JPH11103576A - フライバック型直流変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 定電圧制御回路を有するフライバック型コン
バータの電源として電流制限機能を有する電源を使用す
ると、定電圧制御領域で動作させることができなかっ
た。 【解決手段】 電流制限機能を有する電源１にトランス
４の主巻線５と主スイッチ６と電流検出抵抗７との直列
回路を接続する。出力巻線８にダイオード１１を介して
平滑コンデンサ１２を接続する。駆動巻線９の一端を駆
動用コンデンサ１４を介して主スイッチ６のゲートに接
続する。駆動巻線９の他端を主スイッチ６のソースに接
続する。コンデンサ１４に抵抗１５、５１から成る充電
回路を接続し、且つ抵抗５１とトランジスタ５３から成
る放電回路を接続する。トランジスタ５３を主スイッチ
６に同期してオンにする。コンデンサ１４を放電させて
主スイッチ６をオフにする。主スイッチ６の最大オン時
間幅を電源１の電流制限値以下の入力電流が流れるよう
に設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源が電流制限特性
を有している場合であっても定電圧出力を得ることがで
きるフライバック型直流変換器即ちＤＣ−ＤＣコンバー
タに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の典型的なフライバック型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、図１に示すように構成されている。こ
のコンバータにおいては、直流電源１に接続された第１
及び第２の電源端子２、３間にトランス４の１次巻線即
ち主巻線５と断続用の主スイッチ６と電流検出抵抗７と
の直列回路が接続されている。トランス５は主巻線５の
他に２次巻線即ち出力巻線８と３次巻線即ち駆動巻線９
とを有し、これ等は磁心１０に巻回されて相互に電磁結
合されている。なお、各巻線５、８、９の極性は黒丸で
示すように決定されており、出力巻線８は主巻線５に対
して逆の極性を有する。主巻線５の一端は第１の電源端
子２に接続され、この他端は絶縁ゲート型電界効果トラ
ンジスタから成る主スイッチ６の第１の主端子としての
ドレインに接続されている。主スイッチ６の第２の主端
子としてのソースは電流検出抵抗７を介してグランド端
子としての第２の電源端子３に接続されている。

【０００３】出力回路を構成するために整流ダイオード
１１と平滑コンデンサ１２とから成る整流平滑回路が設
けられている。なお、平滑コンデンサ１２は整流ダイオ
ード１１を介して出力巻線（２次巻線）８に対して並列
に接続されている。ダイオード１１は主スイッチ６がオ
ンの時にオフに保たれるような方向性を有している。負
荷１３は平滑コンデンサ１２に対して並列に接続されて
いる。

【０００４】駆動巻線（３次巻線）９の一端は駆動用コ
ンデンサ１４を介して主スイッチ６の制御端子としての
ゲートに接続され、他端は電流検出抵抗７を介して主ス
イッチ６の第２の主端子としてのソースに接続されてい
る。また、主スイッチ６の起動を自動的に達成するため
に起動抵抗１５が第１の電源端子２と主スイッチ６のゲ
ートとの間に接続されている。

【０００５】定電圧制御回路を構成するために、出力電
圧検出ライン１６、基準電圧源１７、誤差増幅器１８、
及び発光ダイオード１９から成る電圧制御信号形成回路
２０が設けられ、更に、フォトトランジスタ２１、オフ
制御スイッチとしてのトランジスタ２２、オフ制御用抵
抗２３、電圧制御用コンデンサ２４、第１及び第２の逆
流阻止用ダイオード２５、２６、及び放電用抵抗２７が
設けられている。

【０００６】電圧制御信号形成回路２０における差信号
形成手段としての誤差増幅器１８の一方の入力端子は電
圧検出手段としての電圧検出ライン１６に接続され、他
方の入力端子は基準電圧源１７に接続されている。従っ
て、誤差増幅器１８からは検出電圧と基準電圧との差に
対応する電圧即ち誤差出力が得られる。なお、電圧検出
手段は検出ライン１６で原理的に示されているが、平滑
コンデンサ１２の両端間に分圧用電圧検出抵抗を接続
し、ここから得られる分圧出力を検出電圧とすることが
できる。発光ダイオード１９は平滑コンデンサ１２の一
端と誤差増幅器１８の出力端子との間に接続されている
ので、誤差出力に応答して発光し、電圧制御信号として
光信号を出力する。

【０００７】オフ制御スイッチとしてのトランジスタ２
２は、駆動コンデンサ１４を介して駆動巻線９に接続さ
れている。即ち、このトランジスタ２２のコレクタは駆
動コンデンサ１４の左端及び主スイッチ６のゲートに接
続され、このエミッタは駆動巻線９の下端及び電流検出
抵抗７の下端に接続されている。電流検出抵抗７の上端
とトランジスタ２２のベースとの間にはベース電流制限
及びオフ制御用抵抗２３が接続され、また、この抵抗２
３に並列に電圧制御用コンデンサ２４が接続されてい
る。

【０００８】発光ダイオード１９に光結合された制御素
子としてのフォトトランジスタ２１のコレクタは逆流阻
止用ダイオード２５を介して駆動巻線９の上端に接続さ
れ、このエミッタはオフ制御用トランジスタ２２のベー
ス及び電圧制御用コンデンサ２４の右端に接続されてい
る。放電用抵抗２７の一端は電圧制御用コンデンサ２４
の右端に接続され、他端は逆流阻止用ダイオード２６を
介して駆動巻線９の上端に接続されている。

【０００９】

【基本動作】図１のコンバータの第１及び第２の電源端
子２、３間に直流電圧が供給されると、起動抵抗１５を
介して駆動用コンデンサ１４を充電する電流及び主スイ
ッチ６のゲート・ソース間容量（図示せず）を充電する
電流が流れる。駆動用コンデンサ１４の電圧が主スイッ
チ６のしきい値に達すると、主スイッチ６がオンにな
る。主スイッチ６がオンになると、主巻線５に電源電圧
が印加され、主巻線５と主スイッチ６と電流検出抵抗７
の直列回路に１次側電流Ｉ1 が流れる。主巻線５はイン
ダクタンスを有するので、電流Ｉ1 は傾斜を有して増大
し、電流検出抵抗７の両端電圧Ｖ7 は図２（Ａ）に示す
ように主スイッチ６のオン開始時点ｔ0 から傾斜を有し
て増大する。主巻線５に電流Ｉ1 が流れると、駆動巻線
９に正帰還電圧が得られ、この正帰還電圧と駆動用コン
デンサ１４の電圧との和で主スイッチ６のオン状態が保
持される。しかる後、この電流検出電圧Ｖ7 がオフ制御
用トランジスタ２２のしきい値電圧Ｖthに達すると、ト
ランジスタ２２がオンになり、主スイッチ６のゲートが
グランドに接続され、主スイッチ６がオフに転換する。
主スイッチ６がオフに転換すると、オン期間にトランス
４の磁心１０に蓄積された磁気エネルギの放出に基づい
て各巻線５、８、９にはオン時と逆向きの電圧が発生す
る。即ちフライバック電圧が発生する。主スイッチ６の
オフ時の出力巻線８の電圧はダイオード１１をオンにす
る向きを有するので、主スイッチ６のオフ時の出力巻線
８の電圧で平滑コンデンサ１２が充電される。トランス
４の蓄積エネルギの放出期間の駆動巻線９の電圧は、主
スイッチ６のゲート・ソース間を逆バイアスする方向性
を有するので、この期間には主スイッチ６がオフ状態に
保たれる。トランス４の蓄積エネルギの放出が終了する
と、駆動巻線９に逆バイアス電圧が発生しなくなるの
で、再び起動抵抗１５を通して駆動用コンデンサ１４の
充電及びゲート・ソース間容量の充電が開始し、これ迄
と同様な動作が繰返す。

【００１０】

【定電圧制御動作】図１の電圧制御用コンデンサ２４の
電圧Ｖ24は平滑コンデンサ１２の出力電圧Ｖ0 の変化に
応じて変化する。例えば、出力電圧Ｖ0 が基準電圧より
も高くなると、発光ダイオード１９の光出力が増加し、
フォトトランジスタ２１の抵抗値が低下する。この結
果、電圧制御用コンデンサ２４の電圧Ｖ24が高くなる。
コンデンサ２４の電圧Ｖ24は図２（Ｂ）に示すような直
流電圧であり、オフ制御用トランジスタ２２のベース・
エミッタ間には図２（Ｃ）に示す電流検出電圧Ｖ7 とコ
ンデンサ２４の電圧Ｖ24との和の電圧Ｖ7 ＋Ｖ24が印加
される。出力電圧Ｖ0 が基準電圧よりも高くなると、電
圧制御用コンデンサ２４の電圧Ｖ24も高くなるため、主
スイッチ６のオン開始時点ｔ0 から和の電圧Ｖ7 ＋Ｖ24
がオフ制御用トランジスタ２２のしきい値電圧Ｖthに達
する時点ｔ1 までの時間幅が短くなる。従って、主スイ
ッチ６のオン時間幅が短くなり、トランス４のオン期間
の蓄積エネルギが低下し、出力電圧Ｖ0 が基準値に向う
ように低下する。出力電圧Ｖ0 が基準値よりも低くなっ
た時には上記の高くなった時と逆の制御動作が生じる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１のコン
バータは比較的簡単な回路構成でＤＣ−ＤＣ変換及び定
電圧制御が可能であるという利点を有するが、電源１が
電流制限を伴なうように構成されている場合には使用不
可能になる場合がある。図３はこの種の問題点を説明す
るものである。

【００１２】図１のコンバータの電源１が電流制限の無
い電圧源の場合においてコンバータの入力電圧Ｖinを徐
々に高めると、図３に示すように入力電流（平均値）Ｉ
inが変化する。即ち、入力電圧Ｖinが所定値Ｖs 以下の
場合には出力電圧Ｖ0 が所望基準電圧よりも低いために
主スイッチ６のオン時間幅は長くなり、入力電流Ｉinの
増大を許す。主スイッチ６のデューティ比（オン・オフ
比）がほぼ一定で入力電圧Ｖinが増大すると、負荷１３
の電流は入力電圧Ｖinの増大に応じて増大するので、入
力電流Ｉinも入力電圧Ｖinの増大に応じて増大する。入
力電圧Ｖinが所定値Ｖs に達すると、出力電圧Ｖ0 が基
準値に達するので、定電圧制御が開始し、入力電圧Ｖin
が所定値Ｖs よりも高い範囲では出力電圧Ｖ0 がほぼ一
定になる。今、負荷１３が一定であるとすれば、入力電
圧Ｖinが所定値Ｖs よりも高い領域では一定電力供給状
態となり、入力電圧Ｖinが高くなるに従って入力電流Ｉ
inの平均値は低下する。

【００１３】図１の電源１が単なる電圧源であって、電
流制限機能を有していない場合には、図１のコンバータ
をそのまま使用することができる。しかし、電源１が図
３の所定電流Ｉm よりも大きい電流を流すことができな
いように構成されていると、入力電圧ＶinがＶb になっ
た時に入力電流Ｉinが所定値Ｉm になり、これよりも入
力電流Ｉinが増大することができなくなるので、入力電
圧ＶinがＶb 、入力電流ＩinがＩm のＢ点で安定し、入
力電圧Ｖinをこれよりも高めることができなくなる。従
って、入力電圧Ｖinが所定値Ｖs よりも高いＡ点の電圧
Ｖa （例えば２５Ｖ）又はＣの電圧Ｖc （例えば６０
Ｖ）で動作させようとしてもこの動作が不可能になる。

【００１４】図４は上述のような問題が発生するおそれ
のある電流制限を有する電話機用電源を示す。図４の電
源は交換機又は局側の電源回路１ａとコンバータ側電源
回路１ｂとの組み合せから成り、両者は第１及び第２の
端子３１、３２で相互に接続される。コンバータ側電源
回路１ｂの出力端子３３、３４は図１のコンバータの第
１及び第２の電源端子２、３に相当する部分に接続する
ものである。局側又は交換機側電源回路１ａは、電圧電
流源回路３５と２つの切換スイッチ３６、３７と制御回
路３８とを有している。電圧電流源回路３５は、図５に
示す電流電圧特性を有するものであり、最大電流Ｉm
（３９ｍＡ）以下の電流範囲で最大電圧Ｖm （６０Ｖ）
以下の電圧を出力することができるように構成されてい
る。また、第１及び第２の端子３１、３２間に電話機の
待機中と話中とで互いに逆方向の電圧を供給するように
構成されている。この目的のために、切換手段としてス
イッチ３６、３７及び制御回路３８が設けられている。
制御回路３８は電話機のフックオン・オフ信号を検出
し、フックオン即ち待機中の時にはスイッチ３１、３２
の接点ａをそれぞれオンに保ち、話中の時にはスイッチ
３１、３２の接点ｂをそれぞれオンにする。スイッチ３
６の接点ａ及びスイッチ３７の接点ｂは第１の端子３１
に接続され、スイッチ３６の接点ｂ及びスイッチ３７の
接点ａは第２の端子３２に接続されている。また、スイ
ッチ３６、３７の共通端子は電圧電流源回路３５に接続
されている。

【００１５】コンバータ側電源回路１ｂはダイオード
Ｄ、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 から成るブリッジ型全波整流回路
３９と電圧安定化コンデンサ４０とから成る。整流回路
３９の一対の直流入力端子は第１及び第２の端子３１、
３２に接続され、一対の整流出力端子は一対の電源出力
端子３３、３４に接続され、コンデンサ４０は出力端子
３３、３４間に接続されている。

【００１６】図４において電話機が待機中の時には電圧
電流源回路３５が定電圧供給モードの動作を開始し、例
えば６０Ｖを供給する。また、話中の時には電圧電流源
回路３５が定電流供給モードの動作を開始し、例えば３
９ｍＡを供給する。

【００１７】図４の電圧電流源回路３５は、定電圧供給
モード時であっても図５に示す最大電流Ｉm （３９ｍ
Ａ）よりも大きな電流を供給することができない。従っ
て、図４の電源の端子３３、３４を図１の第１及び第２
の電源端子２、３に接続した場合に、図３のＡ点及びＣ
点の電圧及び電流を供給することができない。即ち、コ
ンデンサ４０の充電と共に第１及び第２の電源端子２、
３の電圧Ｖinが上昇を始めてＢ点に至ると、最大電流Ｉ
m が流れ、ここで電流が制限されるためにこれよりも大
きな電流を流してＡ点又はＣ点に移ることができない。

【００１８】この問題を解決するために図１に示す自励
式のフライバック型コンバータの代りに他励式のコンバ
ータを構成することが考えられる。しかし、電話回線か
ら電力を取得するようなコンバータにおいては、消費電
力に制限があり、他励制御回路の消費電力を得ることが
できない場合がある。また、他励制御回路は必然的に回
路構成が複雑になる。

【００１９】そこで、本発明の目的は、電流制限特性を
有する電源が接続された場合であっても、比較的簡単に
定電圧出力を得ることができるフライバック型直流変換
器を提供することにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、供給電流が所定制限値
よりも増大することを制限する手段を有して直流電力を
供給するように構成された直流電源に接続される第１及
び第２の直流電源端子と、その一端が前記第１の直流電
源端子に接続された主巻線と、第１及び第２の主端子と
制御端子とを有し、前記第１の主端子が前記主巻線の他
端に接続され、前記第２の主端子が前記第２の直流電源
端子に接続された主スイッチと、前記主スイッチのオン
期間に前記主巻線にエネルギを蓄積させ、前記主スイッ
チのオフ期間に前記主巻線の蓄積エネルギを放出させる
ための整流ダイオードと前記ダイオードの整流出力を平
滑する平滑コンデンサとを含んで負荷に直流電力を供給
するための出力回路と、前記主巻線に電磁結合され且つ
その一端が前記主スイッチの前記制御端子に接続され且
つその他端が前記第２の主端子に接続され且つ主スイッ
チを正帰還駆動するように極性が決定されている駆動巻
線と、前記平滑コンデンサの出力電圧を一定に制御する
ための定電圧制御回路と、前記第１及び第２の直流電源
端子を通って流れる電流を前記直流電源の供給電流の前
記所定制限値よりも低い値に制限することができるよう
に前記主スイッチのオン時間幅を制限するためのオン時
間幅制限手段とを備えたフライバック型直流変換器に係
わるものである。なお、請求項２に示すようにオン時間
幅制限手段を、主スイッチの制御端子に接続された駆動
用コンデンサと、このコンデンサの充電手段と、このコ
ンデンサの放電手段とで構成し、コンデンサの充電時定
数と放電時定数とに基づいて主スイッチのオン時間幅を
設定することができる。また、請求項３に示すように、
オン時間幅制限用スイッチを設け、これを主スイッチに
同期してオンにして駆動用コンデンサの放電を開始さ
せ、しかる後主スイッチをオフにすることができる。ま
た、請求項４に示すように、定電圧制御回路を実施例で
特定しているように構成することが望ましい。また、請
求項５に示すように、定電圧制御回路をダミー抵抗を有
する回路としてダミー抵抗に流れる電流を差信号（誤差
信号）で制御して電力消費量を制御して定電圧化を図る
ことができる。また、請求項６に示すように直流電源
を、電流制限を伴なった定電圧供給モードと定電流供給
モードとを選択的に得ることができる電流電圧源と、こ
の電流電圧源の極性を切換える手段と、整流回路とで構
成することができる。また、請求項７に示すように、電
源の定電圧供給モードと定電流供給モードの切換えに合
せて直流変換器の定電圧制御方式を切換えることができ
る。また、請求項８に示すように、出力巻線（２次巻
線）を設け、ここにダイオードを介して平滑コンデンサ
を接続することが望ましい。また、請求項９に示すよう
に、駆動巻線の一部又は全部を出力巻線として兼用する
ことができる。また、請求項１０に示すように、平滑コ
ンデンサを主スイッチにダイオードを介して並列に接続
して昇圧型コンバータを構成することができる。

【００２１】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、電源における
電流制限値に達しないように直流変換器の入力電流が制
限される。従って、電源の電流は電流制限値に達しない
ので、電源の電圧の上昇が抑制されない。これにより、
入力電流が制限値に達しない状態で入力電圧の増大が増
大し、出力電圧の定電圧制御範囲に入る。これにより、
図３のＡ点又はＣ点の電力供給が可能になる。このた
め、比較的簡単な構成のフライバック型直流変換器によ
って電流制限を有する電源の電圧を安定化制御すること
ができる。また、請求項２及び３に示すようにオン時間
幅制限手段を設けると、比較的簡単な回路構成によって
主スイッチのオン時間の制限を達成することができる。
また、定電圧制御回路を請求項４及び５に示すように構
成すると、定電圧制御を比較的簡単な回路で達成するこ
とができる。また、請求項７に示すように電源のモード
変化に応じて定電圧制御形態を切換えると、常に最適な
電圧制御が可能になる。

【００２２】

【実施形態及び実施例】次に、本発明の実施形態及び実
施例を図面を参照して説明する。

【００２３】

【第１の実施例】まず、図６〜図８を参照して本発明の
第１の実施例の自励式フライバック型コンバータを説明
する。但し、図６及び後述する第２〜第６の実施例を示
す図９〜図１２において図１と実質的に同一の部分には
同一の符号を付してその説明を省略する。図６に示す第
１の実施例のコンバータは、図１のコンバータにオン時
間幅制限手段としての抵抗５１、ダイオード５２、トラ
ンジスタ５３、抵抗５４、及びコンデンサ５５を付加し
た他は図１のコンバータと同一に構成され、付加した部
分以外は図１のコンバータと同一に動作する。

【００２４】主スイッチ６のオン時間幅を制限するため
のオン時間幅制限手段には上記の付加した部分の他に起
動抵抗１５と駆動用コンデンサ１４も含まれる。オン時
間幅制限手段の第１の抵抗５１は駆動用コンデンサ１４
の充電時定数と放電時定数との決定に関与するものであ
って、この一端は駆動用コンデンサ１４の主スイッチ６
側の端子に接続されている。オン時間幅制限手段の第２
の抵抗としての起動抵抗１５は第１の電源端子２と第１
の抵抗５１の他端との間に接続され、駆動用コンデンサ
１４の充電時定数の決定に関与する。第１の抵抗５１と
駆動巻線９の下端との間に逆流阻止用ダイオード５２を
介してオン時間幅制限用スイッチとしてのトランジスタ
５３が接続されている。即ち、ＮＰＮ型のトランジスタ
５３のコレクタはダイオード５２を介して第１の抵抗５
１に接続され、エミッタは駆動巻線９の下端に接続され
ている。オン時間幅制限用トランジスタ５３のベース
（制御端子）はこれをオン制御する手段としての抵抗５
４を介して駆動巻線９の上端に接続されている。また、
抵抗５４に並列にコンデンサ５５が接続されている。

【００２５】次に、図７を参照して図６のオン時間幅制
限手段の動作を説明する。図７のｔ0 時点で主スイッチ
６がオフになり、駆動巻線９の電圧Ｖ9 が図７（Ｂ）に
示すように主スイッチ６を逆バイアスする向きになる
と、充電手段としての抵抗１５及び５１を介して駆動用
コンデンサ１４の充電が開始し、この電圧Ｖ14が図７
（Ａ）に示すように傾斜を有して増大する。この傾斜は
抵抗１５、５１とコンデンサ１４の充電時定数で決定さ
れる。図７のｔ1 時点になって駆動用コンデンサ１４の
電圧Ｖ14と駆動巻線９の電圧Ｖ9 との和が主スイッチ６
のしきい値に達すると、主スイッチ６がオンになる。主
スイッチ６がオンになると、正帰還で駆動巻線９には図
７（Ｂ）に示すように主スイッチ６を順バイアスする向
きの電圧が発生し、主スイッチ６のオンが保持される。
これと同時に駆動巻線９からオン時間幅制限用トランジ
スタ５３にベース電流が供給され、このトランジスタ５
３が図７（Ｃ）に示すようにオン状態になる。これによ
り、コンデンサ１４と抵抗５１とダイオード５２とトラ
ンジスタ５３と駆動巻線９とから成る回路で決定される
放電時定数に従う放電回路が形成され、駆動用コンデン
サ１４の放電が開始し、この電圧Ｖ14が図７（Ａ）に示
すように徐々に低下する。主スイッチ６は駆動巻線９の
電圧Ｖ9 と駆動用コンデンサ１４の電圧Ｖ14との和Ｖ9
＋Ｖ14で駆動されており、この和の電圧Ｖ9 ＋Ｖ14がｔ
2 時点で主スイッチ６のしきい値よりも低くなると、主
スイッチ６がオフに転換し、オン時間幅制限用トランジ
スタ５３もオフに転換し、抵抗５１とダイオード５２と
トランジスタ５３から成る放電手段による放電が終了
し、ｔ2 時点から再び駆動用コンデンサ１４の充電が開
始する。

【００２６】ここで、重要なことは、主スイッチ６のｔ
1 〜ｔ2 のオン時間幅が電源１の電流制限値よりも低い
値に入力電流を制限することができるように設定されて
いることである。図７（Ｄ）はオフ制御トランジスタ２
２のベース・エミッタ間電圧とＶ7 ＋Ｖ24を示す。図７
（Ｄ）から明らかなように主スイッチ６のオンによって
トランジスタ２２のベース電圧も傾斜を有して増大する
が、これがしきい値Ｖthに達する前に主スイッチ６は本
発明に従うオフ時間幅制限手段でオフ制御されている。
主スイッチ６の最大オン時間幅は、駆動用コンデンサ１
４の放電時定数で調整され、コンバータの入力電流（平
均値）Ｉinが図３に示した電源１の電流制限値即ち最大
電流Ｉm よりも低い値になるように決定されている。図
８は本発明に従う図６の自励式のフライバック型コンバ
ータの入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinの関係を示す。

【００２７】図６のコンバータの電源端子２、３間の電
源１として図５に示すようにＩm （３９ｍＡ）の電流制
限を有するものが接続されたとしても、コンバータ側で
入力電流Ｉinが制限値Ｉm の電流が流れないように制御
されると、図５の特性の電源１は電源１の出力電圧即ち
コンバータの入力電圧Ｖinを上げることが可能になり、
図８でＶb よりも高い入力電圧Ｖinがコンバータに供給
され、図８のＡ点の電圧Ｖａ及びＣ点の電圧Ｖc を入力
電圧Ｖinとして得ることができる。もし、図６の電源１
として図４の回路が接続されている場合の入力電圧Ｖi
n、入力電流Ｉinは、電話機が話中の時に図８のＡ点に
なり、待機中の時にはＣ点となる。

【００２８】上述から明らかなように第１の実施例によ
れば、電源１として電流制限特性を有する電源が接続さ
れた時でも動作する自励のフライバック型コンバータを
提供することができる。

【００２９】

【第２の実施例】次に、図９を参照して第２の実施例の
コンバータを説明する。但し、図９及び後述する図１０
〜図１２において図６と実質的に同一の部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図９に示すコンバー
タは、図６から発光ダイオード１９、ホトトランジスタ
２１、ダイオード２５、２６、抵抗２７から成る電圧制
御回路を省き、この代りにダミー抵抗６０を設けた他は
図６と同一に構成したものである。

【００３０】ダミー抵抗６０は平滑コンデンサ１２の一
端と誤差増幅器１８の出力端子との間に設けられてい
る。従って、もし出力電圧Ｖ0 が基準値よりも高くなる
と、誤差増幅器１８の出力電圧レベルが低下し、ダミー
抵抗６０に流れ込む電流が増加し、出力電圧Ｖ0 が下が
る。逆に、出力電圧Ｖ0 が基準値よりも低くなった時に
はダミー抵抗６０に流れる電流が減少し、出力電圧Ｖ0
は基準値に戻るように高くなる。図９のコンバータの電
源１として定電流源が接続されている場合には、図６と
同一の定電圧制御回路で出力電圧Ｖ0 を一定に制御する
ことができるが、入力電流を一定にするこができない。
しかし、図９に示すようにダミー抵抗６０による定電圧
制御回路を設けると、電流のバイパス量の制御（等価的
にインピーダンス制御）によって出力電圧Ｖ0 を一定に
制御できると共に入力電流を一定に保つことができる。

【００３１】図９のコンバータでは、トランジスタ２２
のベースが電圧制御信号で制御されないので、電流検出
抵抗７の電圧Ｖ7 のみに依存してオンになる。電源１が
定常状態において一定電流を供給するように構成されて
いれば、主スイッチ６のオン時間幅は一定である。

【００３２】コンデンサ１４、抵抗１５、５１、ダイオ
ード５２、トランジスタ５３から成るオン時間幅制限手
段は、第１の実施例と同様に作用し、電源１における電
流制限値よりも低い値にコンバータの入力電流Ｉinを抑
えるように主スイッチ６のオン時間幅を制限する。ま
た、トランジスタ５３のオンに基づいて決定される主ス
イッチ６のオン時間幅は、トランジスタ２２に基づいて
決定される主スイッチ６のオン時間幅よりは短い。

【００３３】第２の実施例は第１の実施例と同様な作用
効果を有する他に、定電圧制御回路が簡単になるという
効果及び入力電流を一定に保つことができると共に出力
電圧を一定に保つことができるという効果を有する。な
お、図９のコンバータは通話中に電源１から定電流供給
方式で電力を供給する時に好適なものである。

【００３４】

【第３の実施例】図１０に示す第３の実施例のコンバー
タは、図６のコンバータに図９のダミー回路を付加した
ものに相当する。即ち、図１０のコンバータは図６の回
路の電源１を図４に示す電話機用電源とし、ダミー抵抗
６０を付加し、電圧制御用発光ダイオード１９を定電流
供給モード時に非動作にするためのスイッチとしてのフ
ォトトランジスタ６１を設け、フォトトランジスタ６１
を定電流供給モード時にオンにするための定電流供給モ
ード検出回路６２を設けた他は図６の回路と同一に構成
したものである。

【００３５】ダミー抵抗６０は図９の回路と同一の目的
のものであって、ホトトランジスタ６１及び発光ダイオ
ード１９に直列に接続されている。定電流供給モードに
応答するホトトランジスタ６１は発光ダイオード１９に
並列に接続されている。従って、定電流供給モード時に
ホトトランジスタ６１がオンになると、これによって発
光ダイオード１９が短絡され、発光ダイオード１９によ
る電圧制御動作が遮断され、図９と同様にダミー抵抗６
０による電圧制御が開始する。

【００３６】定電流供給モード検出回路６２はコンパレ
ータ６３と基準電圧源６４と逆流阻止用ダイオード６５
と抵抗６６と発光ダイオード６７とから成る。コンパレ
ータ６３の一方の入力端子はダイオード６５を介して電
源１の第２の端子３２に接続され、他方の入力端子は基
準電圧源６４に接続されている。発光ダイオード６７は
コンパレータ６３の出力端子に接続され且つホトトラン
ジスタ６１に光結合されている。なお、抵抗６６及び基
準電圧源６４の一端は駆動巻線９の下端に接続されてい
る。また、駆動巻線９の下端は電流検出抵抗７を介さな
いで主スイッチ６のソースに直接に接続されている。

【００３７】電源１は図４に示すものと同一であって、
局側電源回路１ａとコンバータ側電源回路１ｂとから成
り、定電圧供給モードと定電流供給モードとを選択的に
とるものである。定電流供給モード時には図４で説明し
たように第２の端子３２に正方向の電圧が得られるの
で、コンパレータ６３はこれを検出し、発光ダイオード
６７を発光させ、フォトトランジスタ６１をオンにす
る。

【００３８】この実施例では局側電源回路１ａが定電圧
供給モードの時にはホトトランジスタ６１がオフに保た
れ、図６の回路と同様に発光ダイオード１９による定電
圧制御が行われる。また、局側電源回路１ａが定電流供
給モード時には、ホトトランジスタ６１がオンになり、
発光ダイオード１９が短絡されるために図９と同一のダ
ミー抵抗６０による電圧制御が行われる。従って、図１
０のコンバータでは電源１の動作モードに適合した定電
圧制御が実行される。なお、トランジスタ５３を含むオ
ン時間幅制限手段は第１及び第２の実施例と同様に動作
し、同様な効果を得ることができる。

【００３９】

【第４の実施例】図１１に示す第４の実施例は、図６の
出力巻線８を省き、駆動巻線９にダイオード１１を介し
て平滑コンデンサ１２を並列に接続した他は図６と同一
に構成したものである。図１１に示すように駆動巻線９
を兼用して出力回路を構成しても図６のコンバータと同
様な効果を得ることができる。なお、図６の駆動巻線９
を省き、出力巻線８を駆動巻線に兼用する構成にするこ
ともできる。

【００４０】

【第５の実施例】図１２に示す第５の実施例のコンバー
タは、図６から出力巻線８を省き、平滑コンデンサ１２
をダイオード１１を介して主スイッチ６に並列接続した
他は図６と同一に構成したものである。図１２のコンバ
ータは、主スイッチ６のオフ時に電源１の電圧と主巻線
５の電圧との和の出力を得ることができる昇圧型コンバ
ータである。この図１２のコンバータにおいても図６と
同様な効果を得ることができる。

【００４１】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図１１及び図１２の回路においても電源１及び
定電圧制御手段を図９及び図１０の回路のように構成す
ることができる。 （２） 主スイッチ６をバイポーラトランジスタ等の別
の半導体スイッチに置き換えることができる。 （３） トランジスタ２１、２２をＦＥＴ等の半導体ス
イッチに置き換えることができる。 （４） 抵抗５１を充電時定数用と放電時定数用に兼用
しないで、充電用抵抗と放電用抵抗とを個々に設けるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のフライバック型コンバータを示す回路図
である。

【図２】図１の各部の状態を示す波形図である。

【図３】図１の電源を電圧源とした時の入力電圧と入力
電流の関係を示す図である。

【図４】電流制限特性を有する電話機用電源を示す回路
図である。

【図５】電流制限特性を有する電源の電流と電圧の関係
を示す特性図である。

【図６】第１の実施例のフライバック型コンバータを示
す回路図である。

【図７】図６の各部の状態を示す波形図である。

【図８】図６の電流を電流制限特性を有するものにした
場合におけるコンパレータの入力電圧と入力電流の関係
を示す図である。

【図９】第２の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。

【図１０】第３の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。

【図１１】第４の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。

【図１２】第５の実施例のコンバータを示す回路図であ
る。

【符号の説明】

６ 主スイッチ ７ 電流検出抵抗 ９ 駆動巻線 ２１ オン時間幅制限用トランジスタ ２２ オフ制御用トランジスタ ２６ ダミー抵抗

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 供給電流が所定制限値よりも増大するこ
   とを制限する手段を有して直流電力を供給するように構
   成された直流電源に接続される第１及び第２の直流電源
   端子と、 その一端が前記第１の直流電源端子に接続された主巻線
   と、 第１及び第２の主端子と制御端子とを有し、前記第１の
   主端子が前記主巻線の他端に接続され、前記第２の主端
   子が前記第２の直流電源端子に接続された主スイッチ
   と、 前記主スイッチのオン期間に前記主巻線にエネルギを蓄
   積させ、前記主スイッチのオフ期間に前記主巻線の蓄積
   エネルギを放出させるための整流ダイオードと前記ダイ
   オードの整流出力を平滑する平滑コンデンサとを含んで
   負荷に直流電力を供給するための出力回路と、 前記主巻線に電磁結合され且つその一端が前記主スイッ
   チの前記制御端子に接続され且つその他端が前記第２の
   主端子に接続され且つ主スイッチを正帰還駆動するよう
   に極性が決定されている駆動巻線と、 前記平滑コンデンサの出力電圧を一定に制御するための
   定電圧制御回路と、 前記第１及び第２の直流電源端子を通って流れる電流を
   前記直流電源の供給電流の前記所定制限値よりも低い値
   に制限することができるように前記主スイッチのオン時
   間幅を制限するためのオン時間幅制限手段とを備えたフ
   ライバック型直流変換器。
2. 【請求項２】 前記オン時間幅制限手段は、 前記駆動巻線の一端と前記主スイッチの制御端子との間
   に接続された駆動用コンデンサと、 前記主スイッチの制御端子に前記主スイッチをオンにす
   る方向の電圧を印加することができる向きに前記駆動用
   コンデンサを徐々に充電するための充電手段と、 前記主スイッチのオンに同期して前記コンデンサの放電
   を開始させ、前記主スイッチ駆動用コンデンサの充電電
   圧を徐々に低下させるための放電手段とから成ることを
   特徴とする請求項１記載の直流変換器。
3. 【請求項３】 前記オン時間幅制限手段は、 前記駆動巻線の一端と前記主スイッチの制御端子との間
   に接続された駆動用コンデンサと、 その一端が前記駆動用コンデンサの前記主スイッチ側端
   子に接続された第１の抵抗と、 前記第１の抵抗の他端と前記駆動巻線の他端との間に接
   続されたオン時間幅制限用スイッチと、 前記第１の直流電源端子と前記第１の抵抗の他端との間
   に接続された第２の抵抗と、 前記駆動巻線に発生する前記主スイッチをオンに駆動す
   る向きの電圧に応答して前記オン時間幅制限用スイッチ
   をオン状態に制御する手段とから成ることを特徴とする
   請求項１記載の直流変換器。
4. 【請求項４】 前記定電圧制御回路は、 前記主スイッチの前記第２の主端子と前記第２の直流電
   源端子との間に接続された電流検出抵抗と、 前記主スイッチの制御端子と前記駆動巻線の他端との間
   に接続されたオフ制御スイッチと、 前記電流検出抵抗の主スイッチ側端子と前記オフ制御ス
   イッチの制御端子との間に接続されたオフ制御用抵抗
   と、 前記オフ制御用抵抗に並列接続された電圧制御用コンデ
   ンサと、 前記駆動巻線の一端と前記オフ制御用スイッチの制御端
   子との間に接続された制御素子と、 定電圧制御のための基準電圧源と、 前記平滑コンデンサの電圧を検出する出力電圧検出手段
   と、 前記出力電圧検出手段で検出した電圧と前記基準電圧源
   の基準電圧との差に対応する電圧制御信号を作成して前
   記制御素子を制御する電圧制御信号形成手段とから成る
   ことを特徴とする請求項１又は２又は３記載の直流変換
   器。
5. 【請求項５】 前記定電圧制御回路は、 定電圧制御のための基準電圧源と、 前記平滑コンデンサの電圧を検出する出力電圧検出手段
   と、 前記出力電圧検出手段で検出した電圧と前記基準電圧源
   の基準電圧との差に対応する信号を形成する差信号形成
   手段と、 前記平滑コンデンサの一端と前記差信号形成手段の出力
   端子との間に接続されたダミー抵抗とから成ることを特
   徴とする請求項１又は２又は３又は４記載の直流変換
   器。
6. 【請求項６】 前記第１及び第２の直流電源端子に接続
   される直流電源は、 電流制限を伴なった定電圧供給モードと定電流供給モー
   ドとを選択的にとる電圧電流源と、 第１及び第２の端子と、 前記定電圧供給モード時に前記第１の端子を前記電圧電
   流源の一端に接続し且つ前記第２の端子を前記電圧電流
   源の他端に接続し、前記定電流供給モード時に前記第１
   の端子を前記電圧電流源の他端に接続し且つ前記第２の
   端子を前記電圧電流源の一端に接続する切換手段と、 前記第１及び第２の端子に接続された全波整流回路とを
   有し、前記全波整流回路の出力端子が前記第１及び第２
   の直流電源端子に接続されるように構成されていること
   を特徴とする請求項１又は２又は３又は４記載の直流変
   換器。
7. 【請求項７】 前記第１及び第２の直流電源端子に接続
   される直流電源は、 電流制限を伴なった定電圧供給モードと定電流供給モー
   ドとを選択的にとる電圧電流源と、 第１及び第２の端子と、 前記定電圧供給モード時に前記第１の端子を前記電圧電
   流源の一端に接続し且つ前記第２の端子を前記電圧電流
   源の他端に接続し、前記定電流供給モード時に前記第１
   の端子を前記電圧電流源の他端に接続し且つ前記第２の
   端子を前記電圧電流源の一端に接続する切換手段と、 前記第１及び第２の端子に接続された全波整流回路とを
   有し、前記全波整流回路の出力端子が前記第１及び第２
   の直流電源端子に接続されるか、又は第１及び第２の直
   流電源端子として機能するように構成されており、 前記定電圧制御回路は、前記主スイッチのオン時間幅を
   制御して前記出力電圧を一定に制御することができると
   共に前記平滑コンデンサに対して並列に接続されたダミ
   ー抵抗に流れる電流を制御して前記出力電圧を一定に制
   御できるように構成されており、 前記直流電源が前記定電流供給モードにあるか、又は前
   記定電圧供給モードにあるかを区別することができる信
   号を得る手段が設けられており、 前記区別する信号に基づいて前記定電流供給モードの時
   に前記ダミー抵抗による定電圧制御状態を設定し、前記
   定電圧供給モードの時には前記主スイッチのオン時間幅
   の制御による定電圧制御状態を設定するための手段が設
   けられていることを特徴とする請求項１又は２又は３記
   載の直流変換器。
8. 【請求項８】 前記出力回路は、前記主巻線に電磁結合
   された出力巻線を有し、前記平滑コンデンサは前記ダイ
   オードを介して前記出力巻線に並列に接続されているこ
   とを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の直流
   変換器。
9. 【請求項９】 前記平滑コンデンサは前記ダイオードを
   介して前記駆動巻線に少なくとも一部に並列に接続され
   ていることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記
   載の直流変換器。
10. 【請求項１０】 前記平滑コンデンサは前記主スイッチ
    に対して前記ダイオードを介して並列に接続されている
    ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の直
    流変換器。