JPH11113256A - ３相力率改善形コンバータ - Google Patents
３相力率改善形コンバータInfo
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- JPH11113256A JPH11113256A JP28786797A JP28786797A JPH11113256A JP H11113256 A JPH11113256 A JP H11113256A JP 28786797 A JP28786797 A JP 28786797A JP 28786797 A JP28786797 A JP 28786797A JP H11113256 A JPH11113256 A JP H11113256A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】３相３線式交流電源各相間に，高調波抑制機能
を有した単相コンバータ３組を接続した３相力率改善形
コンバータで，簡単な回路構成でリップル電流を抑制
し，かつ高調波抑制，各相の電流バランスを達成するも
のである。 【解決手段】３相３線式交流電源各相間に，高調波抑制
機能を有した単相コンバータ３組を接続した３相力率改
善形コンバータにおいて，各単相コンバータは高調波抑
制回路１，１７，１８と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０が各々１個づつ接続される。前記高調波
抑制回路は整流回路と前記整流回路の出力を直流高電圧
に昇圧する昇圧チョッパ回路からなる，前記昇圧チョッ
パ回路の出力を入力とした絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０の各出力は並列接続される。前記絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは電流モード制御回路２３を持
ち，前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの共通の制御信号
を出力する出力電圧検出誤差増幅器２２で構成される。
を有した単相コンバータ３組を接続した３相力率改善形
コンバータで，簡単な回路構成でリップル電流を抑制
し，かつ高調波抑制，各相の電流バランスを達成するも
のである。 【解決手段】３相３線式交流電源各相間に，高調波抑制
機能を有した単相コンバータ３組を接続した３相力率改
善形コンバータにおいて，各単相コンバータは高調波抑
制回路１，１７，１８と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０が各々１個づつ接続される。前記高調波
抑制回路は整流回路と前記整流回路の出力を直流高電圧
に昇圧する昇圧チョッパ回路からなる，前記昇圧チョッ
パ回路の出力を入力とした絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
８，１９，２０の各出力は並列接続される。前記絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは電流モード制御回路２３を持
ち，前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの共通の制御信号
を出力する出力電圧検出誤差増幅器２２で構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，３相３線式交流給電に
おける高調波電流抑制機能を備えた３相力率改善形コン
バータに関するものである。
おける高調波電流抑制機能を備えた３相力率改善形コン
バータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】３相３線式交流給電において，単相の高
調波抑制機能を有する入出力絶縁型コンバータ３台を各
相間に接続し，その各出力を並列に接続して，電源回路
を構成する方法が知られている。
調波抑制機能を有する入出力絶縁型コンバータ３台を各
相間に接続し，その各出力を並列に接続して，電源回路
を構成する方法が知られている。
【０００３】この回路構成で各コンバータに制御回路を
個別に持たせた場合，各相の電流バランス，すなわち，
各コンバータが分担する負荷電流は必ずしも同一になら
ない。したがって電流バランスをとる機能が必要とな
る。 （２） 各相のＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチを同一の制御
信号で駆動し，昇圧チョッパの出力電圧のレギュレーシ
ョンにより各相の電流をバランスさせることが特願平９
−１２０３５８で提案されている。
個別に持たせた場合，各相の電流バランス，すなわち，
各コンバータが分担する負荷電流は必ずしも同一になら
ない。したがって電流バランスをとる機能が必要とな
る。 （２） 各相のＤＣ−ＤＣコンバータの主スイッチを同一の制御
信号で駆動し，昇圧チョッパの出力電圧のレギュレーシ
ョンにより各相の電流をバランスさせることが特願平９
−１２０３５８で提案されている。
【０００４】図４はこの回路例を示すものである。図４
で１，１７，１８は昇圧型の高調波抑制回路で入力は各
々３相３線式の各相間に接続される。出力は各々絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力に接続されている。各ＤＣ
−ＤＣコンバータ８，１９，２０の出力は並列に接続さ
れ負荷１６に直流電力を供給する。高調波抑制回路部
１，１７，１８は各々整流ダイオードブリッジ２，チョ
ークコイル３，スイッチング素子４，ダイオード５，平
滑用コンデンサ６，及び制御回路７で構成さる昇圧型高
調波抑制回路である。
で１，１７，１８は昇圧型の高調波抑制回路で入力は各
々３相３線式の各相間に接続される。出力は各々絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの入力に接続されている。各ＤＣ
−ＤＣコンバータ８，１９，２０の出力は並列に接続さ
れ負荷１６に直流電力を供給する。高調波抑制回路部
１，１７，１８は各々整流ダイオードブリッジ２，チョ
ークコイル３，スイッチング素子４，ダイオード５，平
滑用コンデンサ６，及び制御回路７で構成さる昇圧型高
調波抑制回路である。
【０００５】ＤＣ−ＤＣコンバータ部８，１９，２０は
それぞれ同時にオンオフする主スイッチ９と１０，変圧
器１１，整流ダイオード１２，フライホイールダイオー
ド１３，平滑用チョークコイル１４，平滑用コンデンサ
１５で構成されるフォワードコンバータである。２２は
出力電圧検出誤差増幅器で出力電圧を基準値と比較しそ
の誤差を増幅する。２２の出力信号は幅制御回路２５に
送られ，出力電圧を一定に保つために必要なコンバータ
のパルス幅を決める。また変流器でスイッチング電流を
検出しパルス幅を制御し過電流保護を行う。
それぞれ同時にオンオフする主スイッチ９と１０，変圧
器１１，整流ダイオード１２，フライホイールダイオー
ド１３，平滑用チョークコイル１４，平滑用コンデンサ
１５で構成されるフォワードコンバータである。２２は
出力電圧検出誤差増幅器で出力電圧を基準値と比較しそ
の誤差を増幅する。２２の出力信号は幅制御回路２５に
送られ，出力電圧を一定に保つために必要なコンバータ
のパルス幅を決める。また変流器でスイッチング電流を
検出しパルス幅を制御し過電流保護を行う。
【０００６】３個のＤＣ−ＤＣコンバータ８，１９，２
０は同一のパルスで駆動されるため，ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電圧，すなわち高調波抑制回路の出力電圧が
一定で，各部品の特性が同じであれば，各ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８，１９，２０の電流はバランスし，これらの
入力電源である高調波抑制回路１，１７，１８の電流も
バランスする。 （３）
０は同一のパルスで駆動されるため，ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの入力電圧，すなわち高調波抑制回路の出力電圧が
一定で，各部品の特性が同じであれば，各ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８，１９，２０の電流はバランスし，これらの
入力電源である高調波抑制回路１，１７，１８の電流も
バランスする。 （３）
【０００７】実際には各部品の特性はばらついている
が，高調波抑制回路の出力電圧は出力電流に対してマイ
ナスの変動特性を持っているため，電流が増加するとＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの入力電圧が下がり電流を減らす作
用をするためバランスを保つように作用する。このよう
に，この方式によれば非常に簡単な回路で各相の入力の
高調波電流の抑制と電流バランスを満足させることがで
きる。
が，高調波抑制回路の出力電圧は出力電流に対してマイ
ナスの変動特性を持っているため，電流が増加するとＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの入力電圧が下がり電流を減らす作
用をするためバランスを保つように作用する。このよう
に，この方式によれば非常に簡単な回路で各相の入力の
高調波電流の抑制と電流バランスを満足させることがで
きる。
【０００８】しかし，このような従来技術では次のよう
な問題点がある。全波整流された入力電流は平滑用コン
デンサ６で平滑されるが，入力電流とコンデンサの容
量，特性で決まるリップル電圧が発生する。昇圧チョッ
パの出力，すなわち，ＤＣ−ＤＣコンバータの入力は商
用電源の１周期の平均値は各相間で同じでも，リップル
電圧は各相のＡＣ入力電圧の位相差に対応しているの
で，瞬時を考えると，各相間で位相に対応した差があ
る。
な問題点がある。全波整流された入力電流は平滑用コン
デンサ６で平滑されるが，入力電流とコンデンサの容
量，特性で決まるリップル電圧が発生する。昇圧チョッ
パの出力，すなわち，ＤＣ−ＤＣコンバータの入力は商
用電源の１周期の平均値は各相間で同じでも，リップル
電圧は各相のＡＣ入力電圧の位相差に対応しているの
で，瞬時を考えると，各相間で位相に対応した差があ
る。
【０００９】したがって，各相のＤＣ−ＤＣコンバータ
の主スイッチを同一の制御信号で駆動した場合，各相の
ＤＣ−ＤＣコンバータの電流は入力電圧と正の関係で変
化するので，前記リップル電圧と同位相のリップル電流
が重畳される。
の主スイッチを同一の制御信号で駆動した場合，各相の
ＤＣ−ＤＣコンバータの電流は入力電圧と正の関係で変
化するので，前記リップル電圧と同位相のリップル電流
が重畳される。
【００１０】このリップル電流によりＤＣ−ＤＣコンバ
ータの各部の電流の実効値が増加するため，電力損失が
大きくなる。また，このリップル電流を減らそうとする
と，高調波抑制回路の出力平滑用コンデンサ６の容量を
大きくする必要があるため，装置の外形寸法が大きくな
る等の欠点がある。
ータの各部の電流の実効値が増加するため，電力損失が
大きくなる。また，このリップル電流を減らそうとする
と，高調波抑制回路の出力平滑用コンデンサ６の容量を
大きくする必要があるため，装置の外形寸法が大きくな
る等の欠点がある。
【００１１】また，３相力率改善形コンバータの出力電
流（３台のＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続点から見た
負荷電流）を検出し，電流分担装置より電流指令を昇圧
チョッパまたはＤＣ−ＤＣコンバータに与え，各相の電
流をバランスさせる方式も提案されている。 （４）
流（３台のＤＣ−ＤＣコンバータの並列接続点から見た
負荷電流）を検出し，電流分担装置より電流指令を昇圧
チョッパまたはＤＣ−ＤＣコンバータに与え，各相の電
流をバランスさせる方式も提案されている。 （４）
【００１２】図５はこの方式の一例を示すもので，同一
符号は図４と同じ回路部，部品を示す。２８は直流電流
の検出器で，２７は分担信号発生器で電流検出器の電圧
を増幅し分担電流の指令電圧を発生する。２６は電流制
御部であり，変流器２１からユニットの電流を検出し，
２７の信号との誤差がなくすように，出力電圧制御用の
基準電圧を制御しパルス幅制御部２５に送出する。２５
ではこの基準電圧と出力電圧検出誤差増幅器２２の出力
を比較しパルス幅を決定する。
符号は図４と同じ回路部，部品を示す。２８は直流電流
の検出器で，２７は分担信号発生器で電流検出器の電圧
を増幅し分担電流の指令電圧を発生する。２６は電流制
御部であり，変流器２１からユニットの電流を検出し，
２７の信号との誤差がなくすように，出力電圧制御用の
基準電圧を制御しパルス幅制御部２５に送出する。２５
ではこの基準電圧と出力電圧検出誤差増幅器２２の出力
を比較しパルス幅を決定する。
【００１３】ドライブ回路２４はこのパルス幅で主スイ
ッチを駆動する。したがってＤＣ−ＤＣコンバータの電
流は常にバランスがとれ，これを負荷とする高調波抑制
回路の電流もバランスする。また，前記のリップル電流
も抑制できる。しかしながら，回路構成と各制御部２
８，２７，２６は複雑でありコストアップは避けられな
い。また部品増加により実装スペースがより必要となり
小型化の障害となっている。このように，従来技術にお
いては，リップル電流により各部の電流実効値が大きく
なり，電力損失が大きくなる欠点があった。このリップ
ル電流を抑制しようとする場合は，平滑用コンデンサで
対応すると大容量の電解コンデンサが必要となり，ま
た，電子回路で対応すると電流検出器，負荷分担制御装
置が必要でコストが高く，外形寸法が大きくなる欠点が
あった。
ッチを駆動する。したがってＤＣ−ＤＣコンバータの電
流は常にバランスがとれ，これを負荷とする高調波抑制
回路の電流もバランスする。また，前記のリップル電流
も抑制できる。しかしながら，回路構成と各制御部２
８，２７，２６は複雑でありコストアップは避けられな
い。また部品増加により実装スペースがより必要となり
小型化の障害となっている。このように，従来技術にお
いては，リップル電流により各部の電流実効値が大きく
なり，電力損失が大きくなる欠点があった。このリップ
ル電流を抑制しようとする場合は，平滑用コンデンサで
対応すると大容量の電解コンデンサが必要となり，ま
た，電子回路で対応すると電流検出器，負荷分担制御装
置が必要でコストが高く，外形寸法が大きくなる欠点が
あった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明はＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御に電流モード制御回路を使用することに
より，簡単な回路構成でリップル電流を抑制し，かつ高
調波抑制，各相の電流バランスを達成するものである。 （５）
ンバータの制御に電流モード制御回路を使用することに
より，簡単な回路構成でリップル電流を抑制し，かつ高
調波抑制，各相の電流バランスを達成するものである。 （５）
【００１５】
【課題を解決しようとする手段】３相３線式交流電源各
相間に，高調波抑制機能を有した単相コンバータ３組を
接続した３相力率改善形コンバータにおいて，各単相コ
ンバータは高調波抑制回路と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タが各々１個づつ接続される。高調波抑制回路は整流回
路と前記整流回路の出力を直流高電圧に昇圧する昇圧チ
ョッパ回路からなる，昇圧チョッパ回路の出力を入力と
した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの各出力は並列接続さ
れる。前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは電流モード制
御回路を持ち，前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは出力
電圧検出誤差増幅器の出力で共通に制御されている。
相間に，高調波抑制機能を有した単相コンバータ３組を
接続した３相力率改善形コンバータにおいて，各単相コ
ンバータは高調波抑制回路と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タが各々１個づつ接続される。高調波抑制回路は整流回
路と前記整流回路の出力を直流高電圧に昇圧する昇圧チ
ョッパ回路からなる，昇圧チョッパ回路の出力を入力と
した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの各出力は並列接続さ
れる。前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは電流モード制
御回路を持ち，前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは出力
電圧検出誤差増幅器の出力で共通に制御されている。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示すもので，図
４，５と同一符号の回路部，部品は同一内容を示す。図
２は電流モード制御のブロック図で図１と同一符号は同
一内容を示す。また，図３は図２の動作を示すもので，
波形の符号は図２の各部を示す符号と対応する。
４，５と同一符号の回路部，部品は同一内容を示す。図
２は電流モード制御のブロック図で図１と同一符号は同
一内容を示す。また，図３は図２の動作を示すもので，
波形の符号は図２の各部を示す符号と対応する。
【００１７】はじめに，図２，図３にて電流モード制御
について説明する。図２で，２３は電流モード制御回路
の１例を示すブロック図である。クロックパルス発生器
５３のクロックパルス（図３のＤ）でフリップフロップ
５４はセットされる。フリップフロップ５４はセットさ
れるとリセットされるまで，駆動回路２４に主スイッチ
がオンする信号（図３のＥ）を送出し，主スイッチ９，
１０を同時にオンさせる。主スイッチ９，１０がオンす
るとトランス１１の一次コイルNpにＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力電圧（コンデンサ６の電圧）Vcが印加される。
トランス１１の二次コイルNsに電圧Ｖｃ×Ｎｓ／Ｎｐが
発生し、ダイオード１２がオンし，チョークコイル１
４，コンデンサ１５を介して直流電力を出力する。主ト
ランジスタ９，１０がオンの期間チョークコイル１４に
はトランス二次電圧と出力電圧の差が印加され，次の式
にて決定される電流傾斜でチョーク電流は増 （６） 加する。 di／dt＝（Vc×Ns／Np−Vo）／Ｌ ・・（１） ここでＬはチョークコイル１４のインダクタンスであ
る。
について説明する。図２で，２３は電流モード制御回路
の１例を示すブロック図である。クロックパルス発生器
５３のクロックパルス（図３のＤ）でフリップフロップ
５４はセットされる。フリップフロップ５４はセットさ
れるとリセットされるまで，駆動回路２４に主スイッチ
がオンする信号（図３のＥ）を送出し，主スイッチ９，
１０を同時にオンさせる。主スイッチ９，１０がオンす
るとトランス１１の一次コイルNpにＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力電圧（コンデンサ６の電圧）Vcが印加される。
トランス１１の二次コイルNsに電圧Ｖｃ×Ｎｓ／Ｎｐが
発生し、ダイオード１２がオンし，チョークコイル１
４，コンデンサ１５を介して直流電力を出力する。主ト
ランジスタ９，１０がオンの期間チョークコイル１４に
はトランス二次電圧と出力電圧の差が印加され，次の式
にて決定される電流傾斜でチョーク電流は増 （６） 加する。 di／dt＝（Vc×Ns／Np−Vo）／Ｌ ・・（１） ここでＬはチョークコイル１４のインダクタンスであ
る。
【００１８】主スイッチ９，１０がオンの期間はチョー
ク１４の電流波形とトランス二次電流波形は同じであ
り，トランス一次電流波形は相似である。トランス一次
電流波形をＣＴ２１で検出し，電流波形検出器５２で電
圧波形に変換している。電流波形検出器５２の信号（図
３のＢ）と出力電圧誤差増幅器の出力（図３のＡ）を比
較器５１で比較しＢ＞Ａのときフリップフロップ５４の
リセット信号（図３のＣ）を発生する。
ク１４の電流波形とトランス二次電流波形は同じであ
り，トランス一次電流波形は相似である。トランス一次
電流波形をＣＴ２１で検出し，電流波形検出器５２で電
圧波形に変換している。電流波形検出器５２の信号（図
３のＢ）と出力電圧誤差増幅器の出力（図３のＡ）を比
較器５１で比較しＢ＞Ａのときフリップフロップ５４の
リセット信号（図３のＣ）を発生する。
【００１９】フリップフロップ５４はリセットされてか
ら再びセットされるまで，主スイッチ９，１０がオフと
なるように信号Ｅを駆動回路２４に送出する。主スイッ
チ９，１０がオフの期間チョークコイル１４の電流は減
少する。クロックパルス発生器５３の次のクロックパル
スでフリップフロップ５４がセットされ次のサイクルに
はいる。
ら再びセットされるまで，主スイッチ９，１０がオフと
なるように信号Ｅを駆動回路２４に送出する。主スイッ
チ９，１０がオフの期間チョークコイル１４の電流は減
少する。クロックパルス発生器５３の次のクロックパル
スでフリップフロップ５４がセットされ次のサイクルに
はいる。
【００２０】このようにして，出力電圧誤差増幅器の出
力よってパルス幅が制御され，出力は定電圧に制御され
る。ここで重要なことはパルス幅が制御される過程で，
電流波形検出器５２の信号（図３のＢ）と出力電圧誤差
増幅器の出力（図３のＡ）を比較器５１で比較しＢ＞Ａ
のときフリップフロップ５４のリセット信号（図３の
Ｃ）を発生し，主スイッチ９，１０をターンオフしてい
ることである。
力よってパルス幅が制御され，出力は定電圧に制御され
る。ここで重要なことはパルス幅が制御される過程で，
電流波形検出器５２の信号（図３のＢ）と出力電圧誤差
増幅器の出力（図３のＡ）を比較器５１で比較しＢ＞Ａ
のときフリップフロップ５４のリセット信号（図３の
Ｃ）を発生し，主スイッチ９，１０をターンオフしてい
ることである。
【００２１】つまり，出力電圧誤差増幅器の出力でＤＣ
−ＤＣコンバータの電流が制御されることである。図３
は負荷が変化した場合に，出力電圧を一定にとである。
図３は負荷が変化した場合に、出力電圧を一定にするよ
うに出力電圧検出誤差増幅器の出力Ａの変化に対応して
パルス電流が変化する様子を図示している。 （７） 負荷電流が大きい時は，電流波形のピーク値が高くなる
ように誤差増幅器２２の出力信号Ａの電圧は高く，オン
パルス（図３のＥ）の幅は広くなる。負荷電流が少ない
時は，電流波形のピーク値が低くなるように誤差増幅器
２２の出力信号Ａの電圧は低く，オンパルス（図３の
Ｅ）の幅は狭くなる。
−ＤＣコンバータの電流が制御されることである。図３
は負荷が変化した場合に，出力電圧を一定にとである。
図３は負荷が変化した場合に、出力電圧を一定にするよ
うに出力電圧検出誤差増幅器の出力Ａの変化に対応して
パルス電流が変化する様子を図示している。 （７） 負荷電流が大きい時は，電流波形のピーク値が高くなる
ように誤差増幅器２２の出力信号Ａの電圧は高く，オン
パルス（図３のＥ）の幅は広くなる。負荷電流が少ない
時は，電流波形のピーク値が低くなるように誤差増幅器
２２の出力信号Ａの電圧は低く，オンパルス（図３の
Ｅ）の幅は狭くなる。
【００２２】このように，電流波形検出器５２の出力波
形のピーク値は出力電圧検出誤差増幅器２２の出力信号
Ａの電圧と同じとなるように制御される。電流波形検出
器５２の出力波形はパルス電流波形と相似であるので，
パルス電流波形のピーク値はＡと比例する。信号Ａは各
ＤＣ−ＤＣコンバータに共通に送られるため各ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのパルス電流波形のピーク値は同じとな
る。ここで ｎ：Ｄ／Ｄのトランス１１の巻数比，T：Ｄ／Ｄの発振
周期 Ip：Ｄ／Ｄ出力平滑チョークの電流ピーク値 Vp：ＰＦＣ出力電圧，Wp：ＰＦＣの出力電力 ΔI：平滑チョークのリップル電流のｐ−ｐ値 （Ｄ／ＤはＤＣ−ＤＣコンバータ，ＰＦＣは高調波抑制
回路を示す。）とすると，Id：Ｄ／Ｄの出力電流は簡易
的に（２）式で示される。 Id≒Ip−(ΔI／２)×(Vo＋ΔVo／（ｎ×（Vp＋ΔVp））)・・・（２） これよりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流IdはIpから
（２）式の第二項を差し引いた値となる。ΔVo，ΔVpは
ダイオードの順方向電圧等各部のドロップ電圧の合計で
ある。これらがばらついても第二項の変化はIpに比べ十
分小さい。またIpはパルス電流のピーク値とほぼ比例関
係にあるので，出力電流Idは信号Ａの電圧にほぼ比例す
ることになる。 Wi：入力電力，Vi：入力電圧，Ii：入力電流とすると
（３）式となる。 Wi＝Vi×Ii≒Wp＝Vo×Id・・・（３） （８） （２），（３）式よりIiも信号Ａの電圧に比例すること
になり，各相の入力電流はバランスする。また（２）式
でVpがＰＦＣ出力のリップル電圧で変化してもIdの変化
は十分小さい。例えばリップル電圧がVpの１０％，ΔI
がIpの２０％とすると（２）式の第二項はIpの２％とな
り，ＰＦＣの出力のリップル電圧によるＤＣ−ＤＣコン
バータのリップル電流は十分低減される。
形のピーク値は出力電圧検出誤差増幅器２２の出力信号
Ａの電圧と同じとなるように制御される。電流波形検出
器５２の出力波形はパルス電流波形と相似であるので，
パルス電流波形のピーク値はＡと比例する。信号Ａは各
ＤＣ−ＤＣコンバータに共通に送られるため各ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータのパルス電流波形のピーク値は同じとな
る。ここで ｎ：Ｄ／Ｄのトランス１１の巻数比，T：Ｄ／Ｄの発振
周期 Ip：Ｄ／Ｄ出力平滑チョークの電流ピーク値 Vp：ＰＦＣ出力電圧，Wp：ＰＦＣの出力電力 ΔI：平滑チョークのリップル電流のｐ−ｐ値 （Ｄ／ＤはＤＣ−ＤＣコンバータ，ＰＦＣは高調波抑制
回路を示す。）とすると，Id：Ｄ／Ｄの出力電流は簡易
的に（２）式で示される。 Id≒Ip−(ΔI／２)×(Vo＋ΔVo／（ｎ×（Vp＋ΔVp））)・・・（２） これよりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流IdはIpから
（２）式の第二項を差し引いた値となる。ΔVo，ΔVpは
ダイオードの順方向電圧等各部のドロップ電圧の合計で
ある。これらがばらついても第二項の変化はIpに比べ十
分小さい。またIpはパルス電流のピーク値とほぼ比例関
係にあるので，出力電流Idは信号Ａの電圧にほぼ比例す
ることになる。 Wi：入力電力，Vi：入力電圧，Ii：入力電流とすると
（３）式となる。 Wi＝Vi×Ii≒Wp＝Vo×Id・・・（３） （８） （２），（３）式よりIiも信号Ａの電圧に比例すること
になり，各相の入力電流はバランスする。また（２）式
でVpがＰＦＣ出力のリップル電圧で変化してもIdの変化
は十分小さい。例えばリップル電圧がVpの１０％，ΔI
がIpの２０％とすると（２）式の第二項はIpの２％とな
り，ＰＦＣの出力のリップル電圧によるＤＣ−ＤＣコン
バータのリップル電流は十分低減される。
【００２３】以上より，共通の出力電圧誤差増幅器の出
力で各相の電流バランスがとれ，かつ各ＤＣ−ＤＣコン
バータのリップル電流も軽減されることが明らかであ
る。
力で各相の電流バランスがとれ，かつ各ＤＣ−ＤＣコン
バータのリップル電流も軽減されることが明らかであ
る。
【００２４】
【発明の効果】このように本発明によれば，単相の高調
波抑制機能を有する入出力絶縁型コンバータ３台を各相
間に接続し，その各出力を並列に接続して構成される３
相力率改善形コンバータにおいて，簡単な制御で入力電
流の相間バランスをとることができるとともに，高調波
抑制回路の出力のリップル電圧によるＤＣ―ＤＣコンバ
ータのリップル電流を十分低減でき，電力損失の低減が
はかれる。その結果，３相力率改善形コンバータを低コ
スト，小型で実現できるため，通信機用電源装置，大型
コンピュータ用電源装置などに使用すれば，低コスト，
小型化に有効である。
波抑制機能を有する入出力絶縁型コンバータ３台を各相
間に接続し，その各出力を並列に接続して構成される３
相力率改善形コンバータにおいて，簡単な制御で入力電
流の相間バランスをとることができるとともに，高調波
抑制回路の出力のリップル電圧によるＤＣ―ＤＣコンバ
ータのリップル電流を十分低減でき，電力損失の低減が
はかれる。その結果，３相力率改善形コンバータを低コ
スト，小型で実現できるため，通信機用電源装置，大型
コンピュータ用電源装置などに使用すれば，低コスト，
小型化に有効である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施例を示す。
【図２】 電流モード制御のブロック図である。
【図３】 図２の動作説明図である。
【図４】 従来の方式説明図である。
【図５】 従来の方式説明図である。 （９）
１， １７，１８は昇圧型の高調波抑制回路 ２は整流ダイオードブリッジ ３はチョークコイル ４はスイッチング素子 ５はダイオード ６は平滑用コンデンサ ７は制御回路 ８， １９，２０はＤＣ−ＤＣコンバータ ９と１０は主スイッチ １１は変圧器 １２は整流ダイオード １３はフライホイールダイオード １４は平滑用チョークコイル １５は平滑用コンデンサ １６は負荷 ２１は変流器 ２２は出力電圧検出誤差増幅器 ２３は電流モード制御回路 ２４は駆動回路 ２５はパルス幅制御部 ２６は電流制御部 ２７は分担信号発生器 ２８は直流電流の検出器 ５１は比較器 （１０） ５２は電流波形検出器 ５３はクロックパルス発生器 ５４はフリップフロップ
Claims (2)
- 【請求項１】 ３相３線式交流電源各相間に，高調波抑
制機能を有した単相コンバータ３組を接続した３相力率
改善形コンバータにおいて，前記各相間の単相入力電源
に整流回路と前記整流回路の出力を直流高電圧に昇圧す
る昇圧チョッパ回路と，前記昇圧チョッパ回路の出力を
入力とした絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとを各々接続
し，前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの各出力を並列接
続し，かつ前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは共通の出
力電圧検出誤差信号により制御されることを特徴とする
３相力率改善形コンバータ。 - 【請求項２】 前記絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは，前
記出力電圧検出誤差信号によりスイッチング電流波形の
ピーク値が制御される電流モード制御回路を備えたフォ
ワード形コンバータであることを特徴とする請求項１記
載の３相力率改善形コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28786797A JP3530359B2 (ja) | 1997-10-03 | 1997-10-03 | ３相力率改善形コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28786797A JP3530359B2 (ja) | 1997-10-03 | 1997-10-03 | ３相力率改善形コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11113256A true JPH11113256A (ja) | 1999-04-23 |
| JP3530359B2 JP3530359B2 (ja) | 2004-05-24 |
Family
ID=17722786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28786797A Expired - Lifetime JP3530359B2 (ja) | 1997-10-03 | 1997-10-03 | ３相力率改善形コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3530359B2 (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100408453B1 (ko) * | 2001-10-29 | 2003-12-06 | 주식회사 동한피앤에스 | 단상 삼상 겸용 프리볼트 정류기 |
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| JP2006353048A (ja) * | 2005-06-20 | 2006-12-28 | Origin Electric Co Ltd | 電源装置 |
| KR100798469B1 (ko) | 2005-08-24 | 2008-01-28 | 고려대학교 산학협력단 | 삼상 교류 회전 기기 절연 상태 진단 장치, 방법, 및 상기방법을 실행시키기 위한 컴퓨터 판독 가능한 프로그램을기록한 매체 |
| JP2008182870A (ja) * | 2007-03-28 | 2008-08-07 | Kaga Electronics Co Ltd | 電源システム |
| JP2012010507A (ja) * | 2010-06-25 | 2012-01-12 | Mitsubishi Electric Corp | 直流電源装置 |
| CN101414788B (zh) | 2008-11-25 | 2012-05-30 | 天水电气传动研究所有限责任公司 | 用igbt串并联混合来实现低纹波的直流稳流电源 |
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-
1997
- 1997-10-03 JP JP28786797A patent/JP3530359B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| US12249828B2 (en) | 2020-08-24 | 2025-03-11 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device |
Also Published As
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|---|---|
| JP3530359B2 (ja) | 2004-05-24 |
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