JPH1075570A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH1075570A JPH1075570A JP24816096A JP24816096A JPH1075570A JP H1075570 A JPH1075570 A JP H1075570A JP 24816096 A JP24816096 A JP 24816096A JP 24816096 A JP24816096 A JP 24816096A JP H1075570 A JPH1075570 A JP H1075570A
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- voltage
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- power supply
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 26
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 19
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 13
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
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- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】高調波成分の発生を抑制し、力率を上げた電源
装置を得る。 【解決手段】交流電力から直流電力を生成する電源装置
において、交流電力を整流するダイオードと１、このダ
イオードで整流された脈流電圧を平滑するインダクター
２及びキャパシター３からなる平滑回路と、キャパシタ
ーの両端を電気的に短絡するスイッチング素子７と、平
滑回路の１次側の瞬時電流値を検出する電流検出器８
と、電流検出器の検出する瞬時電流が前記交流電力の電
圧と同期した正弦波状の電流値になるようにスイッチン
グ素子７を制御する制御部とを備え交流電力の電流波形
を正弦波に近づけ、高調波の抑制が行える。
装置を得る。 【解決手段】交流電力から直流電力を生成する電源装置
において、交流電力を整流するダイオードと１、このダ
イオードで整流された脈流電圧を平滑するインダクター
２及びキャパシター３からなる平滑回路と、キャパシタ
ーの両端を電気的に短絡するスイッチング素子７と、平
滑回路の１次側の瞬時電流値を検出する電流検出器８
と、電流検出器の検出する瞬時電流が前記交流電力の電
圧と同期した正弦波状の電流値になるようにスイッチン
グ素子７を制御する制御部とを備え交流電力の電流波形
を正弦波に近づけ、高調波の抑制が行える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高次高調波の発生を
抑制する電源装置に関するものである。
抑制する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の一般的な電源装置は図１に示すよ
うなキヤパシター平滑形整流回路（整流用のダイオード
ブリッジ、インダクター、平滑用のコンデンサを用いて
構成）を用いるものであった。
うなキヤパシター平滑形整流回路（整流用のダイオード
ブリッジ、インダクター、平滑用のコンデンサを用いて
構成）を用いるものであった。
【０００３】図１において、１は整流用のダイオードブ
リッジ、２はインダクター（チョークコイル）、３はキ
ヤパシター（平滑用のコンデンサ）、４は負荷、５は交
流電力を供給する電源である。
リッジ、２はインダクター（チョークコイル）、３はキ
ヤパシター（平滑用のコンデンサ）、４は負荷、５は交
流電力を供給する電源である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このように構成された
従来の電源では、整流平滑された後の直流電圧のリップ
ル値を小さく押さえるためにはキヤパシター３をかなり
大きくしなければならないが、キヤパシター３を大きく
するとダイオードブリッジ１に流れる整流電流の尖頭値
が大きくなって力率が低下する問題があった。
従来の電源では、整流平滑された後の直流電圧のリップ
ル値を小さく押さえるためにはキヤパシター３をかなり
大きくしなければならないが、キヤパシター３を大きく
するとダイオードブリッジ１に流れる整流電流の尖頭値
が大きくなって力率が低下する問題があった。
【０００５】また、インダクター２の容量を大きくし
て、実用に耐えられる程度に通電電流の尖頭値を押さ
え、力率を向上させると、インダクター２がきわめて大
きなものとなり、実質的に実用には適さなくなってしま
う。
て、実用に耐えられる程度に通電電流の尖頭値を押さ
え、力率を向上させると、インダクター２がきわめて大
きなものとなり、実質的に実用には適さなくなってしま
う。
【０００６】従って、現実的には能力面と実用面との中
間的な設計となっていた。
間的な設計となっていた。
【０００７】図２は図１に示した電源装置を用いた場合
の電源電圧及び電流の位相関係を示す模式図である。こ
の図において、Ａは電源電圧波形、Ｂは電源電流波形を
示す。このときのカ率はおよそ７６％である。
の電源電圧及び電流の位相関係を示す模式図である。こ
の図において、Ａは電源電圧波形、Ｂは電源電流波形を
示す。このときのカ率はおよそ７６％である。
【０００８】図３は図２に示した電流波形Ｂを高調波分
解した特性図である。この図において、縦軸Ｉｓは各高
調毎の電流の実効値、横軸は高調波次数を示している。
この例では第３次高調波が６２％、第５次高調波が２４
％である。
解した特性図である。この図において、縦軸Ｉｓは各高
調毎の電流の実効値、横軸は高調波次数を示している。
この例では第３次高調波が６２％、第５次高調波が２４
％である。
【０００９】本発明はこのような問題点を改良し高次高
調波の低減を図った電源装置を提供するものである。
調波の低減を図った電源装置を提供するものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は交流電力から直
流電力を生成する電源装置において、交流電力を整流す
るダイオードと、このダイオードで整流された脈流電圧
を平滑するインダクター及びキャパシターからなる平滑
回路と、前記キャパシターの両端を電気的に短絡するス
イッチング素子と、平滑回路の１次側の瞬時電流値を検
出する電流検出器と、前記電流検出器の検出する瞬時電
流が前記交流電力の電圧と同期した正弦波状の電流値に
なるように前記スイッチング素子を制御する制御部とを
備えたものであり、このような構成を備えることによっ
て、電源電流をできるだけ正弦波状に流して、カ率を改
善することができるものである。
流電力を生成する電源装置において、交流電力を整流す
るダイオードと、このダイオードで整流された脈流電圧
を平滑するインダクター及びキャパシターからなる平滑
回路と、前記キャパシターの両端を電気的に短絡するス
イッチング素子と、平滑回路の１次側の瞬時電流値を検
出する電流検出器と、前記電流検出器の検出する瞬時電
流が前記交流電力の電圧と同期した正弦波状の電流値に
なるように前記スイッチング素子を制御する制御部とを
備えたものであり、このような構成を備えることによっ
て、電源電流をできるだけ正弦波状に流して、カ率を改
善することができるものである。
【００１１】また、本発明は交流電力から直流電力を生
成する電源装置において、交流電力を整流するダイオー
ドと、このダイオードで整流された脈流電圧を平滑する
インダクター及びキャパシターからなる平滑回路と、前
記キャパシターの両端を電気的に短絡するスイッチング
素子と、平滑回路の１次側の瞬時電流値を検出する電流
検出器と、前記交流電力のゼロクロスを検出するゼロク
ロス検出装置と、前記電流検出器の検出する瞬時電流が
ゼロクロス検出装置の検出するゼロクロス信号に同期す
る電圧と同期した正弦波状の電流値になるように前記ス
イッチング素子を制御する制御部とを備えたものであ
り、このような構成を備えることによって、ゼロクロス
を基準にして電源電流を正弦状に近づけ力率を改善する
ものである。
成する電源装置において、交流電力を整流するダイオー
ドと、このダイオードで整流された脈流電圧を平滑する
インダクター及びキャパシターからなる平滑回路と、前
記キャパシターの両端を電気的に短絡するスイッチング
素子と、平滑回路の１次側の瞬時電流値を検出する電流
検出器と、前記交流電力のゼロクロスを検出するゼロク
ロス検出装置と、前記電流検出器の検出する瞬時電流が
ゼロクロス検出装置の検出するゼロクロス信号に同期す
る電圧と同期した正弦波状の電流値になるように前記ス
イッチング素子を制御する制御部とを備えたものであ
り、このような構成を備えることによって、ゼロクロス
を基準にして電源電流を正弦状に近づけ力率を改善する
ものである。
【００１２】また、本発明は交流電力から直流電力を生
成する電源装置において、交流電力を整流するダイオー
ドと、このダイオードで整流された脈流電圧を平滑する
インダクター及びキャパシターからなる平滑回路と、前
記キャパシターの両端を電気的に短絡するスイッチング
素子と、平滑回路の１次側の瞬時電流値を検出する電流
検出器と、前記交流電力のゼロクロスを検出するゼロク
ロス検出装置と、平滑回路の２次側の瞬時電圧を検出す
る電圧検出器と、前記電流検出器の検出する瞬時電流が
ゼロクロス検出装置の検出するゼロクロス信号に同期す
る電圧と同期した正弦波状の電流値になるように前記ス
イッチング素子を制御する共に、前記電圧検出器の検出
する瞬時電圧が目標電圧になるように前記電圧と同期し
た正弦波状の電流値を修正する制御部とを備えたもので
あり、このような構成を備えることによってゼロクロス
を基準にして電源電流を正弦状に近づけ力率を改善し、
また目標とする正弦波電流を変えることによって出力電
圧を制御することができるものである。
成する電源装置において、交流電力を整流するダイオー
ドと、このダイオードで整流された脈流電圧を平滑する
インダクター及びキャパシターからなる平滑回路と、前
記キャパシターの両端を電気的に短絡するスイッチング
素子と、平滑回路の１次側の瞬時電流値を検出する電流
検出器と、前記交流電力のゼロクロスを検出するゼロク
ロス検出装置と、平滑回路の２次側の瞬時電圧を検出す
る電圧検出器と、前記電流検出器の検出する瞬時電流が
ゼロクロス検出装置の検出するゼロクロス信号に同期す
る電圧と同期した正弦波状の電流値になるように前記ス
イッチング素子を制御する共に、前記電圧検出器の検出
する瞬時電圧が目標電圧になるように前記電圧と同期し
た正弦波状の電流値を修正する制御部とを備えたもので
あり、このような構成を備えることによってゼロクロス
を基準にして電源電流を正弦状に近づけ力率を改善し、
また目標とする正弦波電流を変えることによって出力電
圧を制御することができるものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】図４は本発明の実施例を示す電源
装置の電気回路図である。この図において図１と同一構
成要素は同一符号を付し説明は省略する。６は制御部を
構成するマイコンであり、電流検出器８の検出電流値、
電圧検出器９の検出する電圧検出値、ゼロクロス装置１
０の検出するゼロクロス信号を入力して、スイッチング
素子７のＯＮ／０ＦＦを制御するものである。
装置の電気回路図である。この図において図１と同一構
成要素は同一符号を付し説明は省略する。６は制御部を
構成するマイコンであり、電流検出器８の検出電流値、
電圧検出器９の検出する電圧検出値、ゼロクロス装置１
０の検出するゼロクロス信号を入力して、スイッチング
素子７のＯＮ／０ＦＦを制御するものである。
【００１４】電流検出器８はインダクター２及びキャパ
シター３からなる平滑回路の１次側に設けられ、ダイオ
ードブリッジ１から出力される整流出力の電流値を検出
するものであり、例えばＣ．Ｔ．（電流トランス）など
が用いられており、この検出した電流に対応する電圧出
力の変化はマイコン６のＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）
入力端子に印加される。マイコン６は所定周期毎（例え
ば０．１ｍｓｅｃ毎であるが、これに限るものではな
い）にＡ／Ｄ入力端子に印可された電圧の値をデジタル
データに変換して記憶部に格納する。従って、この記憶
部にはこの電圧に対応する電流の瞬時値ｉが記憶され
る。
シター３からなる平滑回路の１次側に設けられ、ダイオ
ードブリッジ１から出力される整流出力の電流値を検出
するものであり、例えばＣ．Ｔ．（電流トランス）など
が用いられており、この検出した電流に対応する電圧出
力の変化はマイコン６のＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）
入力端子に印加される。マイコン６は所定周期毎（例え
ば０．１ｍｓｅｃ毎であるが、これに限るものではな
い）にＡ／Ｄ入力端子に印可された電圧の値をデジタル
データに変換して記憶部に格納する。従って、この記憶
部にはこの電圧に対応する電流の瞬時値ｉが記憶され
る。
【００１５】電圧検出器９は平滑回路の２次側に設けら
れ、平滑回路から出力される直流電力の電圧を検出する
ものであり、例えば抵抗分圧による高インピーダンス回
路が用いられている。この分圧された電圧は電流が検出
に次いで行われ（実質的にはほぼ同時刻になる）その値
は記憶部に格納される。これら格納された電圧の値の最
新４００個分（電流の瞬時値の検出周期を０．１ｍｓｅ
ｃとし、５０Ｈｚ交流の２周期分であるが、これに限る
ものではない）の平均値が電圧値ｅとして制御に用いら
れる。
れ、平滑回路から出力される直流電力の電圧を検出する
ものであり、例えば抵抗分圧による高インピーダンス回
路が用いられている。この分圧された電圧は電流が検出
に次いで行われ（実質的にはほぼ同時刻になる）その値
は記憶部に格納される。これら格納された電圧の値の最
新４００個分（電流の瞬時値の検出周期を０．１ｍｓｅ
ｃとし、５０Ｈｚ交流の２周期分であるが、これに限る
ものではない）の平均値が電圧値ｅとして制御に用いら
れる。
【００１６】ゼロクロス装置１０は電源５から得られる
交流電力の電圧が０ｖを交差する時にゼロクロス信号を
出力するものであり、例えば交流電圧と接地電圧との大
小を比べる比較器である。この比較器の出力がＨ→Ｌ、
Ｌ→Ｈに変化した時点がゼロクロス信号に相当する。
交流電力の電圧が０ｖを交差する時にゼロクロス信号を
出力するものであり、例えば交流電圧と接地電圧との大
小を比べる比較器である。この比較器の出力がＨ→Ｌ、
Ｌ→Ｈに変化した時点がゼロクロス信号に相当する。
【００１７】スイッチング素子７は、例えばパワートラ
ンジスタやパワーＦＥＴなどであり、そのＯＮ／ＯＦＦ
はマイコン６からのＯＮ／ＯＦＦ信号を電力増幅して行
われ、このＯＮ／ＯＦＦは２Ｋｚ程度で繰り返されてい
る。また、この０Ｎデューティを制御することによっ
て、電圧ｅおよび電源電流を制御することができる。
ンジスタやパワーＦＥＴなどであり、そのＯＮ／ＯＦＦ
はマイコン６からのＯＮ／ＯＦＦ信号を電力増幅して行
われ、このＯＮ／ＯＦＦは２Ｋｚ程度で繰り返されてい
る。また、この０Ｎデューティを制御することによっ
て、電圧ｅおよび電源電流を制御することができる。
【００１８】図５はマイコン６の主な動作を示すフロー
チャートである。この図において、まずステップＳ１で
ゼロクロス信号の有無を判断する。ゼロクロス信号が判
断されたときはステップＳ２でカウンター（counter）
の値を「０」にする。
チャートである。この図において、まずステップＳ１で
ゼロクロス信号の有無を判断する。ゼロクロス信号が判
断されたときはステップＳ２でカウンター（counter）
の値を「０」にする。
【００１９】次いでステップＳ３で電流ｉ、電圧ｅの検
出を行う周期か否かの判断を行い、検出周期の時はステ
ップＳ４へ進み瞬時電流の絶対値ＩｉＩ、及び電圧ｅを
検出する。
出を行う周期か否かの判断を行い、検出周期の時はステ
ップＳ４へ進み瞬時電流の絶対値ＩｉＩ、及び電圧ｅを
検出する。
【００２０】ステップＳ５では検出された電圧ｅと目標
電圧Ｅとの差から目標とする電流値Ｉを求める。検出周
期を０．１ｍｓｅｃとすると５０Ｈｚの交流では半周期
（１８０度）が１００等分されるので正弦波（ｓｉｎ）
の角度を１．８度ずつ進める（ステップＳ６）と目標電
流の電気角位置が得られる。従って、その電気角度位置
に於ける正弦波の値をＢ倍したものを基準の目標電流値
Ｉとすると、目標電圧Ｅと検出電圧ｅとの差分をＡ倍し
た値でこの目標電流値を補正すれば、出力電流全体が増
減し検出電圧が目標電圧に収束する。
電圧Ｅとの差から目標とする電流値Ｉを求める。検出周
期を０．１ｍｓｅｃとすると５０Ｈｚの交流では半周期
（１８０度）が１００等分されるので正弦波（ｓｉｎ）
の角度を１．８度ずつ進める（ステップＳ６）と目標電
流の電気角位置が得られる。従って、その電気角度位置
に於ける正弦波の値をＢ倍したものを基準の目標電流値
Ｉとすると、目標電圧Ｅと検出電圧ｅとの差分をＡ倍し
た値でこの目標電流値を補正すれば、出力電流全体が増
減し検出電圧が目標電圧に収束する。
【００２１】尚、このカウンター（counter）の値はゼ
ロクロス信号で常にリセットされるので電源の位相と目
標電流Ｉの位相とを常に一致させることができる。
ロクロス信号で常にリセットされるので電源の位相と目
標電流Ｉの位相とを常に一致させることができる。
【００２２】ステップＳ７では、目標電流Ｉと検出電流
ｉの絶対値の値との大小を比較し、Ｉ＞（ｉの絶対値）
の時はステップＳ９へ進みスイッチング素子７のＯＮデ
ューティを大きくし、ステップＳ７の条件を満たさない
ときはステップＳ８へ進みスイッチング素子７をＯＮデ
ューティを小さくさせる。
ｉの絶対値の値との大小を比較し、Ｉ＞（ｉの絶対値）
の時はステップＳ９へ進みスイッチング素子７のＯＮデ
ューティを大きくし、ステップＳ７の条件を満たさない
ときはステップＳ８へ進みスイッチング素子７をＯＮデ
ューティを小さくさせる。
【００２３】スイッチング素子７のＯＮデューティが大
きくなることによって、平滑回路に流れる電流が増加す
る。従って、図２に示す電流波形の電流が流れていない
ところにも電流が流れるようになり、その電流波形は図
６Ｃ（Ａは電圧波形）に示すような正弦波になる。尚、
この正弦波の分解能は検出周期を短くすればする程良く
なる。
きくなることによって、平滑回路に流れる電流が増加す
る。従って、図２に示す電流波形の電流が流れていない
ところにも電流が流れるようになり、その電流波形は図
６Ｃ（Ａは電圧波形）に示すような正弦波になる。尚、
この正弦波の分解能は検出周期を短くすればする程良く
なる。
【００２４】このようにしてスイッチング素子７のＯＮ
デューティを変えることによって、電源５からは図６Ｃ
に示すように電圧波形Ａに同期した正弦波状の電流波形
（目標電流波形とほぼ等しい）を得ることができる。
デューティを変えることによって、電源５からは図６Ｃ
に示すように電圧波形Ａに同期した正弦波状の電流波形
（目標電流波形とほぼ等しい）を得ることができる。
【００２５】電圧検出器９の検出する電圧ｅが目標電圧
Ｅより高いときは図６に示す電流波形Ｃの波高値が下が
るように目標電流波形の波高値を下げ、また電圧検出器
９の検出する電圧ｅが目標電圧Ｅより低いときは図６に
示す電流波形Ｃの波高値が上がるように目標電流波形の
波高値をあげるものである。
Ｅより高いときは図６に示す電流波形Ｃの波高値が下が
るように目標電流波形の波高値を下げ、また電圧検出器
９の検出する電圧ｅが目標電圧Ｅより低いときは図６に
示す電流波形Ｃの波高値が上がるように目標電流波形の
波高値をあげるものである。
【００２６】図３のＣ’は図６に示す電流波形Ｃを高調
波分解した特性図であり、第３次高調波が６０％から２
０％に低下し、第５次高調波が３０％から１０％に低下
している。このときの力率は７５％から９５％に向上し
ている。
波分解した特性図であり、第３次高調波が６０％から２
０％に低下し、第５次高調波が３０％から１０％に低下
している。このときの力率は７５％から９５％に向上し
ている。
【００２７】
【発明の効果】以上のように本発明の電源装置では、ス
イッチング素子を用いて強制的に電源電流を流して、電
源からの電流波形を正弦波に近づけたので、高調波の発
生を抑制することができ、他の電気機器への電波障害の
発生を抑制できると共に、力率の向上が図れるものであ
る。
イッチング素子を用いて強制的に電源電流を流して、電
源からの電流波形を正弦波に近づけたので、高調波の発
生を抑制することができ、他の電気機器への電波障害の
発生を抑制できると共に、力率の向上が図れるものであ
る。
【図１】従来の一般的な電源装置を示す電気回路図であ
る。
る。
【図２】図１に示した電源装置を用いた場合の電源電圧
及び電流の位相閑係を示す模式図である。
及び電流の位相閑係を示す模式図である。
【図３】図２に示した電流波形Ｂを高調波分解した特性
図である。
図である。
【図４】本発明の実施例を示す電源装置の電気回路図で
ある。
ある。
【図５】図４に示したマイコンの主な動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図６】本発明の電源装置を用いた場合の電源電圧及び
電流の位相閑係を示す模式図である。
電流の位相閑係を示す模式図である。
１ ダイオードブリッジ ２ インダクター ３ キヤパシター ４ 負荷 ５ 電源 ６ マイコン ７ スイッチング素子 ８ 電流検出器 ９ 電圧検出器 １０ ゼロクロス検出装置
Claims (3)
- 【請求項１】交流電力から直流電力を生成する電源装置
において、交流電力を整流するダイオードと、このダイ
オードで整流された脈流電圧を平滑するインダクター及
びキャパシターからなる平滑回路と、前記キャパシター
の両端を電気的に短絡するスイッチング素子と、平滑回
路の１次側の瞬時電流値を検出する電流検出器と、前記
電流検出器の検出する瞬時電流が前記交流電力の電圧と
同期した正弦波状の電流値になるように前記スイッチン
グ素子を制御する制御部とを備えることを特徴とする電
源装置。 - 【請求項２】交流電力から直流電力を生成する電源装置
において、交流電力を整流するダイオードと、このダイ
オードで整流された脈流電圧を平滑するインダクター及
びキャパシターからなる平滑回路と、前記キャパシター
の両端を電気的に短絡するスイッチング素子と、平滑回
路の１次側の瞬時電流値を検出する電流検出器と、前記
交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出装置
と、前記電流検出器の検出する瞬時電流がゼロクロス検
出装置の検出するゼロクロス信号に同期する電圧と同期
した正弦波状の電流値になるように前記スイッチング素
子を制御する制御部とを備えることを特徴とする電源装
置。 - 【請求項３】交流電力から直流電力を生成する電源装置
において、交流電力を整流するダイオードと、このダイ
オードで整流された脈流電圧を平滑するインダクター及
びキャパシターからなる平滑回路と、前記キャパシター
の両端を電気的に短絡するスイッチング素子と、平滑回
路の１次側の瞬時電流値を検出する電流検出器と、前記
交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出装置
と、平滑回路の２次側の瞬時電圧を検出する電圧検出器
と、前記電流検出器の検出する瞬時電流がゼロクロス検
出装置の検出するゼロクロス信号に同期する電圧と同期
した正弦波状の電流値になるように前記スイッチング素
子を制御する共に、前記電圧検出器の検出する瞬時電圧
が目標電圧になるように前記電圧と同期した正弦波状の
電流値を修正する制御部とを備えることを特徴とする電
源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24816096A JP3561583B2 (ja) | 1996-06-28 | 1996-09-19 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8-170280 | 1996-06-28 | ||
| JP17028096 | 1996-06-28 | ||
| JP24816096A JP3561583B2 (ja) | 1996-06-28 | 1996-09-19 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075570A true JPH1075570A (ja) | 1998-03-17 |
| JP3561583B2 JP3561583B2 (ja) | 2004-09-02 |
Family
ID=26493316
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24816096A Expired - Fee Related JP3561583B2 (ja) | 1996-06-28 | 1996-09-19 | 電源装置 |
Country Status (1)
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| JP (1) | JP3561583B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100764387B1 (ko) | 2006-07-03 | 2007-10-05 | 삼성전기주식회사 | 준싱글단 ｐｆｃ 컨버터 |
| US8232780B2 (en) | 2009-05-15 | 2012-07-31 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
-
1996
- 1996-09-19 JP JP24816096A patent/JP3561583B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100764387B1 (ko) | 2006-07-03 | 2007-10-05 | 삼성전기주식회사 | 준싱글단 ｐｆｃ 컨버터 |
| US8232780B2 (en) | 2009-05-15 | 2012-07-31 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3561583B2 (ja) | 2004-09-02 |
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