JPH1098886A - 電気エネルギーを変換する電子装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電圧多段変換装置を構成する各コンデンサを
均一に充電する。 【解決手段】 各コンデンサ（Ｃ１、Ｃ２．．．、Ｃ
ｎ）の端子における平均電圧を評価する手段（ＶＭＯ
１、ＶＭＯ２．．．、ＶＭＯｎ）を含む制御手段と、評
価された平均充電電圧とコンデンサの公称平均充電電圧
との間に差があった場合これを確認する手段（ＶＥ１、
ＶＥ２．．．ＶＥｎ）と、確認の差が少なくなる方向に
変換装置の制御信号の時間的位置を変更する補償制御手
段（ＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎ）を含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、フランス特許出願
２６７９７１５号に記載の種類の電気エネルギの電子変
換装置、およびこれを使用する電源設備に関する。

【０００２】

【従来の技術】この特許出願に説明されている変換装置
をたとえば添付の図１に示す。この変換装置は主に、電
圧発生源ＳＥと電流発生源Ｃとの間に、それぞれが二つ
のスイッチＴ１、Ｔ’１；、Ｔ２、Ｔ’２；．．．、Ｔ
ｎ、Ｔ’ｎを有する制御可能な複数の通信セルＣＬ１、
ＣＬ２．．．、ＣＬｎを含み、各二つのスイッチの一方
の極は一対の上流側極を構成し、各スイッチの他方の極
は一対の下流側極を構成し、上流側セルの一対の下流側
極は、下流側セルの一対の上流側極に接続され、第一セ
ルＣＬ１の一対の上流側極は前記電流発生源Ｃに接続さ
れ、最後のセルＣＬｎの一対の下流極は前記電圧発生源
ＳＥに接続される。この変換装置は、前記電圧発生源Ｓ
Ｅが、セルの一対の下流側極の二つの極内に接続されて
おり、役割を果たすことができる時には最終セルを省く
ことができる場合を除き、各セルについてさらにコンデ
ンサＣ１、Ｃ２．．．、Ｃｎ、と、連続するセルのスイ
ッチに作用することにより、変換装置の公称動作を制御
する（図示しない）制御手段とを含み、その結果、同一
セルの二つのスイッチがそれぞれ反対の導通状態になり
（これはｌｃ１などの制御結合によって示してある）、
その結果、前記制御手段によって供給される制御信号に
対する応答として、同一セルの二つのスイッチのうちの
一つが、連続的に第一導通状態になり、次に、周期的に
反復される変換装置の切断期間の間、第二導通状態にな
り、その結果、同一ではあるが、変換装置の前記切断期
間の一部の時間だけ変位したセルの制御信号に応答し
て、連続するセルのスイッチが同じ動作を有し、且つ前
記期間の一部の時間だけ変位する。

【０００３】前記期間の一部は、セル数ｎの逆数、すな
わち２π／ｎに等しいことが好ましく、これは出力部に
発生する高調波に関して最適であり、これにより変換装
置のコンデンサの充電電圧の自然均衡ができる。しかし
ながら、他の変位、ならびに種々の段の間で変位を変え
ることも想定することができる。

【０００４】このような変換装置では、連続するコンデ
ンサＣ１、Ｃ２．．．、Ｃｎは、それぞれ次第に増加す
る平均充電電圧を有し、前記セルのそれぞれに結合され
たコンデンサの平均充電電圧は、ｎ＝３、すなわち変換
装置が三つしかセルをもたない時、前記電圧発生源ＳＥ
からの電圧ＶＥと、変換装置のセル数の逆数と、セルの
列番号との積、ＶＥ／３、２ＶＥ／３、ＶＥとなる。

【０００５】もちろん、上記の説明は、少なくとも二
つ、とくに三つ以上のセルがある場合には、他のｎの値
についても適用される。

【０００６】以後、上記の説明に対応する変換装置を多
段変換装置と呼ぶことにする。

【０００７】本発明の目的の一つは、このような多段変
換装置内で、公称動作条件に対する不可避な逸脱がある
場合でも、各コンデンサの充電が前記の説明に適合する
ようにすることである。

【０００８】前記の説明に適合する多段変換装置のコン
デンサの充電が公称的にどのように変化するかをより簡
単に検討するために、任意の切り換えセルＣＬＫと、ス
イッチＴｋ、Ｔ’ｋと、このセルに結合されたコンデン
サＣｋ、および次のセルＣＬｋ＋１とそのスイッチＴｋ
＋１、Ｔ’ｋ＋１を示す図２を参照する。

【０００９】各セルのスイッチＴｋ、Ｔ’ｋ；Ｔｋ＋
１、Ｔ’ｋ＋１間の結合を考慮すると、図２に示す二つ
の重なりセルのアセンブリＴｋ−Ｔｋ＋１は四つの状態
を有する。

【００１０】ａ）ＴｋおよびＴｋ＋１がブロックされ、
Ｃｋの充電電圧が変化しない第一状態 ｂ）ＴｋおよびＴｋ＋１が導通し、Ｔ’ｋ、Ｔ’ｋ＋１
がブロックされるため、Ｃｋの充電電圧が変化しない第
二状態 ｃ）Ｔｋが導通し、Ｔｋ＋１がブロックされ、電流発生
源Ｃにより、Ｉに等しい電流ＩｋがＴｋを通して印加さ
れるが、Ｔ’ｋへの電流Ｉ’ｋは０である第三状態。

【００１１】Ｔｋ＋１の状態により０の電流Ｉｋ＋１が
印加されるが、電流Ｉ’ｋ＋１はＩに等しく、一方、コ
ンデンサＣｋ内の電流Ｉ’ｃｋはＩに等しい。

【００１２】ｄ）Ｔｋがブロックされ、Ｔｋ＋１が導通
し、電流発生源Ｃにより、Ｉに等しい電流Ｉ’ｋがＴ’
ｋを通して印加されるが、Ｔｋを通る電流Ｉｋは０であ
る第四状態。

【００１３】Ｔｋ＋１の状態によりＩに等しい電流Ｉｋ
＋１が印加されるが、電流Ｉ’ｋ＋１は０であり、一
方、コンデンサＣｋ内の電流ＩｃｋはＩに等しい。

【００１４】電流Ｉ’ｃｋ＝Ｉ’K＋１およびＩｃｋ＝
ＩK＋１は、上記の第三および第四状態において、反対
の付加充電をコンデンサＣｋにもたらす。第一の充電は
負であり第二の充電は正である。これらの二つの状態に
対応する電流は、電流発生源によって印加される。他の
ことは別として、電流発生源が厳密に直流である場合、
段階ｃ）およびｄ）で電流発生源によって印加される電
流は、ＴｋおよびＴｋ＋１の導通間隔を通じて、いつで
も同じであるが方向が反対である。（上記のように、公
称上等しいが時間が変位している。）これにより、同じ
量だけまず負の方向に修正され、次に正の方向に修正さ
れたＣｋの充電量は、変換装置の切断期間中、変化しな
い。

【００１５】理想的なシステム（完璧な電流発生源、イ
ンピーダンス無限大）では、電流ＩｃｋおよびＩ’ｃｋ
は電流発生源によって決定される。より具体的には、電
流発生源のインピーダンスが無限大ではない時、電流発
生源の電流は、その端子における電圧、したがって、コ
ンデンサの電圧Ｖｃｋに依存する。たとえば充電電圧Ｖ
ｃｋがその公称値ＶＥ．ｋ／ｎと比較して過度に高くな
ると、その理由の如何にかかわらず、放電電流Ｉ’ｃｋ
は公称値よりも大きくなる傾向を有し、充電電流Ｉｃｋ
は公称値よりも小さくなる傾向を有し、それによりコン
デンサＣｋの充電は必要とされる値になる。このこと
は、多段変換装置の動作が安定しており、電圧発生源側
でも電流発生源側でも両方向に振幅の変化が可能である
ことを説明している。しかしながらそのために動的に問
題が生じることが下記により理解されるであろう。

【００１６】図３は、ｎ＝３の場合の図１および図２に
よる多段変換装置の動作例を示す。装置にＰＷＭ変調型
の制御を適用して、電流発生源Ｃに正弦変調交流電圧を
供給する。すなわち、変換装置の連続する動作周期ｐ
１、ｐ２、ｐ３．．．の間（線ｔ）、スイッチＴ１、Ｔ
２、Ｔ３は、以後、モジュラントと呼ぶ、出力電圧の変
調波にしたがい長さが変化する間隔の間、次々に導通す
る。対応するスイッチＴ’１、Ｔ’２、Ｔ’３は各瞬間
毎に反対の位置にある。

【００１７】周知のように、スイッチの動作について他
の変調モードによってももちろん、同じ結果が得られ
る。また、変換装置は、電流発生源Ｃに、他の波形また
は調整直流電圧を供給するようにすることもできる。

【００１８】まず、変換装置の動作期間ｐ１を想定する
ことにする。この期間中において、スイッチＴ１、Ｔ
２、Ｔ３のうちの一つが導通している時には、他の二つ
はブロックされる。二つのセルから成る各アセンブリお
よびこれらの二つのセルの間に含まれるコンデンサに関
しては、これは上記の状態ｃ）およびｄ）に相当する。
これらの状態においては、コンデンサは、負の付加充電
と正の付加充電とを連続的に受け、合計値は名目上０で
ある。また、重なりセルＣＬ１−ＣＬ２が状態ｄ）にあ
る時には、重なりセルＣＬ２−ＣＬ３は状態ｃ）にあ
り、その結果コンデンサＣ１は、コンデンサＣ２に負の
補償充電を供給する同じ電流により、正の補償充電を受
けることに留意されたい。

【００１９】図３は、周期ｐ２、ｐ３等における多段変
換装置の動作を補償的かつ例示的に示したものであり、
この周期中、スイッチＴ１、Ｔ２、Ｔ３の導通時間は短
くなり、次に、周期の１／３を超過するまで長くなり重
なり合うようになる。線ＶＩは、とくにコンデンサが、
当該付加充電によってコンデンサの端子における電圧が
ほとんど変化しないような容量を持っていたと仮定した
場合、電流発生源に送られるであろう電圧の理想値を示
す。電圧ＶＩは、電圧発生源ＳＥの負の極を電圧の基準
として、電圧発生源ＳＥの電圧ＶＥの分数で示す。この
電圧ＶＩは、モジュラントの周波数における大きな基本
波と、鋸歯状周波数または変換装置の動作周波数より高
い周波数の振幅が小さな高調波とを含むことがわかる。
高調波は低域フィルタにより簡単に除去することができ
る。この電流は変化するので、電流発生源内に含まれる
任意の誘導性要素による積分により、周期が出力電圧の
基本波の周期に等しい正弦波形の交流電流が電流発生源
に供給されるようになる。

【００２０】電流は正弦曲線にしたがって変化するの
で、上記の状態ｃ）およびｄ）によっては、変換装置の
コンデンサに同じ付加充電がもたらされない。なぜなら
電流は、これら二つの状態の間で変化する時間をもつか
らである。この変動は、スイッチの動作周期がモジュラ
ントの周期よりもはるかに長い場合にのみ、無視するこ
とができる。

【００２１】さらに、電流発生源に供給される交流電流
は、厳密には正弦曲線ではなく非対称形にひずんでいる
ことを予想しなければならない。同様に、制御信号内、
またはこの信号を発生する信号内のレベルの差、または
信号が通過する種々のスイッチ間の切り換え時間の差に
より、変換装置の動作周期におけるスイッチの導通時間
は不可避的に異なってしまうか、時間的にスイッチの導
通段階が変位するか、あるいは、コンデンサの充電およ
び放電電流が不均衡になってしまう。その結果、一般的
に、上記の種類の多段変換装置において、冒頭に説明し
たような公称動作条件を保証することは実際にはできな
い。ところで、残留する付加充電差により、一方向また
は他方向において、コンデンサの充電、すなわちコンデ
ンサの平均充電電圧の充電の差が生じるとともに、変換
装置の動作周波数において、電流発生源に供給される電
圧のひずみが生じる。

【００２２】この効果を図３の線分ＶＩ’で示す。図３
は、コンデンサＣ１（図１）が、一定の振幅のパルスｖ
ｉ１、ｖｉ２、ｖｉ３を供給する代わりに、公称充電電
圧よりも低い電圧で充電されると仮定すると、コンデン
サＣ１が特有の充電電圧を電流発生源Ｃに供給する時に
は、変換装置は、振幅の小さなｖｉ１’などのパルス
（よりわかりやすくするため尺度は誇張してある）を供
給し、電流発生源Ｃに供給される電圧からコンデンサＣ
１がその特有の電圧を減じる場合には、振幅が大きいｖ
ｉ２’などのパルスを供給し、コンデンサＣ１が断にな
っている時には、振幅の変化がないｖｉ３’などのパル
スを供給し、コンデンサＣ１が断になっている時には、
振幅の変化がないことを除けば、線分ＶＩと同様であ
る。これにより、信号ＶＩ’では、変換装置の前記鋸歯
状周波数に妨害要素がもたらされることが、容易にわか
る。

【００２３】コンデンサがそれぞれその公称電圧で充電
される時には、このような妨害成分は存在しない。妨害
成分が発生すると、一般的に有害である。

【００２４】しかしながら、とくにスイッチがうける電
圧は、隣接する二つのコンデンサの公称充電電圧の差、
すなわち、電圧発生源の電圧を変換装置の段数で割った
値にほぼ等しい値ではなくなる。そのため、これらのス
イッチが危険な状態になることがある。

【００２５】もちろん、前記のように、コンデンサの充
電差は自然に吸収される傾向があるが、このプロセスは
時間を要する。

【００２６】この自然的なプロセスは電流発生源を経由
して使用される。しがたって、電流発生源の電流が低い
とこのプロセスの速度が遅くなる。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、これらの確
認事項を基にして、変換装置の各コンデンサの平均充電
のその公称値での維持が最もよく行われる多段変換装置
を提供する。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本文の冒頭で示した多段
変換装置の定義を取り上げると、変換装置の公称動作
は、変換装置の切断周期、あるいは、２πが変換装置の
切断周期を示しｎが段数である時、好ましくは２π／ｎ
に等しいこの周期の一部の時間における変位を有する切
断周期において、それぞれが同じ動作サイクルを行う複
数の段を設けていることに留意すべきである。次に図３
を参照すると、変換装置の切断周期（ｐ１、ｐ２、ｐ
３．．．）中に、変換装置の段により、合計により一定
値が供給される同じ電圧の段（ｖｉ１、ｖｉ２、ｖｉ
３）が発生することがわかる。換言すれば、出力信号は
変換装置の切断周期の基準を段数で割った値で標本化さ
れる。

【００２９】使用するスイッチが、ＧＴＯなど比較的低
速の高出力構成要素で作られている場合には、変換装置
の切断周期は比較的長く、変換装置の動作の変更に関す
る突然の指令に対する応答においては、比較的長い時定
数が入力される。この場合も本発明によりこのような時
定数を小さくすることができる。

【００３０】本発明によれば、多段変換装置は、指令が
あり次第、一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の
時間における位置を変更できるように調節された補助制
御手段を含む。

【００３１】本発明の第一形態によれば、単数または複
数のセルの前記第一導通状態の時間における位置の前記
変更は、変換装置のセルの動作順序を変更することな
く、この第一導通状態の進みまたは遅れによって行われ
る。

【００３２】このような措置により、一つまたは複数の
セルの前記第一導通状態の時間における位置を変更し
て、前記電流発生源に印加する電圧の変動、すなわち電
流発生源に移動されるエネルギーの変化を引き起こすだ
けでなく、対応する、電流発生源の電流の変動、および
その結果、この電流変化によって影響をうけた一つまた
は複数のコンデンサの充電の変化をもたらすことができ
る。

【００３３】本発明の第二形態によれば、一つまたは複
数のセルの前記第一導通状態の時間における位置の前記
変更は、同一方向の充電差を有する変換装置の段の動作
を一まとめにするための変換装置の切断周期中の変換装
置のセルの動作の順序における変更を含む。

【００３４】このような変更により、同一方向の差が強
くなるような全体的妨害成分が現われ、それにより、変
換装置のコンデンサの充電差の自然吸収プロセスの効果
が増大する。

【００３５】本発明の付加的特徴によれば、上記再均衡
充電は、変換装置の鋸歯状周波数に合わせられた直列イ
ンピーダンス回路の形態で、前記電流発生源に並列に接
続される。これは前記全体的妨害成分の結果生じる電流
を増大させるためである。

【００３６】多段変換装置は、前記各コンデンサについ
て、評価された平均充電電圧とこのコンデンサの公称平
均充電電圧との間に差があった場合これを確認する手段
と、確認の差が少なくなる方向に変換装置の一つまたは
複数のセルの前記第一導通状態の時間的位置を変更する
補償制御手段とを含むのが好ましい。

【００３７】本発明の前記第一形態によれば、多段変換
装置は、前記各コンデンサについて、評価された平均充
電電圧とこのコンデンサの公称平均充電電圧との間に差
があった場合これを確認する手段と、前記確認の差が少
なくなる方向にこのコンデンサを含む変換装置のセルの
前記第一導通状態の時間における位置を変更する補償制
御装置とを含む。

【００３８】この実施形態によれば、前記差を確認する
手段は、電圧発生源の電圧値と段の等級と段数とを受信
し、変換装置の動作周期内の各コンデンサの公称充電電
圧がどのようになるかを決定する手段を含み、前記評価
平均電圧をこのコンデンサの前記公称充電電圧から差し
引く比較手段によって、変換装置の各コンデンサについ
て前記差が確認される。

【００３９】有利には、コンデンサの前記評価平均電圧
は、コンデンサの二つの端子間に接続される電圧測定網
を含む評価手段によって供給される。

【００４０】変形形態では、コンデンサの前記評価平均
電圧は、このコンデンサを含むセルのスイッチの二つの
端子間に接続される電圧測定網を含む評価手段によって
供給される。

【００４１】他の変形形態によれば、コンデンサの端子
における電圧の前記評価手段は、電流発生源の二つの端
子間に接続される電圧測定網を含む。

【００４２】好ましくは、それぞれの補償制御装置は、
前記差信号の他、前記電流発生源によって印加される電
流の測定値および、この各装置に結合される前記コンデ
ンサのうちの一つの容量を示す定数を受け取り、その結
果、このコンデンサに結合されるセルの前記第一導通状
態の時間における位置の変更を計算し、セルは、このコ
ンデンサ内に、前記充電差を相殺するのに貢献する補償
充電を発生する。

【００４３】同じく好ましくは、それぞれの補償制御装
置は、変調信号も受け取り、その結果、前記補償制御装
置が全て同様に動作し、前記電流発生源が、前記変調信
号に従い変調された平均電圧を受け取るように、このコ
ンデンサに結合されるセルの第一導通状態の継続時間を
変更する。

【００４４】最後に、前記補償制御装置が、この後者の
セルに結合されたコンデンサについて、隣接セル内にも
たらされた前記変更の効果を相殺する方向にその装置に
特有の第一導通状態の時間内に前記位置を変更するよう
に、好ましくは、それぞれの前記補償制御装置は、隣接
する補償制御装置から、この補償制御装置内で設定され
る信号であって、この装置に結合されるセルの第一導通
状態の時間内に前記位置にこの装置がもたらす変更を定
義する変更信号を受け取る。

【００４５】補償的には、それぞれの補償制御装置は、
前記差信号の他、前記電流発生源によって印加される電
流の測定値、この各装置に結合される前記コンデンサの
うちの一つの容量を示す定数、及び変換装置の動作の変
化指令を受け取り、その結果、このコンデンサに結合さ
れるセルの前記第一導通状態の時間における位置の変更
を計算し、セルは、前記電流発生源の端子に、前記制御
を満たす平均電圧変化を発生する。

【００４６】本発明の種々の目的および特徴は、添付の
図面を参照して行う非限定的例として示した本発明の以
下の説明において明らかになろう。

【００４７】

【発明の実施の形態】多段変換装置については再度説明
しない。図１、図２、図３の略図は、フランス特許出願
２−６９７７１５号に記載の種類の変換装置に相当す
る。詳細な説明についてはこの出願を参照されたい。

【００４８】図４は、図１の変換装置のコンデンサＣ
１、Ｃ２．．．、Ｃｎのみを示す図である。

【００４９】本発明によれば、これらの各コンデンサに
は、各コンデンサの平均充電電圧を評価することができ
る手段を含む評価装置ＶＭＯ１、ＶＭＯ２．．．、ＶＭ
Ｏｎが結合される。この目的のため、この装置は、コン
デンサの二つの端子に結合される。この装置は、コンデ
ンサの端子に存在する平均充電電圧を示す評価信号ＶＯ
１、ＶＯ２．．．、ＶＯｎを供給する。

【００５０】本発明によれば、各コンデンサには、対応
する評価装置から受け取る測定平均充電電圧と、このコ
ンデンサの公称平均充電電圧との間に万一差があった場
合、この差を確認することができる手段を含む、差ＶＥ
１、ＶＥ２．．．、ＶＥｎを確認するための装置も結合
される。この差を確認する装置はそれ自体で、このコン
デンサの公称平均充電電圧を計算する。これは電圧源Ｓ
Ｅの電圧ＶＥを段の列番号Ｒで乗じたものの１／ｎであ
り、ｎは、変換装置の段数である。したがってこの装置
は値ＶＥを受け取るが、定数である値ｎおよびＲは各装
置内に固有である。各装置は、公称平均充電電圧ＶＥ．
Ｒ／ｎを分流し、この電圧を、これら二つの電圧の差を
特徴付ける差信号ＶＥＣ１、ＶＥＣ２．．．、ＶＥＣｎ
を供給するために評価平均充電電圧と比較する。

【００５１】この差信号は、制御モジュールＭＣＣ１、
ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎに含まれる補償制御手段に作
用するためのものである。この制御モジュールは、変換
装置の切り換えセルの変位制御のため、クロックＢＴに
よって変位してｐ１（図３）などの各周期で供給される
起動信号ｓｄ１、ｓｄ２．．．、ｓｄｎに応答して動作
する。このモジュールの一次機能は、各周期中に、公称
継続時間が動作制御装置ＤＣから出される変調信号すな
わちモジュラントＭの値によって決められる制御パルス
を発生することである。このようにしてモジュールは、
図３の線分Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３によって図示されるように
して幅が変調される制御パルスＣＴ１、ＣＴ２．．．Ｃ
Ｔｎを発生する。前記補償制御モジュールＭＣＣ１、Ｍ
ＣＣ２．．．、ＭＣＣｎは第二に、差信号ＶＥＣ１、Ｖ
ＥＣ２．．．、ＶＥＣｎの値、ならびに電流発生源によ
って印加される電流Ｉに依存するこのパルスの時間内の
位置に変更をもたらす。前記補償制御モジュールＭＣＣ
１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎはさらに、隣接する制御
モジュールによってその固有の制御パルスにもたらさ
れ、且つ制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、Ｍ
ＣＣｎが発生する変更信号ＳＭ１、ＳＭ２．．．、ＳＭ
ｎに従うパルスに依存するパルスの時間内の位置に変更
をもたらすのが好ましい。図４の例では、信号ＳＭ１は
制御モジュールＭＣＣ２から出され、信号ＳＭ２は、図
示しないモジュールＭＣＣ３から出される。統一性の理
由から制御モジュールＭＣＣｎに対する信号ＳＭｎを図
示したが、制御モジュールＭＣＣｎ＋１が存在しない限
りこの信号は存在しない。最後に補償制御モジュールＭ
ＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎは、それ自体も動作
制御ＣＣをうける動作制御装置ＤＣから出される動作制
御信号ＣＣ１、ＣＣ２．．．、ＣＣｎに依存するパルス
の時間内の位置に変更をもたらす。この最後の態様につ
いては後述する。得られる信号ＣＴ１、ＣＴ２．．．Ｃ
Ｔｎにより、対応する切り換えセルＣＬ１、ＣＬ
２．．．、ＣＬｎ内のスイッチの状態が制御される。

【００５２】より正確には、差信号は、起動信号ｓｄ
１、ｓｄ２．．．、ｓｄｎの公称位置を基にして定義し
た公称位置に対し、対応するスイッチＴ１、Ｔ
２．．．、Ｔｎ（図１を参照のこと）の状態「１」を遅
らせる（または進ませる）。さらに正確には、本発明の
この実施形態では、変換装置の段の動作時間のこのよう
な位置の変更は、変換装置の段が連続して動作する順序
を変えることなく行われる。スイッチの制御パルスの時
間内のこの位置の変更は、補正すべき充電差、および電
流発生源とともに直列に挿入された従来型の電流センサ
によって測定される電流発生源内の電流Ｉ、ならびに補
償制御モジュール内の配線定数であるコンデンサの容量
に依存する。

【００５３】位置の変更はまた、たとえば「コンデンサ
Ｃ１は、コンデンサＣ２に負の補償充電を供給する同じ
電流によって正の付加充電をうける」という上記の説明
を適用することにより、隣接する制御パルスに付与され
た時間内の位置にも依存する。したがって、たとえば、
スイッチＴ２を導通する制御パルスＣＴ２の進みは、コ
ンデンサＣ１を正に充電し、コンデンサＣ２を負に充電
し、好ましい負の付加充電をコンデンサＣ２にもたら
し、同時にコンデンサＣ１に好ましくない正の付加充電
をもたらす。したがって、この進みは、上述の好ましく
ない正の付加充電が（これが発生する前に）補償される
方向に制御信号ＣＴ１の時間内の位置を補償するために
使用される信号ＳＭ１によって制御モジュールＭＣＣ１
に示される。

【００５４】もちろん、このような近似補償の方向は、
他のコンデンサへのあるコンデンサの充電の変化の影響
が反対方向に発生する場合には、反転する。

【００５５】図５は、上記手法実施形態である。図３の
動作例にならって、変換装置によって電流発生源に印加
される電圧をＶＳで示す。この電圧は、それぞれが三段
変換装置のうちの一つから出され、対応する制御パルス
によって規定される三つのパルスｉｃ１、ｉｃ２、ｉｃ
３をそれぞれ含む、周期的に反復される変換装置の周期
ｐｃ１、ｐｃ２．．．、がある。ＣＣには、電流発生源
内部、したがって変換装置内部の電流を示した。ここで
は、電流発生源に印加される電圧のため、電流がゆっく
りと変化する誘導電流発生源の場合を想定することにす
る。もちろん図上では、この変化を見やすくするため
に、拡大してある。

【００５６】図の左側部分の変換装置ｐｃ１の切断周期
内では、パルスｉｃ１、ｉｃ２、ｉｃ３は周期の初めの
部分、最初の１／３および２／３のところに位置する
が、これはそれぞれの公称位置に相当する。パルスが短
く重なることがない動作例では、たとえば変換装置の出
力部の電流発生源の端子で見たこのパルスの振幅はＶＥ
／３に等しい。点線で示す供給平均電圧はｖｍに等し
い。電流発生源内の電流ｃｉは出力電圧のパルス中では
増加し、パルス間では減少し、点線で示すその平均値ｃ
ｍｓは一定である。

【００５７】図５の右側部分の変換装置ｐｃ２の切断周
期内では、第一パルスｉｃ１および第三パルスｉｃ３は
それぞれその公称位置を保持しているが、パルスｉｃ２
はその公称位置から進められている。このため、出力電
圧の平均値は一時的増加ａｃｍを示す。同様に、電流ｃ
ｉは一時的増加ａｃｍを示す。

【００５８】スイッチＴ２（図１を参照のこと）が導通
している期間中は、この電流の一時的増加により、平均
値ｃｍｓに維持されている電流ｃｉが発生する量と比
べ、コンデンサＣ１の充電は増加し、コンデンサＣ２の
充電は減少する。したがってこのような動作により、過
大であると推定されるコンデンサＣ２の充電を減らすこ
とができる。

【００５９】したがって、ここで想定する動作の場合、
この動作は０ではない差信号ＶＥＣ２によって引き起こ
されたものである。その結果、制御モジュールＭＣＣ２
は制御パルスＣＴ２を変位させ、図に示す周期ｐｃ２の
パルスｉｃ２の移動を生じさせた。この移動は、その原
因である充電差を実質的に減少させる、さらには完全に
なくすような方向および振幅である。

【００６０】またこの動作の結果、コンデンサＣ１の充
電が対応して増加する。それには、スイッチＴ１の制御
パルスの変位による、このコンデンサに関する補償動作
が必要である。この補償動作は、変換装置の後の動作周
期時に発生することがある。好ましい実施形態によれ
ば、各制御モジュールは隣接モジュールから、このモジ
ュールによって実行され、そのモジュールの直前のモジ
ュールがその動作を相殺するための反対の補償を提供す
ることができるような補償の特徴となる補償信号ＳＭ
１、ＳＭ２．．．ＳＭｎを受け取るので、この動作は変
換装置の同じ切断周期内に入力される。

【００６１】もちろん、図５に示し、変換装置によって
供給される比較的短く各々が切り離されている制御パル
スまたは電圧パルスの場合で説明したことは、図３の右
側に示すような長いパルスの場合にも適用される。

【００６２】また、変形形態によれば、コンデンサの充
電差の補償は、全制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ
２．．．、ＭＣＣｎの機能を行う集中制御装置内に設け
ることができる。このような集中制御装置ＭＣＣを、図
４と同一の図９に示す。変形形態では内部接続およびモ
ジュール間の調整手段を加え、変換装置の一つまたは複
数の段の動作にもたらすべき一つまたは複数の初期補
償、及び対応する以後の補償を準備することができる全
制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎを
集めた装置を設けることができる。

【００６３】単純な実施例では、このような装置は、た
とえばスイッチの第一段の制御パルスの時間内の位置を
維持し、上記の説明にしたがい、他の段の制御パルスの
時間内の位置を変更することにより、認められたあらゆ
る差を補償することになる。最終段の制御パルスの公称
位置を維持するようにすることもできる。

【００６４】このような条件においては、当業者は、上
記の機構にしたがい、一つを除く全段に影響する全体的
補償を行うことにより、最終制御を調整することがで
き、その結果、補償のすべてが電流発生源に作用するよ
うにはならなくなり、電流発生源に供給される平均電圧
は一定のままであり、電圧発生源から抽出されるエネル
ギーを増加または減少させ、次に上述の補償機構により
種々の段に分配することにより、そのエネルギーのみが
変えられる。

【００６５】このように、上述の装置により、スイッチ
Ｔｋの制御パルスの時間内の位置を変調することがで
き、その結果、各コンデンサＣｋの平均電圧は常にその
公称充電電圧に可能な限り近い状態になる。

【００６６】この公称充電電圧は、上述の如く、段の列
ｋに依存する電圧発生源（図１を参照のこと）の電圧Ｖ
Ｅの一部分に相当する。

【００６７】したがってコンデンサの平均充電電圧は、
観測装置ＶＭＯ１、ＶＭＯ２．．．、ＶＭＯｎ、すなわ
ち一般的にＶＭＯｋにおいて、上記説明に沿った方法に
より評価される。

【００６８】上記説明に基き図６を参照する。実施形態
によれば、この装置は、コンデンサＣｋの端子間に直列
に接続され、このコンデンサの端子の電圧の所与の部分
を、各パルスｆｋ毎に電圧の数値を平均値計算回路ＳＣ
ｋに供給するアナログ−デジタル変換器ＣＡＮに供給す
るインピーダンスｐｔｋ１およびｐｔｋ２から成り、こ
の装置は、信号ｇｋによって起動されるゲート回路ＰＶ
ｋによって変換装置の１サイクル毎に読まれる。信号ｆ
ｋおよびｇｋはクロックＢＫ（図４）によって発生する
のが有利であり、変換装置の動作周期内の信号の位置
は、変換器の動作周期内の電圧のｍ回の測定およびこの
測定の結果の平均値の計算後、対応するセルの適当な導
通（前記の説明ではスイッチＴｋの導通）状態の時間内
における位置について、図４を参照して説明した変更
を、制御モジュールＭＭＣ１、ＭＭＣ２．．．、ＭＭＣ
ｎにおいて決定するのに最適なタイミングで、観測平均
充電電圧の値が、変換装置の１サイクルにつき１回、回
路ＳＣｋの出力部ＶＯｋ上で利用できるようになる。

【００６９】コンデンサＣｋの観測平均充電は他の手段
によって得ることができることは明らかである。

【００７０】図７に示す第一の変形形態によれば、コン
デンサＣｋの端子における電圧を測定する代わりに、電
圧発生源の電圧ＶＥおよび各セルのスイッチのうちの一
つの端子間の電圧を測定し、減算および近似により、多
段変換装置の各コンデンサの平均充電電圧を求める。し
たがって図７は、図１の多段変換装置のスイッチのうち
の一つを示し、これに電圧評価回路ＶＩｋが結合され
る。回路は、当業者にとって可能な適合を行うことによ
り、図６の回路と適合するようにすることができ、この
回路は、スイッチＴｋの端子における電圧を特徴付ける
信号Ｖｋを計算回路ＶＣＣに供給し、同時にこの計算回
路はこのスイッチＴｋから制御信号ＶＣｋを受け取る。
これにより計算回路は、評価回路ＶＩｋから供給される
値を、スイッチがブロックされている周期の間のみ考慮
する。計算回路は電圧ＶＥを直接受け取る。電圧自体
も、適切に簡素化した図６のような回路により直接得る
ことができる。回路は減算を行い、図４の信号ＶＯ１、
ＶＯ２．．．、ＶＯｎを供給する。

【００７１】図３から容易に推定できる別の変形形態に
よれば、電流発生源Ｉに供給されるパルスの振幅の測定
値は、パルスを発生するコンデンサの端子における電圧
を示す。電流発生源Ｃの端子に接続され、ｐ１などの各
周期中に図３の曲線ＶＩの種々の点において電圧を評価
する、図６の装置など単一の装置には、各コンデンサか
ら出された段ｖｉ１、ｖｉ２、Ｖｉ３が出現する。当業
者であれば、多段変換装置の各コンデンサの評価平均充
電を示す図３の信号ＶＯ１、ＶＯ２．．．、ＶＯｎを分
離できる方法を容易に理解できよう。

【００７２】再度、図４の説明、とくに動作制御装置Ｄ
Ｃに戻る。この装置は、動作指令ＣＣに応答して、動作
制御信号ＣＣ１、ＣＣ２．．．、ＣＣｎを供給する。こ
の信号は、各制御モジュールＭＣＣ１、ＭＣＣ
２．．．、ＭＣＣｎ内で、制御パルスＣＴ１、ＣＴ
２．．．、ＣＴｎの時間内の位置に変更をもたらす。

【００７３】図３を参照して、本発明による変換装置
は、モジュラントＭに応答して、正弦曲線形の出力電圧
を電流発生源に供給することができることがわかった。
もちろん、本発明による変換装置は、少なくともある範
囲内では、異なる形状の出力電圧を供給することができ
る。実際、図３に関して説明したように、本変換装置の
公称動作モードは、変換装置の種々の段がそれぞれパル
スを発生する変換装置の切断周期を設けており、これら
の段のパルスは等間隔で全て同一の長さである。図５を
参照して説明した変換装置のコンデンサの充電の調整装
置はパルスの位置に作用する。この機構を考慮しなけれ
ば、コンデンサの充電の偏流は実際には緩慢であって、
これに対し素早く応答ができることから、パルスの位置
に対する作用は通常適度である。したがって、次の変換
装置の切断周期の最初にモジュラントＭの新しい値が考
慮されることにより、動作変更指令に対する変換装置の
応答は遅れて起こることがわかる。もっともこれは好ま
しいことである。なぜなら、周期中に動作が変化する
と、たとえば図３のパルスｖｉ２が著しく長くなり、ス
イッチに対し有害となりうるコンデンサの充電の不均衡
がすぐ発生することがあるからである。

【００７４】したがって本発明により、次の変換装置の
切断周期の最初を待たずに、すなわち、図８を参照する
ことにより、上記説明に対応する動作の場合よりも速く
動作変更指令に応答することが可能であることも以下か
ら明らかである。

【００７５】図８は、全ての点において図５の変換装置
ｐｃ１の切断周期と同一の変換装置ｐｃ３の切断周期を
示す図である。この後者の切断周期には、公称位置を有
するパルスｉｃ１によって図５の変換装置ｐｃ２の切断
周期のように開始する変換装置ｐｃ４の切断周期が続
き、動作制御装置ＤＣによって供給される動作制御信号
ＣＣ１はオフの状態である。ただし、動作指令ＣＣが突
然変化することにより、動作制御装置はモジュラントＭ
を変えるだけでなく、信号ＣＣ２．．．、ＣＣｎ、すな
わち図８の動作例におけるＣＣ２およびＣＣ３をオンに
する。この図で示す場合、信号ＣＣ２およびＣＣ３およ
び制御モジュールＭＭＣ１ないしＭＭＣｎの動作は、充
電に供給されるパルスｉｃ２およびｉｃ３を時間におい
て同じ継続時間だけ進ませるようになっている。このよ
うな場合、制御モジュールは補正信号ＳＭ１、ＳＭ
２．．．、ＳＭｎを考慮しない。

【００７６】発生する効果を図８に示す。変換装置の出
力部に供給される平均電圧は、パルスｉｃ１およびｉｃ
２の接近により一時的に増加ＶＭＣし、次に周期の終了
時に一時的に低下し、その直後に、モジュラントの値の
変化により恒常的な増加が生じる。平均電流は増加ａｃ
ｓを示し、その後は恒常的に増大した値に留まる。全体
としては、充電における電圧および電流は周期ｐｃ４か
らすぐ、すなわち次の変換装置の切断周期を待つことな
く増加する。これにより、求める動作変更指令に対する
応答時間の節約がはかられる。

【００７７】もちろん、上記の例の場合、多くの変形形
態が可能である。制御装置ＤＣは、動作変更命令に対す
る応答について多少なりともよく考えられたプログラム
を含むことができる。たとえば、動作指令ＣＣの時間内
の各動きに、変換装置の切断周期の残りの制御パルスの
適当な移動を対応させることができる。実際、変換装置
から任意のアクチュエータに供給される場合には、変換
装置の出力部の電圧および電流は動作トルクを供給する
ため、動作制御装置ＤＣの応答は、動作変更指令を最も
よく満たすことができる電源をアクチュエータに供給す
るために、アクチュエータの特性を考慮しなければなら
ない。

【００７８】次に、図１０ないし図１３を参照して、本
発明の第二の実施形態について説明する。後に詳述する
ように、一つまたは複数のセルの第一導通状態の時間内
の位置の指令に対する変更はもはやこの第一導通状態の
進みまたは遅れに限定されず、変換装置のセルの動作順
序における変更もない。コンデンサの充電電圧が自然に
再び釣り合うのを促進するために、変換装置のセルの動
作順の変更を行う。この処理を、変換装置の段の動作の
順序を変えることなくその時間内の位置を変更する処理
の代わりとすること、あるいはその措置に付加すること
ができることを理解されたい。

【００７９】図１０は、上述の動作例にならって、動作
により、変換装置の段の数の順序にしたがいパルスが同
時に発生する時に７段の変換装置の連続する段から出さ
れるパルスＩＣ１ないしＩＣ７を、現象をよく理解させ
るために差を誇張して、示した図であり、これらのパル
スは、これら連続する段のコンデンサの充電差によって
変調される。前に説明したように、Ｖｓと呼ぶことにす
る、変換装置の出力電圧は、時間において等間隔で変位
しているこれらのパルスの和である。パルスが全て等し
ければ、出力電圧Ｖｓは一定になる。図１０は、変換装
置ｐｃｅの切断周期中、変換装置の動作周波数の二倍の
周波数（これをｆｃと呼ぶことにする。これは周期ｐｃ
ｅの逆数である）で変調が行われることを特徴とするこ
れに関する例を示す。もちろんこの変調は、多くの他の
形態をとり、変換装置ｆｃの鋸歯状周波数の倍数の周波
数において高調波を発生することもできる。より一般的
には、種々の段から出される電圧パルスの和をフーリエ
級数展開により分析することにより、図１２に示すベク
トルのように、変換装置のパルスの倍数のパルスを有す
るベクトルの和が得られることがわかる。この和は第一
の倍数、すなわちｆｃに相当する倍数に関するものであ
る。これらのベクトルＶｓ１の和は振幅が比較的小さ
い。そのことは、変動電圧差は周波数ｆｃにおいて相殺
される傾向をもつこと示している。

【００８０】図１０は、変換装置の下位スイッチの端子
における電圧を示す図であり、仮に全パルスが振幅Ｅ／
７をもっているとすると、これらは、公称点においてＥ
／７、すなわち変換装置に供給される電圧Ｅの１／７に
等しい。これらは、図示する期間のパルスに関しては、
平均電圧Ｖｓである電圧ＲＥである。

【００８１】また、図１１は図１０のパルスを示す図で
あり、パルスの順序は、同一方向の充電差を有する変換
装置の段の動作を一まとめにすることをねらいとする再
調整によって変更される。その結果、図１１でわかるよ
うに、変換装置ｆｃの動作周波数を有する波によって出
力電圧Ｖｓの変調が効果として発生する。

【００８２】また、図１３は、図１２のベクトルを示す
図であり、ベクトルの順序は、モジュールが隣接するベ
クトルを一まとめにすることをねらいとする再調整によ
って変更される。その結果、図１３でわかるように、上
述の場合と比べ振幅が増大した合計電圧Ｖｓ２が効果と
して発生する。

【００８３】図１２および図１３においてベクトルＶｓ
１またはＶｓ２が存在するのと全く同様に、図１０およ
び図１１における出力電圧Ｖｓの波動は、変換装置のコ
ンデンサの充電差を原因とする妨害電圧を有する。図１
１および図１３の再調整を行うことにある本発明は、と
くに変換装置ｆｃの鋸歯状周波数ｆｃにおいて、この妨
害電圧を増加させる。この電圧により電流が生じる限
り、この電流は、電流を生じさせる充電差が自然に散逸
する方向に、コンデンサの充電に作用する。また、再調
整が、妨害出力電圧の振幅を拡大することにある限り、
そのことは、この散逸を加速する、すなわち充電差を減
少させるのに貢献する。

【００８４】図１０ないし図１３により説明してきた再
調整は、図９に示す装置のような集中制御装置内でコン
デンサの充電電圧または差を使用して、これを比較、選
択することにより、適切な制御アルゴリズムにより簡単
に実施することができる。

【００８５】これらの処理の効果は、適合負荷ＣＲ、イ
ンダクタンス、抵抗、および、変換装置の鋸歯状周波数
ｆｃにおいて低いインピーダンスを有するあるいはほと
んどインピーダンスをもたない直列コンデンサを、図１
４に示すような図１の変換装置に補償することにより、
さらに増大する。充電Ｃの如何にかかわらず、適合負荷
ＣＲにより、変換装置の周波数ｆｃにおける妨害電圧か
ら出される電流に対し、微弱インピーダンス路が提供さ
れ、したがって、変換装置のコンデンサの充電電圧の再
均衡化が促進されることを理解されたい。

【００８６】また、変換装置の周波数ｆｃの倍数の周波
数の妨害電圧の成分に関しても同じ処理を適用すること
ができることは言うまでもない。これらの成分は、図１
３のベクトル線図と同様のベクトル線図で表わすことが
でき、とくに、図１４の適合負荷ＣＲのかたわらに補償
適合負荷を設けることにより、これらの成分に関しても
本発明を適用することができる。

【００８７】前記の説明は非限定的例として示したもの
であり、とくに数値は各適用毎に変わり得ることは明ら
かである。

【図面の簡単な説明】

【図１】公知の多段変換装置の原理略図である。

【図２】図１の多段変換装置の二段積み重ねアセンブリ
の原理略図である。

【図３】図１および図２の多段変換装置が３段を含む場
合の変換装置の動作を説明する波形の図である。

【図４】本発明を実施することができるように配置され
た図１、図２および図３の種類の多段変換装置の制御手
段の原理略図である。

【図５】変換装置のコンデンサを平均充電の維持に適用
する場合において、図２に示すような任意の多段変換装
置のセルについての、図４の配置による本発明の実施を
示す曲線である。

【図６】図４の装置内で使用することができるコンデン
サの充電電圧を評価する手段の原理図である。

【図７】多段変換装置の各コンデンサの平均充電電圧
が、スイッチが開いている時の各スイッチの端子におけ
る電圧を知ることが可能である場合の、図４の手段の一
部の変形形態の原理図である。

【図８】変換装置の時定数の短縮に適用する場合におい
て、図２に示すような任意の多段変換装置のセルについ
ての、図４の配置による本発明の実施を示す図５の曲線
と同様の曲線である。

【図９】集中制御装置を内蔵する本発明を実施すること
ができるように配置された、図１、図２および図３の種
類の多段変換装置の制御手段の、図４と同様の略図であ
る

【図１０】変換装置の切断期間において、コンデンサの
充電の大小によって変換装置の鋸歯状周波数の二倍の周
波数の出力電圧の波動が発生する場合において７段変換
装置の段が発生するパルスの、図５と同様の図である。

【図１１】種々の段の動作の再調整により、コンデンサ
の充電の大小によって発生する波動の周波数が変換装置
の鋸歯状周波数と等しくなる、図１０と同様の図であ
る。

【図１２】変換装置の鋸歯状周波数において結果として
得られる電圧が比較的小さい振幅であることを示す図１
０に示す変換装置の動作モードのベクトル図である。

【図１３】変換器の種々の段の動作のシーケンスの再調
整により、変換装置の鋸歯状周波数において結果として
得られる電圧が比較的大きな振幅であることを示す図１
１に示す変換装置の動作モードのベクトル図である。

【図１４】図１３に示す動作の場合の変換装置のコンデ
ンサの電圧の再均衡を促進するために許可充電ＣＲが付
加される図１の変換装置の略図である。

【符号の説明】

Ｃ１、Ｃ２．．．、Ｃｎ コンデンサ ＭＣＣ１、ＭＣＣ２．．．、ＭＣＣｎ 補償制御手段 ＳＭ１、ＳＭ２．．．、ＳＭｎ 変更信号 ＶＥ 電圧 ＶＥＣ１、ＶＥＣ２．．．、ＶＥＣｎ 差信号 ＶＭＯ１、ＶＭＯ２．．．、ＶＭＯｎ 平均電圧を評価
する手段

フロントページの続き (72)発明者 テイエリー・メナール フランス国、31500・トウールーズ、リ ユ・ラバ・ドウ・サビニヤツク・57 (72)発明者 ジヤン−リユツク・トマ フランス国、77810・トムリー、シユマ ン・デ・プレ・58

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電圧発生源（ＳＥ）と電流発生源（Ｃ）
   との間に、それぞれが二つのスイッチ（Ｔ１、Ｔ’
   １；、Ｔ２、Ｔ’２；．．．、Ｔｎ、Ｔ’ｎ）を有する
   制御可能な複数の通信セル（ＣＬ１、ＣＬ２．．．、Ｃ
   Ｌｎ）を含み、各二つのスイッチの一方の極が一対の上
   流側極を構成し、各スイッチの他方の極が一対の下流側
   極を構成し、上流側セルの一対の下流側極は、下流側セ
   ルの一対の上流側極に接続され、第一セル（ＣＬ１）の
   一対の上流側極が前記電流発生源（Ｃ）に接続され、最
   後のセル（ＣＬｎ）の一対の下流極が前記電圧発生源
   （ＳＥ）に接続される多段変換装置であって、前記電圧
   発生源（ＳＥ）が、セルの一対の下流側極の二つの極内
   に接続されており、役割を果たすことができるに、時最
   終セルを省くことができる場合を除き、各セルについて
   さらにコンデンサ（Ｃ１、Ｃ２．．．、Ｃｎ）と、連続
   するセルのスイッチに作用することにより、変換装置の
   公称動作を制御する制御手段とを含み、これにより、同
   一セルの二つのスイッチがそれぞれ常に反対の導通状態
   になり、その結果、前記制御手段によって供給されるセ
   ルの制御信号（ＣＴ１、ＣＴ２．．．、ＣＴｎ）に対す
   る応答として、同一セルの二つのスイッチのうちの一方
   が、連続的に第一導通状態になり、次に、周期的に反復
   される変換装置の切断期間の間、第二導通状態になり、
   その結果、同一ではあるが、変換装置の前記切断期間の
   一部の時間だけ変位したセルの制御信号に応答して、連
   続するセルのスイッチがそれぞれ同じ動作を有し、且つ
   前記期間の一部の時間だけ変位し、連続するコンデンサ
   （Ｃ１、Ｃ２．．．、Ｃｎ）がそれぞれ次第に増加する
   平均充電電圧を有し、前記セルのそれぞれに結合された
   コンデンサの公称平均充電電圧は、前記電圧発生源（Ｓ
   Ｅ）からの電圧（ＶＥ）と、セル数の逆数と、セルの列
   との積に等しく、該多段変換装置は更に指令が有り次
   第、一つまたは複数のセルの前記第一導通状態の時間に
   おける位置を変更することができるように構成された補
   償制御手段を含むことを特徴とする多段変換装置。
2. 【請求項２】 一つまたは複数のセルの前記第一導通状
   態の時間における位置の前記変更が、変換装置のセルの
   動作順序を変更することなく、該第一導通状態の進みま
   たは遅れによって行われることを特徴とする請求項１に
   記載の多段変換装置。
3. 【請求項３】 一つまたは複数のセルの前記第一導通状
   態の時間における位置の前記変更が、同一方向の充電差
   を有する変換装置の段の動作を一まとめにするための変
   換装置の切断周期中の変換装置のセルの動作の順序にお
   ける変更を含むことを特徴とする請求項１に記載の多段
   変換装置。
4. 【請求項４】 前記全体妨害成分による電流を増加させ
   るために、再均衡充電が、変換装置の鋸歯状周波数に合
   わせられた直列インピーダンス回路の形態で、前記電流
   発生源に並列に接続されることを特徴とする請求項３に
   記載の多段変換装置。
5. 【請求項５】 前記各コンデンサについて、評価された
   平均充電電圧とこのコンデンサの公称平均充電電圧との
   間に差があった場合これを確認する手段と、前記確認の
   差が少なくなる方向に変換装置の一つまたは複数のセル
   の前記第一導通状態の時間における位置を変更する補償
   制御手段とを含むことを特徴とする請求項１から４のい
   ずれか一項に記載の多段変換装置。
6. 【請求項６】 前記各コンデンサについて、評価された
   平均充電電圧とこのコンデンサの公称平均充電電圧との
   間に差があった場合これを確認する手段と、前記確認の
   差が少なくなる方向にこのコンデンサを含む変換装置の
   セルの前記第一導通状態の時間における位置を変更する
   補償制御装置とを含むことを特徴とする請求項２および
   ５に記載の多段変換装置。
7. 【請求項７】 前記差を確認する手段が、電圧発生源の
   電圧値と段の等級と段数とを受信し、変換装置の動作周
   期内の各コンデンサの公称充電電圧がどのようになるか
   を決定する手段を含み、各コンデンサの端子における前
   記評価平均電圧をこのコンデンサの前記公称充電電圧か
   ら差し引く比較手段によって、変換装置の各コンデンサ
   について前記差が確認されることを特徴とする請求項５
   に記載の多段変換装置。
8. 【請求項８】 前記各コンデンサの端子における電圧の
   評価手段が、コンデンサの二つの端子間に接続される電
   圧測定網を含むことを特徴とする請求項５に記載の多段
   変換装置。
9. 【請求項９】 前記各コンデンサの端子における電圧の
   評価手段が、各セルのスイッチの二つの端子間に接続さ
   れる電圧測定網を含むことを特徴とする請求項５に記載
   の多段変換装置。
10. 【請求項１０】 前記各コンデンサの端子における電圧
    の評価手段が、電流発生源の二つの端子間に接続される
    電圧測定網を含むことを特徴とする請求項５に記載の多
    段変換装置。
11. 【請求項１１】 それぞれの前記補償制御装置が、前記
    差信号の他、前記電流発生源によって印加される電流の
    測定値および、この各装置に結合される前記コンデンサ
    のうちの一つの容量を示す定数を受け取り、その結果、
    このコンデンサに結合されるセルの前記第一導通状態の
    時間における位置の変更を計算し、セルが、このコンデ
    ンサ内に、前記充電差を相殺するのに貢献する補償充電
    を発生することを特徴とする請求項６から１０のいずれ
    か一項に記載の多段変換装置。
12. 【請求項１２】 それぞれの前記補償制御装置が、変調
    信号も受け取り、その結果、前記補償制御装置が全て同
    様に動作し、前記電流発生源が、前記変調信号に従い変
    調された平均電圧を受け取るように、このコンデンサに
    結合されるセルの第一導通状態の継続時間を変更するこ
    とを特徴とする請求項６から１１のいずれか一項に記載
    の多段変換装置。
13. 【請求項１３】 前記補償制御手段が、後者のセルに結
    合されたコンデンサについて、隣接セル内にもたらされ
    た前記変更の効果を相殺する方向にその装置に独自の第
    一導通状態の時間内に前記位置を変更するように、それ
    ぞれの補償制御手段が、隣接する補償制御手段から、該
    補償制御手段内で設定される変更信号であって、この手
    段に結合されるセルの第一導通状態の時間内に前記位置
    にこの手段がもたらす変更を定義する変更信号を受け取
    ることを特徴とする請求項６から１１のいずれか一項に
    記載の多段変換装置。
14. 【請求項１４】 それぞれの補償制御手段が、前記差信
    号の他、前記電流発生源によって印加される電流の測定
    値、この各手段に結合される前記コンデンサのうちの一
    つの容量を示す定数、および変換装置の動作の変化指令
    を受け取り、その結果、このコンデンサに結合されるセ
    ルの前記第一導通状態の時間における位置の変更を計算
    し、セルが、前記電流発生源の端子に、前記制御を満た
    す平均電圧変化を発生することを特徴とする請求項６か
    ら１２のいずれか一項に記載の多段変換装置。