JPH1098498A

JPH1098498A - 信号発生器

Info

Publication number: JPH1098498A
Application number: JP8269398A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Kurita; 裕之栗田; Masahiko Muto; 雅彦武藤
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 1996-09-19
Filing date: 1996-09-19
Publication date: 1998-04-14

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、高周波部を共通にして小型化と低
消費電力化した干渉テスト用の信号発生器を提供する。【解決手段】デジタルパターン信号を受けてＩ／Ｑベ
ースバンド信号を発生するＩ／Ｑベースバンド発生器６
１と、該Ｉ／Ｑベースバンド発生器６１のＩ／Ｑベース
バンド信号の位相を遅延する遅延回路７０ａ〜７０ｎ
と、該遅延回路７０ａ〜７０ｎにより遅延したベースバ
ンド信号を増幅する増幅器８０ａ〜８０ｎと、該増幅器
８０ａ〜８０ｎの出力と、前記Ｉ／Ｑベースバンド発生
器６１の出力とを加算する加算器９０とを具備してデジ
タル変調信号を発生する解決手段。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信に使用
する無線機のスタティック状態における干渉用テストの
信号を発生する信号発生器に関する。

【０００２】

【従来の技術】移動体通信に使用する無線機の性能評価
項目として、受信特性がある。この受信特性は、希望波
のみによる評価と、希望波のビルや山間等の反射波を加
味したマルチパスによる干渉評価がある。マルチパスの
干渉評価には、高速移動に対するフェージング評価とス
タティックの干渉評価がある。本発明における受信特性
の評価項目の対象は、希望波のみでの評価と、スタティ
ック状態におけるマルチパスの干渉評価である。

【０００３】従来技術の例について、図３を参照して説
明する。図３の（ａ）に示すように、従来装置の構成
は、デジタルパターン発生器６０と、直交変調信号発生
器２１、２１ａ〜２１ｎと、遅延回路８１ａ〜８１ｎ
と、パワーコンバイナ９１とで構成している。

【０００４】また、直交変調信号発生器２１、２１ａ〜
２１ｎの構成は、図３の（ｂ）に示すように、変調用の
キャリア発振器１０と、直交変調器２０と、Ｉ／Ｑベー
スバンド発生器６１と、ミキサ３０と、ローカル信号発
振器５０と、高周波増幅器４０とで構成している。

【０００５】図３の（ａ）に示すように、デジタルパタ
ーン発生器６０で発生したデジタルパターン信号は分岐
されて直交変調信号発生器２１、２１ａ〜２１ｎに入力
される。そして、直交変調信号発生器２１、２１ａ〜２
１ｎで所定の変調方式により直交変調している。さら
に、直交変調信号発生器２１ａ〜２１ｎの出力信号の位
相を遅延回路８１ａ〜８１ｎでそれぞれ所定の時間遅ら
せている。そして、直交変調信号発生器２１と、遅延回
路８１ａ〜８１ｎとのデジタル変調信号の出力信号を、
パワーコンバイナ９１で加算して試験信号として出力す
る。

【０００６】この位相の異なる複数のデジタル変調信号
を合成した試験信号で、被試験無線機のマルチパスの干
渉評価をおこなう。以下、各部の動作について詳細に説
明する。

【０００７】デジタルパターン発生器６０は、例えば図
４に示すように１、０、１、１、０、１、０、０、・・
・のデジタルパターン信号を発生する。ところで、ベー
スバンド情報に対応した変調波の一つの状態をシンボル
といい、１秒間に伝送できるシンボルの数を変調速度
（シンボルレート）という。変調速度の単位は、symbol
/sが使用される。一方、デジタルデータの伝送速度は１
秒間に伝送できるビット数で表し、ビットレートとい
い、ビットレートの単位はbps で表される。

【０００８】データ伝送速度とシンボルの関係は、変調
方式で異なり、ＱＰＳＫの場合はシンボルレート×２＝
ビットレートとなる。

【０００９】例えば、図４では時間Ｔごとに２つのデー
タを１シンボルとして伝送するので、２ビット分が１シ
ンボルで伝送できることになり、この場合のシンボルレ
ートはビットレートの１／２になる。

【００１０】例えば、デジタルパターンをπ／４シフト
ＱＰＳＫの変調方式に合わせてベースバンド信号に変換
する場合、図５に示す符号化規則よって各シンボルに対
する位相偏移は決められているので、図４のデジタルパ
ターンの各シンボルに対する位相偏移は、−π／４、−
３π／４、＋３π／４、＋π／４、・・・となる。

【００１１】そこで、図４のデジタルパターンのシンボ
ルの変化に対する位相偏移をスペースダイヤグラムで表
示すると、図６に示すように、例えば起点をａ点とすれ
ば、デジタルパターンの１、０のシンボルは−π／４な
のでｂ点に偏移する。次のデジタルパターンの１、１の
シンボルは−３π／４なのでｃ点に偏移し、以下同様に
デジタルパターンのシンボルに対応して偏移していく。
従って、位相偏移点はａ、ｂ，ｃ、ｂ、ａ、・・・と時
間Ｔごとに偏移する。但し、この場合において起点とし
たａ点は、図示していないデジタルパターンの以前のシ
ンボルの状態から決まる位置である。

【００１２】そして、図４のデジタルパターンに基づい
て、図３の（ｂ）に示すＩ／Ｑベースバンド発生器６１
からＩ成分のベースバンド信号と、Ｑ成分のベースバン
ド信号とを発生する。このベースバンド信号のＩ成分は
直交変調する場合の同相（Ｉ：In Phase）成分であり、
Ｑ成分は直交位相（Ｑ：Quadrature Phase）成分であ
り、互いに独立して取り扱うことができる信号である。

【００１３】また、このＩ成分とＱ成分のベースバンド
信号は、図６のスペースダイヤグラムおいて、Ｉ成分は
Ｉ軸の振幅を、Ｑ成分はＱ軸の振幅を、それぞれについ
て時間Ｔごとに変換した波形である。従って、Ｉ成分と
Ｑ成分の各ベースバンド信号は、図７の（ａ）と（ｂ）
に示す波形となる。

【００１４】次に、図３の（ｂ）に示す直交変調器２０
において、キャリア発振器１０のキャリヤは、Ｉ／Ｑベ
ースバンド発生器６１のＩ成分とＱ成分のベースバンド
信号で所定の変調方式により直交変調されてデジタル変
調信号が出力される。

【００１５】そして、直交変調されたデジタル変調信号
は、ローカル信号発振器５０のローカル信号によりミキ
サ３０で所定の試験周波数に周波数変換されて、さらに
高周波増幅器４０で増幅して出力される。例えば、キャ
リア周波数が４００ＭＨｚでローカル信号周波数が１．
１ＧＨｚとすると、試験周波数は１．５ＧＨｚとなる。

【００１６】さらに、図３の（ａ）に示す直交変調信号
発生器２１ａ〜２１ｎから出力されるデジタル変調信号
は、遅延回路８１ａ〜８１ｎでそれぞれ位相を所定の時
間遅らせる。

【００１７】直交変調信号発生器２１と、遅延回路８１
ａ〜８１ｎとから出力されるデジタル変調信号を加算す
るパワーコンバイナ９１は、複数の高周波信号を加算し
て一つの信号として出力する受動素子による加算回路で
ある。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】上記説明のように、従
来の信号発生器は、マルチパスの数に対応した高周波の
直交信号発生器、又は、試験信号を数種類の遅延回路を
通して、それを合成して使用しているために、高周波部
の消費電力が増大し、構成が大型となり広い設置スペー
スが必要などの実用上の不便があった。

【００１９】そこで、本発明は、こうした問題に鑑みな
されたもので、その目的は、高周波部を共通にして小型
化と低消費電力化した干渉テスト用の信号発生器を提供
することを目的としている。

【００２０】

【課題を解決する為の手段】即ち、上記目的を達成する
ためになされた請求項１に記載の発明は、Ｉ／Ｑベース
バンド発生器の出力信号を分岐して、少なくとも一つの
系の位相を遅延回路で遅らせて、再び加算器で加算した
ベースバンド信号で直交変調してデジタル変調信号を発
生することを特徴とした信号発生器を要旨としている。

【００２１】また、上記目的を達成するためになされた
請求項２に記載の発明は、デジタルパターン信号を分岐
して、少なくとも一つの系の位相を遅延回路で遅らせた
信号をＩ／Ｑベースバンド発生器を介して、再び加算器
で加算したベースバンド信号で直交変調してデジタル変
調信号を発生することを特徴とした信号発生器を要旨と
している。

【００２２】さらに、上記目的を達成するためになされ
た請求項３に記載の発明は、デジタルパターン信号によ
りデジタル変調信号を発生する信号発生器において、デ
ジタルパターン信号を受けてＩ／Ｑベースバンド信号を
発生するＩ／Ｑベースバンド発生器６１と、該Ｉ／Ｑベ
ースバンド発生器６１のＩ／Ｑベースバンド信号の位相
を所定の時間遅らせる遅延回路７０ａ〜７０ｎと、該遅
延回路７０ａ〜７０ｎにより遅延したベースバンド信号
を増幅する増幅器８０ａ〜８０ｎと、該増幅器８０ａ〜
８０ｎの出力と、前記Ｉ／Ｑベースバンド発生器６１の
出力とを加算する加算器９０と、を具備したことを特徴
とした信号発生器を要旨としている。

【００２３】また、上記目的を達成するためになされた
請求項４に記載の発明は、デジタルパターン信号により
デジタル変調信号を発生する信号発生器において、デジ
タルパターン信号を受けてＩ／Ｑベースバンド信号を発
生するＩ／Ｑベースバンド発生器６１と、前記デジタル
パターン信号を受けて位相を所定の時間遅らせる遅延回
路８２ａ〜８２ｎと、該遅延回路８２ａ〜８２ｎにより
遅延したデジタルパターン信号によりＩ／Ｑベースバン
ド信号を発生するＩ／Ｑベースバンド発生器６１ａ〜６
１ｎと、該Ｉ／Ｑベースバンド発生器６１ａ〜６１ｎに
より遅延したベースバンド信号を増幅する増幅器８０ａ
〜８０ｎと、該増幅器８０ａ〜８０ｎの出力と前記Ｉ／
Ｑベースバンド発生器６１の出力とを加算する加算器９
０と、を具備したことを特徴とした信号発生器を要旨と
している。

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態は、下記の実
施例において説明する。

【００２４】

【実施例】

（実施例１）本発明の実施例１について、図１と、図４
〜図６とを参照して説明する。構成は、図１に示すよう
に、変調用のキャリア発振器１０と、直交変調器２０
と、ミキサ３０と、ローカル信号発振器５０と、高周波
増幅器４０と、デジタルパターン発生器６０と、Ｉ／Ｑ
ベースバンド発生器６１と、遅延回路７０ａ〜７０ｎ
と、増幅器８０ａ〜８０ｎと、加算器９０とで構成して
いる。以下、各部の動作について説明する。

【００２５】デジタルパターン発生器６０は、例えば図
４に示すように１、０、１、１、０、１、０、０、・・
・のデジタルパターンを発生する。その出力はＩ／Ｑベ
ースバンド発生器６１の入力信号となる。

【００２６】例えば、デジタルパターンをπ／４シフト
ＱＰＳＫの変調方式に合わせてベースバンド信号に変換
する場合、図５に示す符号化規則よって各シンボルに対
する位相偏移は決められているので、図４のデジタルパ
ターンの位相偏移は、−１／４ π、−３／４ π、＋
３／４ π、＋１／４ π、・・・となる。

【００２７】そして、図４のデジタルパターンの位相偏
移をスペースダイヤグラムで表示すると、例えば図６に
示すようになる。

【００２８】従って、Ｉ／Ｑベースバンド発生器６１が
図４のデジタルパターンから発生するベースバンド波形
は、図６のスペースダイヤグラムから、Ｉ成分とＱ成分
のそれぞれの振幅を時間ｔについて表示する波形と同じ
であり、Ｉ成分とＱ成分のベースバンド波形は、それぞ
れ図７の（ａ）と（ｂ）に示す波形となる。

【００２９】また、Ｉ／Ｑベースバンド発生器６１の出
力は、分岐されて一つは加算器９０に入力され、他は遅
延回路７０ａ〜７０ｎと、増幅器８０ａ〜８０ｎを介し
て加算器９０に入力される。この遅延回路７０ａ〜７０
ｎは、それぞれ所定の異なる遅延時間を有している。ま
た、増幅器８０ａ〜８０ｎは増幅度を可変して所望の割
合でＩ／Ｑベースバンド信号が加算器９０で加算され
る。

【００３０】次に、キャリア発振器１０から発生するキ
ャリヤを、直交変調器２０において、加算器９０で加算
されたＩ／Ｑベースバンド信号により所定の変調方式で
直交変調してデジタル変調信号を出力する。

【００３１】また、直交変調したデジタル変調信号は、
ローカル信号発振器５０のローカル信号によりミキサ３
０で所定の試験周波数に周波数変換され、さらに高周波
増幅器４０で増幅して試験信号として出力される。例え
ば、変調用のキャリア周波数が４００ＭＨｚでローカル
信号周波数が１．１ＧＨｚとすると、試験周波数は１．
５ＧＨｚとなる。

【００３２】そして、この位相の異なる複数の信号が合
成された試験信号で、被試験無線機のマルチパスによる
干渉評価を行う。

【００３３】ところで、本実施例１では直交変調の変調
方式はπ／４シフトＱＰＳＫの例で説明したが、他の直
交変調方式でも同様に実施できる。（実施例２）本発明の実施例２について、図１と、図２
と、図４と、図７とを参照して説明する。図２に示すよ
うに、本発明の実施例２の構成は、変調用のキャリア発
振器１０と、直交変調器２０と、ミキサ３０と、ローカ
ル信号発振器５０と、高周波増幅器４０と、デジタルパ
ターン発生器６０と、Ｉ／Ｑベースバンド発生器６１、
６１ａ〜６１ｎと、遅延回路８２ａ〜８２ｎと、増幅器
８０ａ〜８０ｎと、加算器９０とで構成している。

【００３４】次に、実施例２の動作については、実施例
１と比較して異なる部分に関して説明し、他の動作は実
施例１と同じであるので説明は省略する。

【００３５】実施例１においては、図１に示すように位
相を遅らせる遅延回路７０ａ〜７０ｎがＩ／Ｑベースバ
ンド発生器６１の後に挿入されているが、図２に示すよ
うに実施例２においては、遅延回路８２ａ〜８２ｎは、
デジタルパターン発生器６０とＩ／Ｑベースバンド発生
器６１との間に挿入した構成になっている。

【００３６】ここで、Ｉ／Ｑベースバンド発生器６１の
出力信号は図７の（ａ）、（ｂ）に示すように振幅が変
化するアナログ信号である。他方、Ｉ／Ｑベースバンド
発生器６１の入力信号は、デジタルパターン発生器６０
の出力であり、図４に示すデジタルパターンなので、１
と０のロジック信号である。

【００３７】従って、実施例１における遅延回路７０ａ
〜７０ｎは、通過する信号がアナログ信号なので、例え
ばコイルとコンデンサを利用した遅延素子を用いる。

【００３８】一方、実施例２における遅延回路８２ａ〜
８２ｎは、通過する信号がデジタルパターンのロジック
信号なので、遅延素子としてアナログ遅延手段の他にシ
フトレジスタによるデジタル遅延手段を使用することも
できる。

【００３９】ところで、実施例１では直交変調の変調方
式はπ／４シフトＱＰＳＫの例で説明したが、実施例２
の場合においても、直交変調の変調方式は他の変調方式
でも同様に実施できる。また、実施例１と実施例２にお
いて、各遅延回路は固定の遅延時間を切り換えて可変で
きる手段でもよく、さらに、アナログ的に可変できる遅
延手段を用いて遅延時間をダイナミックに制御すること
もできる。

【００４０】

【発明の効果】本発明は、以上説明したような形態で実
施され、以下に記載されるような効果を奏する。即ち、
直交変調器の前段階で干渉信号を疑似的に合成したこと
により、構成がシンプルになり信号発生器の全体を小型
化できる効果がある。また、高周波増幅器部の共通化に
より消費電力を少なくできる効果も大である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の信号発生器の実施例１のブロック図で
ある。

【図２】本発明の信号発生器の実施例２のブロック図で
ある。

【図３】（ａ）従来の信号発生器のブロック図である。（ｂ）直交変調信号発生器のブロック図である。

【図４】デジタルパターンの一例である。

【図５】π／４シフトＱＰＳＫのシンボルに対する位相
偏移の規則である。

【図６】図４のデジタルパターンの一例をスペースダイ
ヤグラムで表示した図である。

【図７】（ａ）Ｉ成分のベースバンド信号である。（ｂ）Ｑ成分のベースバンド信号である。

【符号の説明】１０キャリア発振器２０直交変調器２１、２１ａ〜２１ｎ直交変調信号発生器３０ミキサ４０高周波増幅器５０ローカル信号発振器６０デジタルパターン発生器６１、６１ａ〜６１ｎベースバンド信号発生器７０ａ〜７０ｎ、８１ａ〜８１ｎ、８２ａ〜８２ｎ遅
延回路８０ａ〜８０ｎ増幅器９０加算器９１パワーコンバイナ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ｉ／Ｑベースバンド発生器の出力信号を
分岐して、少なくとも一つの系の位相を遅延回路で遅ら
せて、再び加算器で加算したベースバンド信号で直交変
調してデジタル変調信号を発生することを特徴とした信
号発生器。
【請求項２】デジタルパターン信号を分岐して、少な
くとも一つの系の位相を遅延回路で遅らせた信号をＩ／
Ｑベースバンド発生器を介して、再び加算器で加算した
ベースバンド信号で直交変調してデジタル変調信号を発
生することを特徴とした信号発生器。
【請求項３】デジタルパターン信号によりデジタル変
調信号を発生する信号発生器において、デジタルパターン信号を受けてＩ／Ｑベースバンド信号
を発生するＩ／Ｑベースバンド発生器（６１）と、該Ｉ／Ｑベースバンド発生器（６１）のＩ／Ｑベースバ
ンド信号の位相を所定の時間遅らせる遅延回路（７０ａ
〜７０ｎ）と、該遅延回路（７０ａ〜７０ｎ）により遅延したベースバ
ンド信号を増幅する増幅器（８０ａ〜８０ｎ）と、該増幅器（８０ａ〜８０ｎ）の出力と、前記Ｉ／Ｑベー
スバンド発生器（６１）の出力とを加算する加算器（９
０）と、を具備したことを特徴とした信号発生器。
【請求項４】デジタルパターン信号によりデジタル変
調信号を発生する信号発生器において、デジタルパターン信号を受けてＩ／Ｑベースバンド信号
を発生するＩ／Ｑベースバンド発生器（６１）と、前記デジタルパターン信号を受けてその位相を所定の時
間遅らせる遅延回路（８２ａ〜８２ｎ）と、該遅延回路（８２ａ〜８２ｎ）により遅延したデジタル
パターン信号によりＩ／Ｑベースバンド信号を発生する
Ｉ／Ｑベースバンド発生器（６１ａ〜６１ｎ）と、該Ｉ／Ｑベースバンド発生器（６１ａ〜６１ｎ）により
遅延したベースバンド信号を増幅する増幅器（８０ａ〜
８０ｎ）と、該増幅器（８０ａ〜８０ｎ）の出力と前記Ｉ／Ｑベース
バンド発生器（６１）の出力とを加算する加算器（９
０）と、を具備したことを特徴とした信号発生器。