振幅調
整係数をも決定し、振幅調整部２４は、決定された振幅
調整係数を用いて、信号の振幅を調整するよう構成した
が、この発明はこれに限定されるものではない。図２０
に示すように、信号補正手段として補正フィルタ２２の
みを設け、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位
ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数のみを
決定するよう構成することもできる。なお、このように
構成した場合、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、
D(x)、E(x)は、信号の振幅の調整をも含む係数となる。
に示すように、信号補正手段２０は、補正フィルタ２２
の他に振幅調整部２４をさらに備え、補正係数決定部１
８は、予測された仮想変位ｘに基づいて、補正フィルタ
２２のフィルタ係数のみならず振幅調整部２４の振幅調
整係数をも決定し、振幅調整部２４は、決定された振幅
調整係数を用いて、信号の振幅を調整するよう構成した
が、この発明はこれに限定されるものではない。図２０
に示すように、信号補正手段として補正フィルタ２２の
みを設け、補正係数決定部１８は、予測された仮想変位
ｘに基づいて、補正フィルタ２２のフィルタ係数のみを
決定するよう構成することもできる。なお、このように
構成した場合、補正フィルタ２２のフィルタ係数C(x)、
D(x)、E(x)は、信号の振幅の調整をも含む係数となる。
【０１９１】また、上述の各実施形態においては、与え
られた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高
調波歪が減少するよう、補正フィルタの非巡回部の非線
形フィルタ係数に関する係数を調整したが、２信号入力
時等においては、応答信号の混変調歪が減少するよう、
該係数を調整してもよい。また、各高調波歪および混変
調歪の双方が減少するよう該係数を調整してもよい。
られた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号の各高
調波歪が減少するよう、補正フィルタの非巡回部の非線
形フィルタ係数に関する係数を調整したが、２信号入力
時等においては、応答信号の混変調歪が減少するよう、
該係数を調整してもよい。また、各高調波歪および混変
調歪の双方が減少するよう該係数を調整してもよい。
【０１９２】また、上述の各実施形態においては、補正
フィルタが２次のＩＩＲ型フィルタである場合を例に説
明したが、補正フィルタは３次以上のＩＩＲ型フィルタ
であってもよい。また、補正フィルタは必ずしもＩＩＲ
型フィルタである必要はなく、帰還路を有する２次以上
のデジタルフィルタであればよい。
フィルタが２次のＩＩＲ型フィルタである場合を例に説
明したが、補正フィルタは３次以上のＩＩＲ型フィルタ
であってもよい。また、補正フィルタは必ずしもＩＩＲ
型フィルタである必要はなく、帰還路を有する２次以上
のデジタルフィルタであればよい。
【０１９３】また、仮想物理量予測手段として、２次の
ＩＩＲ型フィルタである変位フィルタを用いた場合を例
に説明したが、仮想物理量予測手段は、これに限定され
るものではない。また、仮想物理量予測手段は、必ずし
も帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタである必
要はない。
ＩＩＲ型フィルタである変位フィルタを用いた場合を例
に説明したが、仮想物理量予測手段は、これに限定され
るものではない。また、仮想物理量予測手段は、必ずし
も帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタである必
要はない。
【０１９４】また、仮想物理量として動電型スピーカの
ボイスコイルの仮想変位を用いたが、仮想物理量とし
て、例えば、ボイスコイルの仮想速度、仮想加速度や、
ボイスコイルの電流値、電圧値等を用いることもでき
る。
ボイスコイルの仮想変位を用いたが、仮想物理量とし
て、例えば、ボイスコイルの仮想速度、仮想加速度や、
ボイスコイルの電流値、電圧値等を用いることもでき
る。
【０１９５】また、上述の各実施形態においては、ＤＳ
Ｐ３０は、内部メモリ（図示せず）に記憶された補正プ
ログラム（データを含む）にしたがい、補正処理を実行
する。補正プログラムは、コントローラ４２を用いるこ
とにより、内部メモリに書込まれる。補正プログラムを
フレキシブルディスク（ＦＤ）に記憶しておき、必要に
応じてコントローラ４２等を介し、ＤＳＰの内部メモリ
にインストールするよう構成することもできる。なお、
フレキシブルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカー
ド等の補正プログラムを記憶したコンピュータ可読の記
憶媒体から、ＤＳＰの内部メモリにインストールさせる
ようにしてもよい。さらに、通信回線を用いてダウンロ
ードするようにしてもよい。
Ｐ３０は、内部メモリ（図示せず）に記憶された補正プ
ログラム（データを含む）にしたがい、補正処理を実行
する。補正プログラムは、コントローラ４２を用いるこ
とにより、内部メモリに書込まれる。補正プログラムを
フレキシブルディスク（ＦＤ）に記憶しておき、必要に
応じてコントローラ４２等を介し、ＤＳＰの内部メモリ
にインストールするよう構成することもできる。なお、
フレキシブルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカー
ド等の補正プログラムを記憶したコンピュータ可読の記
憶媒体から、ＤＳＰの内部メモリにインストールさせる
ようにしてもよい。さらに、通信回線を用いてダウンロ
ードするようにしてもよい。
【０１９６】また、上述の各実施形態においては、コン
トローラ４２は、ハードディスク（図示せず）に記憶さ
れた調整プログラムにしたがい、係数調整処理を行な
う。この調整プログラムは、フレキシブルディスクドラ
イブ（図示せず）を介して、調整プログラムが記憶され
たフレキシブルディスクから読み出されてハードディス
クにインストールされたものである。なお、フレキシブ
ルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカード等の調整
プログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体か
ら、ハードディスクにインストールさせるようにしても
よい。さらに、通信回線を用いてダウンロードするよう
にしてもよい。
トローラ４２は、ハードディスク（図示せず）に記憶さ
れた調整プログラムにしたがい、係数調整処理を行な
う。この調整プログラムは、フレキシブルディスクドラ
イブ（図示せず）を介して、調整プログラムが記憶され
たフレキシブルディスクから読み出されてハードディス
クにインストールされたものである。なお、フレキシブ
ルディスク以外に、ＣＤ−ＲＯＭ、ＩＣカード等の調整
プログラムを記憶したコンピュータ可読の記憶媒体か
ら、ハードディスクにインストールさせるようにしても
よい。さらに、通信回線を用いてダウンロードするよう
にしてもよい。
【０１９７】また、上述の各実施形態においては、調整
プログラムをフレキシブルディスクからハードディスク
にインストールさせることにより、フレキシブルディス
クに記憶させた調整プログラムを間接的にコンピュータ
（コントローラ４２）に実行させるようにしている。し
かし、これに限定されることなく、フレキシブルディス
クに記憶させた調整プログラムをＦＤＤ１４から直接的
に実行するようにしてもよい。なお、コンピュータによ
って、実行可能な調整プログラムとしては、そのままイ
ンストールするだけで直接実行可能なものはもちろん、
一旦他の形態等に変換が必要なもの（例えば、データ圧
縮されているものを、解凍する等）、さらには、他のモ
ジュール部分と組合わせて実行可能なものも含む。
プログラムをフレキシブルディスクからハードディスク
にインストールさせることにより、フレキシブルディス
クに記憶させた調整プログラムを間接的にコンピュータ
（コントローラ４２）に実行させるようにしている。し
かし、これに限定されることなく、フレキシブルディス
クに記憶させた調整プログラムをＦＤＤ１４から直接的
に実行するようにしてもよい。なお、コンピュータによ
って、実行可能な調整プログラムとしては、そのままイ
ンストールするだけで直接実行可能なものはもちろん、
一旦他の形態等に変換が必要なもの（例えば、データ圧
縮されているものを、解凍する等）、さらには、他のモ
ジュール部分と組合わせて実行可能なものも含む。
【０１９８】また、上述の実施形態においては、信号補
正装置１２等の各機能を、ＤＳＰ３０を用いて実現した
場合を例に説明したが、当該各機能の一部または全部
を、ＤＳＰ以外のコンピュータを用いて実現するよう構
成することもできる。また、当該各機能の一部または全
部を、ハードウェアロジックを用いて実現するよう構成
することもできる。
正装置１２等の各機能を、ＤＳＰ３０を用いて実現した
場合を例に説明したが、当該各機能の一部または全部
を、ＤＳＰ以外のコンピュータを用いて実現するよう構
成することもできる。また、当該各機能の一部または全
部を、ハードウェアロジックを用いて実現するよう構成
することもできる。
【０１９９】なお、上述の各実施形態においては、伝送
系が動電型スピーカを備えている場合を例に説明した
が、この発明はこれに限定されるものではない。たとえ
ば、伝送系がアクチュエータを備えているような場合、
アクチュエータの持つ非線形性を緩和し所望の動作が得
られるよう、アクチュエータへの入力信号を補正する際
に適用することができる。すなわち、本発明は、信号補
正装置一般に適用することができる。
系が動電型スピーカを備えている場合を例に説明した
が、この発明はこれに限定されるものではない。たとえ
ば、伝送系がアクチュエータを備えているような場合、
アクチュエータの持つ非線形性を緩和し所望の動作が得
られるよう、アクチュエータへの入力信号を補正する際
に適用することができる。すなわち、本発明は、信号補
正装置一般に適用することができる。
【図１】この発明の一実施形態による信号補正装置１２
を含む統合伝送系１０のブロック図である。
を含む統合伝送系１０のブロック図である。
【図２】信号補正装置１２の各機能をＤＳＰ３０を用い
て実現した場合における、統合伝送系１０のハードウェ
ア構成の一例を示す図面である。
て実現した場合における、統合伝送系１０のハードウェ
ア構成の一例を示す図面である。
【図３】伝送系１４を構成する動電型スピーカ２を物理
モデル（集中定数モデル）で表現した図面である。
モデル（集中定数モデル）で表現した図面である。
【図４】信号補正装置１２の信号処理の内容を示す信号
処理回路図である。
処理回路図である。
【図５】信号補正装置５２の信号処理の内容を示す信号
処理回路図である。
処理回路図である。
【図６】信号補正装置１２の各係数を調整するための係
数調整装置３２の全体構成を例示した図面である。
数調整装置３２の全体構成を例示した図面である。
【図７】係数調整装置３２を用いて、信号補正装置１２
の係数調整処理を行なう場合の処理の流れを例示したフ
ローチャートである。
の係数調整処理を行なう場合の処理の流れを例示したフ
ローチャートである。
【図８】係数調整処理済みの信号補正装置１２を用いて
信号補正処理を行なう場合の、処理の流れの一例を示す
フローチャートである。
信号補正処理を行なう場合の、処理の流れの一例を示す
フローチャートである。
【図９】この発明の他の実施形態による信号補正装置６
２の信号処理回路を示す図面である。
２の信号処理回路を示す図面である。
【図１０】信号補正装置７２の信号処理回路を示す図面
である。
である。
【図１１】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置８２の信号処理回路を示す図面である。
正装置８２の信号処理回路を示す図面である。
【図１２】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置９２の信号処理回路を示す図面である。
正装置９２の信号処理回路を示す図面である。
【図１３】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置１０２の信号処理回路を示す図面である。
正装置１０２の信号処理回路を示す図面である。
【図１４】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置１１２の信号処理回路を示す図面である。
正装置１１２の信号処理回路を示す図面である。
【図１５】スピーカ振動板８のエッジ８ｅの排除空気体
積の非線形性を説明するための図面である。
積の非線形性を説明するための図面である。
【図１６】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置１２２の信号処理回路を示す図面である。
正装置１２２の信号処理回路を示す図面である。
【図１７】信号補正装置１３２の信号処理回路を示す図
面である。
面である。
【図１８】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置１４２の信号処理回路を示す図面である。
正装置１４２の信号処理回路を示す図面である。
【図１９】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
【図２０】この発明のさらに他の実施形態による信号補
正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
正装置の信号処理回路の概略を示す図面である。
【図２１】線形補正を実施しない場合の音圧の周波数応
答と、この発明による線形補正を実施した場合の音圧の
周波数応答とを比較したデータを示す図面である。
答と、この発明による線形補正を実施した場合の音圧の
周波数応答とを比較したデータを示す図面である。
【図２２】統合伝送系１０に対する入力信号としてＳｉ
ｎ波を用い、出力音圧に現れる高調波のレベルを測定し
たデータを示す図面である。図２２Ａは、非線形補正を
実施しない場合の高調波レベルを示すデータであり、図
２２Ｂは、この発明による非線形補正を実施した場合の
高調波レベルを示すデータである。
ｎ波を用い、出力音圧に現れる高調波のレベルを測定し
たデータを示す図面である。図２２Ａは、非線形補正を
実施しない場合の高調波レベルを示すデータであり、図
２２Ｂは、この発明による非線形補正を実施した場合の
高調波レベルを示すデータである。
【図２３】動電型スピーカ２の断面構成を示す図面であ
る。
る。
【図２４】動電型スピーカ２における、ボイスコイル４
の加速度等の周波数応答のデータを示す図面である。
の加速度等の周波数応答のデータを示す図面である。
【図２５】動電型スピーカ２における、ボイスコイル４
の音圧の高調波成分の周波数応答のデータを示す図面で
ある。
の音圧の高調波成分の周波数応答のデータを示す図面で
ある。
１０・・・・・統合伝送系 １２・・・・・信号補正装置 １４・・・・・伝送系 １６・・・・・変位フィルタ １８・・・・・補正係数決定部 ２０・・・・・信号補正手段 ２２・・・・・補正フィルタ ２４・・・・・振幅調整部
【手続補正書】
【提出日】平成８年１０月２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
【図７】
【図１５】
【図１９】
【図２３】
【図１】
【図２】
【図６】
【図４】
【図５】
【図８】
【図２１】
【図２４】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２０】
【図２２】
【図２５】
Claims (18)
- 【請求項１】信号補正装置と伝送系とを統合した統合伝
送系の特性が所定の目標特性に近づくよう、入力信号を
補正して伝送系に与える信号補正装置であって、 帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成
された補正フィルタを備えた信号補正手段、 統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信
号に基づいて予測する仮想物理量予測手段、 予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタの
フィルタ係数の少なくとも一部を決定する補正係数決定
手段、 を備え、 前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用い
て、入力信号を補正することを特徴とする信号補正装
置。 - 【請求項２】請求項１の信号補正装置において、 前記信号補正手段は、信号の振幅を調整する振幅調整部
をさらに備え、 前記補正係数決定手段は、前記予測された仮想物理量に
基づいて、前記振幅調整部の振幅調整係数をも決定し、 前記振幅調整部は、決定された振幅調整係数を用いて、
前記補正フィルタによる補正前の信号または当該補正後
の信号の振幅を調整することを特徴とするもの。 - 【請求項３】請求項１ないし請求項２のいずれかの信号
補正装置において、 前記仮想物理量予測手段は、帰還路を有する２次以上の
デジタルフィルタにより構成された仮想物理量フィルタ
を備え、 前記仮想物理量フィルタは、前記統合伝送系の目標特性
に基づいて決定されたフィルタ係数を用いて、入力信号
に基づいて仮想物理量を予測することを特徴とするも
の。 - 【請求項４】請求項３の信号補正装置において、 前記補正フィルタは、帰還路を含み信号処理の上流部分
に該当する巡回部と、帰還路を含まず信号処理の下流部
分に該当する非巡回部とを備え、 仮想物理量フィルタは、帰還路を含む巡回部と、帰還路
を含まない非巡回部とを備え、 補正フィルタの巡回部のフィルタ係数は、仮想物理量フ
ィルタの巡回部のフィルタ係数と同一であり、補正フィ
ルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮想物理量に基
づいて決定されたフィルタ係数であることを特徴とする
もの。 - 【請求項５】請求項４の信号補正装置において、 前記補正フィルタの非巡回部のフィルタ係数は、前記仮
想物理量に依存して変化しない線形フィルタ係数と、前
記仮想物理量に依存して変化する非線形フィルタ係数と
の和で表現し得ることを特徴とするもの。 - 【請求項６】請求項５の信号補正装置において、 前記伝送系は、前記信号補正装置の補正出力をアナログ
信号に変換するとともに変換出力を増幅する駆動系と、
当該増幅出力に基づいて駆動される動電型スピーカとを
備え、 前記統合伝送系の目標特性は、目標とすべきシールスモ
ールパラメータで表わされる統合伝送系の特性を含む特
性であり、 前記仮想物理量は、前記統合伝送系が目標特性を有する
と仮定した場合計算される動電型スピーカのボイスコイ
ルの仮想変位であり、 前記仮想物理量フィルタは、前記駆動系の増幅ゲインを
も考慮して仮想変位を予測する変位フィルタであり、 前記補正フィルタおよび変位フィルタは、ともに、２次
のＩＩＲ（無限インパルス応答）型フィルタであること
を特徴とするもの。 - 【請求項７】請求項６の信号補正装置において、 前記増幅器は、電圧出力型増幅器であり、 前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係
数を ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数 ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数 ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数 としたとき、 ｃ（ｘ）＋ｅ（ｘ）＝ｄ（ｘ） の関係を満たすことを特徴とするもの。 - 【請求項８】請求項６の信号補正装置において、 前記増幅器は、電流出力型増幅器であり、 前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係
数を ｃ（ｘ）：無遅延非線形フィルタ係数 ｄ（ｘ）：１次遅延非線形フィルタ係数 ｅ（ｘ）：２次遅延非線形フィルタ係数 としたとき、 ｃ（ｘ）＝ｅ（ｘ） ＝ｄ（ｘ）／２ の関係を満たすことを特徴とするもの。 - 【請求項９】請求項６の信号補正装置において、 前記補正フィルタの非巡回部の３つの非線形フィルタ係
数のうち２次遅延非線形フィルタ係数をｅ（ｘ）とした
とき、 ｅ（ｘ）＝０ となることを特徴とするもの。 - 【請求項１０】請求項６の信号補正装置において、 前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされ
る統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前
記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性
そのものであることを特徴とするもの。 - 【請求項１１】請求項６の信号補正装置において、 前記目標とすべきシールスモールパラメータで表わされ
る統合伝送系の特性は、低レベル入力信号時における前
記伝送系のシールスモールパラメータで表わされる特性
に所望の修正を加えた特性であることを特徴とするも
の。 - 【請求項１２】請求項６の信号補正装置において、 前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変
化する力係数およびスティフネスに起因する伝送系の非
線形性を緩和することを特徴とするもの。 - 【請求項１３】請求項６の信号補正装置において、 前記動電型スピーカのボイスコイルの変位に依存して変
化する動電型スピーカのエッジの排除空気体積に起因す
る伝送系の非線形性を緩和することを特徴とするもの。 - 【請求項１４】伝送系を含む統合伝送系の特性が所定の
目標特性に近づくよう、入力信号を補正して伝送系に与
える信号補正方法であって、 帰還路を有する２次以上のデジタルフィルタにより構成
された補正フィルタを用意し、 統合伝送系の状態を表わす所定の仮想物理量を、入力信
号に基づいて予測し、 予測された仮想物理量に基づいて、前記補正フィルタの
フィルタ係数の少なくとも一部を決定し、 前記補正フィルタは、決定されたフィルタ係数を用い
て、入力信号を補正することを特徴とする信号補正方
法。 - 【請求項１５】請求項１ないし請求項１３のいずれかの
信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における
各係数を調整するための係数調整装置であって、 前記統合伝送系に与える参照信号を生成する参照信号生
成手段、 与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を
測定する応答信号測定手段、 参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性
が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整する
調整制御手段、 を備えたことを特徴とする信号補正装置の係数調整装
置。 - 【請求項１６】請求項１５の信号補正装置の係数調整装
置において、 前記調整制御手段は、与えられた参照信号に対応する統
合伝送系の応答信号の各高調波歪または混変調歪が減少
するよう、前記補正フィルタの非巡回部の非線形フィル
タ係数に関する係数を調整することを特徴とするもの。 - 【請求項１７】請求項１ないし請求項１３のいずれかの
信号補正装置または請求項１４の信号補正方法における
各係数を調整するための係数調整方法であって、 前記統合伝送系に与える参照信号を生成し、 与えられた参照信号に対応する統合伝送系の応答信号を
測定し、 参照信号および応答信号に基づいて、統合伝送系の特性
が所定の目標特性に近づくよう、前記各係数を調整する
ことを特徴とする信号補正装置の係数調整方法。 - 【請求項１８】コンピュータが実行可能なプログラムを
記憶したコンピュータ可読の記憶媒体であって、 前記プログラムは、請求項１ないし請求項１７のいずれ
かの装置または方法を実現するものであることを特徴と
する記憶媒体。
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