JPH1099332A - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JPH1099332A JPH1099332A JP25856996A JP25856996A JPH1099332A JP H1099332 A JPH1099332 A JP H1099332A JP 25856996 A JP25856996 A JP 25856996A JP 25856996 A JP25856996 A JP 25856996A JP H1099332 A JPH1099332 A JP H1099332A
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- circuit
- ultrasonic
- diagnostic apparatus
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- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は超音波ドプラ音の発音における充分な
方向分離性能および応答時間性能が得られる上、回路構
成が小規模な超音波診断装置を提供することを目的とす
る。 【解決手段】超音波プローブ１、送／受信回路２、直交
検波回路３、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）４及び
５、フーリエ変換器（ＦＦＴ）６、ディジタル・スキャ
ン・コンバータ（ＤＳＣ）７、モニタ８、方向分離回路
９、Ｄ／Ａ変換器１０、パワーアンプ１１及び１３、ス
ピーカ１２（左）及び１４（右）、ゼロシフト回路１５
から構成され、方向分離回路９は複素ディジタルフィル
タにより構成される。
方向分離性能および応答時間性能が得られる上、回路構
成が小規模な超音波診断装置を提供することを目的とす
る。 【解決手段】超音波プローブ１、送／受信回路２、直交
検波回路３、バンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）４及び
５、フーリエ変換器（ＦＦＴ）６、ディジタル・スキャ
ン・コンバータ（ＤＳＣ）７、モニタ８、方向分離回路
９、Ｄ／Ａ変換器１０、パワーアンプ１１及び１３、ス
ピーカ１２（左）及び１４（右）、ゼロシフト回路１５
から構成され、方向分離回路９は複素ディジタルフィル
タにより構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、超音波を生体内に
送波し、生体内の各組織からの反射波を信号処理するこ
とにより例えば血流ドプラ像あるいは血流ドプラ音等の
生体情報を得る超音波診断装置に関する。
送波し、生体内の各組織からの反射波を信号処理するこ
とにより例えば血流ドプラ像あるいは血流ドプラ音等の
生体情報を得る超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】超音波を生体内に送波し、生体内の各組
織からの反射波を受波し、この反射波を信号処理するこ
とにより例えば血流ドプラ像あるいは血流ドプラ音等の
生体情報を得る超音波診断装置は、無侵襲で、かつ造影
剤なしで軟部組織の診断ができる利点を有しており、現
在では医療の分野において広く用いられている。
織からの反射波を受波し、この反射波を信号処理するこ
とにより例えば血流ドプラ像あるいは血流ドプラ音等の
生体情報を得る超音波診断装置は、無侵襲で、かつ造影
剤なしで軟部組織の診断ができる利点を有しており、現
在では医療の分野において広く用いられている。
【０００３】図１２は上記従来例に係る超音波診断装置
の構成を示すブロック図である。この装置は、超音波プ
ローブ８０、送／受信回路８１、直交検波回路８２、バ
ンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）８３及び８５、高速フー
リエ変換器（ＦＦＴ）８６、ディジタル・スキャン・コ
ンバータ（ＤＳＣ）８７、モニタ８８、フェイズシフタ
回路を有する方向分離回路８９、パワーアンプ９０及び
９２、スピーカ９１（左）及び９２（右）から構成され
ている。
の構成を示すブロック図である。この装置は、超音波プ
ローブ８０、送／受信回路８１、直交検波回路８２、バ
ンドパス・フィルタ（ＢＰＦ）８３及び８５、高速フー
リエ変換器（ＦＦＴ）８６、ディジタル・スキャン・コ
ンバータ（ＤＳＣ）８７、モニタ８８、フェイズシフタ
回路を有する方向分離回路８９、パワーアンプ９０及び
９２、スピーカ９１（左）及び９２（右）から構成され
ている。
【０００４】超音波プローブ８０は、送／受信回路８１
から供給された駆動信号に応じて被検体に連続波又はパ
ルス波を送波し、その反射波を受波し、この反射波に応
じた電気信号を出力する。この電気信号は送／受信回路
８１に入力される。送／受信回路８１は、ディレイ加算
回路を有し、超音波プローブ８０から入力された信号に
ディレイ加算を施した後、直交検波回路８２に出力す
る。送／受信回路８１から出力されたディレイ加算後の
信号は、ｆref （０゜）およびｆref （９０゜）の二つ
のミキサーを有する直交検波回路８２により直交検波さ
れる。ｆref （０゜）のミキサーからの出力はバンドパ
ス・フィルタ８３に入力される。また、ｆref （９０
゜）のミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ８４
に出力される。
から供給された駆動信号に応じて被検体に連続波又はパ
ルス波を送波し、その反射波を受波し、この反射波に応
じた電気信号を出力する。この電気信号は送／受信回路
８１に入力される。送／受信回路８１は、ディレイ加算
回路を有し、超音波プローブ８０から入力された信号に
ディレイ加算を施した後、直交検波回路８２に出力す
る。送／受信回路８１から出力されたディレイ加算後の
信号は、ｆref （０゜）およびｆref （９０゜）の二つ
のミキサーを有する直交検波回路８２により直交検波さ
れる。ｆref （０゜）のミキサーからの出力はバンドパ
ス・フィルタ８３に入力される。また、ｆref （９０
゜）のミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ８４
に出力される。
【０００５】バンドパス・フィルタ８３及び８４は、低
周波のクラッタ成分を除去するとともに所要帯域の信号
となるように直交検波回路８２からの出力をフィルタリ
ングする。バンドパス・フィルタ８３からは実部チャネ
ル（Real-ch ）信号が出力され、バンドパス・フィルタ
８４からは虚部チャネル（Imag-ch ）信号が出力され
る。かくして複素の超音波ドプラ偏移信号が得られる。
周波のクラッタ成分を除去するとともに所要帯域の信号
となるように直交検波回路８２からの出力をフィルタリ
ングする。バンドパス・フィルタ８３からは実部チャネ
ル（Real-ch ）信号が出力され、バンドパス・フィルタ
８４からは虚部チャネル（Imag-ch ）信号が出力され
る。かくして複素の超音波ドプラ偏移信号が得られる。
【０００６】得られた超音波ドプラ偏移信号は、Ａ／Ｄ
変換器８５に供給され、また、フェイズシフタ回路を有
する方向分離回路８９に供給される。Ａ／Ｄ変換器８５
に入力された超音波ドプラ偏移信号は、ここでディジタ
ル信号に変換され、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）８６
に出力される。高速フーリエ変換器８６においては、比
較的演算精度の高い高速フーリエ変換によりディジタル
の超音波ドプラ偏移信号が周波数解析され、これにより
超音波ドプラ像が得られる。この超音波ドプラ像は、デ
ィジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）８７を介し
てモニタ８８に供給され、スペクトラム表示される。
変換器８５に供給され、また、フェイズシフタ回路を有
する方向分離回路８９に供給される。Ａ／Ｄ変換器８５
に入力された超音波ドプラ偏移信号は、ここでディジタ
ル信号に変換され、高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）８６
に出力される。高速フーリエ変換器８６においては、比
較的演算精度の高い高速フーリエ変換によりディジタル
の超音波ドプラ偏移信号が周波数解析され、これにより
超音波ドプラ像が得られる。この超音波ドプラ像は、デ
ィジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）８７を介し
てモニタ８８に供給され、スペクトラム表示される。
【０００７】一方、フェイズシフタ回路を有する方向分
離回路８９に供給された超音波ドプラ偏移信号は、上記
スペクトラム表示に対応し、順方向の信号（Forward ）
と逆方向の信号（Reverse ）とに順逆分離され、アンプ
９０および９２を介してオーディオ信号としてスピーカ
ー９１及び９２から出力される。
離回路８９に供給された超音波ドプラ偏移信号は、上記
スペクトラム表示に対応し、順方向の信号（Forward ）
と逆方向の信号（Reverse ）とに順逆分離され、アンプ
９０および９２を介してオーディオ信号としてスピーカ
ー９１及び９２から出力される。
【０００８】上記方向分離回路８９は、図１３に示すよ
うに、実部チャネル（Real-ch ）信号及び虚部チャネル
（Imag-ch ）信号からなる超音波ドプラ偏移信号を入力
し、フェイズシフタ回路１００により虚部チャネル信号
の位相を例えば９０゜偏移させる。さらに、方向分離回
路８９は、実部チャネル信号と、位相が９０゜偏移され
た虚部チャネル信号とを加減算することにより、超音波
ドプラ偏移信号を順方向の信号（Forward ）と逆方向の
信号（Reverse ）とに分離する。
うに、実部チャネル（Real-ch ）信号及び虚部チャネル
（Imag-ch ）信号からなる超音波ドプラ偏移信号を入力
し、フェイズシフタ回路１００により虚部チャネル信号
の位相を例えば９０゜偏移させる。さらに、方向分離回
路８９は、実部チャネル信号と、位相が９０゜偏移され
た虚部チャネル信号とを加減算することにより、超音波
ドプラ偏移信号を順方向の信号（Forward ）と逆方向の
信号（Reverse ）とに分離する。
【０００９】このような方向分離回路８９による方向分
離により得られる順方向および逆方向の信号は以下のよ
うに表される。まず、超音波ドプラ偏移信号（複素）
は、振幅ａにおいて周波数がωf の成分と振幅ｂにおい
て周波数が−ωr の成分の和であるとし、超音波ドプラ
偏移信号の実部チャネル（Real-ch ）成分、および虚部
チャネル（Imag-ch ）成分は次式（１）のように仮定さ
れる。
離により得られる順方向および逆方向の信号は以下のよ
うに表される。まず、超音波ドプラ偏移信号（複素）
は、振幅ａにおいて周波数がωf の成分と振幅ｂにおい
て周波数が−ωr の成分の和であるとし、超音波ドプラ
偏移信号の実部チャネル（Real-ch ）成分、および虚部
チャネル（Imag-ch ）成分は次式（１）のように仮定さ
れる。
【００１０】 Real(t) = a ・cos( ωf ・t) + b ・cos(-ωr ・t) Imag(t) = a ・sin( ωf ・t) + b ・sin(-ωr ・t) …（１） そうすると、順方向の信号（Forward ）と逆方向の信号
（Reverse ）は次式（２），（３）のようになる。
（Reverse ）は次式（２），（３）のようになる。
【００１１】 Forward(t) = a・cos( ωf ・t) + b ・cos( ωr ・t) + a・cos( ωf ・t) - b ・cos( ωr ・t) = 2a ・cos( ωf ・t) …（２） Reverse(t) = a・cos( ωf ・t) + b ・cos( ωr ・t) - a・cos( ωf ・t) + b ・cos( ωr ・t) = 2b ・cos( ωr ・t) …（３） ところで、上記したような方向分離の原理に基づく従来
の超音波診断装置においては、次のような問題点があ
る。
の超音波診断装置においては、次のような問題点があ
る。
【００１２】上記方向分離回路のフェイズシフタ回路１
００は、複数のオールパス・フィルタがカスケード接続
されたアナログ回路から構成されるため、回路構成が大
規模になるという問題がある。また、図１４に示すよう
に帯域によっては分離度が低下し、充分な方向分離性能
が得られないという問題がある。また、アナログ回路の
ため煩雑な調整を要しコスト面からも不利な点を有して
いる。
００は、複数のオールパス・フィルタがカスケード接続
されたアナログ回路から構成されるため、回路構成が大
規模になるという問題がある。また、図１４に示すよう
に帯域によっては分離度が低下し、充分な方向分離性能
が得られないという問題がある。また、アナログ回路の
ため煩雑な調整を要しコスト面からも不利な点を有して
いる。
【００１３】ところで、本発明と同一出願人の出願に係
る特開平２−１９８５４２号公報に記載の超音波診断装
置がある。この装置は血流ドプラのＦＦＴ（高速フーリ
エ変換）像の再生時においてドプラ音を再生するもので
ある。この装置には次のような欠点がある。すなわち、
上記ＦＦＴのサンプルレートはパルスレート繰り返し周
波数（ＰＲＦ）単位であるため、ドプラ音の合成時にお
いて、そのトーンをライブに一致させることが困難であ
るという欠点がある。また、フーリエ変換処理およびパ
ワー計算処理を完了したのちに発音する構成であるの
で、処理時間の観点から応答性が悪いという欠点があ
る。
る特開平２−１９８５４２号公報に記載の超音波診断装
置がある。この装置は血流ドプラのＦＦＴ（高速フーリ
エ変換）像の再生時においてドプラ音を再生するもので
ある。この装置には次のような欠点がある。すなわち、
上記ＦＦＴのサンプルレートはパルスレート繰り返し周
波数（ＰＲＦ）単位であるため、ドプラ音の合成時にお
いて、そのトーンをライブに一致させることが困難であ
るという欠点がある。また、フーリエ変換処理およびパ
ワー計算処理を完了したのちに発音する構成であるの
で、処理時間の観点から応答性が悪いという欠点があ
る。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】そこで本発明の目的
は、超音波ドプラ音の発音における充分な方向分離性能
および応答時間性能が得られる上、回路構成が小規模な
超音波診断装置を提供することにある。
は、超音波ドプラ音の発音における充分な方向分離性能
および応答時間性能が得られる上、回路構成が小規模な
超音波診断装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し目的を
達成するために本発明の超音波診断装置は次のような手
段を用いている。 （１）本発明の超音波診断装置は、被検体に超音波を送
波し、その反射波を受波することにより超音波ドプラ偏
移信号を収集する収集手段と、前記収集手段により得ら
れた超音波ドプラ偏移信号を順方向の信号と逆方向の信
号とに分離する複素ディジタルフィルタから構成される
分離手段と、前記分離手段から出力された正方向の信号
および逆方向の信号に応じて超音波ドプラ音を発する発
音手段と、を具備する。 （２）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の
装置であって、且つ前記分離手段の複素ディジタルフィ
ルタは、非再帰型フィルタから構成されることを特徴と
する。 （３）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の
装置であって、且つ前記分離手段の複素ディジタルフィ
ルタは、再帰型フィルタから構成されることを特徴とす
る。 （４）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の
装置であって、且つ前記収集手段により収集された超音
波ドプラ偏移信号の波形がスペクトラム表示上における
折返しにより不連続波形となるのを防止する零シフト手
段をさらに具備し、前記分離手段は、前記零シフト手段
の零シフトに連動することを特徴とする。
達成するために本発明の超音波診断装置は次のような手
段を用いている。 （１）本発明の超音波診断装置は、被検体に超音波を送
波し、その反射波を受波することにより超音波ドプラ偏
移信号を収集する収集手段と、前記収集手段により得ら
れた超音波ドプラ偏移信号を順方向の信号と逆方向の信
号とに分離する複素ディジタルフィルタから構成される
分離手段と、前記分離手段から出力された正方向の信号
および逆方向の信号に応じて超音波ドプラ音を発する発
音手段と、を具備する。 （２）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の
装置であって、且つ前記分離手段の複素ディジタルフィ
ルタは、非再帰型フィルタから構成されることを特徴と
する。 （３）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の
装置であって、且つ前記分離手段の複素ディジタルフィ
ルタは、再帰型フィルタから構成されることを特徴とす
る。 （４）本発明の超音波診断装置は、上記（１）に記載の
装置であって、且つ前記収集手段により収集された超音
波ドプラ偏移信号の波形がスペクトラム表示上における
折返しにより不連続波形となるのを防止する零シフト手
段をさらに具備し、前記分離手段は、前記零シフト手段
の零シフトに連動することを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施形態を説明する。 （第１実施形態）図１は本発明の第１実施形態に係る超
音波診断装置の概略構成を示すブロック図である。本実
施形態の超音波診断装置は、超音波プローブ１、送／受
信回路２、直交検波回路３、バンドパス・フィルタ（Ｂ
ＰＦ）４及び５、フーリエ変換器（ＦＦＴ）６、ディジ
タル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）７、モニタ８、
方向分離回路９、Ｄ／Ａ変換器１０、パワーアンプ１１
及び１３、スピーカ１２（左）及び１４（右）、ゼロシ
フト回路１５から構成されている。
の実施形態を説明する。 （第１実施形態）図１は本発明の第１実施形態に係る超
音波診断装置の概略構成を示すブロック図である。本実
施形態の超音波診断装置は、超音波プローブ１、送／受
信回路２、直交検波回路３、バンドパス・フィルタ（Ｂ
ＰＦ）４及び５、フーリエ変換器（ＦＦＴ）６、ディジ
タル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）７、モニタ８、
方向分離回路９、Ｄ／Ａ変換器１０、パワーアンプ１１
及び１３、スピーカ１２（左）及び１４（右）、ゼロシ
フト回路１５から構成されている。
【００１７】超音波プローブ１は、送／受信回路２から
供給された駆動信号に応じて被検体に連続波又はパルス
波を送波し、その反射波を受波し、この反射波に応じた
電気信号を出力する。送／受信回路２は、ディレイ加算
回路を有し、超音波プローブ１から出力された電気信号
にディレイ加算を施した後、直交検波回路３に出力す
る。送／受信回路２から出力されたディレイ加算後の信
号は、ｆref （０゜）およびｆref （９０゜）の二つの
ミキサーを有する直交検波回路３により直交検波され
る。ｆref （０゜）のミキサーからの出力はバンドパス
・フィルタ４に入力される。また、ｆref （９０゜）の
ミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ５に出力さ
れる。
供給された駆動信号に応じて被検体に連続波又はパルス
波を送波し、その反射波を受波し、この反射波に応じた
電気信号を出力する。送／受信回路２は、ディレイ加算
回路を有し、超音波プローブ１から出力された電気信号
にディレイ加算を施した後、直交検波回路３に出力す
る。送／受信回路２から出力されたディレイ加算後の信
号は、ｆref （０゜）およびｆref （９０゜）の二つの
ミキサーを有する直交検波回路３により直交検波され
る。ｆref （０゜）のミキサーからの出力はバンドパス
・フィルタ４に入力される。また、ｆref （９０゜）の
ミキサーからの出力はバンドパス・フィルタ５に出力さ
れる。
【００１８】バンドパス・フィルタ４及び５は、低周波
のクラッタ成分を除去するとともに所要帯域の信号とな
るように直交検波回路３からの出力をフィルタリングす
る。バンドパス・フィルタ４からは実部チャネル（Real
-ch ）信号が出力され、バンドパス・フィルタ５からは
虚部チャネル（Imag-ch ）信号が出力される。かくして
複素の超音波ドプラ偏移信号が得られる。なお、本実施
形態においては、上記超音波ドプラ偏移信号はディジタ
ル信号として得られるように構成されている。
のクラッタ成分を除去するとともに所要帯域の信号とな
るように直交検波回路３からの出力をフィルタリングす
る。バンドパス・フィルタ４からは実部チャネル（Real
-ch ）信号が出力され、バンドパス・フィルタ５からは
虚部チャネル（Imag-ch ）信号が出力される。かくして
複素の超音波ドプラ偏移信号が得られる。なお、本実施
形態においては、上記超音波ドプラ偏移信号はディジタ
ル信号として得られるように構成されている。
【００１９】得られた超音波ドプラ偏移信号は、高速フ
ーリエ変換器（ＦＦＴ）５に供給され、また方向分離回
路９に供給される。高速フーリエ変換器５においては、
比較的演算精度の高い高速フーリエ変換によりディジタ
ルの超音波ドプラ偏移信号が周波数解析され、これによ
り超音波ドプラ像が得られる。この超音波ドプラ像は、
ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）７を介し
てモニタ８に供給され、スペクトラム表示される。
ーリエ変換器（ＦＦＴ）５に供給され、また方向分離回
路９に供給される。高速フーリエ変換器５においては、
比較的演算精度の高い高速フーリエ変換によりディジタ
ルの超音波ドプラ偏移信号が周波数解析され、これによ
り超音波ドプラ像が得られる。この超音波ドプラ像は、
ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ）７を介し
てモニタ８に供給され、スペクトラム表示される。
【００２０】一方、方向分離回路９に供給された超音波
ドプラ偏移信号は、上記スペクトラム表示に対応し、順
方向の信号（Forward ）と逆方向の信号（Reverse ）と
に順逆分離され、Ｄ／Ａ変換器１０によりアナログ信号
に変換された後、パワーアンプ１１および１３を介して
オーディオ信号としてスピーカー１２（左）及び１４
（右）から出力される。
ドプラ偏移信号は、上記スペクトラム表示に対応し、順
方向の信号（Forward ）と逆方向の信号（Reverse ）と
に順逆分離され、Ｄ／Ａ変換器１０によりアナログ信号
に変換された後、パワーアンプ１１および１３を介して
オーディオ信号としてスピーカー１２（左）及び１４
（右）から出力される。
【００２１】上記方向分離回路９は、オーディオの方向
分離のための複素ディジタルフィルタから構成され、図
２に示すように、複素直交検波によって得られた実部チ
ャネル（Real-ch ）信号及び虚部チャネル（Imag-ch ）
信号からなる超音波ドプラ偏移信号と、ゼロシフト回路
１５からのゼロシフト量とを入力し、オーディオの方向
分離を実行し、順方向の信号（Forward ）と逆方向の信
号（Reverse ）とを出力するものである。また、ここで
は、上記複素ディジタルフィルタは、二次のＩＩＲ成分
およびＦＩＲ成分を含む複素ＩＩＲ（非再帰型）フィル
タからなる。なお、フィルタの次数は二次に限定され
ず、例えば四次あるいは六次であっても良い。ちなみ
に、フィルタの次数を上げることにより肩特性が急峻と
なり、したがってより高い方向分離能を実現可能とな
る。
分離のための複素ディジタルフィルタから構成され、図
２に示すように、複素直交検波によって得られた実部チ
ャネル（Real-ch ）信号及び虚部チャネル（Imag-ch ）
信号からなる超音波ドプラ偏移信号と、ゼロシフト回路
１５からのゼロシフト量とを入力し、オーディオの方向
分離を実行し、順方向の信号（Forward ）と逆方向の信
号（Reverse ）とを出力するものである。また、ここで
は、上記複素ディジタルフィルタは、二次のＩＩＲ成分
およびＦＩＲ成分を含む複素ＩＩＲ（非再帰型）フィル
タからなる。なお、フィルタの次数は二次に限定され
ず、例えば四次あるいは六次であっても良い。ちなみ
に、フィルタの次数を上げることにより肩特性が急峻と
なり、したがってより高い方向分離能を実現可能とな
る。
【００２２】図３〜図５は、この複素ＩＩＲフィルタを
構成する伝達関数を示す図である。なおωS は複素ディ
ジタルフィルタにおけるサンプリング角周波数である。
図３は、上記複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）の
周波数特性を示す図である。Ｈ（Ｚ）は、帯域幅として
約ωS/2 のローパス・フィルタ（ＬＰＦ）を想定する。
図４は、上記複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｆ（Ｚ）
の周波数特性、図５は、伝達関数Ｈｒ（Ｚ）をそれぞれ
示す図である。Ｈｆ（Ｚ）は、Ｚを＋ωS/4 だけ周波数
偏移（シフト）させるための伝達関数であり、Ｈｒ
（Ｚ）は、Ｚを−ωS/4 だけ周波数偏移（シフト）させ
るための伝達関数である。ここで、図３から図４への変
換は、Ｚ＝exp(j * ω) をＺ＝exp(j * ( ω- π/2) に
する。また図３から図５への変換は、Ｚ＝exp(j * ω)
をＺ＝exp(j * ( ω+ π/2) にする。これらの変換は上
記ゼロシフト回路１５からのゼロシフト量に応じて可変
とする。これにより表示スペクトラムに連動したオーデ
ィオのゼロシフトが実現可能となる。ちなみに、上述し
たようにフィルタの次数を上げた場合、±ωＳ／２付近
の肩特性が急峻となり、高い方向分離能を実現可能とな
る。
構成する伝達関数を示す図である。なおωS は複素ディ
ジタルフィルタにおけるサンプリング角周波数である。
図３は、上記複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）の
周波数特性を示す図である。Ｈ（Ｚ）は、帯域幅として
約ωS/2 のローパス・フィルタ（ＬＰＦ）を想定する。
図４は、上記複素ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｆ（Ｚ）
の周波数特性、図５は、伝達関数Ｈｒ（Ｚ）をそれぞれ
示す図である。Ｈｆ（Ｚ）は、Ｚを＋ωS/4 だけ周波数
偏移（シフト）させるための伝達関数であり、Ｈｒ
（Ｚ）は、Ｚを−ωS/4 だけ周波数偏移（シフト）させ
るための伝達関数である。ここで、図３から図４への変
換は、Ｚ＝exp(j * ω) をＺ＝exp(j * ( ω- π/2) に
する。また図３から図５への変換は、Ｚ＝exp(j * ω)
をＺ＝exp(j * ( ω+ π/2) にする。これらの変換は上
記ゼロシフト回路１５からのゼロシフト量に応じて可変
とする。これにより表示スペクトラムに連動したオーデ
ィオのゼロシフトが実現可能となる。ちなみに、上述し
たようにフィルタの次数を上げた場合、±ωＳ／２付近
の肩特性が急峻となり、高い方向分離能を実現可能とな
る。
【００２３】図６は、上記複素ＩＩＲフィルタの具体例
に係り、そのアルゴリズム構成を示すブロック図であ
る。ここでは、二次のＩＩＲ成分およびＦＩＲ成分を含
む複素ＩＩＲフィルタとして、バイカッド型（ＢＩＱＵ
ＡＤ）フィルタが採用されている。図６において、５０
は加算器、５１及び５２はデータレジスタ、５３は係数
乗算器、５４は係数乗算後に符号反転する乗算器であ
る。伝達関数Ｈ（Ｚ）、Ｈｆ（Ｚ）、Ｈｒ（Ｚ）は、次
式（４）〜（６）によって表される。
に係り、そのアルゴリズム構成を示すブロック図であ
る。ここでは、二次のＩＩＲ成分およびＦＩＲ成分を含
む複素ＩＩＲフィルタとして、バイカッド型（ＢＩＱＵ
ＡＤ）フィルタが採用されている。図６において、５０
は加算器、５１及び５２はデータレジスタ、５３は係数
乗算器、５４は係数乗算後に符号反転する乗算器であ
る。伝達関数Ｈ（Ｚ）、Ｈｆ（Ｚ）、Ｈｒ（Ｚ）は、次
式（４）〜（６）によって表される。
【００２４】
【数１】 また、複素のＨｆ（Ｚ）のループおよび複素のＨｒ
（Ｚ）のループは、次式（７）および（８）に示され
る。
（Ｚ）のループは、次式（７）および（８）に示され
る。
【００２５】
【数２】
【００２６】このような本実施形態によれば、図７の特
性曲線Ａで示されるような方向分離性能が得られる。こ
れは、同図に示される従来例の特性曲線Ｂに比較し、所
要の帯域において充分な分離性能を示すものである。
性曲線Ａで示されるような方向分離性能が得られる。こ
れは、同図に示される従来例の特性曲線Ｂに比較し、所
要の帯域において充分な分離性能を示すものである。
【００２７】図８は、スペクトラム表示上における零シ
フトを示している。図８の左側の表示例では、スペクト
ラムの一部が画面上部から画面下部に折返り、これによ
り不連続波形となっている。この場合、ゼロシフト回路
１５により算出されたゼロシフト量に応じて図８の右側
の表示例に示すように、「０」の位置が画面下方に下が
り、これにより上記折返しによる波形の不連続性が防止
され、観察者は、連続波形を観察できる。そして、本実
施形態によれば、ゼロシフト回路１５により算出された
ゼロシフト量に応じたオーディオの方向分離、すなわち
オーディオのゼロ（零） シフトが行われる。
フトを示している。図８の左側の表示例では、スペクト
ラムの一部が画面上部から画面下部に折返り、これによ
り不連続波形となっている。この場合、ゼロシフト回路
１５により算出されたゼロシフト量に応じて図８の右側
の表示例に示すように、「０」の位置が画面下方に下が
り、これにより上記折返しによる波形の不連続性が防止
され、観察者は、連続波形を観察できる。そして、本実
施形態によれば、ゼロシフト回路１５により算出された
ゼロシフト量に応じたオーディオの方向分離、すなわち
オーディオのゼロ（零） シフトが行われる。
【００２８】以上説明したように、第１実施形態によれ
ば、方向分離回路９が複素ＩＩＲフィルタからなる複素
ディジタルフィルタを用いて構成されているので、帯域
によらず充分な分離性能および応答時間性能が得られる
上、回路構成を比較的小規模にできる。また、アナログ
回路のような煩雑な調整は不要である。さらに、血流ド
プラ像のスペクトラム表示に対応したオーディオ零シフ
トが実現されるため、より高精度の血流ドプラ音が得ら
れる。
ば、方向分離回路９が複素ＩＩＲフィルタからなる複素
ディジタルフィルタを用いて構成されているので、帯域
によらず充分な分離性能および応答時間性能が得られる
上、回路構成を比較的小規模にできる。また、アナログ
回路のような煩雑な調整は不要である。さらに、血流ド
プラ像のスペクトラム表示に対応したオーディオ零シフ
トが実現されるため、より高精度の血流ドプラ音が得ら
れる。
【００２９】（第２実施形態）第２実施形態は第１実施
形態の変形に係る。すなわち第１実施形態の方向分離回
路９は複素ＩＩＲフィルタからなる複素ディジタルフィ
ルタを用いて構成されるのに対し、第２実施形態の方向
分離回路９は、一般的なＦＩＲ（再帰型）フィルタから
なる複素ディジタルフィルタを用いて構成される。な
お、方向分離回路９以外の構成要素については第１実施
形態と同様である。
形態の変形に係る。すなわち第１実施形態の方向分離回
路９は複素ＩＩＲフィルタからなる複素ディジタルフィ
ルタを用いて構成されるのに対し、第２実施形態の方向
分離回路９は、一般的なＦＩＲ（再帰型）フィルタから
なる複素ディジタルフィルタを用いて構成される。な
お、方向分離回路９以外の構成要素については第１実施
形態と同様である。
【００３０】図９は、本発明の第２実施形態に係る超音
波診断装置の複素ＦＩＲフィルタによる方向分離の原理
を示す説明図である。なお、図９においてωS は複素デ
ィジタルフィルタのサンプリング角周波数とする。
波診断装置の複素ＦＩＲフィルタによる方向分離の原理
を示す説明図である。なお、図９においてωS は複素デ
ィジタルフィルタのサンプリング角周波数とする。
【００３１】Ｈｆ（Ｚ）は、第１の周波数領域（０〜ω
S/2 ）、すなわち順方向信号のフィルタ特性を示してい
る。このＨｆ（Ｚ）に対し、複素の逆ＦＦＴを行ない、
これにより複素の時間領域信号CFowreal(t) ，CFowimag
(t) を得る。なお、周波数領域０〜＋ωS/2 の通過域を
有する関数の逆フーリエ変換は、例えば次式（９）に従
って行えば良い。
S/2 ）、すなわち順方向信号のフィルタ特性を示してい
る。このＨｆ（Ｚ）に対し、複素の逆ＦＦＴを行ない、
これにより複素の時間領域信号CFowreal(t) ，CFowimag
(t) を得る。なお、周波数領域０〜＋ωS/2 の通過域を
有する関数の逆フーリエ変換は、例えば次式（９）に従
って行えば良い。
【００３２】
【数３】
【００３３】上記変換後、複素の時間領域信号CFowreal
(t) ，CFowimag(t) のそれぞれに窓関数W(t)を掛けて、
次式（１０）に示すように順方向信号に関する離散時間
領域の複素係数列CFreal( τ) ，CFimag( τ) を得る。
窓関数W(t)としては、ハミングあるいはブラックマン
等、スペクトラムのサイドロープを落とすものが用いら
れる。
(t) ，CFowimag(t) のそれぞれに窓関数W(t)を掛けて、
次式（１０）に示すように順方向信号に関する離散時間
領域の複素係数列CFreal( τ) ，CFimag( τ) を得る。
窓関数W(t)としては、ハミングあるいはブラックマン
等、スペクトラムのサイドロープを落とすものが用いら
れる。
【００３４】
【数４】
【００３５】続いて、図１０に示すように、第２の周波
数領域（−ωS/2 〜０）、すなわち逆方向信号のフィル
タを想定し、上記順方向信号の場合と同様に逆ＦＦＴし
て窓関数を掛けることにより逆方向信号に関する離散時
間領域の複素係数列を得る。なお図１０においては、図
９で図示した複素の時間領域信号および離散時間領域の
複素係数列は省略されている。
数領域（−ωS/2 〜０）、すなわち逆方向信号のフィル
タを想定し、上記順方向信号の場合と同様に逆ＦＦＴし
て窓関数を掛けることにより逆方向信号に関する離散時
間領域の複素係数列を得る。なお図１０においては、図
９で図示した複素の時間領域信号および離散時間領域の
複素係数列は省略されている。
【００３６】まずＨｒ（Ｚ）は、第２の周波数領域（−
ωS/2 〜０）、すなわち逆方向信号のフィルタ特性を示
している。このＨｒ（Ｚ）に対し、複素の逆ＦＦＴを行
ない、これにより複素の時間領域信号CRevreal(t) ，CR
evimag(t) を得る。周波数領域−ωS/2 〜０の通過域を
有する関数の逆フーリエ変換は、例えば次式（１１）に
従って行えば良い。
ωS/2 〜０）、すなわち逆方向信号のフィルタ特性を示
している。このＨｒ（Ｚ）に対し、複素の逆ＦＦＴを行
ない、これにより複素の時間領域信号CRevreal(t) ，CR
evimag(t) を得る。周波数領域−ωS/2 〜０の通過域を
有する関数の逆フーリエ変換は、例えば次式（１１）に
従って行えば良い。
【００３７】
【数５】
【００３８】上記変換後、複素の時間領域信号CRevreal
(t) ，CRevimag(t) のそれぞれに窓関数W(t)を掛けて、
次式（１２）に示すように逆方向信号に関する離散時間
領域の複素係数列CRreal( τ) ，CRimag( τ) を得る。
窓関数W(t)としては、ハミングあるいはブラックマン
等、スペクトラムのサイドロープを落とすものが用いら
れる。
(t) ，CRevimag(t) のそれぞれに窓関数W(t)を掛けて、
次式（１２）に示すように逆方向信号に関する離散時間
領域の複素係数列CRreal( τ) ，CRimag( τ) を得る。
窓関数W(t)としては、ハミングあるいはブラックマン
等、スペクトラムのサイドロープを落とすものが用いら
れる。
【００３９】
【数６】
【００４０】かくして、順方向信号の帯域および逆方向
信号の帯域のそれぞれについて離散時間領域の複素係数
列が得られる。図１１は、上記方向分離原理の具体例に
係り、複素ＦＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブ
ロック図である。この複素ＦＩＲフィルタは、上記のよ
うにして求めた離散時間領域の複素係数例に対する時間
軸上の複素コンボリューション（畳込み積分）を実現す
るコンボリューション・フィルタを構成する。なお、こ
のフィルタのタップ数はｎとする。
信号の帯域のそれぞれについて離散時間領域の複素係数
列が得られる。図１１は、上記方向分離原理の具体例に
係り、複素ＦＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブ
ロック図である。この複素ＦＩＲフィルタは、上記のよ
うにして求めた離散時間領域の複素係数例に対する時間
軸上の複素コンボリューション（畳込み積分）を実現す
るコンボリューション・フィルタを構成する。なお、こ
のフィルタのタップ数はｎとする。
【００４１】次式（１３）および（１４）は上記アルゴ
リズムの計算式である。次式（１３）によれば、順方向
の信号Forward(t)が得られる。また次式（１４）によれ
ば、逆方向の信号Reverse(t)が得られる。
リズムの計算式である。次式（１３）によれば、順方向
の信号Forward(t)が得られる。また次式（１４）によれ
ば、逆方向の信号Reverse(t)が得られる。
【００４２】
【数７】
【００４３】ところで、順方向信号の複素係数列の各
々、そして逆方向信号の複素係数列の各々からなる４タ
ームのコンボリューション演算は所要計算量が膨大とな
る。このため、本実施形態においては、順方向信号の実
部チャネル成分および逆方向信号の実部チャネル成分の
みについて上記コンボリューション演算を行うように構
成されている。
々、そして逆方向信号の複素係数列の各々からなる４タ
ームのコンボリューション演算は所要計算量が膨大とな
る。このため、本実施形態においては、順方向信号の実
部チャネル成分および逆方向信号の実部チャネル成分の
みについて上記コンボリューション演算を行うように構
成されている。
【００４４】以上説明したように、第２実施形態によれ
ば、方向分離回路９がＦＩＲフィルタからなる複素ディ
ジタルフィルタによって構成されているので、第１実施
形態と同様に、帯域によらず充分な分離性能および応答
時間性能が得られる上、回路構成を比較的小規模にでき
る。また、アナログ回路のような煩雑な調整は不要であ
る。さらに、血流ドプラ像のスペクトラム表示に対応し
たオーディオ零シフトが実現されるため、より高精度の
血流ドプラ音が得られる。
ば、方向分離回路９がＦＩＲフィルタからなる複素ディ
ジタルフィルタによって構成されているので、第１実施
形態と同様に、帯域によらず充分な分離性能および応答
時間性能が得られる上、回路構成を比較的小規模にでき
る。また、アナログ回路のような煩雑な調整は不要であ
る。さらに、血流ドプラ像のスペクトラム表示に対応し
たオーディオ零シフトが実現されるため、より高精度の
血流ドプラ音が得られる。
【００４５】なお、本発明は上述した実施形態に限定さ
れず、種々変形して実施可能である。例えば上記第１、
第２実施形態においては、方向分離回路をＩＩＲフィル
タ、ＦＩＲフィルタを用いて構成する場合について説明
したが、これらに限定されることはなく、その他のディ
ジタルフィルタによっても実現可能である。
れず、種々変形して実施可能である。例えば上記第１、
第２実施形態においては、方向分離回路をＩＩＲフィル
タ、ＦＩＲフィルタを用いて構成する場合について説明
したが、これらに限定されることはなく、その他のディ
ジタルフィルタによっても実現可能である。
【００４６】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、超
音波ドプラ音の発音における充分な方向分離性能および
応答時間性能が得られる上、回路構成が小規模な超音波
診断装置を提供できる。
音波ドプラ音の発音における充分な方向分離性能および
応答時間性能が得られる上、回路構成が小規模な超音波
診断装置を提供できる。
【図１】本発明の第１実施形態に係る超音波診断装置の
概略構成を示すブロック図。
概略構成を示すブロック図。
【図２】上記第１実施形態に係る超音波診断装置のオー
ディオの方向分離原理の説明図。
ディオの方向分離原理の説明図。
【図３】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素
ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）の周波数特性を示す
図。
ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）の周波数特性を示す
図。
【図４】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素
ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｆ（Ｚ）の周波数特性を示
す図。
ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｆ（Ｚ）の周波数特性を示
す図。
【図５】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素
ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｒ（Ｚ）を示す図。
ＩＩＲフィルタの伝達関数Ｈｒ（Ｚ）を示す図。
【図６】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の複素
ＩＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブロック図。
ＩＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブロック図。
【図７】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の方向
分離回路の方向分離特性を示す図。
分離回路の方向分離特性を示す図。
【図８】上記第１実施形態に係る超音波診断装置の零シ
フトを示す説明図。
フトを示す説明図。
【図９】本発明の第２実施形態に係る超音波診断装置の
複素ＦＩＲフィルタによる方向分離の原理を示す説明
図。
複素ＦＩＲフィルタによる方向分離の原理を示す説明
図。
【図１０】上記第２実施形態に係る超音波診断装置の複
素ＦＩＲフィルタによる方向分離原理を示す説明図。
素ＦＩＲフィルタによる方向分離原理を示す説明図。
【図１１】上記第２実施形態に係る超音波診断装置の複
素ＦＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブロック
図。
素ＦＩＲフィルタのアルゴリズム構成を示すブロック
図。
【図１２】従来例に係る超音波診断装置の概略構成を示
すブロック図。
すブロック図。
【図１３】従来例に係る超音波診断装置の方向分離回路
の構成を示すブロック図。
の構成を示すブロック図。
【図１４】従来例に係る超音波診断装置の方向分離回路
の方向分離特性を示す図。
の方向分離特性を示す図。
１…超音波プローブ ２…送／受信回路 ３…直交検波回路 ４，５…バンドパス・フィルタ ６…高速フーリエ変換器（ＦＦＴ） ７…ディジタル・スキャン・コンバータ（ＤＳＣ） ８…モニタ ９…方向分離回路 １０…Ｄ／Ａ変換器 １１，１３…パワーアンプ １２，１４…スピーカ １５…ゼロシフト回路
Claims (4)
- 【請求項１】 被検体に超音波を送波し、その反射波を
受波することにより超音波ドプラ偏移信号を収集する収
集手段と、 前記収集手段により得られた超音波ドプラ偏移信号を順
方向の信号と逆方向の信号とに分離する複素ディジタル
フィルタから構成される分離手段と、 前記分離手段から出力された正方向の信号および逆方向
の信号に応じて超音波ドプラ音を発する発音手段と、 を具備することを特徴とする超音波診断装置。 - 【請求項２】 前記分離手段の複素ディジタルフィルタ
は、非再帰型フィルタから構成されることを特徴とする
請求項１に記載の超音波診断装置。 - 【請求項３】 前記分離手段の複素ディジタルフィルタ
は、再帰型フィルタから構成されることを特徴とする請
求項１に記載の超音波診断装置。 - 【請求項４】 前記収集手段により収集された超音波ド
プラ偏移信号の波形がスペクトラム表示上における折返
しにより不連続波形となるのを防止する零シフト手段を
さらに具備し、 前記分離手段は、前記零シフト手段の零シフトに連動す
ることを特徴とする請求項１に記載の超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25856996A JP3746113B2 (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25856996A JP3746113B2 (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1099332A true JPH1099332A (ja) | 1998-04-21 |
| JP3746113B2 JP3746113B2 (ja) | 2006-02-15 |
Family
ID=17322071
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25856996A Expired - Fee Related JP3746113B2 (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3746113B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005037104A1 (ja) * | 2003-10-17 | 2005-04-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 超音波ドプラ血流測定装置 |
| JP2011098022A (ja) * | 2009-11-05 | 2011-05-19 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 超音波診断装置 |
| JP2017086292A (ja) * | 2015-11-06 | 2017-05-25 | コニカミノルタ株式会社 | 超音波画像診断装置 |
| JP2022136809A (ja) * | 2021-03-08 | 2022-09-21 | 日本無線株式会社 | レーダ速度算出装置及びレーダ速度算出プログラム |
| CN116983004A (zh) * | 2022-01-18 | 2023-11-03 | 武汉联影医疗科技有限公司 | 一种超声成像的滤波方法和系统 |
| JP2023178079A (ja) * | 2022-06-03 | 2023-12-14 | キヤノンメディカルシステムズ株式会社 | 超音波画像処理装置 |
-
1996
- 1996-09-30 JP JP25856996A patent/JP3746113B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005037104A1 (ja) * | 2003-10-17 | 2005-04-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 超音波ドプラ血流測定装置 |
| JPWO2005037104A1 (ja) * | 2003-10-17 | 2007-11-22 | 松下電器産業株式会社 | 超音波ドプラ血流測定装置 |
| CN100443056C (zh) * | 2003-10-17 | 2008-12-17 | 松下电器产业株式会社 | 超声波多普勒血流测定装置 |
| JP4562656B2 (ja) * | 2003-10-17 | 2010-10-13 | パナソニック株式会社 | 超音波ドプラ血流測定装置 |
| US7946991B2 (en) | 2003-10-17 | 2011-05-24 | Panasonic Corporation | Ultrasonic doppler blood flow measuring device |
| JP2011098022A (ja) * | 2009-11-05 | 2011-05-19 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | 超音波診断装置 |
| JP2017086292A (ja) * | 2015-11-06 | 2017-05-25 | コニカミノルタ株式会社 | 超音波画像診断装置 |
| JP2022136809A (ja) * | 2021-03-08 | 2022-09-21 | 日本無線株式会社 | レーダ速度算出装置及びレーダ速度算出プログラム |
| CN116983004A (zh) * | 2022-01-18 | 2023-11-03 | 武汉联影医疗科技有限公司 | 一种超声成像的滤波方法和系统 |
| JP2023178079A (ja) * | 2022-06-03 | 2023-12-14 | キヤノンメディカルシステムズ株式会社 | 超音波画像処理装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3746113B2 (ja) | 2006-02-15 |
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