JPH1092120A - サンプリングされた振幅リードチャネルおよび２進データをリードする方法 - Google Patents
サンプリングされた振幅リードチャネルおよび２進データをリードする方法Info
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- JPH1092120A JPH1092120A JP9203498A JP20349897A JPH1092120A JP H1092120 A JPH1092120 A JP H1092120A JP 9203498 A JP9203498 A JP 9203498A JP 20349897 A JP20349897 A JP 20349897A JP H1092120 A JPH1092120 A JP H1092120A
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 各サンプル事例においてアナログリード信号
におけるパルスの傾きを制御することによって、タイミ
ングリカバリＰＬＬにおける位相誤差推定値を最適化す
る能力をもつ、ＰＲ４リードチャネルを提供する。 【解決手段】 より正確な位相誤差推定値を与えること
によってタイミングリカバリを改善する符号化スキーム
を有する、磁気記録用のパーシャルレスポンスクラスＶ
Ｉ（ＰＲ４）リードチャネルが開示される。本発明で
は、（あいまいな初期状態を避けるために）従来の１／
（１＋Ｄ2）プリコーダは用いられないので、リードチ
ャネルは、磁気ディスク上にライトされる磁束の遷移を
直接、制御できる。これにより、リード信号には、各サ
ンプル事例においてアナログリード信号に十分に規定さ
れた傾きを生成する基準に従ってユーザデータを符号化
することが可能になるので、タイミングリカバリの位相
誤差推定値の正確さを改善することができる。
におけるパルスの傾きを制御することによって、タイミ
ングリカバリＰＬＬにおける位相誤差推定値を最適化す
る能力をもつ、ＰＲ４リードチャネルを提供する。 【解決手段】 より正確な位相誤差推定値を与えること
によってタイミングリカバリを改善する符号化スキーム
を有する、磁気記録用のパーシャルレスポンスクラスＶ
Ｉ（ＰＲ４）リードチャネルが開示される。本発明で
は、（あいまいな初期状態を避けるために）従来の１／
（１＋Ｄ2）プリコーダは用いられないので、リードチ
ャネルは、磁気ディスク上にライトされる磁束の遷移を
直接、制御できる。これにより、リード信号には、各サ
ンプル事例においてアナログリード信号に十分に規定さ
れた傾きを生成する基準に従ってユーザデータを符号化
することが可能になるので、タイミングリカバリの位相
誤差推定値の正確さを改善することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、コンピュータ記憶
システム用のサンプリングされた振幅リードチャネルに
おけるタイミングリカバリに関する。具体的には、本発
明は、各サンプル事例におけるアナログリード信号の傾
きを制御することによって、タイミングリカバリのため
の位相誤差推定値の正確さを改善する。
システム用のサンプリングされた振幅リードチャネルに
おけるタイミングリカバリに関する。具体的には、本発
明は、各サンプル事例におけるアナログリード信号の傾
きを制御することによって、タイミングリカバリのため
の位相誤差推定値の正確さを改善する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタルコンピュータ用の磁気ディス
ク記憶システムにおいて、（典型的には、誘導性コイル
型の）ライトヘッドは、複数の２進「１」値および
「０」値から構成されるシーケンスを記録するために、
磁束の遷移を磁気ディスクの表面上にライトする。記録
されたこの２進データをリードするために、回転する磁
気ディスクの近傍に位置づけられたリードヘッドは、磁
束の遷移を検出し、対応するパルスをアナログリード信
号に発生する。これらのパルスは、それからリードチャ
ネル回路により、推定された２進シーケンスに検出・復
号化される。誤差がない場合、推定された２進シーケン
スは、記録されている２進シーケンスに等しいが、推定
された２進シーケンス内に誤差をもたらす原因になる、
アナログリード信号の信号対雑音比の低下を招く数多く
の要因がある。
ク記憶システムにおいて、（典型的には、誘導性コイル
型の）ライトヘッドは、複数の２進「１」値および
「０」値から構成されるシーケンスを記録するために、
磁束の遷移を磁気ディスクの表面上にライトする。記録
されたこの２進データをリードするために、回転する磁
気ディスクの近傍に位置づけられたリードヘッドは、磁
束の遷移を検出し、対応するパルスをアナログリード信
号に発生する。これらのパルスは、それからリードチャ
ネル回路により、推定された２進シーケンスに検出・復
号化される。誤差がない場合、推定された２進シーケン
スは、記録されている２進シーケンスに等しいが、推定
された２進シーケンス内に誤差をもたらす原因になる、
アナログリード信号の信号対雑音比の低下を招く数多く
の要因がある。
【０００３】パルス検出処理時の誤差は、符号間干渉
（ＩＳＩ）および／またはチャネルノイズによりもたら
されることが最も多い。従来、リードチャネルは、アナ
ログリード信号におけるピークを検出する簡単なアナロ
グピーク検出器のかたちで実現されてきた。しかし、Ｉ
ＳＩおよびチャネルノイズが増大すると、アナログピー
ク検出器の精度も急速に低下する。この悪影響を緩和す
るために、最近の記憶システムは、ＩＳＩおよびチャネ
ルノイズが検出アルゴリズムに与える影響を考慮に入れ
た、さらに高度なディジタル信号処理回路を有するサン
プリングされた振幅リードチャネルを用いている。
（ＩＳＩ）および／またはチャネルノイズによりもたら
されることが最も多い。従来、リードチャネルは、アナ
ログリード信号におけるピークを検出する簡単なアナロ
グピーク検出器のかたちで実現されてきた。しかし、Ｉ
ＳＩおよびチャネルノイズが増大すると、アナログピー
ク検出器の精度も急速に低下する。この悪影響を緩和す
るために、最近の記憶システムは、ＩＳＩおよびチャネ
ルノイズが検出アルゴリズムに与える影響を考慮に入れ
た、さらに高度なディジタル信号処理回路を有するサン
プリングされた振幅リードチャネルを用いている。
【０００４】この目的のために、サンプリングされた振
幅リードチャネルは、アナログリード信号をサンプリン
グすることによって、離散時間サンプル値のシーケンス
を生成するサンプリングデバイスと、サンプル値をボー
レート（符号ビットレート）に同期させるタイミングリ
カバリとを備えている。その後、シーケンス検出器が、
それらの同期サンプル値を文脈に従って推定することに
よって、推定された２進データについて最尤（most lik
ely）のシーケンスを選択する。公知の離散時間シーケ
ンス検出方法としては、最尤シーケンス検出（ＭＬＳ
Ｄ）、ビタビ検出（ＭＬＳＤの近似）を用いたパーシャ
ルレスポンス（ＰＲ）、判定帰還等化（ＤＦＥ）、改善
された判定帰還等化（ＥＤＦＥ）、および判定帰還を用
いた固定遅延ツリー検索（ＦＤＴＳ／ＤＦ）などが挙げ
られる。
幅リードチャネルは、アナログリード信号をサンプリン
グすることによって、離散時間サンプル値のシーケンス
を生成するサンプリングデバイスと、サンプル値をボー
レート（符号ビットレート）に同期させるタイミングリ
カバリとを備えている。その後、シーケンス検出器が、
それらの同期サンプル値を文脈に従って推定することに
よって、推定された２進データについて最尤（most lik
ely）のシーケンスを選択する。公知の離散時間シーケ
ンス検出方法としては、最尤シーケンス検出（ＭＬＳ
Ｄ）、ビタビ検出（ＭＬＳＤの近似）を用いたパーシャ
ルレスポンス（ＰＲ）、判定帰還等化（ＤＦＥ）、改善
された判定帰還等化（ＥＤＦＥ）、および判定帰還を用
いた固定遅延ツリー検索（ＦＤＴＳ／ＤＦ）などが挙げ
られる。
【０００５】ＭＬＳＤ（またはその近似）を実施する離
散時間シーケンス検出器は、ある与えられた信号対雑音
比においてビット誤りレートを大幅に改善することがで
きるものの、それらの検出器は、それでも、リードチャ
ネルのその他の局面により制約を受けている。例えば、
公知のビタビ型シーケンス検出器は、リード信号が所望
のパーシャルレスポンスに等化され、かつタイミングリ
カバリがボーレートに対して正確に同期がとられている
時のみ、最適に動作する。タイミングリカバリに誤差が
発生すると、検出アルゴリズムに誤差をもたらしうる信
号雑音が生じる結果となる。
散時間シーケンス検出器は、ある与えられた信号対雑音
比においてビット誤りレートを大幅に改善することがで
きるものの、それらの検出器は、それでも、リードチャ
ネルのその他の局面により制約を受けている。例えば、
公知のビタビ型シーケンス検出器は、リード信号が所望
のパーシャルレスポンスに等化され、かつタイミングリ
カバリがボーレートに対して正確に同期がとられている
時のみ、最適に動作する。タイミングリカバリに誤差が
発生すると、検出アルゴリズムに誤差をもたらしうる信
号雑音が生じる結果となる。
【０００６】タイミングリカバリの動作は、リードチャ
ネルのダイパルス応答、すなわち、あるビット期間のあ
いだライト電流をオンにスイッチングすることに対する
リードチャネルの応答から理解される。パーシャルレス
ポンスクラスＩＶ（ＰＲ４）リードチャネルのダイパル
ス応答は、図３Ａに示されている。同期のとられた各サ
ンプリング事例において、ダイパルスサンプル値は、…
０、０、＋１、０、−１、０、０、…である。ユーザデ
ータを磁気ディスクにライトする時、データビットは、
「１」ビットが正の電流を誘導し（ａ（ｎ）＝＋１）、
「０」ビットが負の電流を誘導する（ａ（ｎ）＝−１）
ように、記録ヘッドコイル内の電流を変調する。結果と
して得られるアナログリード信号ｙ（ｔ）は、ダイパル
ス応答ｈ（ｔ−ｎＴ）の遅延されたバージョンの線形結
合である。
ネルのダイパルス応答、すなわち、あるビット期間のあ
いだライト電流をオンにスイッチングすることに対する
リードチャネルの応答から理解される。パーシャルレス
ポンスクラスＩＶ（ＰＲ４）リードチャネルのダイパル
ス応答は、図３Ａに示されている。同期のとられた各サ
ンプリング事例において、ダイパルスサンプル値は、…
０、０、＋１、０、−１、０、０、…である。ユーザデ
ータを磁気ディスクにライトする時、データビットは、
「１」ビットが正の電流を誘導し（ａ（ｎ）＝＋１）、
「０」ビットが負の電流を誘導する（ａ（ｎ）＝−１）
ように、記録ヘッドコイル内の電流を変調する。結果と
して得られるアナログリード信号ｙ（ｔ）は、ダイパル
ス応答ｈ（ｔ−ｎＴ）の遅延されたバージョンの線形結
合である。
【０００７】 ｙ（ｔ）＝Σａ（ｎ）・ｈ（ｔ−ｎＴ） （１） ここで、Ｔは、ボーレート間隔である。タイミングリカ
バリは、サンプル値がダイパルス応答＋１、０、−１の
みの関数となるように（すなわち、サンプルが、＋２、
０または−２の値をとるように）、アナログリード信号
のサンプルを、ボーレート（符号ビットレート）に同期
させることを試みる。
バリは、サンプル値がダイパルス応答＋１、０、−１の
みの関数となるように（すなわち、サンプルが、＋２、
０または−２の値をとるように）、アナログリード信号
のサンプルを、ボーレート（符号ビットレート）に同期
させることを試みる。
【０００８】従来、タイミングリカバリは、サンプリン
グデバイス（例えば、アナログ・ディジタル変換器）
が、データ変調レートに対応する周波数でアナログリー
ド信号をサンプリングするように、サンプリングデバイ
スを制御する。あるいは、アナログリード信号は、非同
期的にサンプリングされてもよく、非同期サンプル値を
補間することによって、同期サンプル値を発生してもよ
い。
グデバイス（例えば、アナログ・ディジタル変換器）
が、データ変調レートに対応する周波数でアナログリー
ド信号をサンプリングするように、サンプリングデバイ
スを制御する。あるいは、アナログリード信号は、非同
期的にサンプリングされてもよく、非同期サンプル値を
補間することによって、同期サンプル値を発生してもよ
い。
【０００９】もしタイミングリカバリがボーレートに対
して同期がとられないのなら、サンプリングされたダイ
パルス応答には誤差が生じ、例えば、（…０、−０．
１、＋０．９、＋０．１、−０．９、−０．１、０…）
のようになる。また、これに対応して、リード信号のサ
ンプル値にも誤差が生じる。タイミング誤差または位相
誤差を補償するために、位相同期ループ（ＰＬＬ）は、
サンプルがボーレートに対して同期がとられるまで、サ
ンプリング周波数（または補間間隔）を調整する。
して同期がとられないのなら、サンプリングされたダイ
パルス応答には誤差が生じ、例えば、（…０、−０．
１、＋０．９、＋０．１、−０．９、−０．１、０…）
のようになる。また、これに対応して、リード信号のサ
ンプル値にも誤差が生じる。タイミング誤差または位相
誤差を補償するために、位相同期ループ（ＰＬＬ）は、
サンプルがボーレートに対して同期がとられるまで、サ
ンプリング周波数（または補間間隔）を調整する。
【００１０】ＰＲ４リードチャネルの位相同期ループで
は、位相誤差ΔΘは、通常、タイミング勾配アルゴリズ
ムを用いて計算される。
は、位相誤差ΔΘは、通常、タイミング勾配アルゴリズ
ムを用いて計算される。
【００１１】 ΔΘ＝Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk） （２） ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定
されたＰＲ４サンプル値または理想のＰＲ４サンプル値
である。位相誤差ΔΘは、電圧制御された発振器（ＶＣ
Ｏ）の動作を制御し、ＶＣＯの出力は、サンプリング周
波数の同期がとられるまで、アナログ・ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ）のようなサンプリングデバイスのサンプリ
ング周波数を制御する。あるいは、補間間隔を位相誤差
ΔΘから計算し、補間フィルタを用いて同期サンプル値
を発生するのに用いてもよい。
されたＰＲ４サンプル値または理想のＰＲ４サンプル値
である。位相誤差ΔΘは、電圧制御された発振器（ＶＣ
Ｏ）の動作を制御し、ＶＣＯの出力は、サンプリング周
波数の同期がとられるまで、アナログ・ディジタル変換
器（Ａ／Ｄ）のようなサンプリングデバイスのサンプリ
ング周波数を制御する。あるいは、補間間隔を位相誤差
ΔΘから計算し、補間フィルタを用いて同期サンプル値
を発生するのに用いてもよい。
【００１２】従来のＰＲ４リードチャネルにおいて本発
明に関連する別の構成要素は、入力データシーケンス
を、それがディスクにライトされる前にプリコードす
る、１／（１＋Ｄ2）プリコーダである。１／（１＋
Ｄ2）プリコーダがＰＲ４チャネルの（１−Ｄ2）伝達関
数を補償し、ビット誤りの伝搬を防止することは、当業
者には理解できるであろう。しかし、このプリコーダの
特徴は、ある与えられた入力シーケンスに対して、プリ
コーダの初期状態（すなわち、Ｄ2遅延レジスタの初期
状態である００、０１、１０、１１）次第で、可能な出
力シーケンスが４つあるということにある。１／（１＋
Ｄ2）プリコーダの４つの初期状態に対応する４つのア
ナログリード信号のすべてが、タイミングリカバリに最
適な波形を示すわけではない。
明に関連する別の構成要素は、入力データシーケンス
を、それがディスクにライトされる前にプリコードす
る、１／（１＋Ｄ2）プリコーダである。１／（１＋
Ｄ2）プリコーダがＰＲ４チャネルの（１−Ｄ2）伝達関
数を補償し、ビット誤りの伝搬を防止することは、当業
者には理解できるであろう。しかし、このプリコーダの
特徴は、ある与えられた入力シーケンスに対して、プリ
コーダの初期状態（すなわち、Ｄ2遅延レジスタの初期
状態である００、０１、１０、１１）次第で、可能な出
力シーケンスが４つあるということにある。１／（１＋
Ｄ2）プリコーダの４つの初期状態に対応する４つのア
ナログリード信号のすべてが、タイミングリカバリに最
適な波形を示すわけではない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】方程式（２）のタイミ
ング勾配アルゴリズムは、それぞれのサンプル事例にお
いてアナログリード信号の傾きを近似することによっ
て、位相誤差ΔΘを計算する。しかし、この傾きの近似
は、図５に示されているように、データに依存する。図
５は、従来のＰＲ４リードチャネルにおいてディスク上
にライトされた同一のデータシーケンスに対する２つの
可能なアナログリード信号（すなわち、これら２つの可
能なアナログリード信号は、１／（１＋Ｄ2）プリコー
ダの初期状態に依存している）を示している。サンプル
事例３とサンプル事例４との間で、上側の波形における
アナログリード信号の傾きは、下側の波形におけるアナ
ログリード信号の傾きよりも十分によく規定されうる。
容易に理解できるように、これは、符号間干渉（ＩＳ
Ｉ）の与える影響が、（破線で示されているように）第
２のダイパルス応答の極性次第で変わってくるからであ
る。よって、下側の波形に比べて、上側の波形のほう
が、方程式（２）の位相誤差推定値にはるかに近似した
傾きを与えることができる。
ング勾配アルゴリズムは、それぞれのサンプル事例にお
いてアナログリード信号の傾きを近似することによっ
て、位相誤差ΔΘを計算する。しかし、この傾きの近似
は、図５に示されているように、データに依存する。図
５は、従来のＰＲ４リードチャネルにおいてディスク上
にライトされた同一のデータシーケンスに対する２つの
可能なアナログリード信号（すなわち、これら２つの可
能なアナログリード信号は、１／（１＋Ｄ2）プリコー
ダの初期状態に依存している）を示している。サンプル
事例３とサンプル事例４との間で、上側の波形における
アナログリード信号の傾きは、下側の波形におけるアナ
ログリード信号の傾きよりも十分によく規定されうる。
容易に理解できるように、これは、符号間干渉（ＩＳ
Ｉ）の与える影響が、（破線で示されているように）第
２のダイパルス応答の極性次第で変わってくるからであ
る。よって、下側の波形に比べて、上側の波形のほう
が、方程式（２）の位相誤差推定値にはるかに近似した
傾きを与えることができる。
【００１４】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、その目的は、各サンプル事例において
アナログリード信号におけるパルスの傾きを制御するこ
とによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相誤
差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャネ
ルを提供することである。
れたものであり、その目的は、各サンプル事例において
アナログリード信号におけるパルスの傾きを制御するこ
とによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相誤
差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャネ
ルを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明によるディスク記
憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログ
リード信号におけるパルスをサンプリングすることによ
って発生された離散時間サンプル値のシーケンスからデ
ィジタルデータをリードする、サンプリングされた振幅
リードチャネルは、（ａ）タイミングリカバリのための
位相誤差推定値を改善する第１のマッピングに従って、
ライト動作の間に、ユーザデータをコードワードに符号
化するエンコーダであって、該位相誤差推定値が、該ア
ナログリード信号における該パルスの傾きの関数として
発生される、エンコーダと、（ｂ）リード動作の間に該
アナログリード信号をサンプリングすることによって、
該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプ
リングデバイスと、（ｃ）同期サンプル値を該離散時間
サンプル値および該位相誤差推定値の関数として発生す
る、タイミングリカバリと、（ｄ）該同期サンプル値か
ら該コードワードを検出する、離散時間検出器と、を備
えており、そのことにより上記目的が達成される。
憶媒体上に位置づけられたリードヘッドからのアナログ
リード信号におけるパルスをサンプリングすることによ
って発生された離散時間サンプル値のシーケンスからデ
ィジタルデータをリードする、サンプリングされた振幅
リードチャネルは、（ａ）タイミングリカバリのための
位相誤差推定値を改善する第１のマッピングに従って、
ライト動作の間に、ユーザデータをコードワードに符号
化するエンコーダであって、該位相誤差推定値が、該ア
ナログリード信号における該パルスの傾きの関数として
発生される、エンコーダと、（ｂ）リード動作の間に該
アナログリード信号をサンプリングすることによって、
該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する、サンプ
リングデバイスと、（ｃ）同期サンプル値を該離散時間
サンプル値および該位相誤差推定値の関数として発生す
る、タイミングリカバリと、（ｄ）該同期サンプル値か
ら該コードワードを検出する、離散時間検出器と、を備
えており、そのことにより上記目的が達成される。
【００１６】ある実施形態では、前記第１のマッピング
が、以下の表３Ａ〜表３Ｆに従って作用する。
が、以下の表３Ａ〜表３Ｆに従って作用する。
【００１７】
【表３Ａ】
【００１８】
【表３Ｂ】
【００１９】
【表３Ｃ】
【００２０】
【表３Ｄ】
【００２１】
【表３Ｅ】
【００２２】
【表３Ｆ】
【００２３】ある実施形態では、前記第１のマッピング
の逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間
に、前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備
えている。
の逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間
に、前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備
えている。
【００２４】ある実施形態では、前記第２のマッピング
が、以下の表４Ａ〜表４Ｇに従って作用する。
が、以下の表４Ａ〜表４Ｇに従って作用する。
【００２５】
【表４Ａ】
【００２６】
【表４Ｂ】
【００２７】
【表４Ｃ】
【００２８】
【表４Ｄ】
【００２９】
【表４Ｅ】
【００３０】
【表４Ｆ】
【００３１】
【表４Ｇ】
【００３２】ある実施形態では、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙ
k-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であ
り、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に比例する
前記位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器をさらに
備えている。
k-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であ
り、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に比例する
前記位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器をさらに
備えている。
【００３３】ある実施形態では、（ａ）前記ユーザデー
タに応答して、該ユーザデータにより発生された前記位
相誤差推定値の質を測定する、グレーダと、（ｂ）もし
該測定された質が、所定の閾値を下回っているのなら、
該ユーザデータを前記第１のマッピングに従ってマッピ
ングする手段と、をさらに備えている。
タに応答して、該ユーザデータにより発生された前記位
相誤差推定値の質を測定する、グレーダと、（ｂ）もし
該測定された質が、所定の閾値を下回っているのなら、
該ユーザデータを前記第１のマッピングに従ってマッピ
ングする手段と、をさらに備えている。
【００３４】ある実施形態では、前記コードワードがそ
れぞれ、前記ユーザデータが前記第１のマッピングに従
ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含ん
でいる。
れぞれ、前記ユーザデータが前記第１のマッピングに従
ってマッピングされたどうかを示すマップビットを含ん
でいる。
【００３５】ある実施形態では、前記第１のマッピング
の逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間
に前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備え
ている、サンプリングされた振幅リードチャネルであっ
て、もし前記ユーザデータが該第１のマッピングに従っ
てマッピングされていないことを前記マップビットが示
すのなら、該デコーダが、該コードワードを該第２のマ
ッピングに従ってマッピングしない。
の逆である第２のマッピングに従って、リード動作の間
に前記コードワードを復号化するデコーダをさらに備え
ている、サンプリングされた振幅リードチャネルであっ
て、もし前記ユーザデータが該第１のマッピングに従っ
てマッピングされていないことを前記マップビットが示
すのなら、該デコーダが、該コードワードを該第２のマ
ッピングに従ってマッピングしない。
【００３６】ある実施形態では、前記アナログリード信
号の傾きをあるサンプル事例において制御する手段をさ
らに備えている。
号の傾きをあるサンプル事例において制御する手段をさ
らに備えている。
【００３７】ある実施形態では、前記傾きを制御する前
記手段が、前記コードワードを前記ディスクにライトす
るＮＲＺＩ変調器を備えている。
記手段が、前記コードワードを前記ディスクにライトす
るＮＲＺＩ変調器を備えている。
【００３８】ある実施形態では、前記エンコーダが、
（ａ）前記コードワードが所定のランレングス制約に違
反しているかどうかを検出する、ＲＬＬ検出器と、
（ｂ）該コードワードが、該ランレングス制約に違反し
ないように、該コードワードを修正する手段と、をさら
に備えている。
（ａ）前記コードワードが所定のランレングス制約に違
反しているかどうかを検出する、ＲＬＬ検出器と、
（ｂ）該コードワードが、該ランレングス制約に違反し
ないように、該コードワードを修正する手段と、をさら
に備えている。
【００３９】ある実施形態では、前記コードワードの符
号レートが、１６／１７である。
号レートが、１６／１７である。
【００４０】本発明によるディスク記憶媒体上に位置づ
けられたリードヘッドからのアナログリード信号におけ
るパルスをサンプリングすることによって発生された離
散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリード
する、サンプリングされた振幅リードチャネルは、該２
進データが第１のマッピングに従って符号化されたコー
ドワードを含んでいる、サンプリングされた振幅リード
チャネルであって、（ａ）該アナログリード信号をサン
プリングすることによって、該離散時間サンプル値のシ
ーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、（ｂ）
該離散時間サンプル値に応答して同期サンプル値を発生
する、タイミングリカバリであって、あるサンプル事例
における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対し
て位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器を備えてい
る、タイミングリカバリと、（ｃ）該同期サンプル値か
ら該コードワードを検出する、離散時間検出器と、
（ｄ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピング
に従って該コードワードを復号化するデコーダであっ
て、該第１のマッピングが、該タイミングリカバリ用の
該位相誤差推定値を改善する、デコーダと、を備えてお
り、そのことにより上記目的が達成される。
けられたリードヘッドからのアナログリード信号におけ
るパルスをサンプリングすることによって発生された離
散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリード
する、サンプリングされた振幅リードチャネルは、該２
進データが第１のマッピングに従って符号化されたコー
ドワードを含んでいる、サンプリングされた振幅リード
チャネルであって、（ａ）該アナログリード信号をサン
プリングすることによって、該離散時間サンプル値のシ
ーケンスを発生する、サンプリングデバイスと、（ｂ）
該離散時間サンプル値に応答して同期サンプル値を発生
する、タイミングリカバリであって、あるサンプル事例
における該アナログリード信号の該パルスの傾きに対し
て位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器を備えてい
る、タイミングリカバリと、（ｃ）該同期サンプル値か
ら該コードワードを検出する、離散時間検出器と、
（ｄ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピング
に従って該コードワードを復号化するデコーダであっ
て、該第１のマッピングが、該タイミングリカバリ用の
該位相誤差推定値を改善する、デコーダと、を備えてお
り、そのことにより上記目的が達成される。
【００４１】ある実施形態では、（ａ）もし対応する位
相誤差推定値の質が所定の閾値を下回っているのなら、
前記２進データが前記第１のマッピングを用いて符号化
され、（ｂ）もし該対応する位相誤差推定値の該質が該
所定の閾値を下回っていないのなら、該２進データが該
第１のマッピングを用いて符号化されず、（ｃ）前記コ
ードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが該第１のマ
ッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップ
ビットを含んでおり、かつ（ｄ）もし該コードワードが
該第１のマッピングを用いて符号化されたことを該マッ
プビットが示すのなら、前記デコーダが、前記第２のマ
ッピングを用いて該コードワードのそれぞれを復号化す
るのに該マップビットを用いる。
相誤差推定値の質が所定の閾値を下回っているのなら、
前記２進データが前記第１のマッピングを用いて符号化
され、（ｂ）もし該対応する位相誤差推定値の該質が該
所定の閾値を下回っていないのなら、該２進データが該
第１のマッピングを用いて符号化されず、（ｃ）前記コ
ードワードがそれぞれ、前記ユーザデータが該第１のマ
ッピングに従ってマッピングされたどうかを示すマップ
ビットを含んでおり、かつ（ｄ）もし該コードワードが
該第１のマッピングを用いて符号化されたことを該マッ
プビットが示すのなら、前記デコーダが、前記第２のマ
ッピングを用いて該コードワードのそれぞれを復号化す
るのに該マップビットを用いる。
【００４２】ある実施形態では、前記コードワードの符
号レートが、１６／１７である。
号レートが、１６／１７である。
【００４３】ある実施形態では、前記位相誤差推定値を
発生する前記位相誤差検出器が、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙ
k-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であ
り、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に従って動
作する。
発生する前記位相誤差検出器が、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙ
k-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であ
り、Ｘkは、推定されたサンプル値である）に従って動
作する。
【００４４】本発明によるディスク記憶媒体上に位置づ
けられたリードヘッドからのアナログリード信号におけ
るパルスをサンプリングすることによって発生された離
散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリード
する方法において、該２進データが第１のマッピングに
従って符号化されたコードワードを含んでいる、方法
は、（ａ）該アナログリード信号をサンプリングするこ
とによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生
するステップと、（ｂ）あるサンプル事例における該ア
ナログリード信号の該パルスの傾きに対する位相誤差を
推定するステップと、（ｃ）該離散時間サンプル値およ
び該ステップ（ｂ）の該位相誤差推定値に応答して、同
期サンプル値を発生するステップと、（ｄ）該同期サン
プル値から該コードワードを検出するステップと、
（ｅ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピング
に従って該コードワードを復号化するステップであっ
て、該第１のマッピングが、タイミングリカバリ用の該
位相誤差推定値を改善する、ステップと、を含んでお
り、そのことにより上記目的が達成される。
けられたリードヘッドからのアナログリード信号におけ
るパルスをサンプリングすることによって発生された離
散時間サンプル値のシーケンスから２進データをリード
する方法において、該２進データが第１のマッピングに
従って符号化されたコードワードを含んでいる、方法
は、（ａ）該アナログリード信号をサンプリングするこ
とによって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生
するステップと、（ｂ）あるサンプル事例における該ア
ナログリード信号の該パルスの傾きに対する位相誤差を
推定するステップと、（ｃ）該離散時間サンプル値およ
び該ステップ（ｂ）の該位相誤差推定値に応答して、同
期サンプル値を発生するステップと、（ｄ）該同期サン
プル値から該コードワードを検出するステップと、
（ｅ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピング
に従って該コードワードを復号化するステップであっ
て、該第１のマッピングが、タイミングリカバリ用の該
位相誤差推定値を改善する、ステップと、を含んでお
り、そのことにより上記目的が達成される。
【００４５】ある実施形態では、前記位相誤差を推定す
る前記ステップが、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）
（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推
定されたサンプル値である）に従って作用する。
る前記ステップが、Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）
（ここで、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推
定されたサンプル値である）に従って作用する。
【００４６】ある実施形態では、前記コードワードが、
符号化されていない２進データに対応する前記位相誤差
推定値の測定された質に依存して、前記第１のマッピン
グを用いて選択的に符号化される、２進データをリード
する方法であって、該コードワードが該第１のマッピン
グに従って符号化されたかどうかを示すマップビットを
該コードワードにおいて復号化するステップをさらに含
んでいる。
符号化されていない２進データに対応する前記位相誤差
推定値の測定された質に依存して、前記第１のマッピン
グを用いて選択的に符号化される、２進データをリード
する方法であって、該コードワードが該第１のマッピン
グに従って符号化されたかどうかを示すマップビットを
該コードワードにおいて復号化するステップをさらに含
んでいる。
【００４７】ある実施形態では、前記コードワードが、
１６／１７の符号レートで符号化される。
１６／１７の符号レートで符号化される。
【００４８】以下に作用を説明する。
【００４９】より正確な位相誤差推定値を与えることに
よってタイミングリカバリを改善する符号化スキームを
有する、磁気記録用のパーシャルレスポンスクラスＶＩ
（ＰＲ４）リードチャネルが開示される。本発明では、
（あいまいな初期状態を避けるために）従来の１／（１
＋Ｄ2）プリコーダは用いられないので、リードチャネ
ルは、磁気ディスク上にライトされる磁束の遷移を直
接、制御することができる。これにより、リードチャネ
ルには、各サンプル事例においてアナログリード信号に
十分に規定された傾きを生成する基準に従ってユーザデ
ータを符号化することが可能になるので、タイミングリ
カバリの位相誤差推定値の正確さを改善することができ
る。
よってタイミングリカバリを改善する符号化スキームを
有する、磁気記録用のパーシャルレスポンスクラスＶＩ
（ＰＲ４）リードチャネルが開示される。本発明では、
（あいまいな初期状態を避けるために）従来の１／（１
＋Ｄ2）プリコーダは用いられないので、リードチャネ
ルは、磁気ディスク上にライトされる磁束の遷移を直
接、制御することができる。これにより、リードチャネ
ルには、各サンプル事例においてアナログリード信号に
十分に規定された傾きを生成する基準に従ってユーザデ
ータを符号化することが可能になるので、タイミングリ
カバリの位相誤差推定値の正確さを改善することができ
る。
【００５０】符号化処理のあいだ、入力ユーザデータシ
ンボルは、そのシンボルをリードすることにより得られ
る位相誤差推定値の質に従って「グレードが決められ
る」。もしシンボルのグレードが所定の閾値を下回って
いるのなら、そのシンボルは、より正確な位相誤差推定
値が得られるようにする基準に従ってマッピングされ
る。マッピングされたシンボルに「１」ビットが加えら
れると、結果として生ずるコードワードがマッピングさ
れることを示す。もしシンボルのグレードが所定の閾値
を上回っており、結果として得られる位相誤差推定値
が、十分に正確であることを示すのなら、そのシンボル
は、マッピングなしで直接、コードワードに符号化さ
れ、そのコードワードがマッピングされないことを示す
「０」ビットが付加される。
ンボルは、そのシンボルをリードすることにより得られ
る位相誤差推定値の質に従って「グレードが決められ
る」。もしシンボルのグレードが所定の閾値を下回って
いるのなら、そのシンボルは、より正確な位相誤差推定
値が得られるようにする基準に従ってマッピングされ
る。マッピングされたシンボルに「１」ビットが加えら
れると、結果として生ずるコードワードがマッピングさ
れることを示す。もしシンボルのグレードが所定の閾値
を上回っており、結果として得られる位相誤差推定値
が、十分に正確であることを示すのなら、そのシンボル
は、マッピングなしで直接、コードワードに符号化さ
れ、そのコードワードがマッピングされないことを示す
「０」ビットが付加される。
【００５１】その後、これらのコードワードは、１／
（１＋Ｄ2）プリコーダによりプリコードするのではな
く、よく知られているＮＲＺＩフォーマットに従ってデ
ィスク上に直接、ライトされる。このようにして、ある
サンプリング事例におけるアナログリード信号の傾きを
知ることができるので、上述のマッピング処理を簡単に
することができる。
（１＋Ｄ2）プリコーダによりプリコードするのではな
く、よく知られているＮＲＺＩフォーマットに従ってデ
ィスク上に直接、ライトされる。このようにして、ある
サンプリング事例におけるアナログリード信号の傾きを
知ることができるので、上述のマッピング処理を簡単に
することができる。
【００５２】リードバック時に、一対のインタリーブさ
れたスライディング閾値検出器として実施されるＰＲ４
ビタビ検出器は、予備データシーケンスを出力する。こ
の予備データシーケンスを、ＮＲＺＩ変換器に通すこと
によって、推定されたＮＲＺＩデータシーケンスを生成
する。その後、エンコーダとは逆の演算を実施するデコ
ーダが、推定されたＮＲＺＩシーケンスを推定されたユ
ーザデータシーケンスに復号化する。誤差がない場合、
推定されたユーザデータシーケンスは、もともと記録さ
れていたユーザデータシーケンスに等しい。
れたスライディング閾値検出器として実施されるＰＲ４
ビタビ検出器は、予備データシーケンスを出力する。こ
の予備データシーケンスを、ＮＲＺＩ変換器に通すこと
によって、推定されたＮＲＺＩデータシーケンスを生成
する。その後、エンコーダとは逆の演算を実施するデコ
ーダが、推定されたＮＲＺＩシーケンスを推定されたユ
ーザデータシーケンスに復号化する。誤差がない場合、
推定されたユーザデータシーケンスは、もともと記録さ
れていたユーザデータシーケンスに等しい。
【００５３】
【発明の実施の形態】本願は、以下の同時係属中の米国
特許出願、すなわち、「サンプル推定等化、欠陥スキャ
ニング、チャネル品質、ディジタルサーボ復調、タイミ
ングリカバリ用のＰＩＤフィルタおよびＤＣオフセット
制御を含むサンプリングされた振幅リードチャネル」と
題された米国特許出願第08/341,251号、「同期パーシャ
ルレスポンス記録のための改善されたタイミングリカバ
リ」と題された米国特許出願第08/313,491号、および
「サンプリングされた振幅磁気記録のための改善された
欠陥許容シンクマーク検出器」と題された米国特許出願
第08/533,797号に関連している。本願は、また、以下に
掲げるいくつかの米国特許、すなわち、「同期波形サン
プリング用のタイミングリカバリ回路」と題された米国
特許第5,359,631号、「複雑さの低減されたビタビ型シ
ーケンス検出器のための方法および装置」と題された米
国特許第5,291,499号、「同期波形サンプリングのため
の利得制御回路」と題された米国特許第5,297,184号、
「ディジタルパルス検出器」と題された米国特許第5,32
9,554号、および「同期リードチャネル」と題された米
国特許第5,424,881号にも関連している。上に列挙した
特許出願および特許のすべては、同一の譲受人に譲渡さ
れており、本願でも、それらのすべてが参考として援用
される。
特許出願、すなわち、「サンプル推定等化、欠陥スキャ
ニング、チャネル品質、ディジタルサーボ復調、タイミ
ングリカバリ用のＰＩＤフィルタおよびＤＣオフセット
制御を含むサンプリングされた振幅リードチャネル」と
題された米国特許出願第08/341,251号、「同期パーシャ
ルレスポンス記録のための改善されたタイミングリカバ
リ」と題された米国特許出願第08/313,491号、および
「サンプリングされた振幅磁気記録のための改善された
欠陥許容シンクマーク検出器」と題された米国特許出願
第08/533,797号に関連している。本願は、また、以下に
掲げるいくつかの米国特許、すなわち、「同期波形サン
プリング用のタイミングリカバリ回路」と題された米国
特許第5,359,631号、「複雑さの低減されたビタビ型シ
ーケンス検出器のための方法および装置」と題された米
国特許第5,291,499号、「同期波形サンプリングのため
の利得制御回路」と題された米国特許第5,297,184号、
「ディジタルパルス検出器」と題された米国特許第5,32
9,554号、および「同期リードチャネル」と題された米
国特許第5,424,881号にも関連している。上に列挙した
特許出願および特許のすべては、同一の譲受人に譲渡さ
れており、本願でも、それらのすべてが参考として援用
される。
【００５４】本発明の上記局面および利点、ならびにそ
の他の局面および利点は、添付の図面を参照しながら以
下に述べる本発明の詳細な説明を読めば、よりよく理解
できるであろう。
の他の局面および利点は、添付の図面を参照しながら以
下に述べる本発明の詳細な説明を読めば、よりよく理解
できるであろう。
【００５５】（従来のサンプリングされた振幅リードチ
ャネル）図１をここで参照すれば、従来のサンプリング
された振幅リードチャネルの詳細なブロック図が示され
ている。ライト動作のあいだ、ユーザデータ２またはデ
ータ発生器４からのプリアンブルデータ（例えば２Ｔの
プリアンブルデータ）が、媒体上にライトされる。ＲＬ
Ｌエンコーダ６は、ＲＬＬ制約条件にしたがって、ユー
ザデータ２を２進シーケンスｂ（ｎ）８に符号化する。
１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、記録チャネル１８
および等化器フィルタの伝達関数を補償し、ビット誤り
の伝搬を防止するために、２進シーケンスｂ（ｎ）８を
プリコードする。プリコーダ１０の出力（プリコードさ
れたシーケンス〜ｂ（ｎ）１２）は、〜ｂ（Ｎ）＝０を
ａ（Ｎ）＝−１に、かつ〜ｂ（Ｎ）＝１をａ（Ｎ）＝＋
１に変調するＮＲＺ変調器１４によって、シンボルａ
（ｎ）１６に変換される。ライト回路９は、シンボルａ
（ｎ）１６に応答して、ボーレート１／Ｔで記録ヘッド
コイル中の電流を変調することによって、２進シーケン
スを媒体上に記録する。周波数シンセサイザ５２は、ボ
ーレートライトクロック５４をライト回路９に供給す
る。また、周波数シンセサイザ５２は、記録ヘッドがそ
の上に位置しているゾーンに従ってチャネルデータレー
ト信号（ＣＤＲ）３０により調整される。
ャネル）図１をここで参照すれば、従来のサンプリング
された振幅リードチャネルの詳細なブロック図が示され
ている。ライト動作のあいだ、ユーザデータ２またはデ
ータ発生器４からのプリアンブルデータ（例えば２Ｔの
プリアンブルデータ）が、媒体上にライトされる。ＲＬ
Ｌエンコーダ６は、ＲＬＬ制約条件にしたがって、ユー
ザデータ２を２進シーケンスｂ（ｎ）８に符号化する。
１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、記録チャネル１８
および等化器フィルタの伝達関数を補償し、ビット誤り
の伝搬を防止するために、２進シーケンスｂ（ｎ）８を
プリコードする。プリコーダ１０の出力（プリコードさ
れたシーケンス〜ｂ（ｎ）１２）は、〜ｂ（Ｎ）＝０を
ａ（Ｎ）＝−１に、かつ〜ｂ（Ｎ）＝１をａ（Ｎ）＝＋
１に変調するＮＲＺ変調器１４によって、シンボルａ
（ｎ）１６に変換される。ライト回路９は、シンボルａ
（ｎ）１６に応答して、ボーレート１／Ｔで記録ヘッド
コイル中の電流を変調することによって、２進シーケン
スを媒体上に記録する。周波数シンセサイザ５２は、ボ
ーレートライトクロック５４をライト回路９に供給す
る。また、周波数シンセサイザ５２は、記録ヘッドがそ
の上に位置しているゾーンに従ってチャネルデータレー
ト信号（ＣＤＲ）３０により調整される。
【００５６】記録された２進シーケンスを媒体からリー
ドするとき、タイミングリカバリ２８は、まず、リード
チャネルへの入力としてマルチプレクサ６０を通したラ
イトクロック５４を選択することによって、ライト周波
数にロックする。いったんライト周波数にロックされる
と、マルチプレクサ６０は、記録されたユーザデータよ
りも前にディスク上に記録されたアクイジションプリア
ンブルを得るために、リードヘッドからの信号１９をリ
ードチャネルへの入力として選択する。可変利得増幅器
２２は、アナログリード信号５８の振幅を調整し、アナ
ログフィルタ２０は、エイリアシングノイズを減衰させ
るとともに、所望の応答を得るために初期等化をおこな
う。サンプリングデバイス２４は、アナログフィルタ２
０からのアナログリード信号６２をサンプリングし、離
散時間等化器フィルタ２６は、所望の応答を得るために
サンプル値２５をさらに等化する。パーシャルレスポン
ス記録においては、所望の応答は、例えば、しばしば以
下の表５から選択される。
ドするとき、タイミングリカバリ２８は、まず、リード
チャネルへの入力としてマルチプレクサ６０を通したラ
イトクロック５４を選択することによって、ライト周波
数にロックする。いったんライト周波数にロックされる
と、マルチプレクサ６０は、記録されたユーザデータよ
りも前にディスク上に記録されたアクイジションプリア
ンブルを得るために、リードヘッドからの信号１９をリ
ードチャネルへの入力として選択する。可変利得増幅器
２２は、アナログリード信号５８の振幅を調整し、アナ
ログフィルタ２０は、エイリアシングノイズを減衰させ
るとともに、所望の応答を得るために初期等化をおこな
う。サンプリングデバイス２４は、アナログフィルタ２
０からのアナログリード信号６２をサンプリングし、離
散時間等化器フィルタ２６は、所望の応答を得るために
サンプル値２５をさらに等化する。パーシャルレスポン
ス記録においては、所望の応答は、例えば、しばしば以
下の表５から選択される。
【００５７】
【表５】
【００５８】等化の後、リード信号５８の振幅と、サン
プリングデバイス２４の周波数および位相とをそれぞれ
調整するために、等化されたサンプル値３２は、判定に
より向きの決められた利得制御５０と、タイミングリカ
バリ回路２８とに与えられる。タイミングリカバリは、
等化されたサンプル３２をボーレートに同期させるため
に、ライン２３を介してサンプリングデバイス２４の周
波数を調整する。周波数シンセサイザ５２は、温度、電
圧およびプロセスのばらつきに対してタイミングリカバ
リ周波数を所定の値に揃えるために、センタ周波数の粗
い設定値をライン６４を介してタイミングリカバリ回路
２８に与える。チャネルデータレート（ＣＤＲ）信号３
０は、シンセサイザ５２の周波数範囲を、現在のゾーン
についてのデータレートにしたがって調整する。利得制
御５０は、チャネルの周波数応答の大きさを所望のパー
シャルレスポンスに一致させるために、ライン２１を介
して可変利得増幅器２２の利得を調整する。
プリングデバイス２４の周波数および位相とをそれぞれ
調整するために、等化されたサンプル値３２は、判定に
より向きの決められた利得制御５０と、タイミングリカ
バリ回路２８とに与えられる。タイミングリカバリは、
等化されたサンプル３２をボーレートに同期させるため
に、ライン２３を介してサンプリングデバイス２４の周
波数を調整する。周波数シンセサイザ５２は、温度、電
圧およびプロセスのばらつきに対してタイミングリカバ
リ周波数を所定の値に揃えるために、センタ周波数の粗
い設定値をライン６４を介してタイミングリカバリ回路
２８に与える。チャネルデータレート（ＣＤＲ）信号３
０は、シンセサイザ５２の周波数範囲を、現在のゾーン
についてのデータレートにしたがって調整する。利得制
御５０は、チャネルの周波数応答の大きさを所望のパー
シャルレスポンスに一致させるために、ライン２１を介
して可変利得増幅器２２の利得を調整する。
【００５９】等化されたサンプル３２は、ＰＲ４シーケ
ンス検出器３４（典型的には、一対のインタリーブされ
たスライディング閾値検出器として実施される）にも送
られる。ＰＲ４シーケンス検出器３４は、サンプル値か
ら推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を検出す
る。ＲＬＬデコーダ３６は、ＰＲ４シーケンス検出器３
４からの推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を、
推定されたユーザデータ３７に復号化する。データシン
ク検出器６６は、ＲＬＬデコーダ３６の動作をフレーム
に同期させるために、データセクタ１５の中のシンクマ
ーク７０（図２Ｂに示す）を検出する。誤差がなけれ
ば、推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、記録
された２進シーケンスｂ（ｎ）８と一致し、復号化され
たユーザデータ３７は、記録されたユーザデータ２と一
致する。
ンス検出器３４（典型的には、一対のインタリーブされ
たスライディング閾値検出器として実施される）にも送
られる。ＰＲ４シーケンス検出器３４は、サンプル値か
ら推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を検出す
る。ＲＬＬデコーダ３６は、ＰＲ４シーケンス検出器３
４からの推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３を、
推定されたユーザデータ３７に復号化する。データシン
ク検出器６６は、ＲＬＬデコーダ３６の動作をフレーム
に同期させるために、データセクタ１５の中のシンクマ
ーク７０（図２Ｂに示す）を検出する。誤差がなけれ
ば、推定された２進シーケンス＾ｂ（ｎ）３３は、記録
された２進シーケンスｂ（ｎ）８と一致し、復号化され
たユーザデータ３７は、記録されたユーザデータ２と一
致する。
【００６０】（データフォーマット）図２Ａは、１連の
同心円状データトラック１３を備えた磁気媒体のデータ
フォーマットの１例を示す。ここで、それぞれのデータ
トラック１３は、サーボウェッジ１７の埋め込まれた複
数のセクタ１５を有している。サーボコントローラ（不
図示）が、サーボウェッジ１７内のサーボデータを処理
し、そのサーボデータに応答して、リード／ライトヘッ
ドを所望のトラック上に位置づける。また、サーボコン
トローラは、サーボウェッジ１７内のサーボバーストを
処理することによって、データをライトしたり、リード
したりしながら、所望のトラックのセンタライン上にヘ
ッドを位置合わせし続ける。サーボウェッジ１７は、簡
単な離散時間パルス検出器によっても、あるいは離散時
間シーケンス検出器３４によっても検出されうる。もし
シーケンス検出器３４がサーボデータを検出すれば、サ
ーボウェッジ１７のフォーマットは、ユーザデータセク
タ１５と同様に、プリアンブルと、シンクマークとを含
むことになる。
同心円状データトラック１３を備えた磁気媒体のデータ
フォーマットの１例を示す。ここで、それぞれのデータ
トラック１３は、サーボウェッジ１７の埋め込まれた複
数のセクタ１５を有している。サーボコントローラ（不
図示）が、サーボウェッジ１７内のサーボデータを処理
し、そのサーボデータに応答して、リード／ライトヘッ
ドを所望のトラック上に位置づける。また、サーボコン
トローラは、サーボウェッジ１７内のサーボバーストを
処理することによって、データをライトしたり、リード
したりしながら、所望のトラックのセンタライン上にヘ
ッドを位置合わせし続ける。サーボウェッジ１７は、簡
単な離散時間パルス検出器によっても、あるいは離散時
間シーケンス検出器３４によっても検出されうる。もし
シーケンス検出器３４がサーボデータを検出すれば、サ
ーボウェッジ１７のフォーマットは、ユーザデータセク
タ１５と同様に、プリアンブルと、シンクマークとを含
むことになる。
【００６１】図２Ｂは、アクイジションプリアンブル６
８、シンクマーク７０およびデータ７２を備えたユーザ
データセクタ１５のフォーマットを示す。タイミングリ
カバリは、アクイジションプリアンブル６８を処理する
ことによって、データ７２をリードする前に正しいサン
プリング周波数および位相を得ており、シンクマーク７
０は、データ７２の始まりを区切る。
８、シンクマーク７０およびデータ７２を備えたユーザ
データセクタ１５のフォーマットを示す。タイミングリ
カバリは、アクイジションプリアンブル６８を処理する
ことによって、データ７２をリードする前に正しいサン
プリング周波数および位相を得ており、シンクマーク７
０は、データ７２の始まりを区切る。
【００６２】記憶密度の全体を増加させるために、ディ
スクは、１トラック当たり１４個のデータセクタを有す
る外側のゾーン１１と、１トラック当たり７個のデータ
セクタを有する内側のゾーン２７とに区分される。実用
時には、ディスクは、実際には、ゾーン当たりのセクタ
数が互いに異なる複数のゾーンに区分される。その場
合、データは、それぞれ異なるデータレートでそれぞれ
のゾーンに記録されたり、そこから検出されたりする。
スクは、１トラック当たり１４個のデータセクタを有す
る外側のゾーン１１と、１トラック当たり７個のデータ
セクタを有する内側のゾーン２７とに区分される。実用
時には、ディスクは、実際には、ゾーン当たりのセクタ
数が互いに異なる複数のゾーンに区分される。その場
合、データは、それぞれ異なるデータレートでそれぞれ
のゾーンに記録されたり、そこから検出されたりする。
【００６３】（従来のタイミングリカバリ）図３Ａは、
結合された記録チャネルｑ(ｔ) ４２、アナログフィル
タｆ(ｔ) ４４、および離散時間等化器ｃ(ｎ)４６のＰ
Ｒ４ダイパルス応答ｈ（ｔ）４０を示している。もしサ
ンプリング周波数および位相が正しい（τ＝０）なら、
等化されたサンプルシーケンスは、｛０、 ０、 ＋１、
０、 −１、 ０、 ０、…｝となる。これに対して、位
相誤差（τ！＝０）は、等化されたサンプルシーケンス
に誤差をもたらす。例えば位相誤差をもつサンプルシー
ケンスは、｛＋０．１、−０．２、 ＋０．４、 ＋０．
８、−０．４、−０．８、 ＋０．２、 −０．１、
…｝でありうる。これらの誤差は、符号間干渉（ＩＳ
Ｉ）が存在する時には大きくなる。図３Ｂに示されてい
るように、最適なサンプリングの事例は、ＩＳＩが最小
になる、アイダイヤグラムの開口４８において起こる。
理想的なＰＲ４記録チャネルでは、最適なサンプリング
位相は、τ＝０の時（すなわち、リード信号のサンプル
が、ボーレートと同期がとられている時）である。
結合された記録チャネルｑ(ｔ) ４２、アナログフィル
タｆ(ｔ) ４４、および離散時間等化器ｃ(ｎ)４６のＰ
Ｒ４ダイパルス応答ｈ（ｔ）４０を示している。もしサ
ンプリング周波数および位相が正しい（τ＝０）なら、
等化されたサンプルシーケンスは、｛０、 ０、 ＋１、
０、 −１、 ０、 ０、…｝となる。これに対して、位
相誤差（τ！＝０）は、等化されたサンプルシーケンス
に誤差をもたらす。例えば位相誤差をもつサンプルシー
ケンスは、｛＋０．１、−０．２、 ＋０．４、 ＋０．
８、−０．４、−０．８、 ＋０．２、 −０．１、
…｝でありうる。これらの誤差は、符号間干渉（ＩＳ
Ｉ）が存在する時には大きくなる。図３Ｂに示されてい
るように、最適なサンプリングの事例は、ＩＳＩが最小
になる、アイダイヤグラムの開口４８において起こる。
理想的なＰＲ４記録チャネルでは、最適なサンプリング
位相は、τ＝０の時（すなわち、リード信号のサンプル
が、ボーレートと同期がとられている時）である。
【００６４】図１に示す従来のＰＲ４リードチャネルで
は、タイミングリカバリ回路２８は、サンプリングデバ
イスを同期させることによって、リード信号のサンプル
値をボーレートに同期させる。図４は、従来のサンプリ
ングタイミングリカバリ回路２８の概観を示している。
可変周波数発振器（ＶＦＯ）１６４は、典型的にはディ
ジタルリードチャネルにおけるアナログ・ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）であるサンプリングデバイス２４のサン
プリングクロック２３を制御する。マルチプレクサ１５
９は、アクイジションのあいだは等化されていないサン
プル値２５を選択し、トラッキングのあいだは等化され
たサンプル値３２を選択することによって、付随するレ
イテンシを避けるために、アクイジションのあいだ、離
散等化器フィルタ２６をタイミングループから除く。位
相誤差推定器１５５は、ライン１４９を介して受け取ら
れたサンプル値と、ライン１４３上の、スライサのよう
なサンプル値推定器１４１からの推定されたサンプル値
Ｘkとに応答して、位相誤差推定値を発生する。ループ
フィルタ１６０は、位相誤差をフィルタリングすること
によって、サンプリングクロック２３と、ボーレートと
の間の周波数差に比例した値に落ちつく周波数オフセッ
トΔｆ １６７を発生する。周波数オフセットΔｆ １６
７は、周波数シンセサイザ５２からのセンタ周波数制御
信号６４とともに、サンプリングクロック２３をＶＦＯ
１６４の出力において調整することによって、サンプ
リングをボーレートに同期させる。
は、タイミングリカバリ回路２８は、サンプリングデバ
イスを同期させることによって、リード信号のサンプル
値をボーレートに同期させる。図４は、従来のサンプリ
ングタイミングリカバリ回路２８の概観を示している。
可変周波数発振器（ＶＦＯ）１６４は、典型的にはディ
ジタルリードチャネルにおけるアナログ・ディジタル変
換器（Ａ／Ｄ）であるサンプリングデバイス２４のサン
プリングクロック２３を制御する。マルチプレクサ１５
９は、アクイジションのあいだは等化されていないサン
プル値２５を選択し、トラッキングのあいだは等化され
たサンプル値３２を選択することによって、付随するレ
イテンシを避けるために、アクイジションのあいだ、離
散等化器フィルタ２６をタイミングループから除く。位
相誤差推定器１５５は、ライン１４９を介して受け取ら
れたサンプル値と、ライン１４３上の、スライサのよう
なサンプル値推定器１４１からの推定されたサンプル値
Ｘkとに応答して、位相誤差推定値を発生する。ループ
フィルタ１６０は、位相誤差をフィルタリングすること
によって、サンプリングクロック２３と、ボーレートと
の間の周波数差に比例した値に落ちつく周波数オフセッ
トΔｆ １６７を発生する。周波数オフセットΔｆ １６
７は、周波数シンセサイザ５２からのセンタ周波数制御
信号６４とともに、サンプリングクロック２３をＶＦＯ
１６４の出力において調整することによって、サンプ
リングをボーレートに同期させる。
【００６５】ゼロ位相スタート回路１６２は、ＶＦＯ
１６４の動作をアクイジションの始めに停止させること
によって、サンプリングクロック２３と、リード信号６
２との間の初期位相誤差を最小にする。これは、ＶＦＯ
１６４をディセーブルし、アナログリード信号６２に
おけるゼロクロスを検出し、検出されたゼロクロスと第
１のボーレートサンプルとの間の所定の遅延の後にＶＦ
Ｏ １６４を再びイネーブルすることによっておこなわ
れる。
１６４の動作をアクイジションの始めに停止させること
によって、サンプリングクロック２３と、リード信号６
２との間の初期位相誤差を最小にする。これは、ＶＦＯ
１６４をディセーブルし、アナログリード信号６２に
おけるゼロクロスを検出し、検出されたゼロクロスと第
１のボーレートサンプルとの間の所定の遅延の後にＶＦ
Ｏ １６４を再びイネーブルすることによっておこなわ
れる。
【００６６】図４の位相誤差推定器１５５は、以下の確
率勾配方程式（２）に従って動作する。
率勾配方程式（２）に従って動作する。
【００６７】 ΔΘ＝Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk） （２） ここで、Ｙkは、実際のサンプル値１４９であり、Ｘ
kは、スライサ１４１の出力における推定されたサンプ
ル値１４３である。
kは、スライサ１４１の出力における推定されたサンプ
ル値１４３である。
【００６８】位相誤差ΔΘを推定するための上記方程式
は、それぞれのサンプル事例におけるアナログリード信
号に含まれるパルスの傾きを近似することに基づいてい
る。もしこの傾きが十分に規定されないのなら、位相誤
差推定値の精度が低下する。１／（１＋Ｄ2）プリコー
ダ１０を用いる、図１に示す従来のＰＲ４リードチャネ
ルでは、データシンボルを表すアナログパルスの傾き
は、そのシンボルがディスク上にライトされた時のプリ
コーダ１０の状態によってはうまく規定できない。この
ことは、図５に示されている。図５は、従来のＰＲ４リ
ードチャネルにおいてディスク上にライトされた同一の
データシンボルに対する２つの可能なアナログリード信
号（すなわち、これら２つの可能なアナログリード信号
は、１／（１＋Ｄ2）プリコーダの初期状態に依存して
いる）を示している。サンプル事例３とサンプル事例４
との間で、上側の波形におけるアナログリード信号の傾
きは、下側の波形におけるアナログリード信号の傾きよ
りも十分によく規定されうる。容易に理解できるよう
に、これは、符号間干渉（ＩＳＩ）の与える影響が、
（破線で示されているように）第２のダイパルス応答の
極性次第で変わってくるからである。よって、下側の波
形に比べて、上側の波形のほうが、方程式（２）の位相
誤差推定値にはるかに近似した傾きを与えることができ
る。
は、それぞれのサンプル事例におけるアナログリード信
号に含まれるパルスの傾きを近似することに基づいてい
る。もしこの傾きが十分に規定されないのなら、位相誤
差推定値の精度が低下する。１／（１＋Ｄ2）プリコー
ダ１０を用いる、図１に示す従来のＰＲ４リードチャネ
ルでは、データシンボルを表すアナログパルスの傾き
は、そのシンボルがディスク上にライトされた時のプリ
コーダ１０の状態によってはうまく規定できない。この
ことは、図５に示されている。図５は、従来のＰＲ４リ
ードチャネルにおいてディスク上にライトされた同一の
データシンボルに対する２つの可能なアナログリード信
号（すなわち、これら２つの可能なアナログリード信号
は、１／（１＋Ｄ2）プリコーダの初期状態に依存して
いる）を示している。サンプル事例３とサンプル事例４
との間で、上側の波形におけるアナログリード信号の傾
きは、下側の波形におけるアナログリード信号の傾きよ
りも十分によく規定されうる。容易に理解できるよう
に、これは、符号間干渉（ＩＳＩ）の与える影響が、
（破線で示されているように）第２のダイパルス応答の
極性次第で変わってくるからである。よって、下側の波
形に比べて、上側の波形のほうが、方程式（２）の位相
誤差推定値にはるかに近似した傾きを与えることができ
る。
【００６９】（改善されたサンプリングされた振幅リー
ドチャネル）図６は、本発明による改善されたサンプリ
ングされた振幅リードチャネルを示している。符号化ス
キームを簡単にするために、図１に示されている従来の
ＲＬＬエンコーダ６の代わりに、後述するようにタイミ
ングリカバリの位相誤差推定値を改善する本発明による
ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０が用いられてい
る。さらに、図１の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０お
よびＮＲＺ変調器１４は用いられない。その代わり、符
号化されたデータシンボルｂ（ｎ）８は、ＮＲＺＩ変調
器１７２を用いて磁気ディスクに直接、ライトされる。
すなわち、データシンボルｂ（ｎ）８内の「１」ビット
については、ＮＲＺＩ変調器１７２は、ライト電流を
（正から負に、またはその逆に）トグルし、「０」ビッ
トについては、ライト電流を変更しないままにする。
ドチャネル）図６は、本発明による改善されたサンプリ
ングされた振幅リードチャネルを示している。符号化ス
キームを簡単にするために、図１に示されている従来の
ＲＬＬエンコーダ６の代わりに、後述するようにタイミ
ングリカバリの位相誤差推定値を改善する本発明による
ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０が用いられてい
る。さらに、図１の１／（１＋Ｄ2）プリコーダ１０お
よびＮＲＺ変調器１４は用いられない。その代わり、符
号化されたデータシンボルｂ（ｎ）８は、ＮＲＺＩ変調
器１７２を用いて磁気ディスクに直接、ライトされる。
すなわち、データシンボルｂ（ｎ）８内の「１」ビット
については、ＮＲＺＩ変調器１７２は、ライト電流を
（正から負に、またはその逆に）トグルし、「０」ビッ
トについては、ライト電流を変更しないままにする。
【００７０】記録された２進データをリードする時に
は、図６のリードチャネルは、上述した図１に示す従来
技術によるリードチャネルと同様に動作する。好ましく
は２つのインタリーブされたスライディング閾値検出器
として実施される、ビタビ型のＰＲ４シーケンス検出器
１７４は、図１の検出器３４と同様に、等化されたサン
プル値３２の偶数インタリーブおよび奇数インタリーブ
を処理する。しかし、従来の１／（１＋Ｄ2）プリコー
ダ１０が用いられないので、ＰＲ４シーケンス検出器１
７４は、データシーケンス１７６内で検出された「１」
に対応するそれぞれの磁気遷移について符号ビット１７
８を出力する（すなわち、シーケンス検出器１７４は、
符号付きのＰＲ４データを出力する）。符号ビット１７
８には、それぞれのインタリーブにおいてシーケンス検
出器１７４により出力される「１」ビットおよび「０」
ビットのそれぞれが関連づけられる。例えば、もし偶数
のインタリーブにおいて正の遷移が検出されれば、シー
ケンス検出器１７４は、偶数のインタリーブにおいて負
の遷移が検出されるまで、複数の「＋０」値が後続する
「＋１」を出力する。表６による組合わせロジックを伴
って実施されるＮＲＺＩ変換器１８０は、符号付きのＰ
Ｒ４データを推定された符号付きのＮＲＺＩシーケンス
（ＳＮＲＺＩ）＾ｂ（ｎ）３３に変換する。そしてこの
ようにして、ディスクにライトされたデータシンボルｂ
（ｎ）８の表現に変換しなおす。
は、図６のリードチャネルは、上述した図１に示す従来
技術によるリードチャネルと同様に動作する。好ましく
は２つのインタリーブされたスライディング閾値検出器
として実施される、ビタビ型のＰＲ４シーケンス検出器
１７４は、図１の検出器３４と同様に、等化されたサン
プル値３２の偶数インタリーブおよび奇数インタリーブ
を処理する。しかし、従来の１／（１＋Ｄ2）プリコー
ダ１０が用いられないので、ＰＲ４シーケンス検出器１
７４は、データシーケンス１７６内で検出された「１」
に対応するそれぞれの磁気遷移について符号ビット１７
８を出力する（すなわち、シーケンス検出器１７４は、
符号付きのＰＲ４データを出力する）。符号ビット１７
８には、それぞれのインタリーブにおいてシーケンス検
出器１７４により出力される「１」ビットおよび「０」
ビットのそれぞれが関連づけられる。例えば、もし偶数
のインタリーブにおいて正の遷移が検出されれば、シー
ケンス検出器１７４は、偶数のインタリーブにおいて負
の遷移が検出されるまで、複数の「＋０」値が後続する
「＋１」を出力する。表６による組合わせロジックを伴
って実施されるＮＲＺＩ変換器１８０は、符号付きのＰ
Ｒ４データを推定された符号付きのＮＲＺＩシーケンス
（ＳＮＲＺＩ）＾ｂ（ｎ）３３に変換する。そしてこの
ようにして、ディスクにライトされたデータシンボルｂ
（ｎ）８の表現に変換しなおす。
【００７１】
【表６】
【００７２】ＰＲ４シーケンス検出器１７４およびＮＲ
ＺＩ変換器１８０について代わりに実施可能な形態が、
図７Ａおよび図７Ｂに示されている。この実施の形態で
は、スライディング閾値ビタビ検出器１７１Ａおよび１
７１Ｂは、等化されたサンプル値３２の偶数インタリー
ブおよび奇数インタリーブをそれぞれ処理するが、上述
したような符号ビット１７８は出力しない。その代わ
り、それぞれの検出器は、（従来のＮＲＺＩ状態遷移図
ではなく）図７Ａに示されているＮＲＺ状態遷移図に従
って動作するように改変されている。２つの状態１７３
Ａおよび１７３Ｂは、ＮＲＺシーケンスの状態、すなわ
ち、磁束の極性を示している。遷移の分岐には、参照符
号±Ｓ／Ｘというラベルがつけられている。ここで、±
Ｓは信号サンプルを表し、Ｘは２進ＮＲＺシーケンスを
表す。検出器１７１Ａおよび１７１Ｂにより出力される
ＮＲＺシーケンス１７５Ａおよび１７５Ｂが、マルチプ
レクサ１７７で組み合わされることによって、シフトレ
ジスタ１８１へとシフトされる完全なＮＲＺシーケンス
１７９を形成する。シフトレジスタの出力１７６は、そ
の後、ＮＲＺシーケンス１７９を１−Ｄフィルタ１８０
に通すことによって、符号付きのＮＲＺＩシーケンス＾
ｂ（ｎ）３３に変換される。ここで、フィルタ内の加算
器１８３は、１０を底とする（ＸＯＲゲートではな
い）。
ＺＩ変換器１８０について代わりに実施可能な形態が、
図７Ａおよび図７Ｂに示されている。この実施の形態で
は、スライディング閾値ビタビ検出器１７１Ａおよび１
７１Ｂは、等化されたサンプル値３２の偶数インタリー
ブおよび奇数インタリーブをそれぞれ処理するが、上述
したような符号ビット１７８は出力しない。その代わ
り、それぞれの検出器は、（従来のＮＲＺＩ状態遷移図
ではなく）図７Ａに示されているＮＲＺ状態遷移図に従
って動作するように改変されている。２つの状態１７３
Ａおよび１７３Ｂは、ＮＲＺシーケンスの状態、すなわ
ち、磁束の極性を示している。遷移の分岐には、参照符
号±Ｓ／Ｘというラベルがつけられている。ここで、±
Ｓは信号サンプルを表し、Ｘは２進ＮＲＺシーケンスを
表す。検出器１７１Ａおよび１７１Ｂにより出力される
ＮＲＺシーケンス１７５Ａおよび１７５Ｂが、マルチプ
レクサ１７７で組み合わされることによって、シフトレ
ジスタ１８１へとシフトされる完全なＮＲＺシーケンス
１７９を形成する。シフトレジスタの出力１７６は、そ
の後、ＮＲＺシーケンス１７９を１−Ｄフィルタ１８０
に通すことによって、符号付きのＮＲＺＩシーケンス＾
ｂ（ｎ）３３に変換される。ここで、フィルタ内の加算
器１８３は、１０を底とする（ＸＯＲゲートではな
い）。
【００７３】推定されたＮＲＺＩシーケンス＾ｂ（ｎ）
３３は、推定されたユーザデータシーケンス３７を発生
するために、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０とは
逆のマッピングに従って、ＲＬＬ／タイミングデコーダ
１８２により復号化される。誤り検出および訂正（ＥＤ
ＡＣ）回路１８４は、推定されたユーザデータシーケン
ス内の誤りを検出、訂正することによって、ホストコン
ピュータに転送される訂正されたユーザデータシーケン
ス１８６を発生する。
３３は、推定されたユーザデータシーケンス３７を発生
するために、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０とは
逆のマッピングに従って、ＲＬＬ／タイミングデコーダ
１８２により復号化される。誤り検出および訂正（ＥＤ
ＡＣ）回路１８４は、推定されたユーザデータシーケン
ス内の誤りを検出、訂正することによって、ホストコン
ピュータに転送される訂正されたユーザデータシーケン
ス１８６を発生する。
【００７４】上述したように、図１に示す従来の１／
（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、ビット誤りの伝搬を防
止する。このことは、ビット指向の誤り検出を用い、例
えばファイヤコードのような訂正符号を用いる記憶シス
テムには必要である。本発明は、後述する独特のエンコ
ーダ１７０／デコーダ１８４実現方式により、このビッ
ト誤り伝搬の問題に対処する。ＥＤＡＣ回路１８４は、
例えば、リードソロモン符号のような公知のバイト指向
の誤り訂正符号のいずれかに従って動作する。このよう
な符号の詳細については、当業者にはよく知られてい
る。
（１＋Ｄ2）プリコーダ１０は、ビット誤りの伝搬を防
止する。このことは、ビット指向の誤り検出を用い、例
えばファイヤコードのような訂正符号を用いる記憶シス
テムには必要である。本発明は、後述する独特のエンコ
ーダ１７０／デコーダ１８４実現方式により、このビッ
ト誤り伝搬の問題に対処する。ＥＤＡＣ回路１８４は、
例えば、リードソロモン符号のような公知のバイト指向
の誤り訂正符号のいずれかに従って動作する。このよう
な符号の詳細については、当業者にはよく知られてい
る。
【００７５】（エンコーダ）本発明の一局面は、ディス
ク上にライトされる磁気遷移を制御し、それによりリー
ドバック時に結果として得られるアナログパルスの各サ
ンプル事例における傾きを制御することによって、図６
のタイミングリカバリ回路２８における位相誤差推定値
を改善することができるように、データを符号化するこ
と（１７０）にある。本発明によれば、磁束遷移を制御
することが可能である。なぜなら、図１に示す従来のＰ
Ｒ４リードチャネルに見られる１／（１＋Ｄ2）プリコ
ーダ１０は、図示されているように、図６のＰＲ４リー
ドチャネルでは用いられないからである。換言すれば、
データシンボルのある与えられた入力シーケンスについ
て、結果として得られるアナログリード信号は、あいま
いさなしに決めることができる。よって、このリード信
号は、結果として得られる位相誤差推定値の質に従って
評価されうる。
ク上にライトされる磁気遷移を制御し、それによりリー
ドバック時に結果として得られるアナログパルスの各サ
ンプル事例における傾きを制御することによって、図６
のタイミングリカバリ回路２８における位相誤差推定値
を改善することができるように、データを符号化するこ
と（１７０）にある。本発明によれば、磁束遷移を制御
することが可能である。なぜなら、図１に示す従来のＰ
Ｒ４リードチャネルに見られる１／（１＋Ｄ2）プリコ
ーダ１０は、図示されているように、図６のＰＲ４リー
ドチャネルでは用いられないからである。換言すれば、
データシンボルのある与えられた入力シーケンスについ
て、結果として得られるアナログリード信号は、あいま
いさなしに決めることができる。よって、このリード信
号は、結果として得られる位相誤差推定値の質に従って
評価されうる。
【００７６】よって、本発明では、ユーザデータシンボ
ルはそれぞれ、そのシンボルが生成することになる最終
的な位相誤差推定値の質に従って、そのグレードが決め
られる。もし、あるデータシンボルのグレードが所定の
閾値を超えており、結果として得られる位相誤差推定値
が十分に正確であることが示されるのなら、そのデータ
シンボルは、修正なしでディスクにライトされる。しか
し、もしそのグレードが閾値を下回っているのなら、そ
のデータシンボルは、位相誤差推定値の正確さを改善す
る新しいシンボルに符号化される。
ルはそれぞれ、そのシンボルが生成することになる最終
的な位相誤差推定値の質に従って、そのグレードが決め
られる。もし、あるデータシンボルのグレードが所定の
閾値を超えており、結果として得られる位相誤差推定値
が十分に正確であることが示されるのなら、そのデータ
シンボルは、修正なしでディスクにライトされる。しか
し、もしそのグレードが閾値を下回っているのなら、そ
のデータシンボルは、位相誤差推定値の正確さを改善す
る新しいシンボルに符号化される。
【００７７】本発明によるＲＬＬ／タイミングエンコー
ダ１７０の詳細なブロック図は、図８Ａに示されてい
る。ユーザデータ２は、１７ビットシフトレジスタ１８
８に下位バイト１９０と上位バイト１９２とをロードす
ることによって、一度に１６ビット処理される。シフト
レジスタの中央ビット１９４は「０」にセットされ、コ
ードワードが当初はマッピングされないことを示す。以
下の説明から理解できるように、現在のコードワードの
グレードを決めることができるように、以前のコードワ
ードの下位バイト１９６が、レジスタ１９８にロードさ
れる。
ダ１７０の詳細なブロック図は、図８Ａに示されてい
る。ユーザデータ２は、１７ビットシフトレジスタ１８
８に下位バイト１９０と上位バイト１９２とをロードす
ることによって、一度に１６ビット処理される。シフト
レジスタの中央ビット１９４は「０」にセットされ、コ
ードワードが当初はマッピングされないことを示す。以
下の説明から理解できるように、現在のコードワードの
グレードを決めることができるように、以前のコードワ
ードの下位バイト１９６が、レジスタ１９８にロードさ
れる。
【００７８】グレーダ２００は、それぞれのビットがシ
フトレジスタ１８８からライン２０２を介してシフトア
ウトするときに、現在のコードワードにおけるそれぞれ
のビットのグレードを決める。コードワードのこれらの
ビットは、グレードが決められた後、ライン２０２を介
して再びレジスタ１８８へとシフトしなおされる。ビッ
トのグレードは、レジスタ２０６に蓄積され（２０
４）、全コードワードのグレード２０８は、比較器２１
０において以前の閾値と比較される。閾値を超えたかど
うかによって、レジスタ１８８にシフトしなおされてい
た現在のコードワードが、この時点で符号化される。
フトレジスタ１８８からライン２０２を介してシフトア
ウトするときに、現在のコードワードにおけるそれぞれ
のビットのグレードを決める。コードワードのこれらの
ビットは、グレードが決められた後、ライン２０２を介
して再びレジスタ１８８へとシフトしなおされる。ビッ
トのグレードは、レジスタ２０６に蓄積され（２０
４）、全コードワードのグレード２０８は、比較器２１
０において以前の閾値と比較される。閾値を超えたかど
うかによって、レジスタ１８８にシフトしなおされてい
た現在のコードワードが、この時点で符号化される。
【００７９】好ましい実施の形態では、比較器２１０に
おける閾値は、１８である。もしコードワードのグレー
ド２０８が１８を超えているのなら、そのコードワード
はマッピングされない。なぜなら、このコードワード
は、すでに、正確な位相誤差推定値を発生できるからで
ある。逆に、もしコードワードのグレード２０８が１８
を下回っているのなら、上位バイト１９２および下位バ
イト１９０は、以下の表７Ａ〜表７Ｆに従って動作する
８／８エンコーダ２１２により、より正確な位相誤差推
定値を与える新しいコードワード２１４にそれぞれ独立
してマッピングされる。この選択的マッピングは、グレ
ード比較器２１０の出力２１８と、ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ
信号２２０およびＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２とによって
制御されるマルチプレクサ２１６を通して実施される。
これら２つの信号については、以下に詳しく説明する。
おける閾値は、１８である。もしコードワードのグレー
ド２０８が１８を超えているのなら、そのコードワード
はマッピングされない。なぜなら、このコードワード
は、すでに、正確な位相誤差推定値を発生できるからで
ある。逆に、もしコードワードのグレード２０８が１８
を下回っているのなら、上位バイト１９２および下位バ
イト１９０は、以下の表７Ａ〜表７Ｆに従って動作する
８／８エンコーダ２１２により、より正確な位相誤差推
定値を与える新しいコードワード２１４にそれぞれ独立
してマッピングされる。この選択的マッピングは、グレ
ード比較器２１０の出力２１８と、ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ
信号２２０およびＩＮＨＩＢＩＴ信号２２２とによって
制御されるマルチプレクサ２１６を通して実施される。
これら２つの信号については、以下に詳しく説明する。
【００８０】
【表７Ａ】
【００８１】
【表７Ｂ】
【００８２】
【表７Ｃ】
【００８３】
【表７Ｄ】
【００８４】
【表７Ｅ】
【００８５】
【表７Ｆ】
【００８６】コードワードに含まれるそれぞれのビット
のビットグレードは、以下の表８に従って生成される。
最も正確な位相誤差推定値を与えるビットシーケンスに
ついては、表８は、現在グレードが決められつつある対
応するビットに関連づけられたグレード値を示してい
る。すなわち、図８Ａのグレーダ２００は、現在グレー
ドが決められつつある（２０２）ビットを、周辺のビッ
トの文脈に則って評価する。もし入力シーケンスと、表
８に掲げられてシーケンスのうちのいずれか一つとの間
に一致が見られれば、グレーダ２００は、グレードの決
められたビットに対応するグレード値を出力する。そう
でなければ、グレーダ２００は、ゼロのグレードを出力
する。
のビットグレードは、以下の表８に従って生成される。
最も正確な位相誤差推定値を与えるビットシーケンスに
ついては、表８は、現在グレードが決められつつある対
応するビットに関連づけられたグレード値を示してい
る。すなわち、図８Ａのグレーダ２００は、現在グレー
ドが決められつつある（２０２）ビットを、周辺のビッ
トの文脈に則って評価する。もし入力シーケンスと、表
８に掲げられてシーケンスのうちのいずれか一つとの間
に一致が見られれば、グレーダ２００は、グレードの決
められたビットに対応するグレード値を出力する。そう
でなければ、グレーダ２００は、ゼロのグレードを出力
する。
【００８７】
【表８】
【００８８】例えば、以前のコードワードと現在のコー
ドワードとが以下のようである場合を考える。
ドワードとが以下のようである場合を考える。
【００８９】 以前のコードワード 現在のコードワード …ＸＸＸ０１１０１ １１００１０１１００１１１０１１ 図８Ａのグレーダ２００は、現在のコードワードの最初
のビットに対してビットグレード２を出力する。なぜな
ら、このビットは、表８の第１欄、第６行のシーケンス
「０１１１０」の第３のビットであるからである。第２
のビットについては、グレード２が出力される。なぜな
ら、このビットは、第１欄、第６行のシーケンス「０１
１１０」の第４のビットであるからである。第３のビッ
トについては、グレード０が出力される。なぜなら、こ
のビットは、表８の行のどれとも一致しないからであ
る。第４のビットには、グレード２が割り当てられる。
なぜなら、このビットは、第１行のシーケンスと一致す
るからである。以下も同様である。
のビットに対してビットグレード２を出力する。なぜな
ら、このビットは、表８の第１欄、第６行のシーケンス
「０１１１０」の第３のビットであるからである。第２
のビットについては、グレード２が出力される。なぜな
ら、このビットは、第１欄、第６行のシーケンス「０１
１１０」の第４のビットであるからである。第３のビッ
トについては、グレード０が出力される。なぜなら、こ
のビットは、表８の行のどれとも一致しないからであ
る。第４のビットには、グレード２が割り当てられる。
なぜなら、このビットは、第１行のシーケンスと一致す
るからである。以下も同様である。
【００９０】一致が見られるのは、表８のシーケンスが
現在のコードワードを超えない場合のみである。例え
ば、現在のコードワードのビット１６のグレードを決め
る時、表８では、行３の最後の欄、ならびに、行１０お
よび１１の第１欄のみが用いられる。なぜなら、その他
のシーケンスは、すべて現在のコードワードの端を超え
ているからである。さらに、表８の最後の行は、一致が
ほかに見られない時には、現在のコードワードのビット
１３〜１６のグレードを決めるのに用いられる。
現在のコードワードを超えない場合のみである。例え
ば、現在のコードワードのビット１６のグレードを決め
る時、表８では、行３の最後の欄、ならびに、行１０お
よび１１の第１欄のみが用いられる。なぜなら、その他
のシーケンスは、すべて現在のコードワードの端を超え
ているからである。さらに、表８の最後の行は、一致が
ほかに見られない時には、現在のコードワードのビット
１３〜１６のグレードを決めるのに用いられる。
【００９１】タイミングリカバリのための位相誤差推定
値の正確さを最適化するためにユーザデータを符号化す
ることに加えて、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０
は、コードワードが確実に以下の制約を満たすようにし
なければならない。すなわち、 １．リードバック時には、リード信号のサンプル値に含
まれる、連続する非ゼロのサンプルの間に最大ｋ個の
（ｋの好ましい値は１４である）サンプルが確実に発生
するようにする制約と、 ２．リードバック時には、リード信号サンプル値に含ま
れる偶数および奇数のインタリーブの両方で、現在のコ
ードワードの中央ビットに続くビットから始まり、後続
するコードワードの中央ビットで終わる１７ビットから
構成されるそれぞれのシーケンスに、非ゼロのサンプル
値が確実に発生するようにする制約と、の２つである。
値の正確さを最適化するためにユーザデータを符号化す
ることに加えて、ＲＬＬ／タイミングエンコーダ１７０
は、コードワードが確実に以下の制約を満たすようにし
なければならない。すなわち、 １．リードバック時には、リード信号のサンプル値に含
まれる、連続する非ゼロのサンプルの間に最大ｋ個の
（ｋの好ましい値は１４である）サンプルが確実に発生
するようにする制約と、 ２．リードバック時には、リード信号サンプル値に含ま
れる偶数および奇数のインタリーブの両方で、現在のコ
ードワードの中央ビットに続くビットから始まり、後続
するコードワードの中央ビットで終わる１７ビットから
構成されるそれぞれのシーケンスに、非ゼロのサンプル
値が確実に発生するようにする制約と、の２つである。
【００９２】上記第１の制約は、ＲＬＬ（ｄ、ｋ）符号
の公知のｋ制約に類似している。すなわち、この制約
は、ＰＲ４リードチャネル用のタイミングリカバリ２８
を確実に正しく動作させる。なぜなら、位相誤差推定値
は、非ゼロのサンプル値が等化器２６の出力において処
理される時のみ計算されるからである。上記第２の制約
は、ＰＲ４シーケンス検出器３４において確実にパスを
除外すること（path closure）ができるようにし（すな
わち、疑似破局的な誤り事象を符号化の対象から外し
（code out））、ＰＲ４シーケンス検出器３４によりど
のような最小距離の誤り事象が発生されても、そのよう
な誤り事象が３つよりも多くのコードワードバイトに影
響を及ぼす事態を確実に防止できる。これにより得られ
る効果については、以下に述べるＥＤＡＣ回路１８４の
説明を読めば、もっとよく理解できるであろう。
の公知のｋ制約に類似している。すなわち、この制約
は、ＰＲ４リードチャネル用のタイミングリカバリ２８
を確実に正しく動作させる。なぜなら、位相誤差推定値
は、非ゼロのサンプル値が等化器２６の出力において処
理される時のみ計算されるからである。上記第２の制約
は、ＰＲ４シーケンス検出器３４において確実にパスを
除外すること（path closure）ができるようにし（すな
わち、疑似破局的な誤り事象を符号化の対象から外し
（code out））、ＰＲ４シーケンス検出器３４によりど
のような最小距離の誤り事象が発生されても、そのよう
な誤り事象が３つよりも多くのコードワードバイトに影
響を及ぼす事態を確実に防止できる。これにより得られ
る効果については、以下に述べるＥＤＡＣ回路１８４の
説明を読めば、もっとよく理解できるであろう。
【００９３】図８Ａにおいて、ランレングス検出器２２
４は、現在のコードワード１８８の上位バイト２２８、
以前のコードワード２２６の予め処理された（prepende
d）下位バイト１９８およびマッピングされたコードワ
ード２１４を決めることによって、上記２つの制約が満
たされているかどうかを判定する。上記２つの制約につ
いてチェックをおこなうためには、入力シーケンスを１
＋Ｄフィルタ（不図示）に通すことによって、その入力
シーケンスをＰＲ４フォーマットに変換しなければなら
ない。もし現在のコードワードがマッピングされておら
ず、上記ランレングス制約に違反しているのなら、ラン
レングス検出器２２４は、マルチプレクサ２１６におい
てコードワードが強制的にマッピングされるようにする
ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０をアサートする。表７Ａ
〜表７Ｆに示すようにマッピング用にセットされたコー
ドワードは、もしＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０がアク
ティベートされれば、マッピング後のコードワードが上
記制約を必ず満たすことを保証する。
４は、現在のコードワード１８８の上位バイト２２８、
以前のコードワード２２６の予め処理された（prepende
d）下位バイト１９８およびマッピングされたコードワ
ード２１４を決めることによって、上記２つの制約が満
たされているかどうかを判定する。上記２つの制約につ
いてチェックをおこなうためには、入力シーケンスを１
＋Ｄフィルタ（不図示）に通すことによって、その入力
シーケンスをＰＲ４フォーマットに変換しなければなら
ない。もし現在のコードワードがマッピングされておら
ず、上記ランレングス制約に違反しているのなら、ラン
レングス検出器２２４は、マルチプレクサ２１６におい
てコードワードが強制的にマッピングされるようにする
ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０をアサートする。表７Ａ
〜表７Ｆに示すようにマッピング用にセットされたコー
ドワードは、もしＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０がアク
ティベートされれば、マッピング後のコードワードが上
記制約を必ず満たすことを保証する。
【００９４】もし、より正確な位相誤差推定値を与える
ために、現在のコードワードが新しいコードワード２１
４にマッピングされる（２１２）のなら、ランレングス
検出器２２４は、マッピングされたコードワード２１４
と、以前のコードワードの予め処理された下位バイト１
９８とをチェックすることによって、上記２つの制約が
満たされているかどうかをチェックする。もしマッピン
グされたコードワード２１４が上記制約に違反している
のなら、ランレングス検出器２２４は、マルチプレクサ
２１６におけるマッピングを禁止するＩＮＨＩＢＩＴ信
号２２２をアサートする。表７Ａ〜表７Ｆのマッピング
用にセットされたコードワードは、もしＩＮＨＩＢＩＴ
信号２２２がアクティベートされれば、マッピングされ
ていないコードワードが上記制約を必ず満たすことを保
証する。
ために、現在のコードワードが新しいコードワード２１
４にマッピングされる（２１２）のなら、ランレングス
検出器２２４は、マッピングされたコードワード２１４
と、以前のコードワードの予め処理された下位バイト１
９８とをチェックすることによって、上記２つの制約が
満たされているかどうかをチェックする。もしマッピン
グされたコードワード２１４が上記制約に違反している
のなら、ランレングス検出器２２４は、マルチプレクサ
２１６におけるマッピングを禁止するＩＮＨＩＢＩＴ信
号２２２をアサートする。表７Ａ〜表７Ｆのマッピング
用にセットされたコードワードは、もしＩＮＨＩＢＩＴ
信号２２２がアクティベートされれば、マッピングされ
ていないコードワードが上記制約を必ず満たすことを保
証する。
【００９５】８／８エンコーダ２１２は、表７Ａ〜表７
Ｆに従ってマッピングされたコーワード２１４を以下の
ように生成する。まず、エンコーダ２１２は、レジスタ
２２８に格納されている現在のコードワードの上位バイ
ト１９２を表７Ａ〜表７Ｆに従ってマッピングする。次
に、レジスタ２３０に格納されている現在のコードワー
ドの下位バイト１９０がビット反転（bit-wise reverse
d）され（２３２）、上位バイト２２８と同じマッピン
グを用いて（すなわち、表７Ａ〜表７Ｆを用いて）８／
８エンコーダ２１２により符号化される。マルチプレク
サ２１６の出力におけるマッピングされた／マッピング
されていないコードワード２３４は、１７ビットのシフ
トレジスタ２２６にロードされる。上位バイトは、レジ
スタ２３６にロードされ、下位バイトは、ビット反転さ
れた（２３８）後、レジスタ２４０にロードされる。シ
フトレジスタ２２６の中央ビット２４２は、もしコード
ワードがマッピングされているのなら、マルチプレクサ
２４４を介して「１」ビットとしてロードされ、もしコ
ードワードがマッピングされていないのなら、「０」ビ
ットとしてロードされる。中央ビット２４２は、図６の
デコーダ１８２により、リード動作の間にコードワード
を復号化するのに用いられる。このことについては、Ｅ
ＤＡＣ回路１８４を説明する次のセクションで図８Ｂを
参照して詳しく説明する。
Ｆに従ってマッピングされたコーワード２１４を以下の
ように生成する。まず、エンコーダ２１２は、レジスタ
２２８に格納されている現在のコードワードの上位バイ
ト１９２を表７Ａ〜表７Ｆに従ってマッピングする。次
に、レジスタ２３０に格納されている現在のコードワー
ドの下位バイト１９０がビット反転（bit-wise reverse
d）され（２３２）、上位バイト２２８と同じマッピン
グを用いて（すなわち、表７Ａ〜表７Ｆを用いて）８／
８エンコーダ２１２により符号化される。マルチプレク
サ２１６の出力におけるマッピングされた／マッピング
されていないコードワード２３４は、１７ビットのシフ
トレジスタ２２６にロードされる。上位バイトは、レジ
スタ２３６にロードされ、下位バイトは、ビット反転さ
れた（２３８）後、レジスタ２４０にロードされる。シ
フトレジスタ２２６の中央ビット２４２は、もしコード
ワードがマッピングされているのなら、マルチプレクサ
２４４を介して「１」ビットとしてロードされ、もしコ
ードワードがマッピングされていないのなら、「０」ビ
ットとしてロードされる。中央ビット２４２は、図６の
デコーダ１８２により、リード動作の間にコードワード
を復号化するのに用いられる。このことについては、Ｅ
ＤＡＣ回路１８４を説明する次のセクションで図８Ｂを
参照して詳しく説明する。
【００９６】（誤り検出および訂正）図６に示されてい
る本発明によるリードチャネルは、ＲＬＬ／タイミング
デコーダ１８２により出力された推定されたデータシー
ケンス３７における誤りを訂正する、誤り検出および訂
正回路（ＥＤＡＣ）１８４においてバイト指向の誤り訂
正符号（ＥＣＣ）を実施する。例えば、リードソロモン
符号のようなバイト指向のＥＤＡＣシステムでは、ディ
スクにライトされるコードワードを形成するためにデー
タに付加される冗長シンボルを生成するために、データ
は数学的に処理される。これらの冗長シンボルは、その
後、リードバック時に、推定され復号化されたデータシ
ーケンス３７における誤りを検出し、訂正するために用
いられる。
る本発明によるリードチャネルは、ＲＬＬ／タイミング
デコーダ１８２により出力された推定されたデータシー
ケンス３７における誤りを訂正する、誤り検出および訂
正回路（ＥＤＡＣ）１８４においてバイト指向の誤り訂
正符号（ＥＣＣ）を実施する。例えば、リードソロモン
符号のようなバイト指向のＥＤＡＣシステムでは、ディ
スクにライトされるコードワードを形成するためにデー
タに付加される冗長シンボルを生成するために、データ
は数学的に処理される。これらの冗長シンボルは、その
後、リードバック時に、推定され復号化されたデータシ
ーケンス３７における誤りを検出し、訂正するために用
いられる。
【００９７】ここで、再び図２Ａおよび図２Ｂを参照す
ると、トラック１３における各セクタ１５は、単一のＥ
ＣＣコードワードを表すことができる。すなわち、１個
のセクタのデータフィールド７２は、ユーザデータと、
そのユーザデータの終わりに付加される冗長シンボルと
を含むことができる。しかし、磁気記録システムにおい
て最もよく発生する誤りは、典型的には、２つ以上の連
続するバイトに及ぶバースト誤りである。多数のコード
ワードをつくるために１個のセクタにおけるデータをイ
ンタリーブすれば、ＥＤＡＣ回路１８４のパフォーマン
スが改善されることはよく知られている。なぜなら、バ
ースト誤りは、単一のコードワードに影響を及ぼすので
はなく、多数のコードワードにわたって広がるからであ
る。このことは、図９Ａに示されている。図９Ａは、３
つのインタリーブされたコードワードに分割された、典
型的な５１２バイトセクタを示している。データバイト
０は、コードワード１の第１のバイトであり、データバ
イト３は、その第２のバイトである。データバイト１
は、コードワード２の第１のバイトであり、データバイ
ト４は、その第２のバイトである。以下も同様である。
もしバースト誤りがデータバイト３に始まり、データバ
イト５で終わるのなら、インタリーブされていないシス
テムのように１個のコードワード中の３つのバイトに誤
りがあるのではなく、１コードワードにつき１バイトの
みに誤りがあることになる。本発明では、ＥＤＡＣ回路
１８４は、好ましくは、３インタリーブ・リードソロモ
ン誤り訂正符号として実施される。このような符号は、
例えば、米国特許第5,446,743号に開示されている。こ
の特許は、本発明と同一の譲受人に譲渡されている。
ると、トラック１３における各セクタ１５は、単一のＥ
ＣＣコードワードを表すことができる。すなわち、１個
のセクタのデータフィールド７２は、ユーザデータと、
そのユーザデータの終わりに付加される冗長シンボルと
を含むことができる。しかし、磁気記録システムにおい
て最もよく発生する誤りは、典型的には、２つ以上の連
続するバイトに及ぶバースト誤りである。多数のコード
ワードをつくるために１個のセクタにおけるデータをイ
ンタリーブすれば、ＥＤＡＣ回路１８４のパフォーマン
スが改善されることはよく知られている。なぜなら、バ
ースト誤りは、単一のコードワードに影響を及ぼすので
はなく、多数のコードワードにわたって広がるからであ
る。このことは、図９Ａに示されている。図９Ａは、３
つのインタリーブされたコードワードに分割された、典
型的な５１２バイトセクタを示している。データバイト
０は、コードワード１の第１のバイトであり、データバ
イト３は、その第２のバイトである。データバイト１
は、コードワード２の第１のバイトであり、データバイ
ト４は、その第２のバイトである。以下も同様である。
もしバースト誤りがデータバイト３に始まり、データバ
イト５で終わるのなら、インタリーブされていないシス
テムのように１個のコードワード中の３つのバイトに誤
りがあるのではなく、１コードワードにつき１バイトの
みに誤りがあることになる。本発明では、ＥＤＡＣ回路
１８４は、好ましくは、３インタリーブ・リードソロモ
ン誤り訂正符号として実施される。このような符号は、
例えば、米国特許第5,446,743号に開示されている。こ
の特許は、本発明と同一の譲受人に譲渡されている。
【００９８】インタリーブされたバイト指向の符号を用
いた誤り訂正に関する、従来の技術によるリードチャネ
ルの別の局面は、図１に示されているＲＬＬエンコーダ
６およびＲＬＬデコーダ３６（ＥＮＤＥＣ）である。典
型的には、検出されたデータシーケンスにおけるそれぞ
れのビット誤りが、復号化された出力シーケンスにおけ
る１バイトのみに影響を及ぼすだけですむように、従来
のＥＮＤＥＣの符号レートは選択される。例えば、先に
引用した米国特許第5,422,760号は、９ビットの各コー
ドワードを８ビットのデータバイトに復号化することに
よって、復号化された出力シーケンスにおいて９ビット
の誤りからのビット誤り伝搬を１バイトまたは２バイト
に制限する、８／９ ＥＮＤＥＣを開示している。しか
し、このような従来の８／９ ＥＮＤＥＣに関する欠点
としては、レートが８／９と低いことに伴うオーバーヘ
ッドのために記憶容量が低下することが挙げられる。例
えば、レート１６／１７のようなもっと高いレートのＥ
ＮＤＥＣを従来の技術により実施すれば、２つのコード
ワードに広がるバースト誤りが、復号化されたシーケン
ス３７における４つのバイトに悪影響を及ぼす結果、図
９Ａのコードワードのうちの１つが、誤りを含むバイト
を２つ含むことになってしまう。本発明は、検出された
２進シーケンス３３において９ビット以下の広がりをも
つどのようなバースト誤りでも、復号化された出力シー
ケンス３７では最大でも２バイトに影響を及ぼすように
し、１７ビット以下の誤りなら、最大でも３バイトに影
響を及ぼすようにする、レート１６／１７ ＥＮＤＥＣ
を設けることによってこの問題を克服する。よって、図
９Ａにおけるインタリーブされたそれぞれのコードワー
ドでは、１７ビット以下の広がりをもつどのような誤り
に対しても、検出された２進シーケンス３３における誤
りを含むバイトは最大でも１バイトとなる。
いた誤り訂正に関する、従来の技術によるリードチャネ
ルの別の局面は、図１に示されているＲＬＬエンコーダ
６およびＲＬＬデコーダ３６（ＥＮＤＥＣ）である。典
型的には、検出されたデータシーケンスにおけるそれぞ
れのビット誤りが、復号化された出力シーケンスにおけ
る１バイトのみに影響を及ぼすだけですむように、従来
のＥＮＤＥＣの符号レートは選択される。例えば、先に
引用した米国特許第5,422,760号は、９ビットの各コー
ドワードを８ビットのデータバイトに復号化することに
よって、復号化された出力シーケンスにおいて９ビット
の誤りからのビット誤り伝搬を１バイトまたは２バイト
に制限する、８／９ ＥＮＤＥＣを開示している。しか
し、このような従来の８／９ ＥＮＤＥＣに関する欠点
としては、レートが８／９と低いことに伴うオーバーヘ
ッドのために記憶容量が低下することが挙げられる。例
えば、レート１６／１７のようなもっと高いレートのＥ
ＮＤＥＣを従来の技術により実施すれば、２つのコード
ワードに広がるバースト誤りが、復号化されたシーケン
ス３７における４つのバイトに悪影響を及ぼす結果、図
９Ａのコードワードのうちの１つが、誤りを含むバイト
を２つ含むことになってしまう。本発明は、検出された
２進シーケンス３３において９ビット以下の広がりをも
つどのようなバースト誤りでも、復号化された出力シー
ケンス３７では最大でも２バイトに影響を及ぼすように
し、１７ビット以下の誤りなら、最大でも３バイトに影
響を及ぼすようにする、レート１６／１７ ＥＮＤＥＣ
を設けることによってこの問題を克服する。よって、図
９Ａにおけるインタリーブされたそれぞれのコードワー
ドでは、１７ビット以下の広がりをもつどのような誤り
に対しても、検出された２進シーケンス３３における誤
りを含むバイトは最大でも１バイトとなる。
【００９９】このことは、本発明によれば、コードワー
ドの最初の８ビットを、最後の８ビットからは独立して
復号化することにより達成される。本発明によるデコー
ダ１８２は、図８Ｂに示されている。ＰＲ４／ＮＲＺＩ
変換器１８０により出力された推定されたＮＲＺＩシー
ケンス＾ｂ（ｎ）３３は、８ビット上位バイトレジスタ
２４８、中央ビットレジスタ２５０および下位バイトレ
ジスタ２５２を有するレジスタ２４６へとシリアルにシ
フトされる。いったん１７ビットのコードワードの全体
がレジスタ２４６内にシフトされれば、上位バイト２４
８が、８／８デコーダ２５６への入力としてマルチプレ
クサ２５４を通して選択される。８／８デコーダ２５６
は、以下の表９Ａ〜表９Ｇに従って復号化されたバイト
２５８を出力する。中央ビット２５０は、受け取られた
コードワードが図８Ａの８／８ＲＬＬ／タイミングエン
コーダ１７０により符号化されたかどうかによって、復
号化されたバイト２５８か、または、上位バイト２６２
をマルチプレクサ２６０を介して選択する。マルチプレ
クサ２６０の出力は、デマルチプレクサ２６３を通して
ルーティングされ、１６ビットレジスタ２６６の上位バ
イト２６４に格納される。次に、コードワードの下位バ
イト２５２がビット反転され（２６８）、マルチプレク
サ２５４を通してルーティングされた後、表９Ａ〜表９
Ｇに従って８／８デコーダ２５６によりマッピングされ
る（すなわち、コードワードの上位バイト２４８を復号
化するのにも、下位バイト２５２を復号化するのにも同
じデコーダが用いられるので、回路のコストを下げ、そ
の複雑さを緩和することができる）。中央ビット２５０
は、受け取られたコードワードが図８Ａの８／８ ＲＬ
Ｌ／タイミングエンコーダ１７０により符号化されたか
どうかによって、復号化されたバイト２５８か、また
は、下位バイト２６２をマルチプレクサ２６０を介して
選択する。マルチプレクサ２６０の出力は、デマルチプ
レクサ２６３を通してルーティングされ、ビット反転さ
れた（２７０）後、１６ビットレジスタ２６６の下位バ
イト２７２に格納される。
ドの最初の８ビットを、最後の８ビットからは独立して
復号化することにより達成される。本発明によるデコー
ダ１８２は、図８Ｂに示されている。ＰＲ４／ＮＲＺＩ
変換器１８０により出力された推定されたＮＲＺＩシー
ケンス＾ｂ（ｎ）３３は、８ビット上位バイトレジスタ
２４８、中央ビットレジスタ２５０および下位バイトレ
ジスタ２５２を有するレジスタ２４６へとシリアルにシ
フトされる。いったん１７ビットのコードワードの全体
がレジスタ２４６内にシフトされれば、上位バイト２４
８が、８／８デコーダ２５６への入力としてマルチプレ
クサ２５４を通して選択される。８／８デコーダ２５６
は、以下の表９Ａ〜表９Ｇに従って復号化されたバイト
２５８を出力する。中央ビット２５０は、受け取られた
コードワードが図８Ａの８／８ＲＬＬ／タイミングエン
コーダ１７０により符号化されたかどうかによって、復
号化されたバイト２５８か、または、上位バイト２６２
をマルチプレクサ２６０を介して選択する。マルチプレ
クサ２６０の出力は、デマルチプレクサ２６３を通して
ルーティングされ、１６ビットレジスタ２６６の上位バ
イト２６４に格納される。次に、コードワードの下位バ
イト２５２がビット反転され（２６８）、マルチプレク
サ２５４を通してルーティングされた後、表９Ａ〜表９
Ｇに従って８／８デコーダ２５６によりマッピングされ
る（すなわち、コードワードの上位バイト２４８を復号
化するのにも、下位バイト２５２を復号化するのにも同
じデコーダが用いられるので、回路のコストを下げ、そ
の複雑さを緩和することができる）。中央ビット２５０
は、受け取られたコードワードが図８Ａの８／８ ＲＬ
Ｌ／タイミングエンコーダ１７０により符号化されたか
どうかによって、復号化されたバイト２５８か、また
は、下位バイト２６２をマルチプレクサ２６０を介して
選択する。マルチプレクサ２６０の出力は、デマルチプ
レクサ２６３を通してルーティングされ、ビット反転さ
れた（２７０）後、１６ビットレジスタ２６６の下位バ
イト２７２に格納される。
【０１００】
【表９Ａ】
【０１０１】
【表９Ｂ】
【０１０２】
【表９Ｃ】
【０１０３】
【表９Ｄ】
【０１０４】
【表９Ｅ】
【０１０５】
【表９Ｆ】
【０１０６】
【表９Ｇ】
【０１０７】以上の説明により、本発明によるデコーダ
１８２が、１７ビットのコードワードを上位バイト、下
位バイトの順で互いに独立して復号化することは明らか
であろう。すなわち、従来の技術とは異なり、本発明で
は、もしあるコードワードの下位バイトに誤りが含まれ
ていれば、その上位バイトを正しく復号化する。逆の場
合も同様である。その結果、あるコードワードの第１の
ビットに始まり、第２のコードワードの第１のバイトを
超えて広がっている（つまり、少なくとも２５ビット長
である）誤りは、復号化された出力の３バイトに影響を
及ぼすのみとなる。また、１７ビット以下の広がりをも
つ誤りは、３つの連続する復号化されたバイトに影響を
及ぼすのみとなる。なぜなら、１７ビットの誤りは、最
大でも１個の中央ビットに影響を及ぼすのみであるから
である。よって、１７ビット以下の広がりをもつどのよ
うな誤りでも、図９Ａに示されている３つのインタリー
ブでは、１コードワードにつき１バイトにしか悪影響を
及ぼさない。
１８２が、１７ビットのコードワードを上位バイト、下
位バイトの順で互いに独立して復号化することは明らか
であろう。すなわち、従来の技術とは異なり、本発明で
は、もしあるコードワードの下位バイトに誤りが含まれ
ていれば、その上位バイトを正しく復号化する。逆の場
合も同様である。その結果、あるコードワードの第１の
ビットに始まり、第２のコードワードの第１のバイトを
超えて広がっている（つまり、少なくとも２５ビット長
である）誤りは、復号化された出力の３バイトに影響を
及ぼすのみとなる。また、１７ビット以下の広がりをも
つ誤りは、３つの連続する復号化されたバイトに影響を
及ぼすのみとなる。なぜなら、１７ビットの誤りは、最
大でも１個の中央ビットに影響を及ぼすのみであるから
である。よって、１７ビット以下の広がりをもつどのよ
うな誤りでも、図９Ａに示されている３つのインタリー
ブでは、１コードワードにつき１バイトにしか悪影響を
及ぼさない。
【０１０８】図６のＰＲ４シーケンス検出器３４におけ
る最小距離誤り事象が、１７ビットを超える広がりをも
つことにより、連続するコードワードの２つの中央ビッ
トに悪影響を及ぼし、復号化された出力のうちの４バイ
トが誤りを含むようになることもありうる。このこと
は、図９Ｂに示されている。図９Ｂは、あるインタリー
ブにおいて検出されたシーケンスのトレリス図２７４お
よびディスク上に記録された対応するコードワード２７
５を示す図である。このシーケンス例では、チャネルノ
イズが原因で、シーケンス検出器は、第１のコードワー
ド２８０の第５のビット２７８で偽の正遷移２７６を検
出しており、後続するコードワード２８６の第１０のビ
ット２８４で負遷移２８２を検出している。その結果、
ＰＲ４シーケンス検出器３４により出力される誤りを含
むシーケンス出力は、正しいシーケンスである…０−、
０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０
−、０−、０−、…ではなく、…１＋、０＋、０＋、０
＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、１
−、…となる。第１のコードワード２８０の中央ビット
２８８の絶対値は正しく「０」と検出されるものの、符
号ビットは、誤って「＋」として検出されるので、ＰＲ
４／ＮＲＺＩ変換器１８０は、正しくない値を出力する
ことになる。よって、第１のコードワード２８０の両バ
イトともに、誤って復号化されることになる。同様に、
第２のコードワード２８６の第１のバイトの符号ビット
も誤っているので、それらのビットもまた、ＰＲ４／Ｎ
ＲＺＩ変換器１８０により誤って復号化されることにな
る。最後に、第２のコードワード２８６の第２のバイト
も誤って復号化される。なぜなら、第１のビット２８４
における偽の負遷移２８２は、正しい値である「０−」
ではなく、「１−」として検出されるからである。よっ
て、本発明の一局面は、ＰＲ４シーケンス検出器におけ
る最小距離誤り事象が、２つの連続するコードワードの
中央ビットを超えて広がるのを防止することによって、
その誤り事象の長さを３つの連続するコードワードバイ
トに制約することである。
る最小距離誤り事象が、１７ビットを超える広がりをも
つことにより、連続するコードワードの２つの中央ビッ
トに悪影響を及ぼし、復号化された出力のうちの４バイ
トが誤りを含むようになることもありうる。このこと
は、図９Ｂに示されている。図９Ｂは、あるインタリー
ブにおいて検出されたシーケンスのトレリス図２７４お
よびディスク上に記録された対応するコードワード２７
５を示す図である。このシーケンス例では、チャネルノ
イズが原因で、シーケンス検出器は、第１のコードワー
ド２８０の第５のビット２７８で偽の正遷移２７６を検
出しており、後続するコードワード２８６の第１０のビ
ット２８４で負遷移２８２を検出している。その結果、
ＰＲ４シーケンス検出器３４により出力される誤りを含
むシーケンス出力は、正しいシーケンスである…０−、
０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０−、０
−、０−、０−、…ではなく、…１＋、０＋、０＋、０
＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、０＋、１
−、…となる。第１のコードワード２８０の中央ビット
２８８の絶対値は正しく「０」と検出されるものの、符
号ビットは、誤って「＋」として検出されるので、ＰＲ
４／ＮＲＺＩ変換器１８０は、正しくない値を出力する
ことになる。よって、第１のコードワード２８０の両バ
イトともに、誤って復号化されることになる。同様に、
第２のコードワード２８６の第１のバイトの符号ビット
も誤っているので、それらのビットもまた、ＰＲ４／Ｎ
ＲＺＩ変換器１８０により誤って復号化されることにな
る。最後に、第２のコードワード２８６の第２のバイト
も誤って復号化される。なぜなら、第１のビット２８４
における偽の負遷移２８２は、正しい値である「０−」
ではなく、「１−」として検出されるからである。よっ
て、本発明の一局面は、ＰＲ４シーケンス検出器におけ
る最小距離誤り事象が、２つの連続するコードワードの
中央ビットを超えて広がるのを防止することによって、
その誤り事象の長さを３つの連続するコードワードバイ
トに制約することである。
【０１０９】本発明では、偶数インタリーブおよび奇数
インタリーブの両方において、１７ビットのシーケンス
ごとに非ゼロのサンプル値が検出されるように入力シー
ケンスを符号化することによって、ＰＲ４検出器におけ
る最小距離誤り事象の長さを３コードワードバイトに制
約する。ここで、それぞれの１７ビットシーケンスは、
ある１７ビットコードワードの中央ビット２８９の直後
のビットから始まり、後続するコードワードの中央ビッ
ト２９０で終わる。このことは、図９Ｃに示されてい
る。図９Ｃは、第１のコードワード２９４の第２のバイ
トに「１」ビット３００が符号化されていることを除い
て、図９Ｂに示すシーケンスと同じコードワードシーケ
ンスに対するトレリス図２９２を示している。このよう
にして、第１のコードワード２９４の中央ビット２８９
に続く最初のビットに始まり、第２のコードワード２９
８の中央ビット２９０で終わる広がりの中で、非ゼロの
サンプル値２９６が、リード信号のサンプル値において
検出される。図からわかるように、これにより、（ノイ
ズサンプル２７６の振幅が、第１のコードワード２９４
における「１」ビット３００により生成される信号サン
プル２９６の振幅よりも小さい（その可能性は高い）と
すれば）正のノイズサンプル２７６によりもたらされた
最小距離誤り事象が、２つの連続する中央ビットに広が
ることを防止することができる。
インタリーブの両方において、１７ビットのシーケンス
ごとに非ゼロのサンプル値が検出されるように入力シー
ケンスを符号化することによって、ＰＲ４検出器におけ
る最小距離誤り事象の長さを３コードワードバイトに制
約する。ここで、それぞれの１７ビットシーケンスは、
ある１７ビットコードワードの中央ビット２８９の直後
のビットから始まり、後続するコードワードの中央ビッ
ト２９０で終わる。このことは、図９Ｃに示されてい
る。図９Ｃは、第１のコードワード２９４の第２のバイ
トに「１」ビット３００が符号化されていることを除い
て、図９Ｂに示すシーケンスと同じコードワードシーケ
ンスに対するトレリス図２９２を示している。このよう
にして、第１のコードワード２９４の中央ビット２８９
に続く最初のビットに始まり、第２のコードワード２９
８の中央ビット２９０で終わる広がりの中で、非ゼロの
サンプル値２９６が、リード信号のサンプル値において
検出される。図からわかるように、これにより、（ノイ
ズサンプル２７６の振幅が、第１のコードワード２９４
における「１」ビット３００により生成される信号サン
プル２９６の振幅よりも小さい（その可能性は高い）と
すれば）正のノイズサンプル２７６によりもたらされた
最小距離誤り事象が、２つの連続する中央ビットに広が
ることを防止することができる。
【０１１０】よって、上述したように、図８Ａのエンコ
ーダ１７０は、現在のコードワード１８８の上位バイト
２２８、以前のコードワード２２６の予め処理された下
位バイト１９８およびマッピングされたコードワード２
１４を評価するＲＬ検出器２２４を備えている。もし上
記制約が満たされないのなら、ＲＬ検出器２２４は、上
述したように（ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０またはＩ
ＮＨＩＢＩＴ信号２２２を介して）コードワードが強制
的にマッピングされるようにするか、または、マッピン
グを禁止する。
ーダ１７０は、現在のコードワード１８８の上位バイト
２２８、以前のコードワード２２６の予め処理された下
位バイト１９８およびマッピングされたコードワード２
１４を評価するＲＬ検出器２２４を備えている。もし上
記制約が満たされないのなら、ＲＬ検出器２２４は、上
述したように（ＦＯＲＣＥ ＭＡＰ信号２２０またはＩ
ＮＨＩＢＩＴ信号２２２を介して）コードワードが強制
的にマッピングされるようにするか、または、マッピン
グを禁止する。
【０１１１】よって、各コードワードの上位バイトおよ
び下位バイトを互いに独立して復号化し、かつ、ＰＲ４
検出器における最小距離誤り事象が２つの連続するコー
ドワードの中央ビットに広がることを防止することによ
って、１７ビット以下の長さをもつ誤り事象により悪影
響を及ぼされる連続するコードワードバイトの数は、最
大でも３となる。すなわち、図９Ａの３インタリーブシ
ステムの場合、１７ビット以下のバースト誤り事象は、
それぞれのコードワードでわずか１バイトに悪影響が及
ぼされるにすぎない。このようにして、本発明によれ
ば、従来の技術による１６／１７ ＥＮＤＥＣで見られ
るような４コードワードバイトにわたる誤りの伝搬を防
止しつつ、効率のよいレート１６／１７ ＥＮＤＥＣを
実施することができる。
び下位バイトを互いに独立して復号化し、かつ、ＰＲ４
検出器における最小距離誤り事象が２つの連続するコー
ドワードの中央ビットに広がることを防止することによ
って、１７ビット以下の長さをもつ誤り事象により悪影
響を及ぼされる連続するコードワードバイトの数は、最
大でも３となる。すなわち、図９Ａの３インタリーブシ
ステムの場合、１７ビット以下のバースト誤り事象は、
それぞれのコードワードでわずか１バイトに悪影響が及
ぼされるにすぎない。このようにして、本発明によれ
ば、従来の技術による１６／１７ ＥＮＤＥＣで見られ
るような４コードワードバイトにわたる誤りの伝搬を防
止しつつ、効率のよいレート１６／１７ ＥＮＤＥＣを
実施することができる。
【０１１２】本発明の各局面は、本願明細書で以上に開
示した実施の形態によって完全に実現される。しかし、
本発明のさまざまな局面が、他の異なる実施の形態によ
っても、本発明の本質的作用からはずれることなく実現
可能であることは、当業者には理解できよう。例えば、
図８Ａに示すエンコーダ１７０および図８Ｂに示すデコ
ーダ１８２は、組み合わせのロジックを用いても、ある
いはルックアップテーブルを用いても実施することがで
きる。このような改変およびその他の改変は、以上に開
示した教示を考慮すれば、自明であり、単なる設計上の
選択事項にすぎない。以上に開示した特定の実施の形態
は、あくまでも例示を目的とするものであり、本発明の
範囲を限定するためのものではない。本発明の範囲は、
添付の請求の範囲により適切に解釈されるべきである。
示した実施の形態によって完全に実現される。しかし、
本発明のさまざまな局面が、他の異なる実施の形態によ
っても、本発明の本質的作用からはずれることなく実現
可能であることは、当業者には理解できよう。例えば、
図８Ａに示すエンコーダ１７０および図８Ｂに示すデコ
ーダ１８２は、組み合わせのロジックを用いても、ある
いはルックアップテーブルを用いても実施することがで
きる。このような改変およびその他の改変は、以上に開
示した教示を考慮すれば、自明であり、単なる設計上の
選択事項にすぎない。以上に開示した特定の実施の形態
は、あくまでも例示を目的とするものであり、本発明の
範囲を限定するためのものではない。本発明の範囲は、
添付の請求の範囲により適切に解釈されるべきである。
【０１１３】
【発明の効果】本発明によれば、各サンプル事例におい
てアナログリード信号におけるパルスの傾きを制御する
ことによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相
誤差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャ
ネルを提供することができる。
てアナログリード信号におけるパルスの傾きを制御する
ことによって、タイミングリカバリＰＬＬにおける位相
誤差推定値を最適化する能力をもつ、ＰＲ４リードチャ
ネルを提供することができる。
【図１】従来のサンプリングされた振幅リードチャネル
のブロック図である。
のブロック図である。
【図２Ａ】複数のユーザデータセクタおよび複数の埋め
込みサーボデータセクタから構成される複数の同心円状
データトラックを有する磁気ディスク記憶媒体のデータ
フォーマットの一例を示す図である。
込みサーボデータセクタから構成される複数の同心円状
データトラックを有する磁気ディスク記憶媒体のデータ
フォーマットの一例を示す図である。
【図２Ｂ】ユーザデータセクタのフォーマットの一例を
示す図である。
示す図である。
【図３Ａ】タイミング位相誤差τをもつＰＲ４リードチ
ャネルのサンプリングされたダイパルス応答を示す図で
ある。
ャネルのサンプリングされたダイパルス応答を示す図で
ある。
【図３Ｂ】ＰＲ４リードチャネルの３レベル「アイダイ
アグラム」を示す図である。
アグラム」を示す図である。
【図４】位相同期ループに用いられる位相誤差推定器を
有するＰＲ４リードチャネルのための従来のタイミング
リカバリ回路を示す詳細ブロック図である。
有するＰＲ４リードチャネルのための従来のタイミング
リカバリ回路を示す詳細ブロック図である。
【図５】従来のＰＲ４リードチャネルに１／（１＋
Ｄ2）プリコーダを用いる時の、同一のユーザデータ入
力シーケンスから得られる２つのアナログリード波形を
示す図である。
Ｄ2）プリコーダを用いる時の、同一のユーザデータ入
力シーケンスから得られる２つのアナログリード波形を
示す図である。
【図６】本発明による改善されたサンプリングされた振
幅リードチャネルのブロック図である。
幅リードチャネルのブロック図である。
【図７Ａ】ダイコードシーケンスの場合のＮＲＺ状態遷
移図である。
移図である。
【図７Ｂ】図７Ａの状態遷移図に従って動作する、スラ
イディング閾値ビタビシーケンス検出器の実現形態を示
す図である。
イディング閾値ビタビシーケンス検出器の実現形態を示
す図である。
【図８Ａ】図４の位相誤差推定器の動作を最適化するた
めに、ユーザデータを符号化する１６／１７エンコーダ
を詳細に示す図である。
めに、ユーザデータを符号化する１６／１７エンコーダ
を詳細に示す図である。
【図８Ｂ】検出されたＮＲＺＩデータシーケンスを推定
されたユーザデータシーケンスに復号化する際に、図８
Ａのエンコーダとは逆の演算をおこなう１６／１７デコ
ーダを詳細に示す図である。
されたユーザデータシーケンスに復号化する際に、図８
Ａのエンコーダとは逆の演算をおこなう１６／１７デコ
ーダを詳細に示す図である。
【図９Ａ】３つのインタリーブされたＥＣＣコードワー
ドのかたちで磁気ディスク上に記録される１セクタのデ
ータを示す図である。
ドのかたちで磁気ディスク上に記録される１セクタのデ
ータを示す図である。
【図９Ｂ】最小距離ＰＲ４誤り事象が２つの連続するコ
ードワードの中央のビット間に広がることによって、復
号化された出力シーケンスの４つのバイトに悪影響を及
ぼすことを説明する図である。
ードワードの中央のビット間に広がることによって、復
号化された出力シーケンスの４つのバイトに悪影響を及
ぼすことを説明する図である。
【図９Ｃ】図９Ｂの誤り伝搬を防止する、本発明による
符号化制約を示す図である。
符号化制約を示す図である。
２ ユーザデータ ４ データ発生器 ９ ライト回路 １８ 磁気記録チャネル ２０ アナログ受信フィルタ ２２ 可変利得増幅器 ２４ Ａ／Ｄ変換器 ２６ 離散等化器フィルタ ２８ タイミングリカバリ ５０ 利得制御 ５２ 周波数シンセサイザ ６０ マルチプレクサ ６６ データシンク検出器 １７２ ＮＲＺＩ変調器 １７４ ＰＲ４シーケンス検出器 １８０ ＰＲ４／ＮＲＺＩ変換器 １８２ ＲＬＬ／タイミングデコーダ １８６ 誤り訂正されたユーザデータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 595158337 3100 Ｗｅｓｔ Ｗａｒｒｅｎ Ａｖｅｎ ｕｅ，Ｆｒｅｍｏｎｔ，Ｃａｌｉｆｏｒｎ ｉａ 94538，Ｕ．Ｓ．Ａ.
Claims (20)
- 【請求項１】 ディスク記憶媒体上に位置づけられたリ
ードヘッドからのアナログリード信号におけるパルスを
サンプリングすることによって発生された離散時間サン
プル値のシーケンスからディジタルデータをリードす
る、サンプリングされた振幅リードチャネルであって、 （ａ）タイミングリカバリのための位相誤差推定値を改
善する第１のマッピングに従って、ライト動作の間に、
ユーザデータをコードワードに符号化するエンコーダで
あって、該位相誤差推定値が、該アナログリード信号に
おける該パルスの傾きの関数として発生される、エンコ
ーダと、 （ｂ）リード動作の間に該アナログリード信号をサンプ
リングすることによって、該離散時間サンプル値のシー
ケンスを発生する、サンプリングデバイスと、 （ｃ）同期サンプル値を該離散時間サンプル値および該
位相誤差推定値の関数として発生する、タイミングリカ
バリと、 （ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出す
る、離散時間検出器と、を備えている、サンプリングさ
れた振幅リードチャネル。 - 【請求項２】 前記第１のマッピングが、以下の表１Ａ
〜表１Ｆに従って作用する、請求項１に記載のサンプリ
ングされた振幅リードチャネル。 【表１Ａ】 【表１Ｂ】 【表１Ｃ】 【表１Ｄ】 【表１Ｅ】 【表１Ｆ】 - 【請求項３】 前記第１のマッピングの逆である第２の
マッピングに従って、リード動作の間に、前記コードワ
ードを復号化するデコーダをさらに備えている、請求項
１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項４】 前記第２のマッピングが、以下の表２Ａ
〜表２Ｇに従って作用する、請求項３に記載のサンプリ
ングされた振幅リードチャネル。 【表２Ａ】 【表２Ｂ】 【表２Ｃ】 【表２Ｄ】 【表２Ｅ】 【表２Ｆ】 【表２Ｇ】 - 【請求項５】 Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここ
で、Ｙkは、実際のサンプル値であり、Ｘkは、推定され
たサンプル値である）に比例する前記位相誤差推定値を
発生する位相誤差検出器をさらに備えている、請求項１
に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項６】 （ａ）前記ユーザデータに応答して、該
ユーザデータにより発生された前記位相誤差推定値の質
を測定する、グレーダと、 （ｂ）もし該測定された質が、所定の閾値を下回ってい
るのなら、該ユーザデータを前記第１のマッピングに従
ってマッピングする手段と、をさらに備えている、請求
項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項７】 前記コードワードがそれぞれ、前記ユー
ザデータが前記第１のマッピングに従ってマッピングさ
れたどうかを示すマップビットを含んでいる、請求項６
に記載のサンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項８】 前記第１のマッピングの逆である第２の
マッピングに従って、リード動作の間に前記コードワー
ドを復号化するデコーダをさらに備えている、サンプリ
ングされた振幅リードチャネルであって、もし前記ユー
ザデータが該第１のマッピングに従ってマッピングされ
ていないことを前記マップビットが示すのなら、該デコ
ーダが、該コードワードを該第２のマッピングに従って
マッピングしない、請求項７に記載のサンプリングされ
た振幅リードチャネル。 - 【請求項９】 前記アナログリード信号の傾きをあるサ
ンプル事例において制御する手段をさらに備えている、
請求項１に記載のサンプリングされた振幅リードチャネ
ル。 - 【請求項１０】 前記傾きを制御する前記手段が、前記
コードワードを前記ディスクにライトするＮＲＺＩ変調
器を備えている、請求項９に記載のサンプリングされた
振幅リードチャネル。 - 【請求項１１】 前記エンコーダが、 （ａ）前記コードワードが所定のランレングス制約に違
反しているかどうかを検出する、ＲＬＬ検出器と、 （ｂ）該コードワードが、該ランレングス制約に違反し
ないように、該コードワードを修正する手段と、をさら
に備えている、請求項１に記載のサンプリングされた振
幅リードチャネル。 - 【請求項１２】 前記コードワードの符号レートが、１
６／１７である、請求項１に記載のサンプリングされた
振幅リードチャネル。 - 【請求項１３】 ディスク記憶媒体上に位置づけられた
リードヘッドからのアナログリード信号におけるパルス
をサンプリングすることによって発生された離散時間サ
ンプル値のシーケンスから２進データをリードする、サ
ンプリングされた振幅リードチャネルにおいて、該２進
データが第１のマッピングに従って符号化されたコード
ワードを含んでいる、サンプリングされた振幅リードチ
ャネルであって、 （ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることに
よって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生す
る、サンプリングデバイスと、 （ｂ）該離散時間サンプル値に応答して同期サンプル値
を発生する、タイミングリカバリであって、あるサンプ
ル事例における該アナログリード信号の該パルスの傾き
に対して位相誤差推定値を発生する位相誤差検出器を備
えている、タイミングリカバリと、 （ｃ）該同期サンプル値から該コードワードを検出す
る、離散時間検出器と、 （ｄ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピング
に従って該コードワードを復号化するデコーダであっ
て、該第１のマッピングが、該タイミングリカバリ用の
該位相誤差推定値を改善する、デコーダと、を備えてい
る、サンプリングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項１４】 （ａ）もし対応する位相誤差推定値の
質が所定の閾値を下回っているのなら、前記２進データ
が前記第１のマッピングを用いて符号化され、 （ｂ）もし該対応する位相誤差推定値の該質が該所定の
閾値を下回っていないのなら、該２進データが該第１の
マッピングを用いて符号化されず、 （ｃ）前記コードワードがそれぞれ、前記ユーザデータ
が該第１のマッピングに従ってマッピングされたどうか
を示すマップビットを含んでおり、かつ （ｄ）もし該コードワードが該第１のマッピングを用い
て符号化されたことを該マップビットが示すのなら、前
記デコーダが、前記第２のマッピングを用いて該コード
ワードのそれぞれを復号化するのに該マップビットを用
いる、請求項１３に記載のサンプリングされた振幅リー
ドチャネル。 - 【請求項１５】 前記コードワードの符号レートが、１
６／１７である、請求項１３に記載のサンプリングされ
た振幅リードチャネル。 - 【請求項１６】 前記位相誤差推定値を発生する前記位
相誤差検出器が、 Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実
際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値
である）に従って動作する、請求項１３に記載のサンプ
リングされた振幅リードチャネル。 - 【請求項１７】 ディスク記憶媒体上に位置づけられた
リードヘッドからのアナログリード信号におけるパルス
をサンプリングすることによって発生された離散時間サ
ンプル値のシーケンスから２進データをリードする方法
において、該２進データが第１のマッピングに従って符
号化されたコードワードを含んでいる、方法であって、 （ａ）該アナログリード信号をサンプリングすることに
よって、該離散時間サンプル値のシーケンスを発生する
ステップと、 （ｂ）あるサンプル事例における該アナログリード信号
の該パルスの傾きに対する位相誤差を推定するステップ
と、 （ｃ）該離散時間サンプル値および該ステップ（ｂ）の
該位相誤差推定値に応答して、同期サンプル値を発生す
るステップと、 （ｄ）該同期サンプル値から該コードワードを検出する
ステップと、 （ｅ）該第１のマッピングの逆である第２のマッピング
に従って該コードワードを復号化するステップであっ
て、該第１のマッピングが、タイミングリカバリ用の該
位相誤差推定値を改善する、ステップと、を含んでい
る、２進データをリードする方法。 - 【請求項１８】 前記位相誤差を推定する前記ステップ
が、 Ｙk・（Ｘk-1）＋Ｙk-1・（Ｘk）（ここで、Ｙkは、実
際のサンプル値であり、Ｘkは、推定されたサンプル値
である）に従って作用する、請求項１７に記載の２進デ
ータをリードする方法。 - 【請求項１９】 前記コードワードが、符号化されてい
ない２進データに対応する前記位相誤差推定値の測定さ
れた質に依存して、前記第１のマッピングを用いて選択
的に符号化される、２進データをリードする方法であっ
て、該コードワードが該第１のマッピングに従って符号
化されたかどうかを示すマップビットを該コードワード
において復号化するステップをさらに含んでいる、請求
項１７に記載の２進データをリードする方法。 - 【請求項２０】 前記コードワードが、１６／１７の符
号レートで符号化される、請求項１７に記載の２進デー
タをリードする方法。
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