JPH1075385A - ディジタル・ビデオ信号処理システムにおけるマルチモード・イコライザ - Google Patents
ディジタル・ビデオ信号処理システムにおけるマルチモード・イコライザInfo
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- JPH1075385A JPH1075385A JP9146672A JP14667297A JPH1075385A JP H1075385 A JPH1075385 A JP H1075385A JP 9146672 A JP9146672 A JP 9146672A JP 14667297 A JP14667297 A JP 14667297A JP H1075385 A JPH1075385 A JP H1075385A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル高精細テレビジョン受信機のイコ
ライザ・システムを提供する。 【解決手段】 シンボル間干渉を除去するための適応決
定フィードバック・フィルタ（ＤＦＦ、３０）のほか
に、入力適応フィード・フォワード・フィルタ（ＦＦ
Ｆ、２０）と、搬送波回復ネットワーク（４６）と、ス
ライサ（４０）とを備えている。ブラインド等化インタ
ーバルの開始時には、ＦＦＦは適応されず、ＤＦＦは適
応係数をもつリニア・フィルタとして動作し、ポスト・
ゴーストを等化する。その後のブラインド・インターバ
ル期間において、ＦＦＦ係数はプリ・ゴーストを等化す
るためにブラインド的に適応される。その後に続く決定
指向モードにおいては、スライサ出力はＦＦＦとＤＦＦ
の両方を非線形的に適応するために使用される。
ライザ・システムを提供する。 【解決手段】 シンボル間干渉を除去するための適応決
定フィードバック・フィルタ（ＤＦＦ、３０）のほか
に、入力適応フィード・フォワード・フィルタ（ＦＦ
Ｆ、２０）と、搬送波回復ネットワーク（４６）と、ス
ライサ（４０）とを備えている。ブラインド等化インタ
ーバルの開始時には、ＦＦＦは適応されず、ＤＦＦは適
応係数をもつリニア・フィルタとして動作し、ポスト・
ゴーストを等化する。その後のブラインド・インターバ
ル期間において、ＦＦＦ係数はプリ・ゴーストを等化す
るためにブラインド的に適応される。その後に続く決定
指向モードにおいては、スライサ出力はＦＦＦとＤＦＦ
の両方を非線形的に適応するために使用される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル信号処
理システムに関する。より詳述すると、本発明は、例え
ば、高精細テレビジョン（ＨＤＴＶ）情報を含んでいる
ビデオ信号の適応的等化処理に関する。
理システムに関する。より詳述すると、本発明は、例え
ば、高精細テレビジョン（ＨＤＴＶ）情報を含んでいる
ビデオ信号の適応的等化処理に関する。
【０００２】なお、本明細書の記述は本件出願の優先権
の基礎たる米国特許出願第０８／６５５，２６９号（１
９９６年６月４日出願）の明細書の記載に基づくもので
あって、当該米国特許出願の番号を参照することによっ
て当該米国特許出願の明細書の記載内容が本明細書の一
部分を構成するものとする。
の基礎たる米国特許出願第０８／６５５，２６９号（１
９９６年６月４日出願）の明細書の記載に基づくもので
あって、当該米国特許出願の番号を参照することによっ
て当該米国特許出願の明細書の記載内容が本明細書の一
部分を構成するものとする。
【０００３】
【従来の技術】ディジタル情報をシンボル形式(symbol
form) で伝達する被変調信号(modulated signal)からデ
ータを回復するためには、通常、受信装置側に３つの機
能が必要になる。この３つの機能とは、シンボル同期化
のためのタイミング回復、搬送波回復（ベースバンドへ
の周波数復調）、および等化(equalization)である。タ
イミング回復(timing recovery) とは、受信装置クロッ
ク（タイムベース）を送信装置クロックに同期させるプ
ロセスのことである。これにより、受信された信号は最
適時点でサンプリングされるので、受信されたシンボル
値の決定指向処理(decision-directed processing)に関
連したスライシング誤差(slicing error)の機会を少な
くすることができる。搬送波回復(carrier recovery)と
は、受信されたＲＦ信号が、より低い中間周波帯域（例
えば、ベースバンド付近）に周波数ダウン変換された
後、ベースバンドに周波数シフトされ、そのことによ
り、変調ベースバンド情報の回復を可能にするプロセス
である。
form) で伝達する被変調信号(modulated signal)からデ
ータを回復するためには、通常、受信装置側に３つの機
能が必要になる。この３つの機能とは、シンボル同期化
のためのタイミング回復、搬送波回復（ベースバンドへ
の周波数復調）、および等化(equalization)である。タ
イミング回復(timing recovery) とは、受信装置クロッ
ク（タイムベース）を送信装置クロックに同期させるプ
ロセスのことである。これにより、受信された信号は最
適時点でサンプリングされるので、受信されたシンボル
値の決定指向処理(decision-directed processing)に関
連したスライシング誤差(slicing error)の機会を少な
くすることができる。搬送波回復(carrier recovery)と
は、受信されたＲＦ信号が、より低い中間周波帯域（例
えば、ベースバンド付近）に周波数ダウン変換された
後、ベースバンドに周波数シフトされ、そのことによ
り、変調ベースバンド情報の回復を可能にするプロセス
である。
【０００４】多くのディジタル・データ通信システム
は、信号伝送チャネル上で変化するチャネル状態と妨害
の影響を補償するために、適応等化(adaptive equaliza
tion)を行っている。等化は、伝送チャネルの低域通過
フィルタ効果(low pass filtering effect) を含む、伝
送チャネル妨害が原因で起こるベースバンド・シンボル
間干渉（baseband intersymbol interference - ＩＳ
Ｉ）を除去するものである。このＩＳＩは、あるシンボ
ルの値が先行および後続シンボルの値によって歪みを生
じる原因となっており、また、ＩＳＩは、ある決定領域
(decision region)における基準シンボル位置(referenc
e symbol location) に関して、進んだシンボルと遅れ
たシンボルを含んでいるため、これは、本質的には、シ
ンボル「ゴースト(ghost) 」を表わしている。
は、信号伝送チャネル上で変化するチャネル状態と妨害
の影響を補償するために、適応等化(adaptive equaliza
tion)を行っている。等化は、伝送チャネルの低域通過
フィルタ効果(low pass filtering effect) を含む、伝
送チャネル妨害が原因で起こるベースバンド・シンボル
間干渉（baseband intersymbol interference - ＩＳ
Ｉ）を除去するものである。このＩＳＩは、あるシンボ
ルの値が先行および後続シンボルの値によって歪みを生
じる原因となっており、また、ＩＳＩは、ある決定領域
(decision region)における基準シンボル位置(referenc
e symbol location) に関して、進んだシンボルと遅れ
たシンボルを含んでいるため、これは、本質的には、シ
ンボル「ゴースト(ghost) 」を表わしている。
【０００５】適応イコライザ(adaptative equalizer)
は、本質的には適応ディジタル・フィルタである。適応
イコライザを採用するシステムでは、チャネル歪みを適
切に補償するようにフィルタ応答を適応させる方法を備
えていることが必要である。いくつかの公知のアルゴリ
ズムでは、フィルタ係数を適応させ、これによりフィル
タ応答を適応させている。広く使用されているある方法
では、最小二乗平均(Least Mean Squares - ＬＭＳ）ア
ルゴリズムを採用している。このアルゴリズムでは、代
表的エラー信号の関数として係数値を変化させることに
より、イコライザ出力信号を基準データ・シーケンスに
近似的に等しくなるようにしている。このエラー信号は
イコライザ出力信号を基準データ・シーケンスから減算
することによって得られる。エラー信号がゼロに近づく
に伴い、イコライザは収束(convergence) に近づき、こ
のことにより、イコライザ出力信号と基準データ・シー
ケンスはほぼ等しくなる。
は、本質的には適応ディジタル・フィルタである。適応
イコライザを採用するシステムでは、チャネル歪みを適
切に補償するようにフィルタ応答を適応させる方法を備
えていることが必要である。いくつかの公知のアルゴリ
ズムでは、フィルタ係数を適応させ、これによりフィル
タ応答を適応させている。広く使用されているある方法
では、最小二乗平均(Least Mean Squares - ＬＭＳ）ア
ルゴリズムを採用している。このアルゴリズムでは、代
表的エラー信号の関数として係数値を変化させることに
より、イコライザ出力信号を基準データ・シーケンスに
近似的に等しくなるようにしている。このエラー信号は
イコライザ出力信号を基準データ・シーケンスから減算
することによって得られる。エラー信号がゼロに近づく
に伴い、イコライザは収束(convergence) に近づき、こ
のことにより、イコライザ出力信号と基準データ・シー
ケンスはほぼ等しくなる。
【０００６】イコライザの動作が開始されるとき、係数
値（フィルタ・タップ・ウェイト）はチャネル歪みが適
切に補償されるような値にセットされていないのが通常
である。イコライザ係数の初期収束を強制的に行うため
には、公知の「トレーニング(training)」信号を基準信
号として使用することができる。この信号は送信装置側
と受信装置側の両方でプログラムされている。エラー信
号は、トレーニング信号の局部的に生成されたコピーを
適応イコライザの出力から減算することによって、受信
装置側で得られる。トレーニング信号は、公知のよう
に、受信された信号の初期に閉じた「アイ(eye) 」を開
くのに役立つ。トレーニング信号で適応したあと、この
「アイ」は充分に開いているので、イコライザは決定指
向(decision-directed) 動作モードに切り替えられる。
このモードにあるとき、フィルタ・タップ・ウェイトの
最終的収束は、トレーニング信号を使用するのではな
く、イコライザの出力からのシンボルの実際値を使用す
ることによって達成される。決定指向等化モードは、周
期的に送信されるトレーニング信号を使用する方法より
も、経時的に変化するチャネル歪みを高速にトラッキン
グし、キャンセルすることができる。決定指向等化を行
うにあたり、信頼性ある収束と安定した係数値を得るた
めには、その決定の約９０％が正確でなければならな
い。トレーニング信号は、イコライザがこの９０％正確
な決定レベルを達成するのに役立つ。
値（フィルタ・タップ・ウェイト）はチャネル歪みが適
切に補償されるような値にセットされていないのが通常
である。イコライザ係数の初期収束を強制的に行うため
には、公知の「トレーニング(training)」信号を基準信
号として使用することができる。この信号は送信装置側
と受信装置側の両方でプログラムされている。エラー信
号は、トレーニング信号の局部的に生成されたコピーを
適応イコライザの出力から減算することによって、受信
装置側で得られる。トレーニング信号は、公知のよう
に、受信された信号の初期に閉じた「アイ(eye) 」を開
くのに役立つ。トレーニング信号で適応したあと、この
「アイ」は充分に開いているので、イコライザは決定指
向(decision-directed) 動作モードに切り替えられる。
このモードにあるとき、フィルタ・タップ・ウェイトの
最終的収束は、トレーニング信号を使用するのではな
く、イコライザの出力からのシンボルの実際値を使用す
ることによって達成される。決定指向等化モードは、周
期的に送信されるトレーニング信号を使用する方法より
も、経時的に変化するチャネル歪みを高速にトラッキン
グし、キャンセルすることができる。決定指向等化を行
うにあたり、信頼性ある収束と安定した係数値を得るた
めには、その決定の約９０％が正確でなければならな
い。トレーニング信号は、イコライザがこの９０％正確
な決定レベルを達成するのに役立つ。
【０００７】しかし、実際には、トレーニング信号は常
に利用できるとは限らない。そのような場合には、イコ
ライザ係数値の初期収束を得、そしてアイを開かさせる
ために、「ブラインド」等化がしばしば使用されてい
る。このブラインド等化は幅広く研究され、例えば、Ｑ
ＡＭシステム用に使用されている。ブラインド等化アル
ゴリズムの中で最も普及しているものとして、一定モジ
ュラス・アルゴリズム(Constant Modulus Algorithm -
ＣＭＡ）、および、低減コンステレーション・アルゴリ
ズム（Reduced Constellation Algorithm - ＲＣＡ）が
ある。これらのアルゴリズムは、例えば、Proakis 著
「ディジタル・コミュニケーション(DigitalCommunicat
ions)」、MaGraw-Hill, New York, 1989 および Godard
著「２次元データ・コミュニケーション・システムに
おける自己回復等化および搬送波トラッキング(Self-Re
covering Equalization and Carrier Tracking in Two
Dimensional Data Communication Systems) 」、IEEE T
ransactions on Communications, Nov. 1980で論じられ
ている。要約して説明すると、ＣＭＡは、決定の瞬時に
おいて、検出されたデータ・シンボルのモジュラスは異
なる直径のいくつかの（コンステレーション）サークル
の１つを定義している点の軌跡上にあるはずであるとの
事実を基礎にしている。ＲＣＡは、メイン・トランスミ
ッテド・コンステレーション内に「スーパ・コンステレ
ーション(super constellations)」を形成することを基
礎にしている。データ信号は、まずスーパ・コンステレ
ーションの中に収まるようにされ、次に、スーパ・コン
ステレーションはコンステレーション全体を含むように
細分割(subdivide) される。
に利用できるとは限らない。そのような場合には、イコ
ライザ係数値の初期収束を得、そしてアイを開かさせる
ために、「ブラインド」等化がしばしば使用されてい
る。このブラインド等化は幅広く研究され、例えば、Ｑ
ＡＭシステム用に使用されている。ブラインド等化アル
ゴリズムの中で最も普及しているものとして、一定モジ
ュラス・アルゴリズム(Constant Modulus Algorithm -
ＣＭＡ）、および、低減コンステレーション・アルゴリ
ズム（Reduced Constellation Algorithm - ＲＣＡ）が
ある。これらのアルゴリズムは、例えば、Proakis 著
「ディジタル・コミュニケーション(DigitalCommunicat
ions)」、MaGraw-Hill, New York, 1989 および Godard
著「２次元データ・コミュニケーション・システムに
おける自己回復等化および搬送波トラッキング(Self-Re
covering Equalization and Carrier Tracking in Two
Dimensional Data Communication Systems) 」、IEEE T
ransactions on Communications, Nov. 1980で論じられ
ている。要約して説明すると、ＣＭＡは、決定の瞬時に
おいて、検出されたデータ・シンボルのモジュラスは異
なる直径のいくつかの（コンステレーション）サークル
の１つを定義している点の軌跡上にあるはずであるとの
事実を基礎にしている。ＲＣＡは、メイン・トランスミ
ッテド・コンステレーション内に「スーパ・コンステレ
ーション(super constellations)」を形成することを基
礎にしている。データ信号は、まずスーパ・コンステレ
ーションの中に収まるようにされ、次に、スーパ・コン
ステレーションはコンステレーション全体を含むように
細分割(subdivide) される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】フィード・フォワード
・フィルタ（ＦＦＦ）および決定フィードバック・フィ
ルタ（ＤＦＦ）をイコライザとして使用している従来の
システムでは、ＦＦＦは初期信号獲得インターバル中に
適応ブラインド等化（決定指向でない）を行うのが一般
的である。ＤＦＦはこの時点では等化を行わない。ブラ
インド等化インターバルが終了すると、決定指向等化の
ためにＤＦＦがアクチベートされる。この時点で、ＦＦ
ＦとＤＦＦは共に、ある決定指向モードにおいてローカ
ルに生成された制御信号に応答して適応（更新）される
それぞれの係数を持つ。例えば、スライサ・ネットワー
ク(slicer network)の入力と出力に現れるシンボル・サ
ンプル間の差分に基づいて、適応（更新）される。この
解決手法にはいくつかの欠点がある。顕著なＩＳＩおよ
びゴースト効果が存在する場合は、フィルタ・センタ・
タップがシンボル「ゴースト」で汚染されるので、ＦＦ
Ｆは等化を達成することが困難になる。プリ・ゴースト
(pre-ghost) とポスト・ゴースト(post-ghost)を等化す
るために、ＦＦＦはプリ・カーソル・タップ(pre-curso
r tap)とポスト・カーソル・タップ(post-cursor tap)
の両方を採用している。ＦＦＦのポスト・カーソル・タ
ップはＤＦＦのポスト・カーソル・タップとオーバラッ
プしているため、フィルタ・タップの使用が効率的でな
い。本発明によるシステムはこの欠点を解決したもので
ある。
・フィルタ（ＦＦＦ）および決定フィードバック・フィ
ルタ（ＤＦＦ）をイコライザとして使用している従来の
システムでは、ＦＦＦは初期信号獲得インターバル中に
適応ブラインド等化（決定指向でない）を行うのが一般
的である。ＤＦＦはこの時点では等化を行わない。ブラ
インド等化インターバルが終了すると、決定指向等化の
ためにＤＦＦがアクチベートされる。この時点で、ＦＦ
ＦとＤＦＦは共に、ある決定指向モードにおいてローカ
ルに生成された制御信号に応答して適応（更新）される
それぞれの係数を持つ。例えば、スライサ・ネットワー
ク(slicer network)の入力と出力に現れるシンボル・サ
ンプル間の差分に基づいて、適応（更新）される。この
解決手法にはいくつかの欠点がある。顕著なＩＳＩおよ
びゴースト効果が存在する場合は、フィルタ・センタ・
タップがシンボル「ゴースト」で汚染されるので、ＦＦ
Ｆは等化を達成することが困難になる。プリ・ゴースト
(pre-ghost) とポスト・ゴースト(post-ghost)を等化す
るために、ＦＦＦはプリ・カーソル・タップ(pre-curso
r tap)とポスト・カーソル・タップ(post-cursor tap)
の両方を採用している。ＦＦＦのポスト・カーソル・タ
ップはＤＦＦのポスト・カーソル・タップとオーバラッ
プしているため、フィルタ・タップの使用が効率的でな
い。本発明によるシステムはこの欠点を解決したもので
ある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の原理によれば、
ディジタル信号プロセッサは、決定指向等化の前とその
期間中では異なる動作モードを示す決定フィードバック
・フィルタ(decisionfeedback filter - ＤＦＦ）を含
んでいる。特に、ＤＦＦは、ブラインド等化(blind equ
alization)の期間中にはリニア・フィードバック・フィ
ルタとして動作し、ブラインド等化の後には決定指向モ
ードにおいてノンリニア・フィルタとして動作する。
ディジタル信号プロセッサは、決定指向等化の前とその
期間中では異なる動作モードを示す決定フィードバック
・フィルタ(decisionfeedback filter - ＤＦＦ）を含
んでいる。特に、ＤＦＦは、ブラインド等化(blind equ
alization)の期間中にはリニア・フィードバック・フィ
ルタとして動作し、ブラインド等化の後には決定指向モ
ードにおいてノンリニア・フィルタとして動作する。
【００１０】好適な実施の形態は、フィード・フォワー
ド・フィルタ（feed-forward filter - ＦＦＦ）、決定
フィードバック・フィルタ(decision feedback filter
- ＤＦＦ）、およびシンボル・スライサ(symbol slice
r) を含んでいる。ブラインド等化の初期フェーズ期間
には、スライサ出力信号はＤＦＦから切り離されて、ス
ライサ入力信号で置き換えられ、ＦＦＦはその係数が適
応されない静的状態(static)にあり、そして、ＤＦＦ
は、ブラインド適応アルゴリズムを使用してその係数を
適応する、リニア・フィードバック・フィルタとして非
決定指向モードで動作する。その後のブラインド等化イ
ンターバルでは、ＦＦＦ係数はブラインド・アルゴリズ
ムを使用して更新され、また、ＤＦＦは以前と同じよう
に動作する。その後、決定指向モードにおいて、スライ
サ出力信号はＤＦＦを含む回路に入力され、ＦＦＦ係数
は制御信号に応答して適応され、ＤＦＦは決定指向ノン
リニア・フィルタとして動作し、その係数は制御信号に
応答して適応される。開示されているシステムによれ
ば、イコライザ・フィルタ・タップのより良い利用が行
われ、さらに決定指向ＤＦＦ等化システムの能力を高め
ることにより、大きなゴースト信号が存在するとき高速
収束を達成するという利点が得られる。
ド・フィルタ（feed-forward filter - ＦＦＦ）、決定
フィードバック・フィルタ(decision feedback filter
- ＤＦＦ）、およびシンボル・スライサ(symbol slice
r) を含んでいる。ブラインド等化の初期フェーズ期間
には、スライサ出力信号はＤＦＦから切り離されて、ス
ライサ入力信号で置き換えられ、ＦＦＦはその係数が適
応されない静的状態(static)にあり、そして、ＤＦＦ
は、ブラインド適応アルゴリズムを使用してその係数を
適応する、リニア・フィードバック・フィルタとして非
決定指向モードで動作する。その後のブラインド等化イ
ンターバルでは、ＦＦＦ係数はブラインド・アルゴリズ
ムを使用して更新され、また、ＤＦＦは以前と同じよう
に動作する。その後、決定指向モードにおいて、スライ
サ出力信号はＤＦＦを含む回路に入力され、ＦＦＦ係数
は制御信号に応答して適応され、ＤＦＦは決定指向ノン
リニア・フィルタとして動作し、その係数は制御信号に
応答して適応される。開示されているシステムによれ
ば、イコライザ・フィルタ・タップのより良い利用が行
われ、さらに決定指向ＤＦＦ等化システムの能力を高め
ることにより、大きなゴースト信号が存在するとき高速
収束を達成するという利点が得られる。
【００１１】本発明の特徴によれば、ＦＦＦはプリ・ゴ
ースト信号およびポスト・ゴースト信号の両方を補償す
るのではなく、プリ・ゴースト信号を補償し、ＤＦＦは
プリ・ゴースト信号が実質上除かれたポスト・ゴースト
信号を補償する。
ースト信号およびポスト・ゴースト信号の両方を補償す
るのではなく、プリ・ゴースト信号を補償し、ＤＦＦは
プリ・ゴースト信号が実質上除かれたポスト・ゴースト
信号を補償する。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１に示すように、変調されたア
ナログＨＤＴＶ信号はアンテナ１０によって受信され、
例えば、ＲＦチューニング回路と、中間周波通過帯域
（パスバンド）出力信号を出力するダブル変換チューナ
(double conversion tuner) と、適切な利得制御回路と
を含んでいる入力ネットワーク（回路網）１４によって
処理される。受信された信号は直交振幅変調 (quadratu
re amplitude modulation)（例えば、公知の１６−ＱＡ
Ｍまたは３２−ＱＡＭ）を呈していることもあれば、Ｑ
ＰＳＫあるいはＶＳＢなどの、他の形態のＰＡＭ変調を
呈していることもある。ＱＡＭはパルス振幅変調（puls
e amplitude modulated - ＰＡＭ）信号の一種であり、
ここで、ディジタル信号は直交する実数(Real)軸と虚数
(Imaginary) 軸によって定義された２次元グリッド状シ
ンボル・コンステレーションにより表される。ＶＳＢ信
号は、例えば、米国においてグランド・アライアンスＨ
ＤＴＶシステムで使用するために提案されているよう
に、１次元データ・シンボル・コンステレーションで表
され、ここでは、受信装置で回復される量子化データは
１つの軸だけに収められている。図を簡略化するため
に、図示されている機能ブロックをクロックするための
信号や、受信された信号からタイミング信号およびクロ
ック信号を取り出すためのタイミング回復ネットワーク
は図に示されていない。
ナログＨＤＴＶ信号はアンテナ１０によって受信され、
例えば、ＲＦチューニング回路と、中間周波通過帯域
（パスバンド）出力信号を出力するダブル変換チューナ
(double conversion tuner) と、適切な利得制御回路と
を含んでいる入力ネットワーク（回路網）１４によって
処理される。受信された信号は直交振幅変調 (quadratu
re amplitude modulation)（例えば、公知の１６−ＱＡ
Ｍまたは３２−ＱＡＭ）を呈していることもあれば、Ｑ
ＰＳＫあるいはＶＳＢなどの、他の形態のＰＡＭ変調を
呈していることもある。ＱＡＭはパルス振幅変調（puls
e amplitude modulated - ＰＡＭ）信号の一種であり、
ここで、ディジタル信号は直交する実数(Real)軸と虚数
(Imaginary) 軸によって定義された２次元グリッド状シ
ンボル・コンステレーションにより表される。ＶＳＢ信
号は、例えば、米国においてグランド・アライアンスＨ
ＤＴＶシステムで使用するために提案されているよう
に、１次元データ・シンボル・コンステレーションで表
され、ここでは、受信装置で回復される量子化データは
１つの軸だけに収められている。図を簡略化するため
に、図示されている機能ブロックをクロックするための
信号や、受信された信号からタイミング信号およびクロ
ック信号を取り出すためのタイミング回復ネットワーク
は図に示されていない。
【００１３】入力プロセッサ１４からの通過帯域出力信
号はアナログ・ディジタル・コンバータ１６によってア
ナログからディジタルに変換され、位相スプリッタ(pha
se splitter)１８に入力され、そこでユニット１６から
の信号の直角位相「Ｉ」および「Ｑ」複素（実数および
虚数）成分に分離される。ユニット１８からのＩ信号お
よびＱ信号は、ディジタル・データのほかに、伝送チャ
ネル妨害およびアーティファクト(artifacts) が原因で
起こるシンボル間干渉（inter-symbol interference -
ＩＳＩ）も含んでいる。この信号はイコライザ（等化
器）、例えば、フラクショナル・スペース・イコライザ
(fractionally spaced equalizer) として動作する複素
フィード・フォワード・フィルタ（ＦＦＦ）に入力され
る。このフィルタは、このケースでは、ディジタルＦＩ
Ｒフィルタとして実現されている。ある動作モードにあ
るとき、イコライザ・フィルタ２０の係数値（タップ・
ウェイト）は制御信号ジェネレータ２６からの制御信号
によって適応的に制御されるが、これについては以下で
説明する。ユニット２０からの等化された信号は、ユニ
ット２２によってデシメート（ダウンサンプル）され
る。デシメータ(decimator) ２２は、ＦＦＦ２０からの
出力信号のシンボル・レートを２サンプル／シンボルか
ら１サンプル／シンボルに低減して、このシステムの後
続ネットワークで扱えるようにする。デシメータ２２の
使用は任意(optional)であり、システムによっては必要
でない場合もある。
号はアナログ・ディジタル・コンバータ１６によってア
ナログからディジタルに変換され、位相スプリッタ(pha
se splitter)１８に入力され、そこでユニット１６から
の信号の直角位相「Ｉ」および「Ｑ」複素（実数および
虚数）成分に分離される。ユニット１８からのＩ信号お
よびＱ信号は、ディジタル・データのほかに、伝送チャ
ネル妨害およびアーティファクト(artifacts) が原因で
起こるシンボル間干渉（inter-symbol interference -
ＩＳＩ）も含んでいる。この信号はイコライザ（等化
器）、例えば、フラクショナル・スペース・イコライザ
(fractionally spaced equalizer) として動作する複素
フィード・フォワード・フィルタ（ＦＦＦ）に入力され
る。このフィルタは、このケースでは、ディジタルＦＩ
Ｒフィルタとして実現されている。ある動作モードにあ
るとき、イコライザ・フィルタ２０の係数値（タップ・
ウェイト）は制御信号ジェネレータ２６からの制御信号
によって適応的に制御されるが、これについては以下で
説明する。ユニット２０からの等化された信号は、ユニ
ット２２によってデシメート（ダウンサンプル）され
る。デシメータ(decimator) ２２は、ＦＦＦ２０からの
出力信号のシンボル・レートを２サンプル／シンボルか
ら１サンプル／シンボルに低減して、このシステムの後
続ネットワークで扱えるようにする。デシメータ２２の
使用は任意(optional)であり、システムによっては必要
でない場合もある。
【００１４】ユニット１９はユニット１８からの出力信
号について予備的復調（これは公知である）を行い、そ
の出力信号はイコライザ２０に入力される。この予備的
復調は、信号をベースバンドに近づけることによって、
後続の回路がより高い中間周波数（ＩＦ）の信号を処理
しないで済むようにするものである。この目的のために
使用されるローカル生成搬送周波数は、送信搬送周波数
に正確に一致していないことがあるので、この復調を行
うと、位相誤差が生じることになる。これらの位相誤差
は、搬送波回復ネットワーク４６と関連したデ・ロテー
タ(de-rotator)３６（複素マルチプライヤ）およびスラ
イサ４０を含む別の復調プロセスによって補正される。
ネットワーク４６は、シンボル入力とスライサ４０の対
応するシンボル出力との間の差分に応じて、正弦波位相
誤差を表す信号(sinusoidal phase error representati
ve signal)Ｅを出力する。各シンボルごとに、スライサ
４０は、シンボル・コンステレーションの中で入力シン
ボル・サンプルに最も近い点に対応するデータ・シンボ
ルをその決定として、プログラムされたルックアップ・
テーブルから選択する。すなわち、スライサ４０は、そ
のアルファベットの中で入力シンボル・サンプルに最も
近いユークリッド距離にあるシンボルをその決定として
選択する。誤差信号Ｅはこの距離の関数である。この誤
差信号は、搬送周波数オフセットが原因で起こるシンボ
ル・コンステレーションの回転を停止するために、デ・
ロテータ３６の制御入力端に印加される。予備的復調、
搬送波回復、スライシングおよびデロテーティング動作
に関しては、Lee およびMesserschmitt 共著「ディジタ
ル・コミュニケーション(Digital Communication) 」、
Kluwer Academic Publishers, Boston MA USA に詳しく
説明されている。
号について予備的復調（これは公知である）を行い、そ
の出力信号はイコライザ２０に入力される。この予備的
復調は、信号をベースバンドに近づけることによって、
後続の回路がより高い中間周波数（ＩＦ）の信号を処理
しないで済むようにするものである。この目的のために
使用されるローカル生成搬送周波数は、送信搬送周波数
に正確に一致していないことがあるので、この復調を行
うと、位相誤差が生じることになる。これらの位相誤差
は、搬送波回復ネットワーク４６と関連したデ・ロテー
タ(de-rotator)３６（複素マルチプライヤ）およびスラ
イサ４０を含む別の復調プロセスによって補正される。
ネットワーク４６は、シンボル入力とスライサ４０の対
応するシンボル出力との間の差分に応じて、正弦波位相
誤差を表す信号(sinusoidal phase error representati
ve signal)Ｅを出力する。各シンボルごとに、スライサ
４０は、シンボル・コンステレーションの中で入力シン
ボル・サンプルに最も近い点に対応するデータ・シンボ
ルをその決定として、プログラムされたルックアップ・
テーブルから選択する。すなわち、スライサ４０は、そ
のアルファベットの中で入力シンボル・サンプルに最も
近いユークリッド距離にあるシンボルをその決定として
選択する。誤差信号Ｅはこの距離の関数である。この誤
差信号は、搬送周波数オフセットが原因で起こるシンボ
ル・コンステレーションの回転を停止するために、デ・
ロテータ３６の制御入力端に印加される。予備的復調、
搬送波回復、スライシングおよびデロテーティング動作
に関しては、Lee およびMesserschmitt 共著「ディジタ
ル・コミュニケーション(Digital Communication) 」、
Kluwer Academic Publishers, Boston MA USA に詳しく
説明されている。
【００１５】ユニット２２からの出力信号は、イコライ
ザとして動作する決定フィードバック・フィルタ（ＤＦ
Ｆ）３０からの等化された出力信号と加算器２４によっ
て結合される。なお、これについては以下に述べる。Ｄ
ＦＦ３０は、ＦＦＦ２０で除去されなかったシンボル間
干渉を除去する。加算器２４からの出力信号は、前述し
たように搬送周波数オフセットに起因する回転シンボル
・コンステレーションを示している。この回転は、正弦
波誤差制御信号Ｅを搬送波回復ネットワーク４６の出力
端からデ・ロテータ３６のマルチプライヤ入力端の１つ
に印加することによって停止され、そして信号はベース
バンドに移される。
ザとして動作する決定フィードバック・フィルタ（ＤＦ
Ｆ）３０からの等化された出力信号と加算器２４によっ
て結合される。なお、これについては以下に述べる。Ｄ
ＦＦ３０は、ＦＦＦ２０で除去されなかったシンボル間
干渉を除去する。加算器２４からの出力信号は、前述し
たように搬送周波数オフセットに起因する回転シンボル
・コンステレーションを示している。この回転は、正弦
波誤差制御信号Ｅを搬送波回復ネットワーク４６の出力
端からデ・ロテータ３６のマルチプライヤ入力端の１つ
に印加することによって停止され、そして信号はベース
バンドに移される。
【００１６】スライサ４０の出力信号または入力信号は
どちらかが、決定指向スイッチ(decision directed swi
tch)４２からの制御信号に応答して、マルチプレクサ
（ＭＵＸ）４４を介してリ・ロテータ(re-rotator)５０
（複素マルチプライヤ）の入力端に入力される。これに
ついては後述する。リ・ロテータ５０の別の入力端に
は、複素共役ネットワーク(complex conjugation netwo
rk) ５２から複素誤差信号Ｅの共役バージョンが入力さ
れる。ネットワーク５２は、誤差信号Ｅの虚数成分を公
知の信号処理手法を用いて反転することによって、誤差
信号の複素共役(complex conjugate) を発生する。この
複素共役により、マルチプライヤ５０はその入力端に印
加された信号を、デ・ロテータ３６と同量だけ、反対方
向に回転させる。かくして、再回転すると、シンボル・
コンステレーションは回転し、ユニット３６によるデ・
ロテーション以前の状態に戻る。これが必要になる理由
は、加算器２４でＤＦＦ３０からの等化出力信号がＦＦ
Ｆ２０からの等化出力信号に加算されるので、ユニット
２４によって加算された等化信号を、シンボル・コンス
テレーションの回転特性について時間的に一致させる必
要があるからである。
どちらかが、決定指向スイッチ(decision directed swi
tch)４２からの制御信号に応答して、マルチプレクサ
（ＭＵＸ）４４を介してリ・ロテータ(re-rotator)５０
（複素マルチプライヤ）の入力端に入力される。これに
ついては後述する。リ・ロテータ５０の別の入力端に
は、複素共役ネットワーク(complex conjugation netwo
rk) ５２から複素誤差信号Ｅの共役バージョンが入力さ
れる。ネットワーク５２は、誤差信号Ｅの虚数成分を公
知の信号処理手法を用いて反転することによって、誤差
信号の複素共役(complex conjugate) を発生する。この
複素共役により、マルチプライヤ５０はその入力端に印
加された信号を、デ・ロテータ３６と同量だけ、反対方
向に回転させる。かくして、再回転すると、シンボル・
コンステレーションは回転し、ユニット３６によるデ・
ロテーション以前の状態に戻る。これが必要になる理由
は、加算器２４でＤＦＦ３０からの等化出力信号がＦＦ
Ｆ２０からの等化出力信号に加算されるので、ユニット
２４によって加算された等化信号を、シンボル・コンス
テレーションの回転特性について時間的に一致させる必
要があるからである。
【００１７】ＦＦＦ２０とＤＦＦ３０は共に、ブライン
ド・モードおよび決定指向モードの期間中に制御信号ジ
ェネレータ２６からの係数制御(Coefficient Control)
信号に応答して適応（更新）される係数値をもってい
る。ジェネレータ２６は、また、ブラインド・モードと
決定指向等化モードとの間に、スイッチ４２の動作を制
御するためのスライス誤差信号も発生する。ユニット２
６の動作は後に詳しく説明する。
ド・モードおよび決定指向モードの期間中に制御信号ジ
ェネレータ２６からの係数制御(Coefficient Control)
信号に応答して適応（更新）される係数値をもってい
る。ジェネレータ２６は、また、ブラインド・モードと
決定指向等化モードとの間に、スイッチ４２の動作を制
御するためのスライス誤差信号も発生する。ユニット２
６の動作は後に詳しく説明する。
【００１８】等化されたベースバンド信号は、ユニット
６０によってデコード（復号）化され、出力ネットワー
ク６４によって処理される。デコーダ（復号器）６０
は、例えば、公知のように、デ・インタリーバ(de-inte
rleaver)、リード・ソロモン(Reed-Solomon)誤り訂正お
よびオーディオ／ビデオ・デコーダ・ネットワークで構
成することができる。出力プロセッサ６４はオーディオ
／ビデオ・プロセッサおよびオーディオ／ビデオ再生デ
バイスを含むことができる。
６０によってデコード（復号）化され、出力ネットワー
ク６４によって処理される。デコーダ（復号器）６０
は、例えば、公知のように、デ・インタリーバ(de-inte
rleaver)、リード・ソロモン(Reed-Solomon)誤り訂正お
よびオーディオ／ビデオ・デコーダ・ネットワークで構
成することができる。出力プロセッサ６４はオーディオ
／ビデオ・プロセッサおよびオーディオ／ビデオ再生デ
バイスを含むことができる。
【００１９】ＦＦＦ２０とＤＦＦ３０は共にディジタル
・フィルタであり、それぞれが等化を行う機能を備えて
いる。これらのフィルタを１つの集合として考えると、
これらはデコーダ６０への入力信号を等化する集合イコ
ライザ(aggregate equalizer) となる。ＦＦＦ２０およ
びＤＦＦ３０は、ブラインド等化インターバルと決定指
向等化インターバルにわたって、異なる動作モードを呈
する。特に、ＤＦＦ３０はブラインド等化期間中にはリ
ニア・フィードバック・フィルタとして動作し、ブライ
ンド等化に続く決定指向モードではノンリニア・フィル
タとして動作する。ＦＦＦ２０は、ブラインド等化イン
ターバルの初期部分の期間中には静的であるので、その
係数は更新されないが、ブラインド等化インターバルの
残余期間中と決定指向インターバル期間中には適応的に
動作する。これらの機能は、スイッチ４２とマルチプレ
クサ４４によって容易化されている。
・フィルタであり、それぞれが等化を行う機能を備えて
いる。これらのフィルタを１つの集合として考えると、
これらはデコーダ６０への入力信号を等化する集合イコ
ライザ(aggregate equalizer) となる。ＦＦＦ２０およ
びＤＦＦ３０は、ブラインド等化インターバルと決定指
向等化インターバルにわたって、異なる動作モードを呈
する。特に、ＤＦＦ３０はブラインド等化期間中にはリ
ニア・フィードバック・フィルタとして動作し、ブライ
ンド等化に続く決定指向モードではノンリニア・フィル
タとして動作する。ＦＦＦ２０は、ブラインド等化イン
ターバルの初期部分の期間中には静的であるので、その
係数は更新されないが、ブラインド等化インターバルの
残余期間中と決定指向インターバル期間中には適応的に
動作する。これらの機能は、スイッチ４２とマルチプレ
クサ４４によって容易化されている。
【００２０】等化動作は、ブラインド等化インターバル
と、そのあとに続く決定指向インターバルにわたってい
る。ブラインド・インターバルは、初期フェーズと最終
フェーズを含んでいる。ブラインド等化の初期フェーズ
は、例えば、システムに初めて電源を入れたときや、シ
ステムがリセットされたとき、開始される。この時点に
おいて、電源投入またはリセットに応答してローカル・
マイクロコントローラにより生成されるモード選択(Mod
e Select) 信号は、ブラインド等化が実行されることを
示す状態(state) を表している。モード選択信号のこの
状態(condition) に応答して、マルチプレクサ（ＭＵ
Ｘ）２３はＭＵＸ入力信号Ｑを、ＦＦＦ２０およびＤＦ
Ｆ３０の係数制御信号として、その出力端に切替出力す
る。信号Ｑは、加算器２４から出力された出力信号に応
答して、ＣＭＡアルゴリズム（公知である）を採用する
ネットワーク２５によって与えられる。なお、ここで注
意すべきことは、ＤＦＦ３０の係数はブラインド等化イ
ンターバルの初期部分の期間中に係数制御信号に応答し
て適応されるが、ＦＦＦ２０の係数はこの時点では適応
されないことである。ＦＦＦ２０のこの静的状態(stati
c condition)は、あらかじめ決められた個数のシンボル
がサンプルされるまで維持されている。
と、そのあとに続く決定指向インターバルにわたってい
る。ブラインド・インターバルは、初期フェーズと最終
フェーズを含んでいる。ブラインド等化の初期フェーズ
は、例えば、システムに初めて電源を入れたときや、シ
ステムがリセットされたとき、開始される。この時点に
おいて、電源投入またはリセットに応答してローカル・
マイクロコントローラにより生成されるモード選択(Mod
e Select) 信号は、ブラインド等化が実行されることを
示す状態(state) を表している。モード選択信号のこの
状態(condition) に応答して、マルチプレクサ（ＭＵ
Ｘ）２３はＭＵＸ入力信号Ｑを、ＦＦＦ２０およびＤＦ
Ｆ３０の係数制御信号として、その出力端に切替出力す
る。信号Ｑは、加算器２４から出力された出力信号に応
答して、ＣＭＡアルゴリズム（公知である）を採用する
ネットワーク２５によって与えられる。なお、ここで注
意すべきことは、ＤＦＦ３０の係数はブラインド等化イ
ンターバルの初期部分の期間中に係数制御信号に応答し
て適応されるが、ＦＦＦ２０の係数はこの時点では適応
されないことである。ＦＦＦ２０のこの静的状態(stati
c condition)は、あらかじめ決められた個数のシンボル
がサンプルされるまで維持されている。
【００２１】ブラインド等化の初期フェーズ期間中に
は、ＤＦＦ３０は、ＣＭＡブラインド適応アルゴリズム
によって得られた係数制御信号に応答して、リニア・フ
ィルタとして動作する。ＤＦＦ３０がリニア・フィルタ
として初期動作すると、ある程度の収束が得られるの
で、以下に述べるように、特に顕著な信号ゴーストが存
在するときシステムによる等化が容易化される。あらか
じめ決められた個数のシンボルがサンプリングされる
と、例えば、１０，０００個のシンボルがサンプリング
されると、ＦＦＦ２０は適応動作(adaptive operation)
を行うようにイネーブルされ、その係数はＣＭＡブライ
ンド適応アルゴリズムを使用して得られた係数制御信号
に応答して更新される。ＤＦＦ３０は、ブラインド適応
アルゴリズムを使用することによりリニア・フィードバ
ック・フィルタとしてブラインド等化を行うことを続け
る。ＦＦＦ２０は、ＦＦＦ２０の係数制御回路と関連づ
けてカウンタ、アキュムレータおよびコンパレータを使
用することによって適応等化を行うようにイネーブルさ
れることができる。これらのエレメントは図面を簡略化
するために示されていない。あらかじめ決められた個数
のシンボルがサンプリングされたこと（これはブライン
ド等化インターバルの初期フェーズの終了を意味する）
をコンパレータが検知した後、ＦＦＦ２０の係数制御回
路は、コンパレータからの制御信号に応答して適切なス
イッチング・ネットワークによりイネーブルされる。
は、ＤＦＦ３０は、ＣＭＡブラインド適応アルゴリズム
によって得られた係数制御信号に応答して、リニア・フ
ィルタとして動作する。ＤＦＦ３０がリニア・フィルタ
として初期動作すると、ある程度の収束が得られるの
で、以下に述べるように、特に顕著な信号ゴーストが存
在するときシステムによる等化が容易化される。あらか
じめ決められた個数のシンボルがサンプリングされる
と、例えば、１０，０００個のシンボルがサンプリング
されると、ＦＦＦ２０は適応動作(adaptive operation)
を行うようにイネーブルされ、その係数はＣＭＡブライ
ンド適応アルゴリズムを使用して得られた係数制御信号
に応答して更新される。ＤＦＦ３０は、ブラインド適応
アルゴリズムを使用することによりリニア・フィードバ
ック・フィルタとしてブラインド等化を行うことを続け
る。ＦＦＦ２０は、ＦＦＦ２０の係数制御回路と関連づ
けてカウンタ、アキュムレータおよびコンパレータを使
用することによって適応等化を行うようにイネーブルさ
れることができる。これらのエレメントは図面を簡略化
するために示されていない。あらかじめ決められた個数
のシンボルがサンプリングされたこと（これはブライン
ド等化インターバルの初期フェーズの終了を意味する）
をコンパレータが検知した後、ＦＦＦ２０の係数制御回
路は、コンパレータからの制御信号に応答して適切なス
イッチング・ネットワークによりイネーブルされる。
【００２２】ブラインド等化インターバルの初期フェー
ズと最終フェーズの全期間を通して、制御ジェネレータ
２６内の差分シンボル・プロセッサ(differential symb
ol processor) ２１は、スライサ４０の対応する入力シ
ンボルと出力シンボルの位置の間の差分を評価し、この
差分の関数として出力スライス誤差(Slice Error) 制御
信号を出力する。このプロセスは周知である。スライス
誤差(Slice Error) 信号は、ブラインド等化モードと決
定指向等化モードとの間におけるスイッチ４２のスイッ
チング動作を制御する。具体的には、あらかじめ決めた
決定領域内で、プログラムされた（予測）シンボル点を
取り巻くシンボル点の数があらかじめ決めた値まで達し
たことをスイッチ４２が検知したとき、システムは決定
指向モードに切り替わる。決定領域内のシンボル点の数
が増加したことは、収束が増大したことを示している。
ズと最終フェーズの全期間を通して、制御ジェネレータ
２６内の差分シンボル・プロセッサ(differential symb
ol processor) ２１は、スライサ４０の対応する入力シ
ンボルと出力シンボルの位置の間の差分を評価し、この
差分の関数として出力スライス誤差(Slice Error) 制御
信号を出力する。このプロセスは周知である。スライス
誤差(Slice Error) 信号は、ブラインド等化モードと決
定指向等化モードとの間におけるスイッチ４２のスイッ
チング動作を制御する。具体的には、あらかじめ決めた
決定領域内で、プログラムされた（予測）シンボル点を
取り巻くシンボル点の数があらかじめ決めた値まで達し
たことをスイッチ４２が検知したとき、システムは決定
指向モードに切り替わる。決定領域内のシンボル点の数
が増加したことは、収束が増大したことを示している。
【００２３】例えば、シンボル・サンプル数が与えられ
ているときの、決定領域の内側に位置するデータ点の数
は、ユニット４２内のアキュムレータとカウンタによっ
て測定される。決定領域内の測定されたサンプル数がス
ライス誤差(Slice Error) 信号の値で示された、あらか
じめ決められたしきい値を越えていれば（例えば、１０
００サンプルのうち５００）、スイッチ４２内のコンパ
レータはその値を検知し、ＭＵＸ４４をブラインド・モ
ードから決定指向モードにスイッチさせる出力制御信号
を出力する。決定指向モードでは、ＭＵＸ４４はスライ
サ４０の出力信号をデコーダ６０に伝達すると共に、リ
・ロテータ５０を経由してＤＦＦ３０に伝達する。これ
と同時に、スイッチ４２で生成された制御信号は、（ロ
ーカル・マイクロコントローラを介して）ＭＵＸ２３の
モード選択制御信号の状態を変更するために使用され、
従って、決定指向モードにあるとき、ＭＵＸ２３は、ス
ライス誤差信号（入力Ｐ）を決定指向モードにおけるＦ
ＦＦ２０とＤＦＦ３０の係数制御信号として選択できる
ようにする。他の方法として、別のコンパレータをこの
目的のために使用することも可能である。
ているときの、決定領域の内側に位置するデータ点の数
は、ユニット４２内のアキュムレータとカウンタによっ
て測定される。決定領域内の測定されたサンプル数がス
ライス誤差(Slice Error) 信号の値で示された、あらか
じめ決められたしきい値を越えていれば（例えば、１０
００サンプルのうち５００）、スイッチ４２内のコンパ
レータはその値を検知し、ＭＵＸ４４をブラインド・モ
ードから決定指向モードにスイッチさせる出力制御信号
を出力する。決定指向モードでは、ＭＵＸ４４はスライ
サ４０の出力信号をデコーダ６０に伝達すると共に、リ
・ロテータ５０を経由してＤＦＦ３０に伝達する。これ
と同時に、スイッチ４２で生成された制御信号は、（ロ
ーカル・マイクロコントローラを介して）ＭＵＸ２３の
モード選択制御信号の状態を変更するために使用され、
従って、決定指向モードにあるとき、ＭＵＸ２３は、ス
ライス誤差信号（入力Ｐ）を決定指向モードにおけるＦ
ＦＦ２０とＤＦＦ３０の係数制御信号として選択できる
ようにする。他の方法として、別のコンパレータをこの
目的のために使用することも可能である。
【００２４】ジェネレータ２６はスライス誤差信号を生
成し、これを係数制御信号として決定指向インターバル
期間中にＦＦＦ２０とＤＦＦ３０へ送り、それぞれに関
連する係数の値を適応させる。従って、決定指向等化モ
ードでは、ＦＦＦ２０は適応的に動作し、ＤＦＦ３０は
ノンリニア決定指向フィードバック・フィルタとして適
応的に動作する。
成し、これを係数制御信号として決定指向インターバル
期間中にＦＦＦ２０とＤＦＦ３０へ送り、それぞれに関
連する係数の値を適応させる。従って、決定指向等化モ
ードでは、ＦＦＦ２０は適応的に動作し、ＤＦＦ３０は
ノンリニア決定指向フィードバック・フィルタとして適
応的に動作する。
【００２５】この例では、ＦＦＦ２０は等化範囲が制限
され、プリ・ゴースト成分とポスト・ゴースト成分の両
方を等化するのではなく、プリ・ゴースト成分だけを等
化する。これはアンチ・コーザル等化(anti-causal equ
alization - 反因果的等化)として知られている。ＤＦ
Ｆ３０はポスト・ゴースト成分だけを等化する。つま
り、コーザル等化（causal equalization - 因果的等
化) である。ＦＦＦ２０とＤＦＦ３０のこのような構成
は、時間ドメインにおいて、特にポスト・ゴーストに関
してタップ・オーバラップ（冗長タップ）が回避される
ので、フィルタ・タップの効率的使用を意味する。
され、プリ・ゴースト成分とポスト・ゴースト成分の両
方を等化するのではなく、プリ・ゴースト成分だけを等
化する。これはアンチ・コーザル等化(anti-causal equ
alization - 反因果的等化)として知られている。ＤＦ
Ｆ３０はポスト・ゴースト成分だけを等化する。つま
り、コーザル等化（causal equalization - 因果的等
化) である。ＦＦＦ２０とＤＦＦ３０のこのような構成
は、時間ドメインにおいて、特にポスト・ゴーストに関
してタップ・オーバラップ（冗長タップ）が回避される
ので、フィルタ・タップの効率的使用を意味する。
【００２６】上述したシステムによれば、ブラインド等
化インターバルの開始時にＦＦＦに頼らないでゴースト
の等化が行われるので、大きなゴーストが存在するとき
等化が高速化され、効率化される。その代わりに、ブラ
インド等化の開始時には、ＤＦＦ３０がリニアＩＩＲフ
ィルタとして使用され、ポスト・ゴーストを等化したあ
とでＦＦＦ２０が適応化される。この結果は前述したよ
うに、リ・ロテータ５０の使用によって容易化される。
ブラインド等化インターバルの開始時に、ＤＦＦ３０を
リニア・フィードバック・フィルタとして動作させるこ
との利点は、非常に大きな(far-out) ゴースト成分をキ
ャンセルするフィードバック・フィルタの能力を示すこ
とである。
化インターバルの開始時にＦＦＦに頼らないでゴースト
の等化が行われるので、大きなゴーストが存在するとき
等化が高速化され、効率化される。その代わりに、ブラ
インド等化の開始時には、ＤＦＦ３０がリニアＩＩＲフ
ィルタとして使用され、ポスト・ゴーストを等化したあ
とでＦＦＦ２０が適応化される。この結果は前述したよ
うに、リ・ロテータ５０の使用によって容易化される。
ブラインド等化インターバルの開始時に、ＤＦＦ３０を
リニア・フィードバック・フィルタとして動作させるこ
との利点は、非常に大きな(far-out) ゴースト成分をキ
ャンセルするフィードバック・フィルタの能力を示すこ
とである。
【００２７】さらに、上述したシステムによれば、ＦＦ
ＦおよびＤＦＦの等化を用いた従来のシステムに比べ
て、ブラインド等化後にリニア動作モードからノンリニ
ア決定指向モードへの移行がよりスムーズ化される。そ
の理由は、ＤＦＦ３０は、リニア・モードで動作するこ
とによって事前に条件づけられたあとで、すなわち、そ
の係数の多くがそれらの最終値の方向に適応化されたあ
とで、ノンリニア・モードで動作することを開始するか
らである。
ＦおよびＤＦＦの等化を用いた従来のシステムに比べ
て、ブラインド等化後にリニア動作モードからノンリニ
ア決定指向モードへの移行がよりスムーズ化される。そ
の理由は、ＤＦＦ３０は、リニア・モードで動作するこ
とによって事前に条件づけられたあとで、すなわち、そ
の係数の多くがそれらの最終値の方向に適応化されたあ
とで、ノンリニア・モードで動作することを開始するか
らである。
【００２８】以上の説明から理解されるように、従来の
システムでは、ＤＦＦとＦＦＦが共にブラインド等化イ
ンターバルの開始時に適応的に動作する場合、ＦＦＦの
センタ・タップはゴースト成分によって汚染される傾向
があるので、ＦＦＦは不良チャネル(bad channel) を等
化できないことになる。タップが汚染されると、ゴース
ト・エネルギがＤＣゲイン（利得）として除かれるの
で、イコライザの出力が減少することになる。これに対
して、ここで開示したシステムでは、ブラインド等化モ
ードにあるとき、遅延されたゴーストはＤＦＦ３０に関
連したポスト・カーソル・フィルタ・タップによって除
去される。開示したシステムでは、ブラインド等化イン
ターバルの初期部分の期間中にＦＦＦを実質的に「凍結
(freeze)」し、その１つの初期ノンゼロ・センタ・タッ
プではゲインを一定に保ち、この初期インターバル期間
中に可能な限りポスト・ゴースト・エネルギを減衰する
ためにＤＦＦのリニア・フィードバック動作を利用する
ことによって、従来の解決方法の制約を回避している。
従って、開示したシステムによると、ＦＦＦとＤＦＦの
動作が分割されるので、プリ・ゴーストとポスト・ゴー
ストを効果的に減衰できるという利点がある。
システムでは、ＤＦＦとＦＦＦが共にブラインド等化イ
ンターバルの開始時に適応的に動作する場合、ＦＦＦの
センタ・タップはゴースト成分によって汚染される傾向
があるので、ＦＦＦは不良チャネル(bad channel) を等
化できないことになる。タップが汚染されると、ゴース
ト・エネルギがＤＣゲイン（利得）として除かれるの
で、イコライザの出力が減少することになる。これに対
して、ここで開示したシステムでは、ブラインド等化モ
ードにあるとき、遅延されたゴーストはＤＦＦ３０に関
連したポスト・カーソル・フィルタ・タップによって除
去される。開示したシステムでは、ブラインド等化イン
ターバルの初期部分の期間中にＦＦＦを実質的に「凍結
(freeze)」し、その１つの初期ノンゼロ・センタ・タッ
プではゲインを一定に保ち、この初期インターバル期間
中に可能な限りポスト・ゴースト・エネルギを減衰する
ためにＤＦＦのリニア・フィードバック動作を利用する
ことによって、従来の解決方法の制約を回避している。
従って、開示したシステムによると、ＦＦＦとＤＦＦの
動作が分割されるので、プリ・ゴーストとポスト・ゴー
ストを効果的に減衰できるという利点がある。
【００２９】本発明の原理を採用する他の構成も可能で
ある。例えば、例えば、デ・ロテータ(de-rotator)３６
は図示のように加算器２４の後ではなく、ＦＦＦ２０の
前に置くことも可能である。しかし、このような構成で
は、ＦＦＦ２０に関連した遅延が搬送波回復ネットワー
ク制御ループに起こるので、搬送波回復ネットワークの
効率性が低下することもあり得る。しかし、この場合に
は、リ・ロテータ(re-rotator)５０が不要になるので、
ハードウェアが節減されることになる。
ある。例えば、例えば、デ・ロテータ(de-rotator)３６
は図示のように加算器２４の後ではなく、ＦＦＦ２０の
前に置くことも可能である。しかし、このような構成で
は、ＦＦＦ２０に関連した遅延が搬送波回復ネットワー
ク制御ループに起こるので、搬送波回復ネットワークの
効率性が低下することもあり得る。しかし、この場合に
は、リ・ロテータ(re-rotator)５０が不要になるので、
ハードウェアが節減されることになる。
【００３０】本発明の原理は、トレーニング信号に応答
するシステムにも応用される。そのような場合には、ト
レーニング信号は誤差信号を生成するために使用され、
この誤差信号は、ノンリニア決定指向モードに先行する
ＤＦＦの初期リニア動作モードにあるときＤＦＦ係数を
更新するために使用される。
するシステムにも応用される。そのような場合には、ト
レーニング信号は誤差信号を生成するために使用され、
この誤差信号は、ノンリニア決定指向モードに先行する
ＤＦＦの初期リニア動作モードにあるときＤＦＦ係数を
更新するために使用される。
【００３１】さらに、本発明の原理は、マルチポイント
・マイクロウェーブ・ディストリビューション・システ
ム(multipoint microwave distribution system - ＭＭ
ＤＳ）などの地上放送システム、および、例えば、１６
−ＱＡＭ、３２−ＱＡＭ、２５６−ＱＡＭなどの種々の
ＱＡＭフォーマットで使用することが可能である。
・マイクロウェーブ・ディストリビューション・システ
ム(multipoint microwave distribution system - ＭＭ
ＤＳ）などの地上放送システム、および、例えば、１６
−ＱＡＭ、３２−ＱＡＭ、２５６−ＱＡＭなどの種々の
ＱＡＭフォーマットで使用することが可能である。
【図１】高精細テレビジョン（ＨＤＴＶ）受信装置など
のように、本発明の原理によるイコライザ・システムを
含んでいるテレビジョン受信装置の一部分を示すブロッ
ク図である。
のように、本発明の原理によるイコライザ・システムを
含んでいるテレビジョン受信装置の一部分を示すブロッ
ク図である。
１０ アンテナ １６ Ａ／Ｄコンバータ １８ 位相スプリッタ ２０ フィード・フォワード・フィルタ ２３ マルチプレクサ ２６ 制御ジェネレータ ３０ 決定フィードバック・イコライザ ３６ デ・ロテータ ４０ スライサ ４４ マルチプレクサ ４６ 搬送波回復ネットワーク ５０ リ・ロテータ ６０ デコーダ ６４ 出力プロセッサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 トゥォン−チァン シュウ アメリカ合衆国 46033 インディアナ州 カーメル ブリッジ ノース ドライブ 3772 (72)発明者 クマール ラマスワミ アメリカ合衆国 46240 インディアナ州 インディアナポリス カリッジ ドライ ブ 9417 ナンバー ビー (72)発明者 ポール ゴザード ナッソン アメリカ合衆国 46219 インディアナ州 インディアナポリス サウス エマーソ ン アヴェニュ 148
Claims (8)
- 【請求項１】 シンボルのコンステレーションを含み、
望ましくない妨害を受けやすい受信信号を処理するシス
テムであって、 前記受信信号を等化するための適応フィード・フォワー
ド・フィルタ（ＦＦＦ）と、 前記受信信号を等化するための適応決定フィードバック
・フィルタ（ＤＦＦ）と、 等化された信号に応答するデモジュレータとを備え、 前記ＦＦＦは、（１）非決定指向等化インターバルの初
期フェーズ期間には非適応動作を呈し、（２）前記非決
定指向等化インターバルより後のフェーズ期間には非決
定指向適応動作を呈し、（３）前記非決定指向等化イン
ターバルに続く最終的等化インターバル期間には決定指
向適応動作を呈し、 前記ＤＦＦは、（１）前記初期非決定指向等化フェーズ
期間には非決定指向適応リニア動作を呈し、（２）前記
非決定指向等化インターバルより後のフェーズ期間には
非決定指向適応リニア動作を呈し、（３）前記最終的等
化インターバル期間には非リニア決定指向適応動作を呈
することを特徴とするシステム。 - 【請求項２】 請求項２に記載のシステムにおいて、 前記デモジュレータは前記ＦＦＦおよび前記ＤＦＦの少
なくとも一方からの出力信号に応答し、該デモジュレー
タは受信信号の搬送周波数オフセットを表わしている制
御信号を出力する制御ネットワークと、前記制御信号に
応答して受信シンボル・コンステレーションを第１の方
向に回転する第１のロテータとを含んでおりデモジュレ
ーションを達成するようにしたデモジュレータと、 前記デモジュレータの出力信号に応答して、前記デモジ
ュレータ出力信号を前記第１のロテータの方向とは反対
の方向に回転し、再回転されたシンボル・コンステーシ
ョン信号を得る第２のロテータと、 前記再回転信号を前記ＤＦＦに入力して等化を行う手段
とを含んでいることを特徴とするシステム。 - 【請求項３】 請求項２に記載のシステムにおいて、 前記デモジュレータはシンボル・スライサを含み、該ス
ライサは入力と出力をもち、該出力は前記非決定指向等
化インターバル期間には切り離されていることを特徴と
するシステム。 - 【請求項４】 請求項１に記載のシステムにおいて、 前記非決定指向インターバルはブラインド等化インター
バルであることを特徴とするシステム。 - 【請求項５】 望ましくない妨害を受けやすい受信信号
を処理するシステムであって、該システムはフィード・
フォワード・フィルタ（ＦＦＦ）と決定フィードバック
・フィルタ（ＤＦＦ）とを含んでいるものにおいて、該
信号を等化する方法であって、 （ａ）非決定指向等化インターバルの初期フェーズ期間
には、（１）前記ＦＦＦの係数が更新されない静的条件
下で前記ＦＦＦを動作させるステップと、（２）前記Ｄ
ＦＦを非決定指向手法で適応させるステップと、 （ｂ）前記非決定指向等化インターバルより後のフェー
ズ期間には、（１）前記ＦＦＦを非決定指向手法で適応
させるステップと、（２）前記ＤＦＦを非決定指向手法
で適応させるステップと、 （ｃ）前記非決定指向等化インターバルに後続する等化
インターバル期間には、（１）前記ＦＦＦを決定指向モ
ードで適応させるステップと、（２）前記ＤＦＦを決定
指向モードで適応させるステップとを含んでいることを
特徴とする方法。 - 【請求項６】 請求項５に記載の方法において、 前記ＤＦＦは前記非決定指向等化インターバル期間には
リニア・フィルタとして動作し、 前記ＤＦＦは前記後続するインターバル期間には非リニ
ア・フィルタとして動作することを特徴とする方法。 - 【請求項７】 請求項５に記載の方法において、さら
に、 （ｄ）前記受信信号の搬送周波数オフセットを表わして
いる制御信号を生成するステップと、 （ｅ）前記制御信号を前記決定指向モードにおいて前記
ＦＦＦおよび前記ＤＦＦに入力するステップとを含むこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項８】 請求項５に記載の方法において、 前記非決定指向インターバルはブラインド等化インター
バルであることを特徴とする方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US655,269 | 1996-06-04 | ||
| US08/655,269 US5712873A (en) | 1996-06-04 | 1996-06-04 | Multi-mode equalizer in a digital video signal processing system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075385A true JPH1075385A (ja) | 1998-03-17 |
| JP3866375B2 JP3866375B2 (ja) | 2007-01-10 |
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ID=24628229
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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|---|---|
| US (1) | US5712873A (ja) |
| EP (1) | EP0812105B1 (ja) |
| JP (1) | JP3866375B2 (ja) |
| KR (1) | KR100540292B1 (ja) |
| CN (1) | CN1112041C (ja) |
| DE (1) | DE69734418T2 (ja) |
| MY (1) | MY115670A (ja) |
| SG (1) | SG50838A1 (ja) |
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