JPH1098343A - 受信機 - Google Patents
受信機Info
- Publication number
- JPH1098343A JPH1098343A JP25008896A JP25008896A JPH1098343A JP H1098343 A JPH1098343 A JP H1098343A JP 25008896 A JP25008896 A JP 25008896A JP 25008896 A JP25008896 A JP 25008896A JP H1098343 A JPH1098343 A JP H1098343A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- converter
- input
- amplifier
- voltage
- reception
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 線形復調方式の受信機において、ＡＤ変換器
の高入力時の飽和による受信符号誤りの軽減を図ること
を目的とする。 【解決手段】 ＡＧＣアンプ前段の中間周波数段の出力
から受信入力レベルを直流電圧として検出する回路を設
けて、検出電圧を比較器に入力し、あらかじめ設定した
参照電圧と比較することにより、規定値以上の入力に対
しては、受信フロントエンド段の増幅器の前段に設けた
可変減衰器を導通させ、ＡＤ変換器への入力レベルを瞬
時に低減させることで、ＡＤ変換器の飽和を防ぎ、受信
符号誤りを軽減する。
の高入力時の飽和による受信符号誤りの軽減を図ること
を目的とする。 【解決手段】 ＡＧＣアンプ前段の中間周波数段の出力
から受信入力レベルを直流電圧として検出する回路を設
けて、検出電圧を比較器に入力し、あらかじめ設定した
参照電圧と比較することにより、規定値以上の入力に対
しては、受信フロントエンド段の増幅器の前段に設けた
可変減衰器を導通させ、ＡＤ変換器への入力レベルを瞬
時に低減させることで、ＡＤ変換器の飽和を防ぎ、受信
符号誤りを軽減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は線形（リニア）復調
方式の受信機の改良に関するものである。
方式の受信機の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の線形復調方式の受信機の復調部ブ
ロック図を図２に示す。振幅情報を有するディジタル線
形変調方式の信号を復調するためには受信波の振幅情報
を保存して増幅するための線形増幅器が必要であり、一
般にＡＧＣ（自動利得制御）増幅器が用いられている。
ロック図を図２に示す。振幅情報を有するディジタル線
形変調方式の信号を復調するためには受信波の振幅情報
を保存して増幅するための線形増幅器が必要であり、一
般にＡＧＣ（自動利得制御）増幅器が用いられている。
【０００３】受信到来波はアンテナ１から入力され、ア
ンテナ端子２を介して受信フロントエンド部のバンドパ
スフィルタ３に入力される。所定通過域の信号はバンド
パスフィルタ３を通過後、増幅器５で増幅され、ミクサ
６で第１中間周波数（ＩＦ）に変換される。ＩＦ周波数
に変化された受信信号は、水晶フィルタ等のＩＦフィル
タで帯域制限され、線形増幅器８に入力される。ここで
一般に増幅器８は前述のとおりＡＧＣ増幅器が用いられ
る。受信信号はさらにミクサ９で第２中間周波数に変換
されたのちセラミックフィルタ等の帯域制御フィルタ１
０を介して、ＡＤ変換器１１に入力される。
ンテナ端子２を介して受信フロントエンド部のバンドパ
スフィルタ３に入力される。所定通過域の信号はバンド
パスフィルタ３を通過後、増幅器５で増幅され、ミクサ
６で第１中間周波数（ＩＦ）に変換される。ＩＦ周波数
に変化された受信信号は、水晶フィルタ等のＩＦフィル
タで帯域制限され、線形増幅器８に入力される。ここで
一般に増幅器８は前述のとおりＡＧＣ増幅器が用いられ
る。受信信号はさらにミクサ９で第２中間周波数に変換
されたのちセラミックフィルタ等の帯域制御フィルタ１
０を介して、ＡＤ変換器１１に入力される。
【０００４】受信波は、ＡＤ変換器１１でアナログから
ディジタル信号に変換され、復調器１２で所要の帯域制
限を含め、復調処理がなされ、受信データとして復調さ
れ、復調出力端子１３から出力される。
ディジタル信号に変換され、復調器１２で所要の帯域制
限を含め、復調処理がなされ、受信データとして復調さ
れ、復調出力端子１３から出力される。
【０００５】ここでＡＤ変換器の出力値の平均値を積分
器１４で算出し、ＤＡ変換器１５を介してＡＧＣアンプ
８に制御電圧を帰還し、利得を制御するフィードバック
型の線形増幅器を用いて、ＡＤ変換器１１への入力レベ
ルを調整し、入力信号レベルがＡＤ変換器のダイナミッ
クレンジを越えないように制御する方式が広く知られて
いる。
器１４で算出し、ＤＡ変換器１５を介してＡＧＣアンプ
８に制御電圧を帰還し、利得を制御するフィードバック
型の線形増幅器を用いて、ＡＤ変換器１１への入力レベ
ルを調整し、入力信号レベルがＡＤ変換器のダイナミッ
クレンジを越えないように制御する方式が広く知られて
いる。
【０００６】図２において、１６及び１７はそれぞれ第
１及び第２ローカル信号を示す。特に移動無線の回線で
は送受信間距離あるいはフェージング変動等により、受
信機のアンテナ端子２の入力レベルは、例えば通常の通
話状態では−１３０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍのように９０
ｄＢ以上も変動する。一例として、ＡＤ変換器のビット
数を１２ビット精度とすると、ＡＤ変換器のダイナミッ
クレンジは、約７４ｄＢとなるので、ＡＧＣアンプで
は、１６ｄＢ（約２０ｄＢ）の入力レベルの制御が必要
となる。ここでこのような受信機を基地局に採用するこ
とを考える。このとき、相手の移動局が当該基地局のご
く近傍で送信をした場合は、受信機のアンテナ入力レベ
ルは、前述の受信レベルを越えることが想定される。例
えば受信到来波が−３０ｄＢｍ〜−２０ｄＢｍで入力さ
れる場合は、ＡＧＣアンプは、ＡＤ変換器の入力レベル
を更に１０〜２０ｄＢ低減させ、ＡＤ変換器が飽和しな
いように制御することが必要となる。
１及び第２ローカル信号を示す。特に移動無線の回線で
は送受信間距離あるいはフェージング変動等により、受
信機のアンテナ端子２の入力レベルは、例えば通常の通
話状態では−１３０ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍのように９０
ｄＢ以上も変動する。一例として、ＡＤ変換器のビット
数を１２ビット精度とすると、ＡＤ変換器のダイナミッ
クレンジは、約７４ｄＢとなるので、ＡＧＣアンプで
は、１６ｄＢ（約２０ｄＢ）の入力レベルの制御が必要
となる。ここでこのような受信機を基地局に採用するこ
とを考える。このとき、相手の移動局が当該基地局のご
く近傍で送信をした場合は、受信機のアンテナ入力レベ
ルは、前述の受信レベルを越えることが想定される。例
えば受信到来波が−３０ｄＢｍ〜−２０ｄＢｍで入力さ
れる場合は、ＡＧＣアンプは、ＡＤ変換器の入力レベル
を更に１０〜２０ｄＢ低減させ、ＡＤ変換器が飽和しな
いように制御することが必要となる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】この場合、ＡＧＣアン
プ８は、高い入力レベルに対して、ＡＤ変換器への入力
レベルを当該ＡＤ変換器が飽和しないように利得を低げ
る制御を行なうことで、原理的には線形復調を行なうこ
とが可能である。しかし、ＡＧＣアンプの制御は、ＡＤ
変換器の出力レベルから入力レベルの平均値を算出して
制御する帰環型であるため、平均値の算出が終了するま
での間、ＡＤ変換器が飽和し、復調器に線形の信号を入
力できない欠点がある。本発明の、第１の目的はこのよ
うな欠点を除去し、高い受信入力時においても、ＡＤ変
換器の飽和を低減することを目的とする。
プ８は、高い入力レベルに対して、ＡＤ変換器への入力
レベルを当該ＡＤ変換器が飽和しないように利得を低げ
る制御を行なうことで、原理的には線形復調を行なうこ
とが可能である。しかし、ＡＧＣアンプの制御は、ＡＤ
変換器の出力レベルから入力レベルの平均値を算出して
制御する帰環型であるため、平均値の算出が終了するま
での間、ＡＤ変換器が飽和し、復調器に線形の信号を入
力できない欠点がある。本発明の、第１の目的はこのよ
うな欠点を除去し、高い受信入力時においても、ＡＤ変
換器の飽和を低減することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するために、ＡＧＣアンプ前段の中間周波数段の出
力を分岐して、その一方の信号から受信入力レベルを直
流電圧として検出して比較器に入力し、検出電圧があら
かじめ設定した値を越えた場合に比較器を動作させる。
更に比較器出力により、受信フロントエンド部の増幅器
の前段に設けた可変減衰器の入切動作をさせるようにし
たものである。
達成するために、ＡＧＣアンプ前段の中間周波数段の出
力を分岐して、その一方の信号から受信入力レベルを直
流電圧として検出して比較器に入力し、検出電圧があら
かじめ設定した値を越えた場合に比較器を動作させる。
更に比較器出力により、受信フロントエンド部の増幅器
の前段に設けた可変減衰器の入切動作をさせるようにし
たものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下にこの発明の一実施例を図１
により説明する。受信到来波は従来の回路と同様に、ア
ンテナ１から入力されアンテナ端子２を介して受信フロ
ントエンド部のバンドパスフィルタ３に入力される。つ
いで新たに設けた可変減衰器４に入力される。通常この
可変減衰器４の減衰量は０ｄＢとなるように設定してお
く。受信波はさらに増幅器５で増幅され、ミクサ６で第
１中間周波数（ＩＦ）に変換される。ＩＦ周波数に変換
された受信信号は、ＩＦフィルタ７で帯域制限される。
ここで、この出力を２分岐して、一方はＡＧＣアンプ８
に、また他方はミクサ２８に入力する。ＡＧＣアンプ８
以降の動作は、図２に示す線形復調の動作と同一であ
る。ミクサ２８に入力された分岐信号は以下のように処
理される。
により説明する。受信到来波は従来の回路と同様に、ア
ンテナ１から入力されアンテナ端子２を介して受信フロ
ントエンド部のバンドパスフィルタ３に入力される。つ
いで新たに設けた可変減衰器４に入力される。通常この
可変減衰器４の減衰量は０ｄＢとなるように設定してお
く。受信波はさらに増幅器５で増幅され、ミクサ６で第
１中間周波数（ＩＦ）に変換される。ＩＦ周波数に変換
された受信信号は、ＩＦフィルタ７で帯域制限される。
ここで、この出力を２分岐して、一方はＡＧＣアンプ８
に、また他方はミクサ２８に入力する。ＡＧＣアンプ８
以降の動作は、図２に示す線形復調の動作と同一であ
る。ミクサ２８に入力された分岐信号は以下のように処
理される。
【００１０】ミクサ２８では、分岐された第２ローカル
信号１７と交混され、第２中間周波数に変換され、セラ
ミックフィルタ１０と同様のフィルタにより帯域制限さ
れる。ついで、この信号を対数増幅器２１で増幅し、検
波ダイオード２３を介して直流出力に変換する。このと
き抵抗２２及びコンデンサ２４の値を適切に選択するこ
とにより、時定数τ1を小さくすることが可能である。
例えば、τ1は、ＡＤ変換器１１の出力値を平均する積
分器１４の処理時間の１／１０程度に設定することで、
伝送レートに対して充分に短い時間で、入力信号レベル
の変化を知ることが可能である。一例として、データの
シンボルレートを４．８ｋｓｐｓ（キロシンボル／秒）
とし、数シンボル分の平均受信レベルを算出することを
想定すると、ＡＧＣアンプが制御されるまでの時定数は
約１ｍｓ（〜０．２０８ｍｓ／シンボル×５シンボル）
程度となる。この間の数シンボル分は到来受信波の入力
レベルが非常に高い場合、ＡＤ変換器は飽和してしまう
ことになり、受信符号誤りを増大させる。これに対し
て、１／２シンボル（〜０．１ｍｓ）程度の時定数で検
波ダイオード２３の制御電圧を出力すると想定すると、
仮に、２２の抵抗Ｒの値を１０ｋΩとすれば、コンデン
サ２４の容量値を０．０１μＦにすることで実現可能と
なり、伝送レートに対して充分に速い時定数で受信信号
のレベルを検出することができる。
信号１７と交混され、第２中間周波数に変換され、セラ
ミックフィルタ１０と同様のフィルタにより帯域制限さ
れる。ついで、この信号を対数増幅器２１で増幅し、検
波ダイオード２３を介して直流出力に変換する。このと
き抵抗２２及びコンデンサ２４の値を適切に選択するこ
とにより、時定数τ1を小さくすることが可能である。
例えば、τ1は、ＡＤ変換器１１の出力値を平均する積
分器１４の処理時間の１／１０程度に設定することで、
伝送レートに対して充分に短い時間で、入力信号レベル
の変化を知ることが可能である。一例として、データの
シンボルレートを４．８ｋｓｐｓ（キロシンボル／秒）
とし、数シンボル分の平均受信レベルを算出することを
想定すると、ＡＧＣアンプが制御されるまでの時定数は
約１ｍｓ（〜０．２０８ｍｓ／シンボル×５シンボル）
程度となる。この間の数シンボル分は到来受信波の入力
レベルが非常に高い場合、ＡＤ変換器は飽和してしまう
ことになり、受信符号誤りを増大させる。これに対し
て、１／２シンボル（〜０．１ｍｓ）程度の時定数で検
波ダイオード２３の制御電圧を出力すると想定すると、
仮に、２２の抵抗Ｒの値を１０ｋΩとすれば、コンデン
サ２４の容量値を０．０１μＦにすることで実現可能と
なり、伝送レートに対して充分に速い時定数で受信信号
のレベルを検出することができる。
【００１１】このように受信電界入力に比例した直流出
力を検出し、比較器２６に入力する。比較器２６では、
あらかじめ定める参照電圧２７と比較し、参照電圧を越
える受信電界入力時に、出力をＨｉｇｈとする。
力を検出し、比較器２６に入力する。比較器２６では、
あらかじめ定める参照電圧２７と比較し、参照電圧を越
える受信電界入力時に、出力をＨｉｇｈとする。
【００１２】可変減衰器４には比較器２６から入力され
るＨｉｇｈの制御電圧を受けて、一定の減衰量となるも
のを選定する。このような可変減衰減衰器は市販品とし
て容易に入手することができる。例えば減衰量として２
０ｄＢのものを選定すれば、到来波が−２０〜−３０ｄ
Ｂｍ以上のときに、可変減衰器が２０ｄＢ挿入されるた
め、増幅器５以降の入力レベルは−４０〜−５０ｄＢｍ
となり、ＡＧＣアンプ８の時定数よりも充分に速い時間
で、瞬時に入力レベルを減じることができる。このた
め、ＡＤ変換器１１の飽和を瞬時に軽減することができ
る。その後、ＡＤ変換器は、ＡＧＣアンプ８による帰還
ループの時定数で制御されるので線形復調を行なうこと
ができる。
るＨｉｇｈの制御電圧を受けて、一定の減衰量となるも
のを選定する。このような可変減衰減衰器は市販品とし
て容易に入手することができる。例えば減衰量として２
０ｄＢのものを選定すれば、到来波が−２０〜−３０ｄ
Ｂｍ以上のときに、可変減衰器が２０ｄＢ挿入されるた
め、増幅器５以降の入力レベルは−４０〜−５０ｄＢｍ
となり、ＡＧＣアンプ８の時定数よりも充分に速い時間
で、瞬時に入力レベルを減じることができる。このた
め、ＡＤ変換器１１の飽和を瞬時に軽減することができ
る。その後、ＡＤ変換器は、ＡＧＣアンプ８による帰還
ループの時定数で制御されるので線形復調を行なうこと
ができる。
【００１３】また、図１の破線ブロック２５で示す回路
はＲＳＳＩ（受信電界強度表示）機能のＩＣとして市販
品として、比較的安価に容易に入手することもできる。
なお、可変減衰器の所要減衰量及び受信入力レベルの切
替動作条件（参照電圧２７の設定値）等は、通信システ
ムにより、最適な値を選ぶことで良い。また可変減衰器
は受信到来波のレベルが高い時にのみ動作するので、通
常時の受信感度を劣化させることはない。
はＲＳＳＩ（受信電界強度表示）機能のＩＣとして市販
品として、比較的安価に容易に入手することもできる。
なお、可変減衰器の所要減衰量及び受信入力レベルの切
替動作条件（参照電圧２７の設定値）等は、通信システ
ムにより、最適な値を選ぶことで良い。また可変減衰器
は受信到来波のレベルが高い時にのみ動作するので、通
常時の受信感度を劣化させることはない。
【００１４】
【発明の効果】本発明によれば、ＡＧＣアンプの応答特
性よりも速く、ＡＤ変換器の入力レベルを制御すること
ができるので、非常に大きな受信到来波に対しても、伝
送レートに対して充分に速い時定数でＡＤ変換器の飽和
を防ぐことが可能である。このため、ＡＤ変換器の飽和
による受信符号誤りの増大を軽減することが可能とな
る。
性よりも速く、ＡＤ変換器の入力レベルを制御すること
ができるので、非常に大きな受信到来波に対しても、伝
送レートに対して充分に速い時定数でＡＤ変換器の飽和
を防ぐことが可能である。このため、ＡＤ変換器の飽和
による受信符号誤りの増大を軽減することが可能とな
る。
【００１５】また、受信機フロントエンド部の増幅器の
前段に可変減衰器が挿入されるため、非常に大きな受信
入力レベルにおいても、可変減衰器の所定減衰量分だけ
当該増幅器の入力レベルが低くなるため、当該増幅器の
飽和に起因する非線形歪みの発生を抑えることが可能と
なり、この面からも高入力時の受信符号誤りを軽減する
上で有効である。さらに受信電界レベルの検出は汎用の
ＩＣで回路を構成することができることから、安価でか
つ簡便な手段で受信性能の向上を図ることが可能であ
る。
前段に可変減衰器が挿入されるため、非常に大きな受信
入力レベルにおいても、可変減衰器の所定減衰量分だけ
当該増幅器の入力レベルが低くなるため、当該増幅器の
飽和に起因する非線形歪みの発生を抑えることが可能と
なり、この面からも高入力時の受信符号誤りを軽減する
上で有効である。さらに受信電界レベルの検出は汎用の
ＩＣで回路を構成することができることから、安価でか
つ簡便な手段で受信性能の向上を図ることが可能であ
る。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】従来の線形復調方式の受信機のブロック図。
１：アンテナ、２：アンテナ端子、３：フロントエンド
帯域制限フィルタ、４：可変減衰器、５：増幅器、６：
ミクサ、７：第１ＩＦ用帯域制限フィルタ、８：ＡＧＣ
アンプ、９：ミクサ、１０：第２ＩＦ用帯域制限フィル
タ、１１：ＡＤ変換器、１２：復調器、１３：復調出力
端子、１４：積分器、１５：ＤＡ変換器、１６：第１ロ
ーカル信号、１７：第２ローカル信号、２０：第２ＩＦ
用帯域制限フィルタ、２１：対数増幅器、２２：抵抗、
２３：検波ダイオード、２４：コンデンサ、２５：ＲＳ
ＳＩ用ＩＣ、２６：比較器、２７：参照電圧、２８：ミ
クサ。
帯域制限フィルタ、４：可変減衰器、５：増幅器、６：
ミクサ、７：第１ＩＦ用帯域制限フィルタ、８：ＡＧＣ
アンプ、９：ミクサ、１０：第２ＩＦ用帯域制限フィル
タ、１１：ＡＤ変換器、１２：復調器、１３：復調出力
端子、１４：積分器、１５：ＤＡ変換器、１６：第１ロ
ーカル信号、１７：第２ローカル信号、２０：第２ＩＦ
用帯域制限フィルタ、２１：対数増幅器、２２：抵抗、
２３：検波ダイオード、２４：コンデンサ、２５：ＲＳ
ＳＩ用ＩＣ、２６：比較器、２７：参照電圧、２８：ミ
クサ。
Claims (2)
- 【請求項１】 可変利得増幅器あるいは利得を可変する
機能を含む増幅回路及びＡＤ変換器を有する線形復調方
式の受信機において、到来波の受信電界強度を直流電圧
として検出する回路とこの電圧と参照電圧を比較する比
較器及びフロントエンド部に減衰器を設けて、中間周波
数段の可変利得制御回路の時定数と異なる時間数でフロ
ントエンド部に設けた当該減衰器の限定量設定を入切可
能とすることを特徴とする受信機。 - 【請求項２】 上記請求項１において、前記比較器の比
較レベルを複数として、検出した受信電界強度に応じて
段階的に前記減衰器の減衰量を可変とすることを特徴と
する受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25008896A JPH1098343A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25008896A JPH1098343A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1098343A true JPH1098343A (ja) | 1998-04-14 |
Family
ID=17202640
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25008896A Pending JPH1098343A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1098343A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100414371B1 (ko) * | 2001-07-25 | 2004-01-07 | 엘지전자 주식회사 | 자동이득조정전압을 이용한 수신기의 동작범위 제어장치및 그 방법 |
| KR20110037922A (ko) * | 2009-10-07 | 2011-04-13 | 페어차일드 세미컨덕터 코포레이션 | 자동 이득 제어 |
-
1996
- 1996-09-20 JP JP25008896A patent/JPH1098343A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100414371B1 (ko) * | 2001-07-25 | 2004-01-07 | 엘지전자 주식회사 | 자동이득조정전압을 이용한 수신기의 동작범위 제어장치및 그 방법 |
| KR20110037922A (ko) * | 2009-10-07 | 2011-04-13 | 페어차일드 세미컨덕터 코포레이션 | 자동 이득 제어 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6226504B1 (en) | Receiving apparatus | |
| JPH0746148A (ja) | Ａｇｃ回路付受信機 | |
| US6718165B1 (en) | Apparatus and method for reducing nonlinear distortion in an automatic gain control system | |
| JP2580873B2 (ja) | デジタル自動利得制御 | |
| US7203471B2 (en) | System and method for selectively utilizing an attenuation device in a two-way radio receiver based on squelch detect and radio signal strength indication (RSSI) | |
| EP1604457B1 (en) | Automatic gain control with two power detectors | |
| JPH11187463A (ja) | 移動体無線受信機 | |
| CA2124887C (en) | Automatic gain control apparatus | |
| EP1503508A1 (en) | Reduction of dynamic DC offsets in a wireless receiver | |
| JP2885267B2 (ja) | デジタル変調信号受信機 | |
| US7373125B2 (en) | Off-channel signal detector with programmable hysteresis | |
| US20030006839A1 (en) | Extended range power detector and amplifier and method | |
| US4731873A (en) | Squelch trigger circuit | |
| KR100442608B1 (ko) | 이동통신시스템의 수신단의 선형성 유지 장치 및 방법 | |
| KR100414371B1 (ko) | 자동이득조정전압을 이용한 수신기의 동작범위 제어장치및 그 방법 | |
| US20230079684A1 (en) | Wireless reception circuit | |
| JP2009177568A (ja) | 受信装置とこれを用いた電子機器 | |
| KR100651493B1 (ko) | 수신기에서 이득 제어 장치 및 방법 | |
| JPH08288881A (ja) | 自動利得制御方式 | |
| JP3675138B2 (ja) | 受信機 | |
| JP4148813B2 (ja) | 受信回路およびこれを用いた移動無線受信機 | |
| EP0795967A1 (en) | Power saving method for radio receiver | |
| JP3005472B2 (ja) | 受信機 | |
| US20060030272A1 (en) | Transceiver and receiver | |
| JPH06120850A (ja) | 受信機の受信入力レベルモニタ装置 |