JPH1093388A - 差分入力および／または差分出力並置結合型表面弾性波フィルタおよびその方法 - Google Patents
差分入力および／または差分出力並置結合型表面弾性波フィルタおよびその方法Info
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- JPH1093388A JPH1093388A JP9173175A JP17317597A JPH1093388A JP H1093388 A JPH1093388 A JP H1093388A JP 9173175 A JP9173175 A JP 9173175A JP 17317597 A JP17317597 A JP 17317597A JP H1093388 A JPH1093388 A JP H1093388A
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- H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
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- H03H9/0028—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices
- H03H9/0047—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices having two acoustic tracks
- H03H9/0052—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices having two acoustic tracks being electrically cascaded
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- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 差分入力および／または差分出力並置結合型
共振器を設ける表面弾性波（SAW ）フィルタの設計と関
連方法。 【解決手段】 音波装置５００，６００，７０１，８０
１，９０１，１００１を作成する方法である。本方法
は、音波伝播を支援することのできる基板１１を設ける
段階と、第１トランスデューサ５１８，５１８’をその
上に配置する配置段階とによって構成される。配置段階
は、基板上に第１ないし第４電極群を配置する段階を含
む。第１群５１４’が第１電気相互接続部１７＋に結合
し、第２群５１４”が第２電気相互接続部１７−に結合
する。第３群５１９が共通電気相互接続部１７’に結合
し、第１群５１４’の電極が挟み込まれる。第４群５２
０が共通電気相互接続部１７’に結合し、第２群５１
４’が挟み込まれる。第４群５２０は、第３群５１９と
整列構造に配置され、音波装置の中心周波数に対応する
音波の半波長の整数倍だけ、そこから偏位される。
共振器を設ける表面弾性波（SAW ）フィルタの設計と関
連方法。 【解決手段】 音波装置５００，６００，７０１，８０
１，９０１，１００１を作成する方法である。本方法
は、音波伝播を支援することのできる基板１１を設ける
段階と、第１トランスデューサ５１８，５１８’をその
上に配置する配置段階とによって構成される。配置段階
は、基板上に第１ないし第４電極群を配置する段階を含
む。第１群５１４’が第１電気相互接続部１７＋に結合
し、第２群５１４”が第２電気相互接続部１７−に結合
する。第３群５１９が共通電気相互接続部１７’に結合
し、第１群５１４’の電極が挟み込まれる。第４群５２
０が共通電気相互接続部１７’に結合し、第２群５１
４’が挟み込まれる。第４群５２０は、第３群５１９と
整列構造に配置され、音波装置の中心周波数に対応する
音波の半波長の整数倍だけ、そこから偏位される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音波を利用する超小型
電子装置に関し、さらに詳しくは、差分入力差分出力並
置結合型表面弾性波（SAW: surface acoustic wave）フ
ィルタに関する。
電子装置に関し、さらに詳しくは、差分入力差分出力並
置結合型表面弾性波（SAW: surface acoustic wave）フ
ィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術発明が解決しようとする課題】ここで用い
られる「電極フィンガ」，「電極」および「フィンガ」
という用語は、音響経路に沿って延在し、経路内の音波
の音波面に全体として平行な長い形状を有する電極を交
換可能に意味する。図１は、従来技術による単極SAW 共
振器１０の電極１４の構造を示す。図１は、音波伝播基
板１１であって、その上に配置されたパターン１９を有
する基板１１を示す。SAW 共振器１０は、接地端子１
５’と参照される単端入力端子１５を有する。パターン
１９は、一連の電極フィンガ１４に接続されたバス・バ
ー１２，１２’によって有用に構成される。電極フィン
ガ１４とバス・バー１２，１２’とは、共にトランスデ
ューサ１６を形成する。トランスデューサ１６は、基板
材料の好適な軸に沿って、適切に作成されたその表面上
に配置される。トランスデューサ１６は音波長の１／４
の幅を有することが多く、１／２音波長中心上に配置さ
れ、普通は連係するバス・バー１２，１２’に交互に結
合される一連の周期的に配置された電極フィンガ１４に
よって構成されるが、他の構造も可能であり有用であ
る。適切な周波数で端子１５に（すなわちバス・バー１
２，１２’の両端に）電気的刺激が印加されると、音響
エネルギは第１軌道１３内を伝播する。通常、トランス
デューサ１６などのトランスデューサは、１２，１２’
などのバス・バーにおいて適切な周波数の電気的信号に
より励起されると方向３０，３１に音波を発し、方向３
０および／または３１に沿って進む適切な周波数の音波
により音響ホログラムとなると、バス・バーに電気信号
を示すのが普通である。
られる「電極フィンガ」，「電極」および「フィンガ」
という用語は、音響経路に沿って延在し、経路内の音波
の音波面に全体として平行な長い形状を有する電極を交
換可能に意味する。図１は、従来技術による単極SAW 共
振器１０の電極１４の構造を示す。図１は、音波伝播基
板１１であって、その上に配置されたパターン１９を有
する基板１１を示す。SAW 共振器１０は、接地端子１
５’と参照される単端入力端子１５を有する。パターン
１９は、一連の電極フィンガ１４に接続されたバス・バ
ー１２，１２’によって有用に構成される。電極フィン
ガ１４とバス・バー１２，１２’とは、共にトランスデ
ューサ１６を形成する。トランスデューサ１６は、基板
材料の好適な軸に沿って、適切に作成されたその表面上
に配置される。トランスデューサ１６は音波長の１／４
の幅を有することが多く、１／２音波長中心上に配置さ
れ、普通は連係するバス・バー１２，１２’に交互に結
合される一連の周期的に配置された電極フィンガ１４に
よって構成されるが、他の構造も可能であり有用であ
る。適切な周波数で端子１５に（すなわちバス・バー１
２，１２’の両端に）電気的刺激が印加されると、音響
エネルギは第１軌道１３内を伝播する。通常、トランス
デューサ１６などのトランスデューサは、１２，１２’
などのバス・バーにおいて適切な周波数の電気的信号に
より励起されると方向３０，３１に音波を発し、方向３
０および／または３１に沿って進む適切な周波数の音波
により音響ホログラムとなると、バス・バーに電気信号
を示すのが普通である。
【０００３】この種の共振器は、少なくとも２つの反射
器１８，１８’と、反射器１８，１８’間に配置された
少なくとも１つのトランスデューサ１６とを備え、集合
的に第１軌道１３を形成する。図１のその他の重要な設
計上の特徴は、反射器１８，１８’とトランスデューサ
１６との間に配置される間隙２０である。間隙２０は、
音波長の１／４を超える幅を有するのが普通である。
器１８，１８’と、反射器１８，１８’間に配置された
少なくとも１つのトランスデューサ１６とを備え、集合
的に第１軌道１３を形成する。図１のその他の重要な設
計上の特徴は、反射器１８，１８’とトランスデューサ
１６との間に配置される間隙２０である。間隙２０は、
音波長の１／４を超える幅を有するのが普通である。
【０００４】図２は、従来技術による、２つの単極SAW
共振器を近接して配置することにより形成される並置結
合型共振器１００の平面図である。音波伝播基板１１
は、その上に配置されたパターン１１９を有する。並置
結合型SAW 共振器１００は、入力端子１５，接地端子１
５’，出力端子１７および接地端子１７’を備える。パ
ターン１１９は、一連の電極フィンガ１１４に接続され
たバス・バー１１２，１１２’によって有用に構成され
る。電極フィンガ１１４，入力バス・バー１１２および
接地電極フィンガ１１３がトランスデューサ１１６を形
成する。同様に、電極フィンガ１１４’，出力バス・バ
ー１１２’および接地電極フィンガ１１３’がトランス
デューサ１１６’を形成する。トランスデューサ１１
６，１１６’は、基板材料の好適な軸に沿って、その適
切に作成された表面上に配置される。この種の共振器
は、通常、少なくとも２つの反射器１１８，１１８’
と、反射器１１８，１１８’間または１１７，１１７’
間にそれぞれ配置される少なくとも１つのトランスデュ
ーサ１１６または１１６’を備える。図２におけるもう
１つの重要な設計上の特徴は、反射器１１８，１１８’
とトランスデューサ１１６，１１６’との間に配置され
た間隙２００である。間隙２００は、音波長の１／４を
超える幅を持つのが普通である。
共振器を近接して配置することにより形成される並置結
合型共振器１００の平面図である。音波伝播基板１１
は、その上に配置されたパターン１１９を有する。並置
結合型SAW 共振器１００は、入力端子１５，接地端子１
５’，出力端子１７および接地端子１７’を備える。パ
ターン１１９は、一連の電極フィンガ１１４に接続され
たバス・バー１１２，１１２’によって有用に構成され
る。電極フィンガ１１４，入力バス・バー１１２および
接地電極フィンガ１１３がトランスデューサ１１６を形
成する。同様に、電極フィンガ１１４’，出力バス・バ
ー１１２’および接地電極フィンガ１１３’がトランス
デューサ１１６’を形成する。トランスデューサ１１
６，１１６’は、基板材料の好適な軸に沿って、その適
切に作成された表面上に配置される。この種の共振器
は、通常、少なくとも２つの反射器１１８，１１８’
と、反射器１１８，１１８’間または１１７，１１７’
間にそれぞれ配置される少なくとも１つのトランスデュ
ーサ１１６または１１６’を備える。図２におけるもう
１つの重要な設計上の特徴は、反射器１１８，１１８’
とトランスデューサ１１６，１１６’との間に配置され
た間隙２００である。間隙２００は、音波長の１／４を
超える幅を持つのが普通である。
【０００５】トランスデューサ１１６および反射器格子
１１８，１１８’は、共に第１軌道１３を形成し、トラ
ンスデューサ１１６’および反射器格子１１７，１１
７’は共に並置結合型SAW 共振器１００の第２軌道１
３’を形成する。適切な周波数で端子１５に電気的刺激
が与えられると、第１軌道１３に音響エネルギが起こ
る。このエネルギは、第２軌道１３’に横方向に結合さ
れ、最終的には端子１７で電気エネルギに変換される。
１１８，１１８’は、共に第１軌道１３を形成し、トラ
ンスデューサ１１６’および反射器格子１１７，１１
７’は共に並置結合型SAW 共振器１００の第２軌道１
３’を形成する。適切な周波数で端子１５に電気的刺激
が与えられると、第１軌道１３に音響エネルギが起こ
る。このエネルギは、第２軌道１３’に横方向に結合さ
れ、最終的には端子１７で電気エネルギに変換される。
【０００６】図３は、従来技術による二極並置結合型SA
W フィルタ３００の別の実施例を示す。この実施例にお
いては、端子１５はバス・バー３１２に電気信号を結合
し、この信号がトランスデューサ３１６を介して音響エ
ネルギに変換される。第１軌道１３内のこの音響エネル
ギは第２軌道１３’に結合し、バス・バー３１２’およ
び端子１７に電気的に結合されるトランスデューサ３１
６’を介してさらに電気エネルギに変換される。１５’
と１７’の両方を共通接地位置で接地することは当技術
では周知である。電気エネルギから音響エネルギへの変
換効率の周波数に対する依存性は、主にトランスデュー
サ３１６，３１６’と反射器３１８，３１８’との構造
により決定され、この周波数依存性により、有用な濾波
特性を有する伝達関数が発生する。
W フィルタ３００の別の実施例を示す。この実施例にお
いては、端子１５はバス・バー３１２に電気信号を結合
し、この信号がトランスデューサ３１６を介して音響エ
ネルギに変換される。第１軌道１３内のこの音響エネル
ギは第２軌道１３’に結合し、バス・バー３１２’およ
び端子１７に電気的に結合されるトランスデューサ３１
６’を介してさらに電気エネルギに変換される。１５’
と１７’の両方を共通接地位置で接地することは当技術
では周知である。電気エネルギから音響エネルギへの変
換効率の周波数に対する依存性は、主にトランスデュー
サ３１６，３１６’と反射器３１８，３１８’との構造
により決定され、この周波数依存性により、有用な濾波
特性を有する伝達関数が発生する。
【０００７】図４は、従来技術による単独の入力端子と
単独の出力端子とを有する並置結合型四極SAW フィルタ
の簡略化された平面図である。従来の四極並置結合型SA
W フィルタは、従来の二極並置結合型SAW フィルタの対
を１つの電気結合トレース４００で接合することにより
製造される。
単独の出力端子とを有する並置結合型四極SAW フィルタ
の簡略化された平面図である。従来の四極並置結合型SA
W フィルタは、従来の二極並置結合型SAW フィルタの対
を１つの電気結合トレース４００で接合することにより
製造される。
【０００８】切断角度が３２ないし４２＋度のSTカット
クォーツ（切断角度＝４２．７５度）の基板１１が、い
くつかの用途に関しては好ましい。フィルタ・パターン
は、多くの場合数十ないし数百ナノメートルの厚みを有
するアルミニウムによって構成される金属薄膜を、集積
回路製造で採用されるものと同様の方法で付着およびパ
ターニングすることにより作成されるのが普通である。
基本的な単極SAW 共振器１０（図１）は、反射格子１
８，１８’の間に配置された交互嵌合電極フィンガ１４
を備えるトランスデューサ１６を含むのが普通である。
２つの単極SAW 共振器が互いに近接して配置されると、
新規の構造が作り出され、エネルギは第１トランスデュ
ーサおよび反射格子軌道から第２トランスデューサおよ
び反射格子軌道へと横方向に結合される。たとえば、第
１軌道１３が電気的に駆動されると、エネルギは第２軌
道１３’に結合し、結果として並置結合型フィルタ３０
０ができあがる。
クォーツ（切断角度＝４２．７５度）の基板１１が、い
くつかの用途に関しては好ましい。フィルタ・パターン
は、多くの場合数十ないし数百ナノメートルの厚みを有
するアルミニウムによって構成される金属薄膜を、集積
回路製造で採用されるものと同様の方法で付着およびパ
ターニングすることにより作成されるのが普通である。
基本的な単極SAW 共振器１０（図１）は、反射格子１
８，１８’の間に配置された交互嵌合電極フィンガ１４
を備えるトランスデューサ１６を含むのが普通である。
２つの単極SAW 共振器が互いに近接して配置されると、
新規の構造が作り出され、エネルギは第１トランスデュ
ーサおよび反射格子軌道から第２トランスデューサおよ
び反射格子軌道へと横方向に結合される。たとえば、第
１軌道１３が電気的に駆動されると、エネルギは第２軌
道１３’に結合し、結果として並置結合型フィルタ３０
０ができあがる。
【０００９】並置結合型共振器フィルタ１００，３００
は、入力端子１５，１５’に存在する信号の狭帯域濾波
を行い、出力端子１７，１７’に出力信号を設ける。こ
の種の並置結合型共振器フィルタは、隣接阻止機能の優
れた一層構造の急峻スカート濾波（steep skirted filt
ering ）を行う。このため、並置結合型SAW フィルタ
は、現在のセルラ電話設計構造で用いるのに適した狭帯
域幅中間周波数フィルタとして頻繁に用いられる。
は、入力端子１５，１５’に存在する信号の狭帯域濾波
を行い、出力端子１７，１７’に出力信号を設ける。こ
の種の並置結合型共振器フィルタは、隣接阻止機能の優
れた一層構造の急峻スカート濾波（steep skirted filt
ering ）を行う。このため、並置結合型SAW フィルタ
は、現在のセルラ電話設計構造で用いるのに適した狭帯
域幅中間周波数フィルタとして頻繁に用いられる。
【００１０】残念ながら、並置結合型共振器フィルタの
幾何学形状は、平衡（差分）入力および／または平衡
（差分）出力構造内で動作するようには容易にならな
い。しかし、平衡構造は、設計上の観点からは非常に望
ましいことが多い。平衡構造とは、正のリード線および
接地と負のリード線および接地との間のインピーダンス
が等しいことを意味すると理解される。しかし、差分入
力および／または差分出力終端をもって動作することの
できる表面弾性波（SAW ）フィルタに関して、電気通信
産業の設計者からは需要が増大しつつある。
幾何学形状は、平衡（差分）入力および／または平衡
（差分）出力構造内で動作するようには容易にならな
い。しかし、平衡構造は、設計上の観点からは非常に望
ましいことが多い。平衡構造とは、正のリード線および
接地と負のリード線および接地との間のインピーダンス
が等しいことを意味すると理解される。しかし、差分入
力および／または差分出力終端をもって動作することの
できる表面弾性波（SAW ）フィルタに関して、電気通信
産業の設計者からは需要が増大しつつある。
【００１１】SAW フィルタを差分入力および／または差
分出力端子構造をもって設計することができると、この
SAW フィルタを、たとえばセルラ電話内の平衡または二
重平衡ミキサまたは平衡増幅器などのその他の電子部品
と直接的に整列構造に配置することが可能になる。この
ようなSAW フィルタを設計すると、トランスフォーマま
たはバランなどの他の部品の必要がなくなり、最終的な
製品の全体の部品点数を削減し、重量，寸法および消費
電力の削減など他の利点も得られる。独自のトランスデ
ューサ・レイアウトを内蔵して、差分入力および／また
は差分出力並置結合型共振器を設ける表面弾性波（SAW
）フィルタの設計と、それを設けるための関連する方
法とが必要である。
分出力端子構造をもって設計することができると、この
SAW フィルタを、たとえばセルラ電話内の平衡または二
重平衡ミキサまたは平衡増幅器などのその他の電子部品
と直接的に整列構造に配置することが可能になる。この
ようなSAW フィルタを設計すると、トランスフォーマま
たはバランなどの他の部品の必要がなくなり、最終的な
製品の全体の部品点数を削減し、重量，寸法および消費
電力の削減など他の利点も得られる。独自のトランスデ
ューサ・レイアウトを内蔵して、差分入力および／また
は差分出力並置結合型共振器を設ける表面弾性波（SAW
）フィルタの設計と、それを設けるための関連する方
法とが必要である。
【００１２】
【実施例】本明細書は、バラン，トランスフォーマなど
を用いることを必要とせずに、平衡給電信号をSAW フィ
ルタに直接的に結合することを可能にする方法を開示し
ている。図５は、被結合共振器フィルタ内の差分SAW ト
ランスデューサ５１６’の１つの用例を示すが、このよ
うなトランスデューサを他種のSAW 装置にも採用するこ
とができること、また他のトランスデューサに音響結合
されない単独のトランスデューサが周波数選択部品およ
びノッチ・フィルタなどの用途において周波数に依存す
るインピーダンスとしての有用性を見出すことは、関連
技術の技術者には明白であろう。
を用いることを必要とせずに、平衡給電信号をSAW フィ
ルタに直接的に結合することを可能にする方法を開示し
ている。図５は、被結合共振器フィルタ内の差分SAW ト
ランスデューサ５１６’の１つの用例を示すが、このよ
うなトランスデューサを他種のSAW 装置にも採用するこ
とができること、また他のトランスデューサに音響結合
されない単独のトランスデューサが周波数選択部品およ
びノッチ・フィルタなどの用途において周波数に依存す
るインピーダンスとしての有用性を見出すことは、関連
技術の技術者には明白であろう。
【００１３】図５ないし図１０は、差分入力および／ま
たは差分出力並置結合型SAW 共振器を採用する本発明に
よる新規の設計を示す。 例I 図５は、単端入力端子１５と差分出力端子１７＋，１７
−を有し、共通接地端子を有する二極並置結合型フィル
タ５００に適応される本発明の第１実施例を示す。この
設計は、携帯セルラ電話などの電子機器の設計に、部品
点数を減らした状態で組み込んで、重量と寸法の両方を
小さくすることができる。もちろん、本発明はセルラ電
話設計に限らず、SAW フィルタを利用する任意の電子装
置にも組み込むことができる。
たは差分出力並置結合型SAW 共振器を採用する本発明に
よる新規の設計を示す。 例I 図５は、単端入力端子１５と差分出力端子１７＋，１７
−を有し、共通接地端子を有する二極並置結合型フィル
タ５００に適応される本発明の第１実施例を示す。この
設計は、携帯セルラ電話などの電子機器の設計に、部品
点数を減らした状態で組み込んで、重量と寸法の両方を
小さくすることができる。もちろん、本発明はセルラ電
話設計に限らず、SAW フィルタを利用する任意の電子装
置にも組み込むことができる。
【００１４】第１軌道１３は、端子１５および反射器３
１８，３１８’を有する単端入力トランスデューサ５１
６によって構成され、第２軌道１３’は成端部１７＋，
１７−，接地および反射器３１７，３１７’を有する差
分トランスデューサ５１６’によって構成される。ここ
では、出力バス・バーを２つの別々の部品５１２’５１
２”に分割することが必要であり、対応する電極フィン
ガも個別群５１４’５１４”に分離される。群５１
４’，５１４”は、音波長の１／２超だけ位相が空間的
に隔てられ、接地電極５１９，５１０も音波長の１／２
超だけ偏位される。言い換えると、電極５１４’，５１
９は、共通または接地電極に結合された電極５２０から
音波長の１／２だけ（あるいはその整数倍だけ）偏位さ
れた、これも共通または接地ノードに結合される電極５
１９を有する第１組の櫛形電極を形成する。一方、電極
５２０は、電極５１４”，５２０によって構成される第
２組の櫛形電極内に含まれる。フィルタ５００は、種々
の電子設計用途に関して非平衡平衡条件（またはその
逆）の信号を変換し、同時に濾波機能を提供する。M.A.
Sharif他による「Coupled Resonator Filters With Dif
ferential Input And/Or Differential Output」（pp.6
7-70; 1995 Ultrasonics Symposium Proceedings,IEEE
Cat. No.0-7803-2940-6/95 ）は、端子１７＋，１７−
に存在するインピーダンスを説明し、これらは基本的
に、他の同等の幾何学形状をもつ単端トランスデューサ
で得られるものの４倍になる（たとえば関連文献の式６
を参照）。 例II 図６は、軌道１３，１３’が差分入力端子１５＋，１５
−および差分出力端子１７＋，１７−を有し、共通接地
端子を有する二極並置結合型フィルタに適応される本発
明の第２実施例を示す。本実施例においては、トランス
デューサ６１６，６１６’は、差分入力および差分出力
を提供するように設計されている。
１８，３１８’を有する単端入力トランスデューサ５１
６によって構成され、第２軌道１３’は成端部１７＋，
１７−，接地および反射器３１７，３１７’を有する差
分トランスデューサ５１６’によって構成される。ここ
では、出力バス・バーを２つの別々の部品５１２’５１
２”に分割することが必要であり、対応する電極フィン
ガも個別群５１４’５１４”に分離される。群５１
４’，５１４”は、音波長の１／２超だけ位相が空間的
に隔てられ、接地電極５１９，５１０も音波長の１／２
超だけ偏位される。言い換えると、電極５１４’，５１
９は、共通または接地電極に結合された電極５２０から
音波長の１／２だけ（あるいはその整数倍だけ）偏位さ
れた、これも共通または接地ノードに結合される電極５
１９を有する第１組の櫛形電極を形成する。一方、電極
５２０は、電極５１４”，５２０によって構成される第
２組の櫛形電極内に含まれる。フィルタ５００は、種々
の電子設計用途に関して非平衡平衡条件（またはその
逆）の信号を変換し、同時に濾波機能を提供する。M.A.
Sharif他による「Coupled Resonator Filters With Dif
ferential Input And/Or Differential Output」（pp.6
7-70; 1995 Ultrasonics Symposium Proceedings,IEEE
Cat. No.0-7803-2940-6/95 ）は、端子１７＋，１７−
に存在するインピーダンスを説明し、これらは基本的
に、他の同等の幾何学形状をもつ単端トランスデューサ
で得られるものの４倍になる（たとえば関連文献の式６
を参照）。 例II 図６は、軌道１３，１３’が差分入力端子１５＋，１５
−および差分出力端子１７＋，１７−を有し、共通接地
端子を有する二極並置結合型フィルタに適応される本発
明の第２実施例を示す。本実施例においては、トランス
デューサ６１６，６１６’は、差分入力および差分出力
を提供するように設計されている。
【００１５】フィルタ６００は、入力端子１５＋，１５
−と出力端子１７＋，１７−とを有し、平衡入力平衡出
力二極並置結合型SAW フィルタ６００をなす。第１軌道
１３において、入力端子１５＋は第１組の電極５１４’
に結合し、入力端子１５−はバス・バー５１２”を介し
て１／２音波長の倍数だけ第１群の電極５１４’から隔
てられた第２組の電極５１４’に結合し、接地電極５１
９，５２０も音波長の１／２超だけ偏位される。反射器
３１８，３１８’が、第１および第２軌道１３，１３’
の両方と境を接する。
−と出力端子１７＋，１７−とを有し、平衡入力平衡出
力二極並置結合型SAW フィルタ６００をなす。第１軌道
１３において、入力端子１５＋は第１組の電極５１４’
に結合し、入力端子１５−はバス・バー５１２”を介し
て１／２音波長の倍数だけ第１群の電極５１４’から隔
てられた第２組の電極５１４’に結合し、接地電極５１
９，５２０も音波長の１／２超だけ偏位される。反射器
３１８，３１８’が、第１および第２軌道１３，１３’
の両方と境を接する。
【００１６】第２軌道１３’は、バス・バー５１２’を
介して第１群の電極５１４’に結合された出力端子１７
＋と、第１群の電極５１４’から１／２音波長の倍数だ
け隔てられた第２群の電極５１４”とを備え、接地電極
５１９，５２０も、音波長の１／２超だけ偏位される。
介して第１群の電極５１４’に結合された出力端子１７
＋と、第１群の電極５１４’から１／２音波長の倍数だ
け隔てられた第２群の電極５１４”とを備え、接地電極
５１９，５２０も、音波長の１／２超だけ偏位される。
【００１７】第１および第２軌道１３，１３’は、それ
ぞれ、わずか数音波長の広さしか持たない（縦軸；図
６）のが普通であり、第１および第１軌道１３，１３’
の外側に大きなエネルギ内容を有する音波伝播モードに
対応する。たとえば、ある設計では、７波長分の幅また
はアパーチャが０．９波長の軌道間間隔、すなわち７．
９波長の中心間間隔と共に採用されている。第１および
第２軌道１３，１３’などの空洞構造が結合されると、
結合と、当初の（結合されない）構造のモードの知識か
ら計算することのできる特性を有する新規の音響伝播モ
ードが形成される。第１および第２軌道１３，１３’
は、設計帯域幅によって、４ないし１３波長幅の範囲内
であれば有用であり、７ないし１０波長幅の範囲であれ
ば望ましく、約８ないし９波長幅の範囲であることが好
ましい。
ぞれ、わずか数音波長の広さしか持たない（縦軸；図
６）のが普通であり、第１および第１軌道１３，１３’
の外側に大きなエネルギ内容を有する音波伝播モードに
対応する。たとえば、ある設計では、７波長分の幅また
はアパーチャが０．９波長の軌道間間隔、すなわち７．
９波長の中心間間隔と共に採用されている。第１および
第２軌道１３，１３’などの空洞構造が結合されると、
結合と、当初の（結合されない）構造のモードの知識か
ら計算することのできる特性を有する新規の音響伝播モ
ードが形成される。第１および第２軌道１３，１３’
は、設計帯域幅によって、４ないし１３波長幅の範囲内
であれば有用であり、７ないし１０波長幅の範囲であれ
ば望ましく、約８ないし９波長幅の範囲であることが好
ましい。
【００１８】動作中は、適切な周波数および位相を有す
る電気的刺激が入力端子１５＋，１５−に印加される
と、第１軌道１３に音響エネルギが出現する。反射器３
１８，３１８’は、ファブリ−ペロ空洞などによく似た
共振空洞を形成し、これが第１軌道１３内の音響エネル
ギを水平軸に沿って捕獲する。このエネルギは、通常１
／２ないし３波長である２つの軌道の物理的近接度と、
２つの軌道の音響モードが空間的に重なり合い、合成さ
れた構造に関して新規の音響モードを提供するという事
実とにより一部が第２軌道１３’に結合される。第２軌
道１３’内の音響エネルギにより端子１７＋，１７−に
電気エネルギが出現する。トランスデューサ６１６，６
１６’と、第１および第２軌道１３，１３’と、音響結
合との伝達関数が組み合わされて、フィルタ６００の全
体周波数応答となる。
る電気的刺激が入力端子１５＋，１５−に印加される
と、第１軌道１３に音響エネルギが出現する。反射器３
１８，３１８’は、ファブリ−ペロ空洞などによく似た
共振空洞を形成し、これが第１軌道１３内の音響エネル
ギを水平軸に沿って捕獲する。このエネルギは、通常１
／２ないし３波長である２つの軌道の物理的近接度と、
２つの軌道の音響モードが空間的に重なり合い、合成さ
れた構造に関して新規の音響モードを提供するという事
実とにより一部が第２軌道１３’に結合される。第２軌
道１３’内の音響エネルギにより端子１７＋，１７−に
電気エネルギが出現する。トランスデューサ６１６，６
１６’と、第１および第２軌道１３，１３’と、音響結
合との伝達関数が組み合わされて、フィルタ６００の全
体周波数応答となる。
【００１９】希望または要望により、フィルタ６００の
２つの半部分間の接地接続をフィルタ６００の中心（す
なわち軌道１３，１３’の共通境界に沿ってある中心電
極を縦に貫通して）で分解することもできる。同様に、
望ましい場合は、軌道１３，１３’間の共通境界に沿っ
て走る電極内の金属皮膜の中心ストライプ（図６で横方
向）をなくすることにより、入力接地を出力接地から隔
離することもできる。このような構造は、接地または接
地ループを介するクロストークを減ずるために、入力お
よび出力接地を隔離することが望ましい設計に関して用
途を見出す。
２つの半部分間の接地接続をフィルタ６００の中心（す
なわち軌道１３，１３’の共通境界に沿ってある中心電
極を縦に貫通して）で分解することもできる。同様に、
望ましい場合は、軌道１３，１３’間の共通境界に沿っ
て走る電極内の金属皮膜の中心ストライプ（図６で横方
向）をなくすることにより、入力接地を出力接地から隔
離することもできる。このような構造は、接地または接
地ループを介するクロストークを減ずるために、入力お
よび出力接地を隔離することが望ましい設計に関して用
途を見出す。
【００２０】本発明による新規の設計は、四極並置結合
型フィルタにも適応することができる。通常は、二極並
置結合型SAW フィルタ設計に２つの共振器を追加するこ
とにより、大きな帯域外阻止を有しプロファイルの改善
された電気周波数応答を得ることができる。図７および
図８は、本発明による新規の成端設計が四極SAW フィル
タ設計にどのように適応されるかという例をいくつか示
す。 例III 図７は、四極フィルタ７０１がフィルタ５００（図５）
と類似の構造を１対、相互接続部７００を介して組み合
わせ、フィルタ５００で得られるより改善された性能
（たとえば帯域外阻止の増大，より急峻なスカートな
ど）を得る本発明の第３実施例を示す。第１および第２
軌道１３，１３’間の接地は、共通である必要はない
（すなわち軌道が異なる接地を用いる）ので、相互接続
部７００と同様の相互接続（図示しないが共通接地１
５’，１７’により暗示される）を第２軌道１３’，１
３’間に設けて動作を改善することもできるが、この接
地接続部をフィルタ７０１の外部に置くこともできる。
図示されるように共通接地を有すると、通常必要とされ
る同調インダクタを端子７００と接地との間に結合され
た１つのインダクタに最小限に抑えるという全体的な効
果がある。トランスデューサ５１６の長さが充分にある
場合は、端子７００にはインダクタは必要ない。 例IV 図８は、共振器対の間に二重結合軌道を有する四極並置
結合型SAW フィルタ８０１が形成される本発明の第４実
施例を示す。この設計は、差分入力端子１５＋，１５−
および差分出力端子１７＋，１７−を有する点でフィル
タ７０１（図７）と似ているが、実際のトランスデュー
サ設計が異なる。二重電気結合軌道８００，８００’を
有するフィルタ８０１は、フィルタ８０１の第２および
第３軌道１３’に対応する異なるトランスデューサ５１
８，５１８’をも採用する。フィルタ８０１は実行可能
な実施例であるが、フィルタ７０１よりも望ましくない
実施例であることが多い。これは、８００，８００’相
互接続部においてインピーダンスがより大きくなるため
である。このことが設計上の要件と合致すると、この構
造が好適なものとなる。 例V 図９は、トランスデューサ９１６が単端入力端子１５を
有し、トランスデューサ９２５が差分出力端子１７＋，
１７−と共通接地端子とを有する二極並置結合型フィル
タに適応される本発明の第５実施例を示す。電気的に
は、フィルタ９０１はフィルタ５００（図５）と同様で
ある。しかし、フィルタ９０１は、出力トランスデュー
サ９２５を設計するさらに別の方法を示す。入力トラン
スデューサ９１６は、入力トランスデューサ５１６（図
５）と同様であるが、本実施例においては、出力トラン
スデューサ９２５内のバス・バー９２７−の寸法がきわ
めて小さくなり、電極フィンガ構造も再設計される。出
願人は、この幾何学形状がフィルタ５００（図５）に比
して挿入損において利点を持ち、さらにバス・バー９２
７−においてもフォトリソグラフィック解像度の増大を
要することを発見した。実験的に評価された１組の設計
においては、バス・バー９２７−は方向３０／３１に垂
直の方向に約１マイクロメータの寸法を有し、１マイク
ロメータ未満程度の距離だけ隣接フィーチャから隔てら
れており、一方、バス・バー９２７＋は方向３０／３１
に垂直な方向に測定して約１００マイクロメータの寸法
を有した。トランスデューサ９２５を利用するこの二極
構造は、約１．３dBの挿入損を示した。このトランスデ
ューサ構造の別の利点は、特に、長い（すなわち方向３
０／３１に）トランスデューサ９２５について、たとえ
ばトランスデューサ２００（図６）と比べてインピーダ
ンスが削減されることである。これは、後者のトランス
デューサに伴うインピーダンスの増加が回避されるため
である。 例VI 図１０は、四極並置結合型フィルタ１００１に適応され
る本発明による第６実施例（図７のフィルタ７０１に類
似）を示す。フィルタ１００１は、第２および第３軌道
１３’に配置されたトランスデューサ１００３，１００
５の間に単独の電気結合軌道１０００を備える。第２お
よび第３軌道１３’間の接地相互接続部１５’，１７’
も、フィルタ１００１の適切な動作のために必要である
ことは言うまでもない。フィルタ１００１のトランスデ
ューサ９２５の顕著な特徴は、第１バス・バー９４０が
第１長寸法９４２と第１短寸法９４１とを有し、好まし
くは後者は１音波長未満の寸法を有し、第１長寸法９４
２に平行に配置された第２バス・バー９３０は第２長寸
法９３２と第２短寸法９３１とを有し、第２短寸法９３
１は、１音波長を超える。ここでも、出願人は、この設
計に関して挿入損が改善されることを発見した。ある設
計では、第１短寸法９４１は０．２０７波長幅になるよ
う選択され、近隣構造から０．１６２波長の間隙だけ隔
てられる。このフィルタは、同調インダクタなしで４０
０MHz の周波数において約６dBの挿入損を示し、インダ
クタがあると４〜５dBの挿入損を示した。
型フィルタにも適応することができる。通常は、二極並
置結合型SAW フィルタ設計に２つの共振器を追加するこ
とにより、大きな帯域外阻止を有しプロファイルの改善
された電気周波数応答を得ることができる。図７および
図８は、本発明による新規の成端設計が四極SAW フィル
タ設計にどのように適応されるかという例をいくつか示
す。 例III 図７は、四極フィルタ７０１がフィルタ５００（図５）
と類似の構造を１対、相互接続部７００を介して組み合
わせ、フィルタ５００で得られるより改善された性能
（たとえば帯域外阻止の増大，より急峻なスカートな
ど）を得る本発明の第３実施例を示す。第１および第２
軌道１３，１３’間の接地は、共通である必要はない
（すなわち軌道が異なる接地を用いる）ので、相互接続
部７００と同様の相互接続（図示しないが共通接地１
５’，１７’により暗示される）を第２軌道１３’，１
３’間に設けて動作を改善することもできるが、この接
地接続部をフィルタ７０１の外部に置くこともできる。
図示されるように共通接地を有すると、通常必要とされ
る同調インダクタを端子７００と接地との間に結合され
た１つのインダクタに最小限に抑えるという全体的な効
果がある。トランスデューサ５１６の長さが充分にある
場合は、端子７００にはインダクタは必要ない。 例IV 図８は、共振器対の間に二重結合軌道を有する四極並置
結合型SAW フィルタ８０１が形成される本発明の第４実
施例を示す。この設計は、差分入力端子１５＋，１５−
および差分出力端子１７＋，１７−を有する点でフィル
タ７０１（図７）と似ているが、実際のトランスデュー
サ設計が異なる。二重電気結合軌道８００，８００’を
有するフィルタ８０１は、フィルタ８０１の第２および
第３軌道１３’に対応する異なるトランスデューサ５１
８，５１８’をも採用する。フィルタ８０１は実行可能
な実施例であるが、フィルタ７０１よりも望ましくない
実施例であることが多い。これは、８００，８００’相
互接続部においてインピーダンスがより大きくなるため
である。このことが設計上の要件と合致すると、この構
造が好適なものとなる。 例V 図９は、トランスデューサ９１６が単端入力端子１５を
有し、トランスデューサ９２５が差分出力端子１７＋，
１７−と共通接地端子とを有する二極並置結合型フィル
タに適応される本発明の第５実施例を示す。電気的に
は、フィルタ９０１はフィルタ５００（図５）と同様で
ある。しかし、フィルタ９０１は、出力トランスデュー
サ９２５を設計するさらに別の方法を示す。入力トラン
スデューサ９１６は、入力トランスデューサ５１６（図
５）と同様であるが、本実施例においては、出力トラン
スデューサ９２５内のバス・バー９２７−の寸法がきわ
めて小さくなり、電極フィンガ構造も再設計される。出
願人は、この幾何学形状がフィルタ５００（図５）に比
して挿入損において利点を持ち、さらにバス・バー９２
７−においてもフォトリソグラフィック解像度の増大を
要することを発見した。実験的に評価された１組の設計
においては、バス・バー９２７−は方向３０／３１に垂
直の方向に約１マイクロメータの寸法を有し、１マイク
ロメータ未満程度の距離だけ隣接フィーチャから隔てら
れており、一方、バス・バー９２７＋は方向３０／３１
に垂直な方向に測定して約１００マイクロメータの寸法
を有した。トランスデューサ９２５を利用するこの二極
構造は、約１．３dBの挿入損を示した。このトランスデ
ューサ構造の別の利点は、特に、長い（すなわち方向３
０／３１に）トランスデューサ９２５について、たとえ
ばトランスデューサ２００（図６）と比べてインピーダ
ンスが削減されることである。これは、後者のトランス
デューサに伴うインピーダンスの増加が回避されるため
である。 例VI 図１０は、四極並置結合型フィルタ１００１に適応され
る本発明による第６実施例（図７のフィルタ７０１に類
似）を示す。フィルタ１００１は、第２および第３軌道
１３’に配置されたトランスデューサ１００３，１００
５の間に単独の電気結合軌道１０００を備える。第２お
よび第３軌道１３’間の接地相互接続部１５’，１７’
も、フィルタ１００１の適切な動作のために必要である
ことは言うまでもない。フィルタ１００１のトランスデ
ューサ９２５の顕著な特徴は、第１バス・バー９４０が
第１長寸法９４２と第１短寸法９４１とを有し、好まし
くは後者は１音波長未満の寸法を有し、第１長寸法９４
２に平行に配置された第２バス・バー９３０は第２長寸
法９３２と第２短寸法９３１とを有し、第２短寸法９３
１は、１音波長を超える。ここでも、出願人は、この設
計に関して挿入損が改善されることを発見した。ある設
計では、第１短寸法９４１は０．２０７波長幅になるよ
う選択され、近隣構造から０．１６２波長の間隙だけ隔
てられる。このフィルタは、同調インダクタなしで４０
０MHz の周波数において約６dBの挿入損を示し、インダ
クタがあると４〜５dBの挿入損を示した。
【００２１】間隙は周波数における偽帯域外応答の配置
を決定するので、寸法の異なる間隙２００，２００’を
作成すると有用である。第１寸法（たとえば方向３０ま
たは３１に沿って測定された波長の１／２）の間隙２０
０と、異なる寸法（たとえば方向３０または３１に沿っ
て測定された波長の６／１０）の間隙２００’とを作る
ことにより、図２，図４，図７，図８および図１０のフ
ィルタは、他の二極群からはゼロであるときに１つの二
極群から周波数が一致する偽応答を有し、複合フィルタ
の全体の帯域外阻止を改善する。図１ないし図１０に示
されたものなどのSAW フィルタは、クォーツ（SiO2），
リチウム・ニオブ酸塩（LiNbO3），リチウム・タンタル
酸塩(LiTaO3 ）およびリチウム四ホウ酸塩（Li2B4O7 ）
などの適切に準備された基板上に構築することができ
る。 概要 図５ないし図１０に図示された設計を用いて、一連の並
置結合型共振器フィルタが作成および試験された。試験
は、２つの二極部間に分路インダクタを用いた場合と用
いない場合とで行われた。その結果を以下の表I にまと
める。
を決定するので、寸法の異なる間隙２００，２００’を
作成すると有用である。第１寸法（たとえば方向３０ま
たは３１に沿って測定された波長の１／２）の間隙２０
０と、異なる寸法（たとえば方向３０または３１に沿っ
て測定された波長の６／１０）の間隙２００’とを作る
ことにより、図２，図４，図７，図８および図１０のフ
ィルタは、他の二極群からはゼロであるときに１つの二
極群から周波数が一致する偽応答を有し、複合フィルタ
の全体の帯域外阻止を改善する。図１ないし図１０に示
されたものなどのSAW フィルタは、クォーツ（SiO2），
リチウム・ニオブ酸塩（LiNbO3），リチウム・タンタル
酸塩(LiTaO3 ）およびリチウム四ホウ酸塩（Li2B4O7 ）
などの適切に準備された基板上に構築することができ
る。 概要 図５ないし図１０に図示された設計を用いて、一連の並
置結合型共振器フィルタが作成および試験された。試験
は、２つの二極部間に分路インダクタを用いた場合と用
いない場合とで行われた。その結果を以下の表I にまと
める。
【００２２】表I のデータの比較から、１つの二極フィ
ルタ部は適度な挿入損を示し、帯域外阻止は比較的劣る
ことが分かる。四極設計内に分路インダクタを備える
と、挿入損は１ないし約２．５dB改善され、帯域外阻止
に関しては結果が混合する。１０＊の最適化設計は、電
気機械負荷効果から起こる通過帯域歪みを補償するため
に格子周波数よりも多少大きな中心周波数を有するトラ
ンスデューサを用いている。この設計により、挿入損，
通過帯域帯域幅，帯域外阻止および偽信号応答の魅力的
な組み合わせが得られる。 種類 ＩＬ ＢＷ Ｓｐｕｒ Ｒｅｊ （図） （ｄＢ） （％） （ｄＢ） （ｄＢ） ３ １．６ ０．０９６ １０ ２３ ４ ５．０ ０．０６ ３８ ４４ ４ ３．８ ０．０９ ３４ ４４ ７ ８．３ ０．０８ ３１ ５５ ７ ５．１ ０．０９ １１ ４０ ８ ７．９ ０．０８ ３２ ５０ ８ ５．４ ０．０７ ８ ３５ １０ ９．０ ０．０９ ３０ ５４ １０ ６．４ ０．０７ ２８ ５８ １０* ６．１ ０．０７ ３４ ５５ １０* ５．１ ０．１０ ３０ ４２ 表I ：並置結合型共振器フィルタに関する実験結果。種
類はフィルタ種類を示す図面番号を指し、各種類に関す
るデータのうち上の組が分路インダクタのない場合、各
フィルタ種類に関するデータのうち下の組が分路インダ
クタのある場合に対応する（アスタリスクは最適化設計
を示す）；ILは挿入損；BWは帯域幅で、二極設計（たと
えば３）については１．５dBで四極設計（たとえば４以
上）については３dBである；Spurは偽信号レベル；Rej
は帯域外阻止を示す。本明細書で採用される語法または
用語は説明のためのものであって、制限するためのもの
ではない。従って、本発明は添付の請求項の精神および
広義に係るこれらすべての代替例，改良，等価物および
変形を包含するものである。
ルタ部は適度な挿入損を示し、帯域外阻止は比較的劣る
ことが分かる。四極設計内に分路インダクタを備える
と、挿入損は１ないし約２．５dB改善され、帯域外阻止
に関しては結果が混合する。１０＊の最適化設計は、電
気機械負荷効果から起こる通過帯域歪みを補償するため
に格子周波数よりも多少大きな中心周波数を有するトラ
ンスデューサを用いている。この設計により、挿入損，
通過帯域帯域幅，帯域外阻止および偽信号応答の魅力的
な組み合わせが得られる。 種類 ＩＬ ＢＷ Ｓｐｕｒ Ｒｅｊ （図） （ｄＢ） （％） （ｄＢ） （ｄＢ） ３ １．６ ０．０９６ １０ ２３ ４ ５．０ ０．０６ ３８ ４４ ４ ３．８ ０．０９ ３４ ４４ ７ ８．３ ０．０８ ３１ ５５ ７ ５．１ ０．０９ １１ ４０ ８ ７．９ ０．０８ ３２ ５０ ８ ５．４ ０．０７ ８ ３５ １０ ９．０ ０．０９ ３０ ５４ １０ ６．４ ０．０７ ２８ ５８ １０* ６．１ ０．０７ ３４ ５５ １０* ５．１ ０．１０ ３０ ４２ 表I ：並置結合型共振器フィルタに関する実験結果。種
類はフィルタ種類を示す図面番号を指し、各種類に関す
るデータのうち上の組が分路インダクタのない場合、各
フィルタ種類に関するデータのうち下の組が分路インダ
クタのある場合に対応する（アスタリスクは最適化設計
を示す）；ILは挿入損；BWは帯域幅で、二極設計（たと
えば３）については１．５dBで四極設計（たとえば４以
上）については３dBである；Spurは偽信号レベル；Rej
は帯域外阻止を示す。本明細書で採用される語法または
用語は説明のためのものであって、制限するためのもの
ではない。従って、本発明は添付の請求項の精神および
広義に係るこれらすべての代替例，改良，等価物および
変形を包含するものである。
【図１】従来技術による単極表面弾性波（SAW ）共振器
の電極構造を示す。
の電極構造を示す。
【図２】従来技術による並置結合型二極SAW 共振器がい
かにして形成されるかを示す。
かにして形成されるかを示す。
【図３】従来技術による１つの入力端子と１つの出力端
子とを有する並置結合型二極SAW フィルタの別の実施例
の簡略化された平面図を示す。
子とを有する並置結合型二極SAW フィルタの別の実施例
の簡略化された平面図を示す。
【図４】従来技術による１つの入力端子と１つの出力端
子とを有する並置結合型四極SAW フィルタの簡略化され
た平面図を示す。
子とを有する並置結合型四極SAW フィルタの簡略化され
た平面図を示す。
【図５】本発明による、共振器が１つの入力端子と差分
出力端子とを有し共通接地端子を有する二極並置結合型
フィルタに適応される本発明の第１実施例を示す。
出力端子とを有し共通接地端子を有する二極並置結合型
フィルタに適応される本発明の第１実施例を示す。
【図６】共振器が差分入力端子と差分出力端子とを有し
共通接地端子を有する二極並置結合型フィルタに適応さ
れる本発明の第２実施例を示す。
共通接地端子を有する二極並置結合型フィルタに適応さ
れる本発明の第２実施例を示す。
【図７】四極並置結合型SAW フィルタが、共振器対の間
に１つの結合軌道を有して形成される本発明の第３実施
例を示す。
に１つの結合軌道を有して形成される本発明の第３実施
例を示す。
【図８】四極並置結合型SAW フィルタが、共振器対の間
に二重結合軌道を有して形成される本発明の第４実施例
を示す。
に二重結合軌道を有して形成される本発明の第４実施例
を示す。
【図９】共振器が１つの入力端子と差分出力端子とを有
し共通接地端子を有する二極並置結合型フィルタに適応
される本発明の第５実施例を示す。
し共通接地端子を有する二極並置結合型フィルタに適応
される本発明の第５実施例を示す。
【図１０】共振器対の間に１つの結合軌道を有する四極
並置結合型フィルタに適応される本発明の第６実施例を
示す。
並置結合型フィルタに適応される本発明の第６実施例を
示す。
１３，１３’ 軌道 １５ 入力端子 １５’，１７’ 接地端子 １７＋，１７− 差分出力端子 ３０，３１ 方向 ２００ 間隙 ３１７，３１７’ 接地反射器 ３１８，３１８’ 反射器 ５００ 二極並置結合型フィルタ ５１２’，５１２” バス・バー ５１４’，５１４” 電極フィンガ群 ５１６，５１６’ トランスデューサ ５１９，５２０ 接地電極
Claims (3)
- 【請求項１】 音波装置（５００，６００，７０１，８
０１，９０１，１００１）を作成する方法であって： ａ）音波伝播を支援することのできる基板（１１）を設
ける段階；および ｂ）前記基板（１１）上に第１トランスデューサ（５１
８，５１８’）を配置する段階であって、前記第１トラ
ンスデューサ（５１８，５１８’）を配置する前記段階
が： ｉ）第１周期を有する第１群の電極（５１４’）を前記
基板（１１）上に配置する段階であって、前記第１群の
電極（５１４’）が第１電気相互接続部（１７＋）に結
合される段階； ｉｉ）前記第１周期を有する第２群の電極（５１４”）
を前記基板（１１）上に配置する段階であって、前記第
２群の電極（５１４”）が第２電気相互接続部（１７
−）に結合される段階； ｉｉｉ）前記第１周期を有する第３群の電極（５１９）
を前記基板（１１）上に配置する段階であって、前記第
３群の電極（５１９）が共通電気相互接続部（１７’）
に結合され、前記第３群の電極（５１９）に前記第１群
の電極（５１４’）が挟み込まれる段階；および ｉｖ）前記第１周期を有する第４群の電極（５２０）を
前記基板（１１）上に配置する段階であって、前記第４
群の電極（５２０）が前記共通電気相互接続部（１
７’）に結合され、前記第４群の電極（５２０）に前記
第２群の電極（５１４”）が挟み込まれ、前記第４群の
電極（５２０）が前記第３群の電極（５１９）と整列構
造に配置されて前記音波装置（５００，６００，７０
１，８０１，９０１，１００１）の中心周波数に対応す
る音波の半波長の整数倍だけそこから偏位される段階；
によって構成される段階；によって構成されることを特
徴とする方法。 - 【請求項２】 音波装置（５００，６００，７０１，８
０１，９０１，１００１）であって：音波伝播を支援す
ることのできる基板（１１）；および前記基板（１１）
上に配置される第１トランスデューサ（５１８，５１
８’）であって：前記基板（１１）上に配置され、第１
電気相互接続部（１７＋）に結合される第１周期を有す
る第１群の電極（５１４’）；前記基板（１１）上に配
置され、第２電気相互接続部（１７−）に結合される前
記第１周期を有する第２群の電極（５１４”）；前記基
板（１１）上に配置され、共通電気相互接続部（１
７’）に結合される前記第１周期を有する第３群の電極
（５１９）であって、前記第１群の電極（５１４’）が
挟み込まれる前記第３群の電極（５１９）；および前記
基板（１１）上に配置され、前記共通電気相互接続部
（１７’）に結合される前記第１周期を有する第４群の
電極（５２０）であって、前記第４群の電極（５２０）
には前記第２群の電極（５１４”）が挟み込まれ、前記
第３群の電極（５１９）と整列構造に配置されて、前記
音波装置（５００，６００，７０１，８０１，９０１，
１００１）の中心周波数に対応する音波の半波長の整数
倍だけそこから偏位される前記第４群の電極（５２
０）；によって構成される第１トランスデューサ（５１
８，５１８’）；によって構成されることを特徴とする
音波装置（５００，６００，７０１，８０１，９０１，
１００１）。 - 【請求項３】 音波装置（５００，６００，７０１，８
０１，９０１，１００１）であって：音波伝播を支援す
ることのできる基板（１１）；および前記基板（１１）
上に配置される第１トランスデューサ（５１８，５１
８’）であって：第１周期を有する第１組の挟込櫛形電
極（５１４’）であって、第１電気相互接続部（１７
＋）と共通相互接続部（１７’）とを有する前記第１組
の挟込櫛形電極（５１４’）；および前記第１周期を有
する第２組の挟込櫛形電極（５１４”）であって、第２
電気相互接続部（１７−）と共通相互接続部（１７’）
とを有する前記第２組の挟込櫛形電極（５１４”）；を
組み合わせて構成される第１トランスデューサ（５１
８，５１８’）であって、前記共通相互接続部（１
７’）に結合される前記第１組（５１４’）および第２
組（５１４”）の挟込櫛形電極が前記音波装置（５０
０，６００，７０１，８０１，９０１，１００１）の中
心周波数における半音波長の整数倍だけ互いに偏位され
る前記第１トランスデューサ（５１８，５１８’）；に
よって構成されることを特徴とする音波装置（５００，
６００，７０１，８０１，９０１，１００１）。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US689451 | 1996-08-12 | ||
| US08/689,451 US5793266A (en) | 1996-08-12 | 1996-08-12 | Differential input and/or differential output, transversely-coupled surface acoustic wave filter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1093388A true JPH1093388A (ja) | 1998-04-10 |
Family
ID=24768528
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5793266A (ja) |
| EP (1) | EP0825713A3 (ja) |
| JP (1) | JPH1093388A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1996
- 1996-08-12 US US08/689,451 patent/US5793266A/en not_active Expired - Fee Related
-
1997
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- 1997-07-30 EP EP97113082A patent/EP0825713A3/en not_active Withdrawn
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| EP0825713A2 (en) | 1998-02-25 |
| EP0825713A3 (en) | 1998-09-16 |
| US5793266A (en) | 1998-08-11 |
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