JPH11103251A - 補正回路付き周波数シンセサイザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】リップル電流を正確に補償できる周波数シンセ
サイザを提供する。 【解決手段】本発明の周波数シンセサイザ１では、チャ
ージポンプ回路３５が出力する制御信号に、補償回路３
７が出力する補償電流を重畳し、リップル電流をキャン
セルする際、補正回路１０から入力される基準電圧に従
って、補償電流の電流量が変化するように構成されてい
る。リップル電流の電流量はチャージポンプ回路３５の
出力電流量に比例するので、基準電圧の大きさが、出力
電流量の変化に応じて変化するように構成しておくと、
補償電流の電荷量が、リップル電流の電荷量の変化に追
随し、正確にキャンセルできるようになる。リップル電
流の生成が第１のコンデンサ４６の充放電で行われてい
る場合、基準電圧の生成を、出力電流で第２のコンデン
サ２３を充電又は放電させて行うと、容量変動の影響も
なくなり、正確にキャンセルできるようになる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は周波数シンセサイザ
の技術分野にかかり、特に、リップル電流を正確に補償
できる周波数シンセサイザに関する。

【０００２】

【従来の技術】セルラー電話機は周波数マルチチャネル
アクセス方式であり、使用周波数を空きチャネルに移行
させるために、高速ロックアップが可能な周波数シンセ
サイザが必要となる。

【０００３】図５の符号１０１は、そのような周波数シ
ンセサイザの従来技術のものであり、分数分周方式のＰ
ＬＬ回路が用いられている。

【０００４】この周波数シンセサイザ１０１は、セルラ
ー電話機の送受信回路を構成する半導体集積回路装置内
に設けられており、発振器１３１、分周器１３２、基準
クロック信号発生器１３３、位相比較器１３４、チャー
ジポンプ回路１３５、ローパスフィルタ１３６、補償回
路１３７、制御回路１３８を有している。発振器１３１
は、外部信号ＯＵＴを出力しており、その外部信号ＯＵ
Ｔは、分周器１３２と、この周波数シンセサイザ１０１
が設けられた半導体集積回路装置内の他の回路とに入力
されている。

【０００５】分周器１３２は、入力された外部出力信号
ＯＵＴを分周し、比較信号を生成し、位相比較器１３４
に出力しており、該位相比較器１３４は、分周器１３２
から入力された比較信号と、基準クロック信号発生器１
３３から入力された基準クロック信号の位相を比較し、
チャージポンプ回路１３５を制御して制御信号を発生さ
せており、その制御信号は、ローパスフィルタ１３６を
介して、発振器１３１に出力されている。

【０００６】発振器１３１は、入力された制御信号によ
り、外部出力信号ＯＵＴの周波数を変化させ、比較信号
の位相を基準クロック信号の位相に一致させるように動
作する。その結果、外部信号ＯＵＴの周波数は、基準ク
ロック信号の周波数を分周器１３２の分周値倍した値と
なる。

【０００７】上記分周器１３２は、制御回路１３８によ
って制御され、分周値が周期的に変化するように構成さ
れており、例えば、基準クロック信号の周波数が２００
ｋＨｚのとき、分周値が、その７周期(３５μｓｅｃ)の
期間は５０００、また、１周期(５μｓｅｃ)の期間は５
００１である場合、８周期を平均した平均分周値は５０
００．１２５(＝５０００＋１／８)になり、外部出力信
号ＯＵＴの周波数は、基準クロック信号の平均分周値倍
の、１００００２５ｋＨｚでロックされる。

【０００８】８周期中、２周期の分周値を４００１とす
れば、平均分周値は４０００．２５となり、外部出力信
号ＯＵＴの周波数は８００．０５０ＭＨｚとなる。

【０００９】このように、平均分周値が小数点以下の桁
まで値を有すれば、２５ｋＨｚや１２．５ｋＨｚ等の狭
いチャネル間隔で、８００ＭＨｚや１ＧＨｚ等の高周波
を用いることが可能となる。

【００１０】しかし、上記のように分周値を周期的に変
化させた場合、外部出力信号ＯＵＴが所望周波数にロッ
クされた後でも、比較信号の位相と基準クロック信号の
位相とは一致せず、位相差が生じる。そのため、位相比
較器１３４から出力される制御信号にはリップル電流が
含まれてしまう。

【００１１】図６の符号ａは、分周値をＮとＮ＋１とで
変化させた場合に、外部出力信号ＯＵＴがロックされた
後、分周器１３２から入力された比較信号の波形を示し
ている。符号ｂは基準クロック信号の波形を示してお
り、符号ｃは、比較信号の位相と基準クロック信号の位
相とが一致しない結果、チャージポンプ回路１３５から
出力される制御信号に含まれるリップル電流の波形であ
る。

【００１２】制御回路に含まれるリップル電流は、出力
信号ＯＵＴにスプリアスを発生させてしまい、セルラー
電話機等の通信機の受信特性を悪化させるばかりでな
く、送信の際の妨害成分となってしまうので、大変大き
な問題となる。

【００１３】この周波数シンセサイザ１０１は、ＤＡコ
ンバータ１４１とコンデンサ１４２とを有する補償回路
１３７が設けられており、ＤＡコンバータ１４１がコン
デンサ１４２に印加する電圧を変化させ、リップル電流
の電荷量と同じ電荷量で逆極性の補償電流を生成し、チ
ャージポンプ回路１３５が出力する制御信号に重畳し、
リップル電流をキャンセルしており、その結果、スプリ
アス成分のない出力信号ＯＵＴが得られる。

【００１４】上記のように、出力信号ＯＵＴの周波数が
１００００２５ｋＨの場合、チャージポンプ回路１３５
の出力電流が＋１ｍＡ又は−１ｍＡの定電流であるもの
とすると、発生するリップル電流の電荷量は、下記
Ｑ_r、

【００１５】 Ｑ_r＝(1/8)×(1/1000025kHz)×1mA×1/2＝62.5×10^-15(Coulomb)……(１０１) を単位電荷量とし、その±１倍から最大±７倍(±７
Ｑ_r)の電荷量で、＋７Ｑ_r→＋５Ｑ_r→＋３Ｑ_r→＋１Ｑ_r
→−１Ｑ_r→−３Ｑ_r→−５Ｑ_r→−７Ｑ_rの順序で、基準
クロック信号と同じ周期で発生する。

【００１６】そのようなリップル電流を補償するために
は、コンデンサ１４２の容量をＣ_tとした場合、次式を
満たす電圧Ｖ_e、 Ｃ_t・Ｖ_e＝Ｑ_r……(１０２) を単位とし、ＤＡコンバータ１４１が−７Ｖ_e、−５
Ｖ_e、−３Ｖ_e、−１Ｖ_e、＋１Ｖ_e、＋３Ｖ_e、＋５Ｖ_e、
＋７Ｖ_eの大きさで出力電圧を変化させると、リップル
電流と同じ電荷量で極性が逆向きの補償電流を発生させ
ることができる。

【００１７】しかし、上記(１０１)式から分かるよう
に、リップル電流の電流量は、チャージポンプ回路１３
５の出力電流に比例し、その出力電流は、温度変化等の
影響により、変動してしまうため、リップル電流を正確
に補償できないという問題がある。

【００１８】また、上記(１０２)から分かるように、補
償電流の電流量は、コンデンサ１４２の容量Ｃ_tに比例
するが、その容量Ｃ_tは経時変化等の影響によって変動
し、製造当初は補償できていても、経時変化により、出
力信号ＯＵＴにスプリアスが発生するという問題があ
る。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記従来技術
の不都合を解決するために創作されたものであり、その
目的は、リップル電流を正確に補償できる技術を提供す
ることにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、外部出力信号を出力する発
振器と、分周値を周期的に変化させながら前記外部出力
信号を分周し、比較信号を生成する分周器と、入力され
た基準クロック信号の位相と前記比較信号の位相とを比
較し、その位相差に応じてチャージポンプ回路に定電流
の出力電流を流入又は流出させ、制御信号を生成する位
相比較器とを有し、前記発振器は前記制御信号に基いて
前記外部出力信号の周波数を変化させ、前記外部出力信
号の周波数を、前記基準クロック信号の周波数の前記分
周値の平均分周値倍した値にさせる周波数シンセサイザ
であって、前記制御信号に補償電流を重畳させ、前記制
御信号に含まれるリップル電流をキャンセルさせる補償
回路と、前記補償回路を制御し、前記補償電流の電流量
を前記チャージポンプ回路の出力電流量の変化に追随さ
せる補正回路とを有することを特徴とする。

【００２１】その周波数シンセサイザの補償回路が、一
端が前記制御信号が伝達される経路に接続された第１の
コンデンサと、前記第１のコンデンサの他端に接続され
た電圧発生器とを有しており、前記電圧発生器によって
前記第１のコンデンサに印加する電圧を変化させ、前記
補償電流を生成するように構成されている場合は、請求
項２記載の発明のように、前記補正回路に第２のコンデ
ンサを設け、前記出力電流によって前記第２のコンデン
サを充電又は放電させ、前記出力電流の電流量を電圧値
に変換し、基準電圧として前記電圧発生器に出力させ、
前記電圧発生器が前記基準電圧に基き、前記第１のコン
デンサに印加する電圧を変化させるように構成するとよ
い。

【００２２】請求項２記載の周波数シンセサイザについ
ては、請求項３記載の発明のように、前記補正回路が、
前記第２のコンデンサの充電又は放電を、充放電時間を
異ならせて少なくとも二回行い、各充放電において前記
第２のコンデンサに現れた電圧の差から前記変換を行う
ように構成することができる。

【００２３】本発明は以上のように構成されており、発
振器が出力する外部出力信号を、分周器が分周値を周期
的に変化させながら分周し、比較信号を生成しており、
その比較信号と、基準クロック信号とが位相比較器に出
力されている。

【００２４】位相比較器は、チャージポンプ回路を動作
させており、入力された基準クロック信号の位相と比較
信号の位相とを比較し、その位相差に応じてチャージポ
ンプ回路から定電流の出力電流を流入又は流出させ、そ
れによって制御信号を生成している。

【００２５】発振器には、チャージポンプ回路から出力
された制御信号が、ローパスフィルタを介して入力され
ており、発振器はその制御信号に基いて、前記位相差を
小さくする方向に外部出力信号の周波数を変化させる。
その結果、外部出力信号の周波数は、基準クロック信号
の周波数の平均分周値倍になり、それにより、外部出力
信号を高周波化すると共に、チャネル間隔を短かくして
いる。

【００２６】この周波数シンセサイザには、補償回路が
設けられており、制御信号に含まれるリップル電流とは
逆極性の補償電流を発生させるように構成されており、
制御信号に補償電流が重畳されると、リップル電流がキ
ャンセルされ、外部出力信号ＯＵＴからスプリアス成分
が除去される。

【００２７】しかし、リップル電流の電荷量が変動し、
補償回路の電荷量と一致しなくなると、リップル電流を
正確にキャンセルできなくなってしまう。

【００２８】そこで本発明の周波数シンセサイザには、
補償回路を制御する補正回路が設けられており、補償電
流の電流量をチャージポンプ回路の出力電流量の変化に
追随させている。リップル電流の電荷量は出力電流の電
流量に比例するため、一度、補償電流の電荷量をリップ
ル電流の電荷量に一致させると、リップル電流が変化し
ても補償電流がそれに追随するため、補償電流の電荷量
がリップル電流の電荷量と逆極性で正確に等しくなな
る。

【００２９】その周波数シンセサイザの補償回路が、第
１のコンデンサと電圧発生器とを有し、第１のコンデン
サの一端が制御信号の伝達経路に接続され、他端が電圧
発生器に接続され、電圧発生器が、入力された基準電圧
に基いて第１のコンデンサに印加する電圧を変化させ、
補償電流が生成されている場合は、補正回路に第２のコ
ンデンサを設け、チャージポンプ回路の出力電流によっ
てその第２のコンデンサを充電又は放電させ、出力電流
の電流量を電圧値に変換し、その電圧値を基準電圧に用
いると、補償電流の電流量が出力電流の電流量に追随
し、その結果、補償電流の電荷量をリップル電流の電荷
量に追随させることが可能となる。

【００３０】その場合、第１、第２のコンデンサを同じ
材料・構造で構成しておくと、経時変化等の影響によ
り、コンデンサが容量変化する場合、第１のコンデンサ
の容量変化と第２のコンデンサの容量変化は、互いに打
ち消し合うので、補償電流の電流量がリップル電流とは
独立して変化しないようになる。

【００３１】そして、充放電時間を異ならせ、第２のコ
ンデンサの充電又は放電を二回以上行い、各充放電にお
いて第２のコンデンサに現れた電圧を記憶し、その電圧
の差から出力電流の電流値を電圧値に変換し、基準電圧
にすると、充放電を制御するスイッチが導通状態から遮
断状態に転じる時間と、遮断状態から導通状態に転じる
時間の差等に起因する電圧値の誤差を基準電圧から除去
できるので、補償電流の電荷量をリップル電流の電荷量
に(逆極性で)正確に等しくすることができる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１を参照し、符号１は本発明の
周波数シンセサイザの第一例であり、半導体集積回路装
置内に設けられている。

【００３３】この周波数シンセサイザ１は、発振器３１
(電圧制御発振器)、分周器３２、基準クロック信号発生
器３３、位相比較器３４、チャージポンプ回路３５、ロ
ーパスフィルター３６、制御回路３８を有しており、発
振器３１が出力する外部出力信号ＯＵＴは、半導体集積
回路装置内の他の回路に供給されると共に、分周器３２
にも出力されている。

【００３４】分周器３２は、制御回路３８によって制御
され、分周値を周期的に変化させるように構成されてお
り、入力された外部出力信号ＯＵＴをその分周値によっ
て分周し、比較信号を生成している。

【００３５】基準クロック信号発生器３３は、所定周波
数の基準クロック信号を発生させており、その基準クロ
ック信号と、上記比較信号とが位相比較器３４に入力さ
れている。

【００３６】位相比較器３４は、両方の信号の位相を比
較して位相差を求め、その位相差に基いてチャージポン
プ回路３５を制御しており、チャージポンプ回路３５
は、入力された位相差を電流変換し、制御信号として、
ローパスフィルタ３６を介して発振器３１に出力してい
る。

【００３７】発振器３１は、入力された制御信号に従
い、位相差を小さくする方向に外部出力信号ＯＵＴの周
波数を変化させると、結局、外部出力信号ＯＵＴの周波
数は、基準クロック信号が分周器３２の平均分周値倍さ
れた値になったところでロックされる。

【００３８】分周器３２の分周値が、例えば基準クロッ
ク信号の７周期の期間はＮ、１周期の期間はＮ＋１であ
る場合、平均分周値はＮ＋１／８となる。基準クロック
信号が２００ｋＨｚであり、上記Ｎが５０００である場
合、外部出力信号ＯＵＴは周波数１００００２５ｋＨｚ
となる。

【００３９】チャージポンプ回路３５の出力段は、図２
に示すように、ソース用の定電流回路４１と、シンク用
の定電流回路４２と、ソース側のスイッチ４４₁と、シ
ンク側のスイッチ４４₂とを有しており、位相比較器３
４によってそれらのスイッチ４４₁、４４₂が制御され、
ソース用の定電流回路４１とシンク用の定電流回路４２
のいずれか一方が、基準クロック信号と比較信号の位相
差に応じた時間だけ、出力端子に接続され、その結果、
チャージポンプ回路３５には、位相差に応じた時間だ
け、定電流が流入／流出するように構成されている。

【００４０】この周波数シンセサイザ１には、補償回路
３７と、補正回路１０と、水晶発振器１１(この水晶発
振器１１は、温度補償がされている。)とが設けられて
おり、補償回路３７には、ＤＡコンバータから成る電圧
発生器４５と補償電流生成用の第１のコンデンサ４６と
が設けられている。

【００４１】補正回路１０は、図２に示すように、第１
のスイッチ２１と、第２のスイッチ２２と、第２のコン
デンサ２３とを有しており、第２のコンデンサ２３の一
端は接地電位に接続されている。この第２のコンデンサ
の他端は、第１のスイッチ２１と第２のスイッチ２２を
介して電源電圧Ｖ_ccのラインとシンク用の定電流回路４
２にそれぞれ接続されており、第１のスイッチ２１が閉
状態で、且つ第２のスイッチ２２が開状態のときには、
第２のコンデンサ２３の他端の電圧Ｖ₂₃が電源電圧Ｖ_cc
になるまで充電される。

【００４２】他方、第１のスイッチ２１が開状態、第２
のスイッチ２２が閉状態のときには、シンク用の定電流
回路４２の出力電流Ｉ_outで定電流放電され、単位時間
当たりＩ_out／Ｃ_tの割合で電圧が降下する。

【００４３】補正回路１０内には、ＡＤコンバータ２５
と、第１、第２のラッチ２６、２７と、減算回路２８
と、ＤＡコンバータ２９とが設けられており、第２のコ
ンデンサ２３の電圧は、ＡＤコンバータ２５でディジタ
ル値に変換され、第１のラッチ２６又は第２のラッチ２
７に記憶されるように構成されている。

【００４４】第１のラッチ２６と第２のラッチ２７の記
憶内容は、減算回路２８で減算され、ＤＡコンバータ２
９に出力されており、その結果、第１のラッチ２６に記
憶されたディジタル値と、第２のラッチ２７に記憶され
たディジタル値の差分が、電圧に再変換され、基準電圧
として補償回路３７に出力される。

【００４５】そのような一連の動作は、周波数シンセサ
イザ１が動作を開始する前に完了するように構成されて
おり、図３のタイミングチャートを用い、その動作順序
を説明すると、先ず、スイッチ２１が閉状態、スイッチ
２２が開状態になり、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ₂₃
は電源電圧Ｖ_ccにされる。

【００４６】次に、第１のスイッチ２１が開状態(図３
符号ａ)、第２のスイッチ２２が閉状態になると(符号
ｂ)、第２のコンデンサ２３はシンク用の定電流回路４
２に接続され、シンク用の定電流回路４２の出力電流Ｉ
_outによって定電流放電される。

【００４７】補正回路１０には、水晶発振器１１が接続
され、該水晶発振器１１が出力する温度補償されたクロ
ック信号が入力されており、第２のスイッチ２２が閉状
態を維持する期間は、そのクロック信号の周期の整数倍
になるように制御されている。

【００４８】温度補償されたクロック信号の周波数をｆ
_r、第２のコンデンサ２３の容量をＣ_tとし、２周期分の
時間だけ閉状態を維持するものとすると、第２のコンデ
ンサ２３の電圧Ｖ₂₃は、 Ｖ₂₃＝Ｖ_cc−｛Ｉ_out×(２／ｆ_r)／Ｃ_t＋Ｖ_err｝……(１) と表せる。上記Ｖ_errは、第２のスイッチ２２が閉状態
から開状態に移行する時間と、開状態から閉状態に移行
する時間の差や、その他の原因による誤差電圧である。

【００４９】２／ｆ_rの期間が経過した後、第２のスイ
ッチ２２が開状態になると、ＡＤコンバータ２５が動作
を開始し、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ₂₃をディジタ
ル値に変換する(符号ｄ)。そのディジタル値は、第１の
ラッチ２６に記憶される(符号ｅ)。

【００５０】第２のスイッチ２２が開状態になった後、
第１のスイッチ２１が再度閉状態になると(符号ｆ)、第
２のコンデンサ２３は充電され、その電圧Ｖ₂₃は電源電
圧Ｖ_ccにされる。

【００５１】その状態から第１のスイッチ２１が開状
態、第２のスイッチ２２が閉状態になると(符号ｇ、
ｈ)、第２のコンデンサ２３はシンク用の定電流回路４
２に接続され、第２のコンデンサ２３は定電流放電を開
始する(符号ｉ)。このとき、第２のスイッチ２２は、水
晶発振器１１の１周期分の時間だけ閉状態を維持するも
のとすると、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ₂₃は、 Ｖ₂₃＝Ｖ_cc−｛Ｉ_out・(１／ｆ_r)／Ｃ_t＋Ｖ_err｝……(２) となる。

【００５２】１／ｆ_rの期間が経過し、第２のスイッチ
２２が開状態に転じた後、ＡＤコンバータ２５が動作を
開始し、第２のコンデンサ２３の電圧Ｖ₂₃をディジタル
値に変換する(符号ｊ)。そのディジタル値は第２のラッ
チ２７に記憶される(符号ｋ)。

【００５３】このように、第１、第２のラッチ２７にデ
ィジタル値が記憶された後、減算回路２８によって、第
１、第２のラッチ２６、２７に記憶されたディジタル値
の差が求められる。第１のラッチ２６に記憶された電圧
値をＶ₁、第２のラッチ２７に記憶された電圧値をＶ₂と
すると、その差分の電圧Ｖ_dは、 Ｖ_d＝Ｖ₁−Ｖ₂＝Ｉ_out・(１／ｆ_r)／Ｃ_t……(３) となり、誤差電圧Ｖ_errが消去される。

【００５４】従って、減算回路２９から出力される電圧
Ｖ_dを示すディジタル値には誤差電圧Ｖ_errは含まれてい
ない。そのディジタル値はＤＡコンバータ２９によって
実際の電圧に変換され。基準電圧Ｖ_dとして補償回路３
７に出力される。

【００５５】分周器３２の平均分周値がＮ＋１／８であ
る場合、出力信号ＯＵＴの周波数をＦとすると、リップ
ル電流の電荷量は、下記Ｑ_r、 Ｑ_r＝(１／８)・(１／Ｆ)・Ｉ_out・(１／２)……(４) を単位電荷量とし、その整数倍の電荷量となる。

【００５６】補償回路３７内の第１のコンデンサ４６の
容量をＣ₀、電圧発生器４５の電圧変化量をＶ_ADとする
と、補償電流の電荷量は、Ｃ₀・Ｖ_ADになる。ＡＤコン
バータ４５の電圧変化量Ｖ_ADは、入力された基準電圧Ｖ
_dの整数倍になるものとすると、電圧変化量Ｖ_ADの最小
値は基準電圧Ｖ_dに等しく、その場合の補償電流の電荷
量Ｑ₀は、 Ｑ₀＝Ｃ₀・Ｖ_d……(５) となる。

【００５７】上記電荷量Ｑ₀が補償電流の単位電荷量で
あり、リップル電流を正確にキャンセルするためには、
その単位電荷量Ｑ₀を、リップル電流の単位電荷量Ｑ_rに
等しくする必要がある。従って、次式、 Ｑ₀＝Ｑ_r……(６) を満たす必要がある。

【００５８】ソース用の定電流回路４１の出力電流はシ
ンク用の定電流回路４２の出力電流Ｉ_outと等しいもの
とし、上記(３)〜(６)式を連立させ、整理するとＱ₀、
Ｑ_r、Ｉ_out、Ｖ_dが消去され、下記条件式が導かれる。 Ｃ₀／Ｃ_t＝(ｆ_r／Ｆ)・(１／１６)……(７) この条件式(７)を満足させるためには、左辺の容量
Ｃ₀、Ｃ_tの比Ｃ₀／Ｃ_tが右辺の値になるように、第１、
第２のコンデンサ４６、２３を設定すればよい。

【００５９】第１、第２のコンデンサ４６、２３を半導
体集積回路装置内に形成する場合、その容量Ｃ₀、Ｃ_tを
設計値通りにすることは難しいが、第１、第２のコンデ
ンサ４６、２３を同じ材質、同じ構造にした場合、容量
の比Ｃ₀／Ｃ_tは一定にしやすい。特に、第２のコンデン
サ２３をトリミング可能な可変容量コンデンサにしてお
くと、上記(７)式を満足させやすい。

【００６０】また、温度等の影響によって容量Ｃ₀、Ｃ_t
の値が変動する場合でも、の第１、第２のコンデンサ４
６、２３が、同じ材質・構造で、同じ半導体集積回路装
置内に形成されている場合は、その容量変化の割合は同
じであり、容量の比Ｃ₀／Ｃ_tは変化しないので、上記
(７)式を逸脱するようなことなない。

【００６１】そして、この条件式(７)中にはチャージポ
ンプ回路３４の出力電流Ｉ_outの項が含まれておらず、
従って、出力電流Ｉ_outの電流量が変動した場合には、
補償電流の電流量がその変化に追随し、リップル電流を
正確にキャンセルできるようになっている。

【００６２】なお、出力電流Ｉ_outが±１ｍＡ、基準ク
ロック信号の周波数が２００ｋＨｚ、平均分周値が５０
００＋１／８の場合、上述したように、リップル電流の
単位電荷量Ｑ_rは６２．５×１０^-15(Coulomb)であり、
そのとき、容量Ｃ₀が０．０５×１０^-12(farad)、水晶
発振器１１の周波数が１９．２ＭＨｚであるものとする
と、基準電圧Ｖ_dは１．２５(volt)、容量Ｃ_tは４１．７
×１０^-12(farad)になる。

【００６３】以上は、補償回路３７が、一個のコンデン
サ(第１のコンデンサ４６)に電圧を印加する場合につい
て説明したが、本発明は、そのような補償回路３７を有
する周波数シンセサイザ１に限定されるものではない。

【００６４】例えば、上述した補償回路３７に替え、図
４に示す補償回路３７'を用いた周波数シンセサイザ２
(本発明の第二例)も本発明に含まれる。この周波数シン
セサイザ２は、補償回路３７'以外は第一例の周波数シ
ンセサイザ１と同じ構成であり、全体動作の説明は省略
する。

【００６５】該補償回路３７'は、複数の第２のコンデ
ンサ５３と、複数のスイッチ５４と、電圧発生器５１と
を有している。電圧発生器５１は、二個の電源５１₁、
５１₂を有しており、各コンデンサ５３の一端は、それ
ぞれスイッチ５４を介して二個の電源５１₁、５１₂に接
続され、他端はチャージポンプ回路３５の出力端子に接
続されている。

【００６６】補正回路１０から入力された基準電圧Ｖ_d
は、電圧発生器５１に入力されており、その電圧発生器
５１は、二個の電源５１₁、５１₂の出力電圧を、基準電
圧Ｖ_dの大きさだけ異ならせている。

【００６７】スイッチ５４は、各コンデンサ５３を、二
個の電源５１₁、５１₂のうちのいずれか一方に接続する
ように構成されており、コンデンサ５３の容量をＣ₀と
すると、１個のコンデンサ５３の接続を電源５１₁、５
１₂の一方から他方に切り換えることで、±Ｃ₀・Ｖ_d(＝
Ｑ_r)の電荷量の補償電流を発生させることができる。従
って、Ｍ個のコンデンサ５３の接続を切り替えた場合、
電荷量±Ｍ・Ｑ_rの補償電流を発生させることができ
る。

【００６８】この補償回路３７'と補正回路１０でも、
チャージポンプ回路３５の出力電流Ｉ_outの変動や容量
Ｃ₀、Ｃ_tの変動の影響を受けず、リップル電流を正確に
キャンセルすることができる。

【００６９】なお、上記補正回路１０では、第２のコン
デンサ２３を、第１、第２のスイッチ素子２１、２２に
よって電源電圧Ｖ_ccのラインとシンク用の定電流回路４
２とにそれぞれ接続させたが、第２のコンデンサの一端
を電源電圧Ｖ_ccのラインに接続し、他端を、第１、第２
のスイッチ素子によって、接地電位のラインとソース用
の定電流回路４１とに接続し、補正回路を構成してもよ
い。

【００７０】

【発明の効果】チャージポンプ回路の出力電流の変動
や、補償回路内のコンデンサの容量変動の影響を受け
ず、リップル電流を正確にキャンセルすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の周波数シンセサイザの第一例を示すブ
ロック図

【図２】その周波数シンセサイザのチャージポンプ回路
と補正回路の内部ブロック図

【図３】補正回路の動作を説明するためのタイミングチ
ャート

【図４】本発明の周波数シンセサイザの第二例を示す部
分ブロック図

【図５】従来技術の周波数シンセサイザを示すブロック
図

【図６】リップル電流を説明するためのタイミングチャ
ート

【符号の説明】

１、２……周波数シンセサイザ １０……補正回路
２３……第２のコンデンサ ３１……発振器 ３
２……分周器 ３４……位相比較器 ３５……チャ
ージポンプ回路 ３７、３７'……補償回路 ４５、
５１……電圧発生器 ４６、５３……第１のコンデン
サ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】外部出力信号を出力する発振器と、 分周値を周期的に変化させながら前記外部出力信号を分
   周し、比較信号を生成する分周器と、 入力された基準クロック信号の位相と前記比較信号の位
   相とを比較し、その位相差に応じてチャージポンプ回路
   に定電流の出力電流を流入又は流出させ、制御信号を生
   成する位相比較器とを有し、 前記発振器は前記制御信号に基いて前記外部出力信号の
   周波数を変化させ、前記外部出力信号の周波数を、前記
   基準クロック信号の周波数の前記分周値の平均分周値倍
   した値にさせる周波数シンセサイザであって、 前記制御信号に補償電流を重畳させ、前記制御信号に含
   まれるリップル電流をキャンセルさせる補償回路と、 前記補償回路を制御し、前記補償電流の電流量を前記チ
   ャージポンプ回路の出力電流量の変化に追随させる補正
   回路とを有することを特徴とする周波数シンセサイザ。
2. 【請求項２】前記補償回路は、一端が前記制御信号が伝
   達される経路に接続された第１のコンデンサと、前記第
   １のコンデンサの他端に接続された電圧発生器とを有
   し、前記第１の電圧発生器によって前記第１のコンデン
   サに印加する電圧を変化させ、前記補償電流を生成する
   ように構成された請求項１記載の周波数シンセサイザで
   あって、 前記補正回路には第２のコンデンサが設けられ、前記出
   力電流で前記第２のコンデンサを充電又は放電させ、前
   記出力電流の電流量を電圧値に変換し、基準電圧として
   前記電圧発生器に出力するように構成され、 前記電圧発生器は、前記基準電圧に基いて前記第２のコ
   ンデンサに印加する電圧を変化させるように構成された
   ことを特徴とする周波数シンセサイザ。
3. 【請求項３】前記補正回路は、前記第２のコンデンサの
   充電又は放電を充放電時間を異ならせて少なくとも二回
   行い、各充放電において前記第２のコンデンサに現れた
   電圧の差から前記変換を行うように構成されたことを特
   徴とする請求項２記載の周波数シンセサイザ。