JPH11122926A - 自励発振型スイッチング電源装置 - Google Patents
自励発振型スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JPH11122926A JPH11122926A JP9285808A JP28580897A JPH11122926A JP H11122926 A JPH11122926 A JP H11122926A JP 9285808 A JP9285808 A JP 9285808A JP 28580897 A JP28580897 A JP 28580897A JP H11122926 A JPH11122926 A JP H11122926A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- control
- transistor
- voltage
- feedback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 180
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 26
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims abstract description 16
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 14
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 46
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000010485 coping Effects 0.000 abstract 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 29
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 10
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 5
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 2
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 2
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/902—Optical coupling to semiconductor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高圧トランスを用いた自励発振型スイッチン
グ電源装置であって、スイッチングロスの増大を抑え、
広範囲な負荷変動に対応する、または広範囲に亘って出
力電圧（電流）を可変とする電源装置を提供する。 【解決手段】 スイッチング用トランジスタＱ１のベー
ス−エミッタ間に遅延用トランジスタＱ４を設け、制御
巻線ＬｃとトランジスタＱ４との間に抵抗Ｒ８とコンデ
ンサＣ４から成る遅延回路９を設け、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のターンオンタイミングを短時間遅らせ
る。
グ電源装置であって、スイッチングロスの増大を抑え、
広範囲な負荷変動に対応する、または広範囲に亘って出
力電圧（電流）を可変とする電源装置を提供する。 【解決手段】 スイッチング用トランジスタＱ１のベー
ス−エミッタ間に遅延用トランジスタＱ４を設け、制御
巻線ＬｃとトランジスタＱ４との間に抵抗Ｒ８とコンデ
ンサＣ４から成る遅延回路９を設け、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のターンオンタイミングを短時間遅らせ
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は自励発振型スイッ
チング電源装置に関するものであり、特に出力電圧の高
いスイッチング電源装置に適するものである。
チング電源装置に関するものであり、特に出力電圧の高
いスイッチング電源装置に適するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より自励発振型スイッチング電源装
置としてリンギングチョークコンバータ (Ringing chok
e converter)が多く用いられている。図１２は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図にお
いて１１は商用交流電源ＡＣを整流平滑して略１２０Ｖ
の直流電圧を発生する直流電源回路、Ｔは１次巻線Ｌ
ｐ、２次巻線Ｌｓおよび帰還巻線Ｌｆを有するトランス
である。Ｑ１はトランスの１次巻線Ｌｐを介して直流電
源に接続されたスイッチング用トランジスタである。こ
のスイッチング用トランジスタＱ１のベースには起動抵
抗Ｒ１が接続されている。帰還巻線Ｌｆとスイッチング
用トランジスタＱ１のベースとの間には、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２が接続されている。またスイッチング用トランジス
タＱ１のベース−エミッタ間には制御用トランジスタＱ
２が接続されていて、帰還巻線Ｌｆには抵抗Ｒ５および
コンデンサＣ３からなる時定数回路４が設けられてい
て、コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジスタＱ２の
ベースに印加されるように接続されている。一方、トラ
ンスＴの２次巻線Ｌｓには、整流ダイオードＤ１および
平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路２が接続され
ている。この整流平滑回路２の出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ
４からなる抵抗分圧回路、可変シャントレギュレータ１
２およびフォトカプラＰＣの発光ダイオードが接続され
ている。このフォトカプラＰＣのフォトトランジスタが
コンデンサＣ３の充電経路に接続されている。
置としてリンギングチョークコンバータ (Ringing chok
e converter)が多く用いられている。図１２は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図にお
いて１１は商用交流電源ＡＣを整流平滑して略１２０Ｖ
の直流電圧を発生する直流電源回路、Ｔは１次巻線Ｌ
ｐ、２次巻線Ｌｓおよび帰還巻線Ｌｆを有するトランス
である。Ｑ１はトランスの１次巻線Ｌｐを介して直流電
源に接続されたスイッチング用トランジスタである。こ
のスイッチング用トランジスタＱ１のベースには起動抵
抗Ｒ１が接続されている。帰還巻線Ｌｆとスイッチング
用トランジスタＱ１のベースとの間には、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２が接続されている。またスイッチング用トランジス
タＱ１のベース−エミッタ間には制御用トランジスタＱ
２が接続されていて、帰還巻線Ｌｆには抵抗Ｒ５および
コンデンサＣ３からなる時定数回路４が設けられてい
て、コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジスタＱ２の
ベースに印加されるように接続されている。一方、トラ
ンスＴの２次巻線Ｌｓには、整流ダイオードＤ１および
平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路２が接続され
ている。この整流平滑回路２の出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ
４からなる抵抗分圧回路、可変シャントレギュレータ１
２およびフォトカプラＰＣの発光ダイオードが接続され
ている。このフォトカプラＰＣのフォトトランジスタが
コンデンサＣ３の充電経路に接続されている。
【０００３】図１２に示した電源装置の動作は次のとお
りである。直流電源回路１１から直流電圧が印加される
と、起動抵抗Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースに流れる。これによりＱ
１のコレクタに電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電
圧が低下すると、トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に
電圧が印加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻
線Ｌｆに発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２を介してスイッチング用トランジスタＱ１のベース
に正帰還電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）
に至る。Ｑ１がオンすると、トランスＴの１次巻線Ｌｐ
の端子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流が
流れ、トランスＴを励磁する。この時、同時に帰還巻線
Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５およびスピードアッ
プコンデンサＣ２、ダイオードＤ２、フォトカプラＰＣ
のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３を充電す
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース−エミッタ間電圧のしきい値（約０．６
Ｖ）に達すると、スイッチング用トランジスタＱ１のベ
ース−エミッタ間を短絡するため、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のベース電流が遮断され、Ｑ１は急激にオ
フする。ここでスイッチング用トランジスタＱ１がオン
している時間は、コンデンサＣ３の充電が開始されて、
その両端電圧が約０．６Ｖに達するまでの時間に等しく
なる。スイッチング用トランジスタＱ１がオフすると、
帰還巻線Ｌｆの誘起電圧はスイッチング用トランジスタ
Ｑ１のベースを負電位に逆バイアスする。同時に帰還巻
線Ｌｆは抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷を強制
的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジスタＱ
２のベースは負電位に逆バイアスされる。よって、トラ
ンスＴの励磁エネルギが２次巻線Ｌｓから全て放出され
るまでオフ期間は持続する。トランスＴの励磁エネルギ
が全て放出されると、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧は急激に
消滅するが、トランスＴの洩れインダクタンスと分布容
量によりスイッチング用トランジスタＱ１のベースを順
バイアスする方向にリンギング電圧（キック電圧）が発
生し、スイッチング用トランジスタＱ１が再びオンす
る。その後、上述したオン・オフ動作を繰り返して発振
が成長・継続する。
りである。直流電源回路１１から直流電圧が印加される
と、起動抵抗Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースに流れる。これによりＱ
１のコレクタに電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電
圧が低下すると、トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に
電圧が印加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻
線Ｌｆに発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２を介してスイッチング用トランジスタＱ１のベース
に正帰還電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）
に至る。Ｑ１がオンすると、トランスＴの１次巻線Ｌｐ
の端子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流が
流れ、トランスＴを励磁する。この時、同時に帰還巻線
Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５およびスピードアッ
プコンデンサＣ２、ダイオードＤ２、フォトカプラＰＣ
のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３を充電す
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース−エミッタ間電圧のしきい値（約０．６
Ｖ）に達すると、スイッチング用トランジスタＱ１のベ
ース−エミッタ間を短絡するため、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のベース電流が遮断され、Ｑ１は急激にオ
フする。ここでスイッチング用トランジスタＱ１がオン
している時間は、コンデンサＣ３の充電が開始されて、
その両端電圧が約０．６Ｖに達するまでの時間に等しく
なる。スイッチング用トランジスタＱ１がオフすると、
帰還巻線Ｌｆの誘起電圧はスイッチング用トランジスタ
Ｑ１のベースを負電位に逆バイアスする。同時に帰還巻
線Ｌｆは抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷を強制
的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジスタＱ
２のベースは負電位に逆バイアスされる。よって、トラ
ンスＴの励磁エネルギが２次巻線Ｌｓから全て放出され
るまでオフ期間は持続する。トランスＴの励磁エネルギ
が全て放出されると、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧は急激に
消滅するが、トランスＴの洩れインダクタンスと分布容
量によりスイッチング用トランジスタＱ１のベースを順
バイアスする方向にリンギング電圧（キック電圧）が発
生し、スイッチング用トランジスタＱ１が再びオンす
る。その後、上述したオン・オフ動作を繰り返して発振
が成長・継続する。
【０００４】ここで、整流平滑回路２の両端電圧を出力
電圧Ｖｏｕｔ、負荷に流れる電流をＩｏｕｔ、１次巻線
ＬｐのインダクタンスをＬｐ、スイッチング用トランジ
スタＱ１のコレクタ電流のピーク値をＩｃｐとすると、
出力電圧Ｖｏｕｔは次式で近似できる。
電圧Ｖｏｕｔ、負荷に流れる電流をＩｏｕｔ、１次巻線
ＬｐのインダクタンスをＬｐ、スイッチング用トランジ
スタＱ１のコレクタ電流のピーク値をＩｃｐとすると、
出力電圧Ｖｏｕｔは次式で近似できる。
【０００５】 Ｖｏｕｔ＝（Ｌｐ・Ｉｃｐ2 ）／（２Ｉｏｕｔ） …(1) また、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間をｔ
ｏｎ、その時に１次巻線Ｌｐの端子間に印加される電圧
をＶｉｎとすると、Ｉｃｐは次式で示される。
ｏｎ、その時に１次巻線Ｌｐの端子間に印加される電圧
をＶｉｎとすると、Ｉｃｐは次式で示される。
【０００６】 Ｉｃｐ＝（Ｖｉｎ／Ｌｐ）ｔｏｎ …(2) （１），（２）式で示される関係より、出力電圧を検出
してフォトカプラＰＣのフォトトランジスタの電流を調
整し、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間ｔｏ
ｎを制御することによって、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に
保つことができる。
してフォトカプラＰＣのフォトトランジスタの電流を調
整し、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間ｔｏ
ｎを制御することによって、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に
保つことができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、図１２に示
した従来の自励発振型スイッチング電源装置において
は、出力電圧Ｖｏｕｔはたとえば５Ｖなどの低圧であ
り、トランスＴは降圧トランスである。この図１２に示
した従来の電源装置の構成でトランスＴの１次巻線Ｌｐ
に対する２次巻線Ｌｓの巻数比を大きくすれば、高電圧
の発生する電源装置を一応構成することができるが、次
に述べるような問題が生じる。
した従来の自励発振型スイッチング電源装置において
は、出力電圧Ｖｏｕｔはたとえば５Ｖなどの低圧であ
り、トランスＴは降圧トランスである。この図１２に示
した従来の電源装置の構成でトランスＴの１次巻線Ｌｐ
に対する２次巻線Ｌｓの巻数比を大きくすれば、高電圧
の発生する電源装置を一応構成することができるが、次
に述べるような問題が生じる。
【０００８】図１３はトランスの回路図であり、Ｃｓは
２次巻線Ｌｓの端子間に生じる分布容量、Ｃｐｓは１次
巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓとの間に生じる分布容量であ
る。またＣｐｐは分布容量ＣｓおよびＣｐｓを１次巻線
Ｌｐの端子間における容量として換算した容量である。
たとえば電子写真方式の複写機やページプリンタにおい
ては、数十Ｖの直流電圧入力を数百〜数千Ｖの直流また
は交流電圧に昇圧する電源装置が要求されるが、このよ
うな特性を得るため、高圧トランスでは、１次巻線Ｌｐ
と２次巻線Ｌｓの巻数比を非常に大きくする必要があ
る。ここで１次巻線Ｌｐの巻数をＮｐ、２次巻線Ｌｓの
巻数をＮｓとし、分布容量Ｃｓ，Ｃｐｓの値をそれぞれ
Ｃｓ，Ｃｐｓで表せば、１次巻線Ｌｐの端子間に換算さ
れる分布容量Ｃｐｐは次式で近似される。
２次巻線Ｌｓの端子間に生じる分布容量、Ｃｐｓは１次
巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓとの間に生じる分布容量であ
る。またＣｐｐは分布容量ＣｓおよびＣｐｓを１次巻線
Ｌｐの端子間における容量として換算した容量である。
たとえば電子写真方式の複写機やページプリンタにおい
ては、数十Ｖの直流電圧入力を数百〜数千Ｖの直流また
は交流電圧に昇圧する電源装置が要求されるが、このよ
うな特性を得るため、高圧トランスでは、１次巻線Ｌｐ
と２次巻線Ｌｓの巻数比を非常に大きくする必要があ
る。ここで１次巻線Ｌｐの巻数をＮｐ、２次巻線Ｌｓの
巻数をＮｓとし、分布容量Ｃｓ，Ｃｐｓの値をそれぞれ
Ｃｓ，Ｃｐｓで表せば、１次巻線Ｌｐの端子間に換算さ
れる分布容量Ｃｐｐは次式で近似される。
【０００９】 Ｃｐｐ＝（Ｃｓ＋Ｃｐｓ）×（Ｎｓ／Ｎｐ）2 …(3) したがって高圧トランスにおいては、容量Ｃｐｐは低圧
トランスに比較して極端に大きな値となる。
トランスに比較して極端に大きな値となる。
【００１０】図１２におけるトランスＴを図１３に示し
た高圧トランスに置き換えた場合、トランスの１次換算
分布容量Ｃｐｐが低圧トランスに比較して極端に大きな
値となるため、スイッチング用トランジスタのターンオ
ン時に過大な電流が流れてスイッチングロスが増大し、
スイッチング用トランジスタのコレクタ電流に重畳され
るリンギング成分の振幅が増大して、出力電圧制御また
は出力電流制御に悪影響を及ぼす。これは、（３）式に
示したように、１次巻線端子間に換算される分布容量Ｃ
ｐｐが極端に大きくなることに起因している。
た高圧トランスに置き換えた場合、トランスの１次換算
分布容量Ｃｐｐが低圧トランスに比較して極端に大きな
値となるため、スイッチング用トランジスタのターンオ
ン時に過大な電流が流れてスイッチングロスが増大し、
スイッチング用トランジスタのコレクタ電流に重畳され
るリンギング成分の振幅が増大して、出力電圧制御また
は出力電流制御に悪影響を及ぼす。これは、（３）式に
示したように、１次巻線端子間に換算される分布容量Ｃ
ｐｐが極端に大きくなることに起因している。
【００１１】ここで、高圧トランスの等価回路を図１４
に示す。同図においてＬ１，Ｌ２は漏れインダクタン
ス、Ｌｐは１次巻線のインダクタンス、Ｃｐｐは図１１
に示した１次換算分布容量である。図１５はスイッチン
グ用トランジスタＱ１のコレクタ電流等を示す波形図で
ある。また図１６はスイッチング用トランジスタＱ１の
コレクタ電圧・電流およびベース電圧・電流の関係を示
す波形図である。図１５において、ＶLpは１次巻線印加
電圧波形、Ｉｃ′は１次換算分布容量Ｃｐｐに流れる電
流、ＩLpは１次巻線電流、Ｉｃはスイッチング用トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流である。スイッチング用トラ
ンジスタＱ１がオンすると、Ｃｐｐに流れる電流Ｉｃ′
は初期にＣｐｐを充電する過大電流が流れ、充電完了
後、漏れインダクタンス（Ｌ１，Ｌ２）と共振し、振動
を繰り返しながら減衰に向かう。スイッチング用トラン
ジスタＱ１のコレクタにはＩｃ′とＩLpとの合成電流が
流れるため、図１５のＩｃに示すように初期的に過大電
流が流れ、その後、リンギングしながらＶLp／ＬP の傾
きで上昇する電流波形となる。この時、コレクタ電流Ｉ
ｃに重畳されるリンギング成分は、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のオン時間を調節して出力の安定化を行お
うとする制御方式に対して間欠動作を誘発させる等の悪
影響を与える。
に示す。同図においてＬ１，Ｌ２は漏れインダクタン
ス、Ｌｐは１次巻線のインダクタンス、Ｃｐｐは図１１
に示した１次換算分布容量である。図１５はスイッチン
グ用トランジスタＱ１のコレクタ電流等を示す波形図で
ある。また図１６はスイッチング用トランジスタＱ１の
コレクタ電圧・電流およびベース電圧・電流の関係を示
す波形図である。図１５において、ＶLpは１次巻線印加
電圧波形、Ｉｃ′は１次換算分布容量Ｃｐｐに流れる電
流、ＩLpは１次巻線電流、Ｉｃはスイッチング用トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流である。スイッチング用トラ
ンジスタＱ１がオンすると、Ｃｐｐに流れる電流Ｉｃ′
は初期にＣｐｐを充電する過大電流が流れ、充電完了
後、漏れインダクタンス（Ｌ１，Ｌ２）と共振し、振動
を繰り返しながら減衰に向かう。スイッチング用トラン
ジスタＱ１のコレクタにはＩｃ′とＩLpとの合成電流が
流れるため、図１５のＩｃに示すように初期的に過大電
流が流れ、その後、リンギングしながらＶLp／ＬP の傾
きで上昇する電流波形となる。この時、コレクタ電流Ｉ
ｃに重畳されるリンギング成分は、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のオン時間を調節して出力の安定化を行お
うとする制御方式に対して間欠動作を誘発させる等の悪
影響を与える。
【００１２】また、図１６において、Ｖｃｅはスイッチ
ング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧、
ＩｃはＱ１のコレクタ電流、ＶｂｅはＱ１のベース−エ
ミッタ間電圧、ＩｂはＱ１のベース電流であり、ターン
オン時のスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに
流れる過大電流により、図１４（ａ）のハッチング部分
に示すように、スイッチング用トランジスタＱ１のター
ンオン時のコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧積
で大きなスイッチングロスが生じる。
ング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧、
ＩｃはＱ１のコレクタ電流、ＶｂｅはＱ１のベース−エ
ミッタ間電圧、ＩｂはＱ１のベース電流であり、ターン
オン時のスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに
流れる過大電流により、図１４（ａ）のハッチング部分
に示すように、スイッチング用トランジスタＱ１のター
ンオン時のコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧積
で大きなスイッチングロスが生じる。
【００１３】上述した問題点を解消するために、従来の
高圧電源装置においては、図１７に示すように、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオン時間を調節するのでは
なく、高圧トランスの１次巻線に入力される直流入力電
圧を調節して、出力の安定化を図る方式が一般的であっ
た。図１７において、Ｑ５は直流入力電源１の電圧を降
圧して高圧トランスＴの入力電圧を調節するための制御
用パワートランジスタである。制御回路は出力電圧検出
回路からの検出信号に応じてトランジスタＱ５のベース
電流を制御して出力電圧の安定化を図る。スイッチング
用トランジスタＱ１は発振回路によって常に一定周期で
オン／オフ動作を行う。
高圧電源装置においては、図１７に示すように、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオン時間を調節するのでは
なく、高圧トランスの１次巻線に入力される直流入力電
圧を調節して、出力の安定化を図る方式が一般的であっ
た。図１７において、Ｑ５は直流入力電源１の電圧を降
圧して高圧トランスＴの入力電圧を調節するための制御
用パワートランジスタである。制御回路は出力電圧検出
回路からの検出信号に応じてトランジスタＱ５のベース
電流を制御して出力電圧の安定化を図る。スイッチング
用トランジスタＱ１は発振回路によって常に一定周期で
オン／オフ動作を行う。
【００１４】しかしながらこの図１７に示した回路では
他励型のスイッチング電源回路構成となるため、外部に
発振回路が必要となる上、高圧トランスの入力電圧を降
圧するためのパワートランジスタが別に必要となり、回
路構成が複雑で大型化する。
他励型のスイッチング電源回路構成となるため、外部に
発振回路が必要となる上、高圧トランスの入力電圧を降
圧するためのパワートランジスタが別に必要となり、回
路構成が複雑で大型化する。
【００１５】この発明の目的は上述の問題を解消して、
高圧トランスを用いた自励発振型スイッチング電源装置
であって、しかも広範囲な負荷変動に対応する、または
広範囲に亘って出力電圧（電流）を変えることのできる
電源装置を提供することにある。
高圧トランスを用いた自励発振型スイッチング電源装置
であって、しかも広範囲な負荷変動に対応する、または
広範囲に亘って出力電圧（電流）を変えることのできる
電源装置を提供することにある。
【００１６】この発明の他の目的はスイッチングロスの
増大を抑えた高効率な自励発振型スイッチング電源装置
を提供することにある。
増大を抑えた高効率な自励発振型スイッチング電源装置
を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】この発明は、１次巻線、
２次巻線、帰還巻線および必要に応じて制御巻線を有す
るトランスと、前記１次巻線の電流を断続するスイッチ
ング用トランジスタと、該スイッチング用トランジスタ
に対する前記帰還巻線または前記制御巻線からの正帰還
信号を制御する制御用トランジスタと、前記帰還巻線ま
たは前記制御巻線の起電圧を所定時定数で充電するとと
もに、前記制御用トランジスタに対して制御電圧を与え
る時定数回路とを備えてなる自励発振型スイッチング電
源装置において、スイッチング用トランジスタのターン
オン時の過大な電流およびそれに続くリンギング成分の
振幅を抑制するために、請求項１に記載のとおり、前記
スイッチング用トランジスタに対する制御信号入力部に
該スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用のト
ランジスタを設け、前記制御巻線または前記帰還巻線の
正帰還信号を一定時定数で遅延させ、該遅延信号を前記
遅延用トランジスタに対する制御信号として与える遅延
回路を設ける。また、請求項２に記載のとおり、前記制
御巻線の正帰還信号を一定時定数で遅延させ、該遅延信
号を前記制御用トランジスタに対する制御信号として与
える遅延回路を設ける。
２次巻線、帰還巻線および必要に応じて制御巻線を有す
るトランスと、前記１次巻線の電流を断続するスイッチ
ング用トランジスタと、該スイッチング用トランジスタ
に対する前記帰還巻線または前記制御巻線からの正帰還
信号を制御する制御用トランジスタと、前記帰還巻線ま
たは前記制御巻線の起電圧を所定時定数で充電するとと
もに、前記制御用トランジスタに対して制御電圧を与え
る時定数回路とを備えてなる自励発振型スイッチング電
源装置において、スイッチング用トランジスタのターン
オン時の過大な電流およびそれに続くリンギング成分の
振幅を抑制するために、請求項１に記載のとおり、前記
スイッチング用トランジスタに対する制御信号入力部に
該スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用のト
ランジスタを設け、前記制御巻線または前記帰還巻線の
正帰還信号を一定時定数で遅延させ、該遅延信号を前記
遅延用トランジスタに対する制御信号として与える遅延
回路を設ける。また、請求項２に記載のとおり、前記制
御巻線の正帰還信号を一定時定数で遅延させ、該遅延信
号を前記制御用トランジスタに対する制御信号として与
える遅延回路を設ける。
【００１８】この構成により制御巻線または帰還巻線に
誘起される電圧に対して位相の遅れた電圧で制御用トラ
ンジスタまたは遅延用トランジスタが駆動されて、スイ
ッチング用トランジスタのターンオンが前記遅延回路の
遅延時間分遅れる。そのため、スイッチング用トランジ
スタに対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッ
チング用トランジスタがオンすることになり、高圧トラ
ンスの１次巻線間容量を充電する過大な電流が抑えら
れ、オン期間にスイッチング用トランジスタに流れるリ
ンギング成分の振幅も抑制される。その結果スイッチン
グ用トランジスタのオン期間を制御用トランジスタで制
御することによる出力電圧（電流）の制御が広範囲に亘
って安定的に行える。またスイッチング用トランジスタ
のターンオン時のスイッチングロスも削減される。
誘起される電圧に対して位相の遅れた電圧で制御用トラ
ンジスタまたは遅延用トランジスタが駆動されて、スイ
ッチング用トランジスタのターンオンが前記遅延回路の
遅延時間分遅れる。そのため、スイッチング用トランジ
スタに対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッ
チング用トランジスタがオンすることになり、高圧トラ
ンスの１次巻線間容量を充電する過大な電流が抑えら
れ、オン期間にスイッチング用トランジスタに流れるリ
ンギング成分の振幅も抑制される。その結果スイッチン
グ用トランジスタのオン期間を制御用トランジスタで制
御することによる出力電圧（電流）の制御が広範囲に亘
って安定的に行える。またスイッチング用トランジスタ
のターンオン時のスイッチングロスも削減される。
【００１９】また、この発明は請求項３に記載のとお
り、前記スイッチング用トランジスタに対する制御信号
入力部に該スイッチング用トランジスタのターンオン遅
延用のトランジスタを設け、該遅延用トランジスタに対
する制御電圧入力部と前記制御巻線または前記帰還巻線
との間に、前記制御巻線または前記帰還巻線の起電圧に
よって充電され、前記遅延用トランジスタに対する制御
電圧に直流バイアスをかけるバイアス電圧発生回路を設
ける。また、請求項４に記載のとおり、前記制御用トラ
ンジスタに対する制御電圧入力部と前記制御巻線との間
に、該制御巻線の起電圧によって充電され、前記制御用
トランジスタに対する制御電圧に直流バイアスをかける
バイアス電圧発生回路を設ける。
り、前記スイッチング用トランジスタに対する制御信号
入力部に該スイッチング用トランジスタのターンオン遅
延用のトランジスタを設け、該遅延用トランジスタに対
する制御電圧入力部と前記制御巻線または前記帰還巻線
との間に、前記制御巻線または前記帰還巻線の起電圧に
よって充電され、前記遅延用トランジスタに対する制御
電圧に直流バイアスをかけるバイアス電圧発生回路を設
ける。また、請求項４に記載のとおり、前記制御用トラ
ンジスタに対する制御電圧入力部と前記制御巻線との間
に、該制御巻線の起電圧によって充電され、前記制御用
トランジスタに対する制御電圧に直流バイアスをかける
バイアス電圧発生回路を設ける。
【００２０】この構成によって制御巻線または帰還巻線
に誘起される電圧に対して正または負の直流成分が重畳
された電圧で制御用トランジスタまたは遅延用トランジ
スタが制御されるため、スイッチング用トランジスタに
対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチング
用トランジスタをオンさせることができ、これにより高
圧トランスの１次巻線間容量を充電する過大な電流が抑
えられ、オン期間にスイッチング用トランジスタに流れ
るリンギング成分の振幅も抑制される。その結果スイッ
チング用トランジスタのオン期間を制御用トランジスタ
で制御することによる出力電圧（電流）の制御が広範囲
に亘って安定的に行える。またスイッチング用トランジ
スタのターンオン時のスイッチングロスも削減される。
に誘起される電圧に対して正または負の直流成分が重畳
された電圧で制御用トランジスタまたは遅延用トランジ
スタが制御されるため、スイッチング用トランジスタに
対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチング
用トランジスタをオンさせることができ、これにより高
圧トランスの１次巻線間容量を充電する過大な電流が抑
えられ、オン期間にスイッチング用トランジスタに流れ
るリンギング成分の振幅も抑制される。その結果スイッ
チング用トランジスタのオン期間を制御用トランジスタ
で制御することによる出力電圧（電流）の制御が広範囲
に亘って安定的に行える。またスイッチング用トランジ
スタのターンオン時のスイッチングロスも削減される。
【００２１】また、この発明は請求項５に記載のとお
り、前記スイッチング用トランジスタに対する制御信号
入力部に該スイッチング用トランジスタのターンオン遅
延用のトランジスタを設け、該遅延用トランジスタに対
する制御電圧入力部と前記制御巻線または前記帰還巻線
との間に、前記制御巻線または前記帰還巻線から前記遅
延用トランジスタへの逆バイアスを阻止するインピーダ
ンス回路を設ける。また、請求項６に記載のとおり、前
記制御用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記制
御巻線との間に、該制御巻線から前記制御用トランジス
タへの逆バイアスを阻止するインピーダンス回路を設け
る。
り、前記スイッチング用トランジスタに対する制御信号
入力部に該スイッチング用トランジスタのターンオン遅
延用のトランジスタを設け、該遅延用トランジスタに対
する制御電圧入力部と前記制御巻線または前記帰還巻線
との間に、前記制御巻線または前記帰還巻線から前記遅
延用トランジスタへの逆バイアスを阻止するインピーダ
ンス回路を設ける。また、請求項６に記載のとおり、前
記制御用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記制
御巻線との間に、該制御巻線から前記制御用トランジス
タへの逆バイアスを阻止するインピーダンス回路を設け
る。
【００２２】これにより制御用トランジスタまたは遅延
用トランジスタの逆バイアスが阻止されて、スイッチン
グ用トランジスタがターンオンする際、制御巻線または
帰還巻線には遅延用トランジスタまたは制御用トランジ
スタを逆バイアスする方向に電圧が発生するが、上記イ
ンピーダンス回路の作用によって、逆バイアスが阻止さ
れるため、トランジスタのキャリア蓄積効果によって、
制御用トランジスタまたは遅延用トランジスタのターン
オフが短時間遅れる。その間、スイッチング用トランジ
スタをオフし続けるので、スイッチング用トランジスタ
に対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチン
グ用トランジスタをオンさせることができ、これにより
高圧トランスの１次巻線間容量を充電する過大な電流が
抑えられ、オン期間にスイッチング用トランジスタに流
れるリンギング成分の振幅も抑制される。その結果スイ
ッチング用トランジスタのオン期間を制御用トランジス
タで制御することによる出力電圧（電流）の制御が広範
囲に亘って安定的に行える。またスイッチング用トラン
ジスタのターンオン時のスイッチングロスも削減され
る。
用トランジスタの逆バイアスが阻止されて、スイッチン
グ用トランジスタがターンオンする際、制御巻線または
帰還巻線には遅延用トランジスタまたは制御用トランジ
スタを逆バイアスする方向に電圧が発生するが、上記イ
ンピーダンス回路の作用によって、逆バイアスが阻止さ
れるため、トランジスタのキャリア蓄積効果によって、
制御用トランジスタまたは遅延用トランジスタのターン
オフが短時間遅れる。その間、スイッチング用トランジ
スタをオフし続けるので、スイッチング用トランジスタ
に対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチン
グ用トランジスタをオンさせることができ、これにより
高圧トランスの１次巻線間容量を充電する過大な電流が
抑えられ、オン期間にスイッチング用トランジスタに流
れるリンギング成分の振幅も抑制される。その結果スイ
ッチング用トランジスタのオン期間を制御用トランジス
タで制御することによる出力電圧（電流）の制御が広範
囲に亘って安定的に行える。またスイッチング用トラン
ジスタのターンオン時のスイッチングロスも削減され
る。
【００２３】
【発明の実施の形態】この発明の第１の実施形態に係る
自励発振型スイッチング電源装置の回路図を図１に示
す。同図において１は入力電源、Ｔは１次巻線Ｌｐ、２
次巻線Ｌｓ、帰還巻線Ｌｆおよび制御巻線Ｌｃを有する
高圧トランスである。Ｑ１は高圧トランスの１次巻線Ｌ
ｐを介して直流電源に接続されたスイッチング用トラン
ジスタである。このスイッチング用トランジスタＱ１の
ベースには起動抵抗Ｒ１を接続している。帰還巻線Ｌｆ
とスイッチング用トランジスタＱ１のベースとの間に
は、電流制限抵抗Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２
およびダイオードＤ２を接続している。スイッチング用
トランジスタＱ１のベース−エミッタ間には制御用トラ
ンジスタＱ２および遅延用トランジスタＱ４を接続して
いて、帰還巻線Ｌｆには抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ３
からなる時定数回路４を設けていて、コンデンサＣ３の
電圧が制御用トランジスタＱ２のベースに印加されるよ
うに接続している。また、制御巻線Ｌｃと遅延用トラン
ジスタＱ４との間に、抵抗Ｒ８およびコンデンサＣ４か
らなる遅延回路９を設けて、コンデンサＣ４の電圧が遅
延用トランジスタＱ４のベースに印加されるように接続
している。一方、高圧トランスＴの２次巻線Ｌｓには、
整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１からなる
整流平滑回路２を接続している。この整流平滑回路２の
出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる抵抗分圧回路および
可変シャントレギュレータ１２を接続している。また、
可変シャントレギュレータ１２と入力電源との間に電流
制限用抵抗Ｒ１０を介してフォトカプラＰＣの発光ダイ
オードを接続している。このフォトカプラＰＣのフォト
トランジスタはコンデンサＣ３の充電経路に接続してい
る。
自励発振型スイッチング電源装置の回路図を図１に示
す。同図において１は入力電源、Ｔは１次巻線Ｌｐ、２
次巻線Ｌｓ、帰還巻線Ｌｆおよび制御巻線Ｌｃを有する
高圧トランスである。Ｑ１は高圧トランスの１次巻線Ｌ
ｐを介して直流電源に接続されたスイッチング用トラン
ジスタである。このスイッチング用トランジスタＱ１の
ベースには起動抵抗Ｒ１を接続している。帰還巻線Ｌｆ
とスイッチング用トランジスタＱ１のベースとの間に
は、電流制限抵抗Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２
およびダイオードＤ２を接続している。スイッチング用
トランジスタＱ１のベース−エミッタ間には制御用トラ
ンジスタＱ２および遅延用トランジスタＱ４を接続して
いて、帰還巻線Ｌｆには抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ３
からなる時定数回路４を設けていて、コンデンサＣ３の
電圧が制御用トランジスタＱ２のベースに印加されるよ
うに接続している。また、制御巻線Ｌｃと遅延用トラン
ジスタＱ４との間に、抵抗Ｒ８およびコンデンサＣ４か
らなる遅延回路９を設けて、コンデンサＣ４の電圧が遅
延用トランジスタＱ４のベースに印加されるように接続
している。一方、高圧トランスＴの２次巻線Ｌｓには、
整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１からなる
整流平滑回路２を接続している。この整流平滑回路２の
出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる抵抗分圧回路および
可変シャントレギュレータ１２を接続している。また、
可変シャントレギュレータ１２と入力電源との間に電流
制限用抵抗Ｒ１０を介してフォトカプラＰＣの発光ダイ
オードを接続している。このフォトカプラＰＣのフォト
トランジスタはコンデンサＣ３の充電経路に接続してい
る。
【００２４】図１に示した電源装置の動作は次のとおり
である。入力電源１から直流電圧が印加されると、起動
抵抗Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチング用トラ
ンジスタＱ１のベースに流れる。これによりＱ１のコレ
クタに電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電圧が低下
すると、高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に電圧
が印加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻線Ｌ
ｆに発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗Ｒ
２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオードＤ
２を介してスイッチング用トランジスタＱ１のベースに
正帰還電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）に
至る。Ｑ１がオンすると、高圧トランスＴの１次巻線Ｌ
ｐの端子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流
が流れ、高圧トランスＴを励磁する。この時、同時に帰
還巻線Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５、スピードア
ップコンデンサＣ２、ダイオードＤ２およびフォトカプ
ラＰＣのフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３を
充電する。このコンデンサＣ３の充電電圧が制御用トラ
ンジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧のしきい値（約
０．６Ｖ）に達すると、スイッチング用トランジスタＱ
１のベース−エミッタ間を短絡するため、スイッチング
用トランジスタＱ１のベース電流が遮断され、Ｑ１は急
激にオフする。したがってスイッチング用トランジスタ
Ｑ１がオンしている時間は、コンデンサＣ３の充電が開
始されて、その両端電圧が約０．６Ｖに達するまでの時
間に等しい。スイッチング用トランジスタＱ１がオフす
ると、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧はスイッチング用トラン
ジスタＱ１のベースを負電位に逆バイアスする。同時に
帰還巻線Ｌｆは抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷
を強制的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジ
スタＱ２のベースは負電位に逆バイアスされ、その結
果、スイッチング用トランジスタＱ１のオフが持続す
る。スイッチング用トランジスタＱ１がオフしている期
間、高圧トランスＴは共振周波数で自由振動するため、
帰還巻線にスイッチング用トランジスタＱ１のベースを
順バイアスする方向に電圧が誘起され、スイッチング用
トランジスタＱ１が再びオンする。その後、上述したオ
ン・オフ動作を繰り返して発振が成長・継続する。
である。入力電源１から直流電圧が印加されると、起動
抵抗Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチング用トラ
ンジスタＱ１のベースに流れる。これによりＱ１のコレ
クタに電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電圧が低下
すると、高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に電圧
が印加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻線Ｌ
ｆに発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗Ｒ
２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオードＤ
２を介してスイッチング用トランジスタＱ１のベースに
正帰還電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）に
至る。Ｑ１がオンすると、高圧トランスＴの１次巻線Ｌ
ｐの端子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流
が流れ、高圧トランスＴを励磁する。この時、同時に帰
還巻線Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５、スピードア
ップコンデンサＣ２、ダイオードＤ２およびフォトカプ
ラＰＣのフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３を
充電する。このコンデンサＣ３の充電電圧が制御用トラ
ンジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧のしきい値（約
０．６Ｖ）に達すると、スイッチング用トランジスタＱ
１のベース−エミッタ間を短絡するため、スイッチング
用トランジスタＱ１のベース電流が遮断され、Ｑ１は急
激にオフする。したがってスイッチング用トランジスタ
Ｑ１がオンしている時間は、コンデンサＣ３の充電が開
始されて、その両端電圧が約０．６Ｖに達するまでの時
間に等しい。スイッチング用トランジスタＱ１がオフす
ると、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧はスイッチング用トラン
ジスタＱ１のベースを負電位に逆バイアスする。同時に
帰還巻線Ｌｆは抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷
を強制的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジ
スタＱ２のベースは負電位に逆バイアスされ、その結
果、スイッチング用トランジスタＱ１のオフが持続す
る。スイッチング用トランジスタＱ１がオフしている期
間、高圧トランスＴは共振周波数で自由振動するため、
帰還巻線にスイッチング用トランジスタＱ１のベースを
順バイアスする方向に電圧が誘起され、スイッチング用
トランジスタＱ１が再びオンする。その後、上述したオ
ン・オフ動作を繰り返して発振が成長・継続する。
【００２５】今、出力電圧が増大した場合を考えると、
フォトカプラＰＣのフォトトランジスタに流れるコレク
タ電流が増大するため、コンデンサＣ３への充電電流が
増大する。したがって出力電圧が上昇するとコンデンサ
Ｃ３の電圧上昇率が高まり、充電時定数が小さくなる。
これによりスイッチング用トランジスタＱ１のオン時間
が短くなる。すなわちスイッチング用トランジスタＱ１
がターンオンして帰還巻線Ｌｆから正帰還信号が発生し
た後、短時間に制御用トランジスタＱ２がオンして、ス
イッチング用トランジスタＱ１がターンオフする。この
スイッチング用トランジスタＱ１のオフにより、帰還巻
線Ｌｆに負の誘起電圧が発生して、コンデンサＣ３の電
荷は抵抗Ｒ５および帰還巻線Ｌｆを介して放電（逆充
電）する。逆に出力電圧が低下した場合には、上述した
動作と逆に作用して、充電時定数が大きくなり、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオン時間が長くなる。この
ようにして出力電圧の安定化が図られる。
フォトカプラＰＣのフォトトランジスタに流れるコレク
タ電流が増大するため、コンデンサＣ３への充電電流が
増大する。したがって出力電圧が上昇するとコンデンサ
Ｃ３の電圧上昇率が高まり、充電時定数が小さくなる。
これによりスイッチング用トランジスタＱ１のオン時間
が短くなる。すなわちスイッチング用トランジスタＱ１
がターンオンして帰還巻線Ｌｆから正帰還信号が発生し
た後、短時間に制御用トランジスタＱ２がオンして、ス
イッチング用トランジスタＱ１がターンオフする。この
スイッチング用トランジスタＱ１のオフにより、帰還巻
線Ｌｆに負の誘起電圧が発生して、コンデンサＣ３の電
荷は抵抗Ｒ５および帰還巻線Ｌｆを介して放電（逆充
電）する。逆に出力電圧が低下した場合には、上述した
動作と逆に作用して、充電時定数が大きくなり、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオン時間が長くなる。この
ようにして出力電圧の安定化が図られる。
【００２６】さて、図１において、９は遅延回路であ
り、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４からなる積分回路を構成
している。制御巻線Ｌｃは、スイッチング用トランジス
タＱ１のオン期間に遅延用トランジスタＱ４を逆バイア
スし、スイッチング用トランジスタＱ１のオフ期間に遅
延用トランジスタＱ４を順バイアスする極性となる向き
に接続している。遅延回路９は制御巻線Ｌｃの誘起電圧
を抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で積分するため、コンデン
サＣ４の両端電圧は制御巻線Ｌｃの誘起電圧に対して位
相が約９０°遅れ、振幅は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の
値で決定されるゲインにて減衰する電圧波形となる。こ
こでスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミ
ッタ間電圧をＶｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、
制御巻線Ｌｃの誘起電圧をＶLc、コンデンサＣ４の両端
電圧をＶｃとすると、各々の電圧波形は図２のようにな
る。このように遅延用トランジスタＱ４のベースには、
図２のＶｃで示すように、帰還巻線Ｌｆに誘起される電
圧ＶLfに対して位相の遅れた電圧が印加されるため、帰
還巻線Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１のオンを
促進させる正帰還電圧が誘起されても、コンデンサＣ４
の両端電圧が遅延用トランジスタＱ４のしきい値電圧
（約０．６Ｖ）を下回るまで、遅延用トランジスタＱ４
はスイッチング用トランジスタＱ１のベース−エミッタ
間を短絡し続ける。したがってスイッチング用トランジ
スタＱ１のターンオン時に、共振振動によりＶｃｅがほ
ぼ０Ｖとなった後に正帰還電流が供給されるように、ス
イッチング用トランジスタＱ１のターンオンを遅延させ
ることによって、スイッチング用トランジスタＱ１のコ
レクタに初期的に流れる過大電流が抑制される。その結
果、スイッチングロスが大幅に削減される。また、Ｑ１
のオン期間にＱ１のコレクタ電流に重畳されるリンギン
グ成分の振幅が抑制されるため、検出された出力電圧に
対するスイッチング用トランジスタのオン時間の制御が
適正になされる。
り、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４からなる積分回路を構成
している。制御巻線Ｌｃは、スイッチング用トランジス
タＱ１のオン期間に遅延用トランジスタＱ４を逆バイア
スし、スイッチング用トランジスタＱ１のオフ期間に遅
延用トランジスタＱ４を順バイアスする極性となる向き
に接続している。遅延回路９は制御巻線Ｌｃの誘起電圧
を抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４で積分するため、コンデン
サＣ４の両端電圧は制御巻線Ｌｃの誘起電圧に対して位
相が約９０°遅れ、振幅は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の
値で決定されるゲインにて減衰する電圧波形となる。こ
こでスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミ
ッタ間電圧をＶｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、
制御巻線Ｌｃの誘起電圧をＶLc、コンデンサＣ４の両端
電圧をＶｃとすると、各々の電圧波形は図２のようにな
る。このように遅延用トランジスタＱ４のベースには、
図２のＶｃで示すように、帰還巻線Ｌｆに誘起される電
圧ＶLfに対して位相の遅れた電圧が印加されるため、帰
還巻線Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１のオンを
促進させる正帰還電圧が誘起されても、コンデンサＣ４
の両端電圧が遅延用トランジスタＱ４のしきい値電圧
（約０．６Ｖ）を下回るまで、遅延用トランジスタＱ４
はスイッチング用トランジスタＱ１のベース−エミッタ
間を短絡し続ける。したがってスイッチング用トランジ
スタＱ１のターンオン時に、共振振動によりＶｃｅがほ
ぼ０Ｖとなった後に正帰還電流が供給されるように、ス
イッチング用トランジスタＱ１のターンオンを遅延させ
ることによって、スイッチング用トランジスタＱ１のコ
レクタに初期的に流れる過大電流が抑制される。その結
果、スイッチングロスが大幅に削減される。また、Ｑ１
のオン期間にＱ１のコレクタ電流に重畳されるリンギン
グ成分の振幅が抑制されるため、検出された出力電圧に
対するスイッチング用トランジスタのオン時間の制御が
適正になされる。
【００２７】次に、第２の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路を図３に示す。図１に示した
回路と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４を
ＰＮＰトランジスタとして、制御巻線を用いないで同様
の作用効果を得るようにしている。図３において、コン
デンサＣ４にはスイッチング用トランジスタＱ１のオン
期間に遅延用トランジスタＱ４を逆バイアスし、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオフ期間に遅延用トランジ
スタＱ４を順バイアスする極性に充電されるため、第１
の実施形態の場合と同様に、スイッチング用トランジス
タＱ１のターンオンを遅延させることによって、スイッ
チング用トランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる
過大電流が抑制され、スイッチングロスが大幅に削減さ
れ、さらにＱ１のオン時にコレクタ電流に重畳されるリ
ンギング成分の振幅が抑制されるため、検出された出力
電圧に対するスイッチング用トランジスタのオン時間の
制御が適正になされる。
イッチング電源装置の回路を図３に示す。図１に示した
回路と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４を
ＰＮＰトランジスタとして、制御巻線を用いないで同様
の作用効果を得るようにしている。図３において、コン
デンサＣ４にはスイッチング用トランジスタＱ１のオン
期間に遅延用トランジスタＱ４を逆バイアスし、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオフ期間に遅延用トランジ
スタＱ４を順バイアスする極性に充電されるため、第１
の実施形態の場合と同様に、スイッチング用トランジス
タＱ１のターンオンを遅延させることによって、スイッ
チング用トランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる
過大電流が抑制され、スイッチングロスが大幅に削減さ
れ、さらにＱ１のオン時にコレクタ電流に重畳されるリ
ンギング成分の振幅が抑制されるため、検出された出力
電圧に対するスイッチング用トランジスタのオン時間の
制御が適正になされる。
【００２８】図４は第３の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路図である。図１に示した回路
と異なる点は、図１における遅延用トランジスタＱ４を
用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち図
４においては、積分回路からなるインピーダンス回路９
の出力を逆流防止ダイオードＤ６を介して制御用トラン
ジスタＱ２のベースに接続している。また、時定数回路
４と制御用トランジスタＱ２のベースとの間に逆流防止
用ダイオードＤ７を挿入している。この構成によれば、
制御用トランジスタＱ２を図１に示した遅延用トランジ
スタＱ４に兼用させることができる。
イッチング電源装置の回路図である。図１に示した回路
と異なる点は、図１における遅延用トランジスタＱ４を
用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち図
４においては、積分回路からなるインピーダンス回路９
の出力を逆流防止ダイオードＤ６を介して制御用トラン
ジスタＱ２のベースに接続している。また、時定数回路
４と制御用トランジスタＱ２のベースとの間に逆流防止
用ダイオードＤ７を挿入している。この構成によれば、
制御用トランジスタＱ２を図１に示した遅延用トランジ
スタＱ４に兼用させることができる。
【００２９】なお、図４ではダイオードＤ６，Ｄ７を用
いたが、これらをそれぞれツェナーダイオードとしても
同様の作用効果が得られる。
いたが、これらをそれぞれツェナーダイオードとしても
同様の作用効果が得られる。
【００３０】次に、第４の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の構成を図５および図６を参照して
説明する。
イッチング電源装置の構成を図５および図６を参照して
説明する。
【００３１】図５はその回路図であり、図１に示した回
路と異なる点は、インピーダンス回路の構成である。図
５においてはコンデンサＣ５、ダイオードＤ８および抵
抗Ｒ９からバイアス電圧発生回路１０を構成している。
ここで１次巻線Ｌｐの印加電圧をＶｉｎ、１次巻線の巻
数をＮｐ、制御巻線Ｌｃの巻数をＮｃとすれば、制御巻
線の誘起電圧ＶLcは、ＶLc＝（Ｎｃ／Ｎｐ）Ｖｉｎとな
り、ダイオード８の順方向電圧をＶｆとすると、コンデ
ンサＣ５の両端電圧ＶC5は（ＶLc−Ｖｆ）となる。スイ
ッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電
圧をＶｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、制御巻線
Ｌｃの誘起電圧をＶLc、ダイオードＤ８のカソード電位
をＶｄで表せば、各電圧波形は図６に示すようなものと
なる。遅延用トランジスタＱ４のベースには、図６のＶ
ｄに示すように、制御巻線の誘起電圧ＶLcにコンデンサ
Ｃ５の両端電圧（Ｖｓｆ）を重畳した電圧が印加される
ため、帰還巻線Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１
のオンを促進させる正帰還電圧が誘起されても、ダイオ
ードＤ８のカソード電位が遅延用トランジスタＱ４のし
きい値電圧（約０．６Ｖ）を下回るまで、遅延用トラン
ジスタＱ４はスイッチング用トランジスタＱ１のベース
−エミッタ間を短絡し続ける。これにより、スイッチン
グ用トランジスタＱ１のターンオン時に、共振振動によ
りＶｃｅがほぼ０Ｖとなった後に正帰還電流が供給され
るように、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオ
ンを短時間遅延させることによって、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる過大電流が
抑制される。その結果、スイッチングロスが大幅に削減
される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコレクタ電流に
重畳されるリンギング成分の振幅が抑制されるため、検
出された出力電圧に対するスイッチング用トランジスタ
のオン時間の制御が適正になされる。
路と異なる点は、インピーダンス回路の構成である。図
５においてはコンデンサＣ５、ダイオードＤ８および抵
抗Ｒ９からバイアス電圧発生回路１０を構成している。
ここで１次巻線Ｌｐの印加電圧をＶｉｎ、１次巻線の巻
数をＮｐ、制御巻線Ｌｃの巻数をＮｃとすれば、制御巻
線の誘起電圧ＶLcは、ＶLc＝（Ｎｃ／Ｎｐ）Ｖｉｎとな
り、ダイオード８の順方向電圧をＶｆとすると、コンデ
ンサＣ５の両端電圧ＶC5は（ＶLc−Ｖｆ）となる。スイ
ッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電
圧をＶｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、制御巻線
Ｌｃの誘起電圧をＶLc、ダイオードＤ８のカソード電位
をＶｄで表せば、各電圧波形は図６に示すようなものと
なる。遅延用トランジスタＱ４のベースには、図６のＶ
ｄに示すように、制御巻線の誘起電圧ＶLcにコンデンサ
Ｃ５の両端電圧（Ｖｓｆ）を重畳した電圧が印加される
ため、帰還巻線Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１
のオンを促進させる正帰還電圧が誘起されても、ダイオ
ードＤ８のカソード電位が遅延用トランジスタＱ４のし
きい値電圧（約０．６Ｖ）を下回るまで、遅延用トラン
ジスタＱ４はスイッチング用トランジスタＱ１のベース
−エミッタ間を短絡し続ける。これにより、スイッチン
グ用トランジスタＱ１のターンオン時に、共振振動によ
りＶｃｅがほぼ０Ｖとなった後に正帰還電流が供給され
るように、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオ
ンを短時間遅延させることによって、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる過大電流が
抑制される。その結果、スイッチングロスが大幅に削減
される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコレクタ電流に
重畳されるリンギング成分の振幅が抑制されるため、検
出された出力電圧に対するスイッチング用トランジスタ
のオン時間の制御が適正になされる。
【００３２】図７は第５の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路図である。図５に示した回路
と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４をＰＮ
Ｐトランジスタとして、制御巻線を用いないで同様の作
用効果を得るようにしている。図７に示すように、バイ
アス電圧発生回路１０の発生するバイアス電圧の極性は
図５の場合と逆である。このように構成することによっ
て、図５に示した回路の場合と同様に、スイッチング用
トランジスタＱ１のターンオンが短時間遅延され、スイ
ッチング用トランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れ
る過大電流が抑制される。その結果、スイッチングロス
が大幅に削減される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコ
レクタ電流に重畳されるリンギング成分の振幅が抑制さ
れるため、検出された出力電圧に対するスイッチング用
トランジスタのオン時間の制御が適正になされる。
イッチング電源装置の回路図である。図５に示した回路
と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４をＰＮ
Ｐトランジスタとして、制御巻線を用いないで同様の作
用効果を得るようにしている。図７に示すように、バイ
アス電圧発生回路１０の発生するバイアス電圧の極性は
図５の場合と逆である。このように構成することによっ
て、図５に示した回路の場合と同様に、スイッチング用
トランジスタＱ１のターンオンが短時間遅延され、スイ
ッチング用トランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れ
る過大電流が抑制される。その結果、スイッチングロス
が大幅に削減される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコ
レクタ電流に重畳されるリンギング成分の振幅が抑制さ
れるため、検出された出力電圧に対するスイッチング用
トランジスタのオン時間の制御が適正になされる。
【００３３】図８は第６の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路図である。図５に示した回路
と異なる点は、図５における遅延用トランジスタＱ４を
用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち図
８においては、バイアス電圧発生回路１０の出力を逆流
防止ダイオードＤ６を介して制御用トランジスタＱ２の
ベースに接続している。また、時定数回路４と制御用ト
ランジスタＱ２との間に逆流防止用ダイオードＤ７を挿
入している。この構成によれば、制御用トランジスタＱ
２を図５に示した遅延用トランジスタＱ４に兼用させる
ことができる。
イッチング電源装置の回路図である。図５に示した回路
と異なる点は、図５における遅延用トランジスタＱ４を
用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち図
８においては、バイアス電圧発生回路１０の出力を逆流
防止ダイオードＤ６を介して制御用トランジスタＱ２の
ベースに接続している。また、時定数回路４と制御用ト
ランジスタＱ２との間に逆流防止用ダイオードＤ７を挿
入している。この構成によれば、制御用トランジスタＱ
２を図５に示した遅延用トランジスタＱ４に兼用させる
ことができる。
【００３４】なお、図５、図７または図８において、コ
ンデンサＣ５またはダイオードＤ８に並列にたとえば抵
抗からなるインピーダンス回路を接続することにより、
コンデンサＣ５の放電電荷量を調節することができるた
め、このことよりスイッチング用トランジスタＱ１のオ
ン遅延時間を微調整することができる。
ンデンサＣ５またはダイオードＤ８に並列にたとえば抵
抗からなるインピーダンス回路を接続することにより、
コンデンサＣ５の放電電荷量を調節することができるた
め、このことよりスイッチング用トランジスタＱ１のオ
ン遅延時間を微調整することができる。
【００３５】また、図８ではダイオードＤ６，Ｄ７を用
いたが、これらをそれぞれツェナーダイオードとしても
同様の作用効果が得られる。
いたが、これらをそれぞれツェナーダイオードとしても
同様の作用効果が得られる。
【００３６】図９は第７の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に
示した回路と異なる点は、制御巻線Ｌｃと遅延用トラン
ジスタＱ４との間の回路の構成である。この例では、電
流制限抵抗Ｒ７とダイオードＤ４とからインピーダンス
回路８を構成している。この場合、高圧トランスＴの共
振振動により帰還巻線にスイッチング用トランジスタＱ
１のベースを順バイアスする方向に電圧が誘起され、ス
イッチング用トランジスタＱ１がターンオンしようとす
るが、遅延用トランジスタＱ４に蓄積されたキャリアは
ダイオードＤ４により阻止されて引き抜かれないため、
遅延用トランジスタＱ４は短時間オン状態を持続し、ス
イッチング用トランジスタＱ１のターンオンタイミング
が短時間遅延される。その結果、間欠動作などの不安定
な動作が防止されて、出力電圧（電流）をより広範囲に
亘って安定して変化させることができるようになる。
イッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１に
示した回路と異なる点は、制御巻線Ｌｃと遅延用トラン
ジスタＱ４との間の回路の構成である。この例では、電
流制限抵抗Ｒ７とダイオードＤ４とからインピーダンス
回路８を構成している。この場合、高圧トランスＴの共
振振動により帰還巻線にスイッチング用トランジスタＱ
１のベースを順バイアスする方向に電圧が誘起され、ス
イッチング用トランジスタＱ１がターンオンしようとす
るが、遅延用トランジスタＱ４に蓄積されたキャリアは
ダイオードＤ４により阻止されて引き抜かれないため、
遅延用トランジスタＱ４は短時間オン状態を持続し、ス
イッチング用トランジスタＱ１のターンオンタイミング
が短時間遅延される。その結果、間欠動作などの不安定
な動作が防止されて、出力電圧（電流）をより広範囲に
亘って安定して変化させることができるようになる。
【００３７】図１０は第８の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の回路図である。図９に示した回
路と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４をＰ
ＮＰトランジスタとして、制御巻線を用いないで同様の
作用効果を得るようにしている。図１０に示すように、
インピーダンス回路８のダイオードＤ４の向きは図９の
場合と逆である。このように構成することによって、ス
イッチング用トランジスタＱ１のターンオンタイミング
が短時間遅延される。その結果、間欠動作などの不安定
な動作が防止されて、出力電圧（電流）をより広範囲に
亘って安定して変化させることができるようになる。
スイッチング電源装置の回路図である。図９に示した回
路と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４をＰ
ＮＰトランジスタとして、制御巻線を用いないで同様の
作用効果を得るようにしている。図１０に示すように、
インピーダンス回路８のダイオードＤ４の向きは図９の
場合と逆である。このように構成することによって、ス
イッチング用トランジスタＱ１のターンオンタイミング
が短時間遅延される。その結果、間欠動作などの不安定
な動作が防止されて、出力電圧（電流）をより広範囲に
亘って安定して変化させることができるようになる。
【００３８】図１１は第９の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の回路図である。図９に示した回
路と異なる点は、図９における遅延用トランジスタＱ４
を用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち
図１１においては、インピーダンス回路８の出力を制御
用トランジスタＱ２のベースに接続している。また、時
定数回路４と制御用トランジスタＱ２のベースとの間に
逆流防止用ダイオードＤ７を挿入している。この構成に
よれば、制御用トランジスタＱ２を図９に示した遅延用
トランジスタＱ４に兼用させることができる。
スイッチング電源装置の回路図である。図９に示した回
路と異なる点は、図９における遅延用トランジスタＱ４
を用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち
図１１においては、インピーダンス回路８の出力を制御
用トランジスタＱ２のベースに接続している。また、時
定数回路４と制御用トランジスタＱ２のベースとの間に
逆流防止用ダイオードＤ７を挿入している。この構成に
よれば、制御用トランジスタＱ２を図９に示した遅延用
トランジスタＱ４に兼用させることができる。
【００３９】なお、図９および図１０におけるダイオー
ドＤ４または図１１におけるダイオードＤ４，Ｄ７はそ
れぞれツェナーダイオードとしても同様の作用効果が得
られる。
ドＤ４または図１１におけるダイオードＤ４，Ｄ７はそ
れぞれツェナーダイオードとしても同様の作用効果が得
られる。
【００４０】また、図９および図１０における遅延用ト
ランジスタＱ４のベース−エミッタ間または図１１にお
ける制御用トランジスタＱ２のベース−エミッタ間にた
とえば抵抗からなるインピーダンス回路を接続すれば、
スイッチング用トランジスタＱ１のオン期間に、上記ト
ランジスタＱ４またはＱ２のベース−エミッタ間は開放
状態ではなく、或るインピーダンスをもって接続される
ことになるため、Ｑ４またはＱ２のキャリア蓄積効果が
減少する。このことを利用してスイッチング用トランジ
スタＱ１のターンオン遅延時間を微調整することがで
き、且つ安定した遅延時間が得られる。
ランジスタＱ４のベース−エミッタ間または図１１にお
ける制御用トランジスタＱ２のベース−エミッタ間にた
とえば抵抗からなるインピーダンス回路を接続すれば、
スイッチング用トランジスタＱ１のオン期間に、上記ト
ランジスタＱ４またはＱ２のベース−エミッタ間は開放
状態ではなく、或るインピーダンスをもって接続される
ことになるため、Ｑ４またはＱ２のキャリア蓄積効果が
減少する。このことを利用してスイッチング用トランジ
スタＱ１のターンオン遅延時間を微調整することがで
き、且つ安定した遅延時間が得られる。
【００４１】なお、各実施形態に示した、時定数回路の
抵抗Ｒ５に並列にコンデンサを接続すれば、帰還巻線Ｌ
ｆからの正帰還電圧信号が高周波であっても、トランジ
スタＱ３を駆動することができるため、出力制御範囲を
さらに拡大することができる。
抵抗Ｒ５に並列にコンデンサを接続すれば、帰還巻線Ｌ
ｆからの正帰還電圧信号が高周波であっても、トランジ
スタＱ３を駆動することができるため、出力制御範囲を
さらに拡大することができる。
【００４２】また、各実施形態に示した遅延用トランジ
スタＱ４部分は、単体のトランジスタに代えて、フォト
カプラのフォトトランジスタを用いてもよい。たとえば
図１において、Ｑ４をフォトカプラのフォトトランジス
タに置換し、そのフォトカプラの発光ダイオードのアノ
ードをインピーダンス回路９の出力に接続し、カソード
をフォトトランジスタのエミッタに接続すればよい。
スタＱ４部分は、単体のトランジスタに代えて、フォト
カプラのフォトトランジスタを用いてもよい。たとえば
図１において、Ｑ４をフォトカプラのフォトトランジス
タに置換し、そのフォトカプラの発光ダイオードのアノ
ードをインピーダンス回路９の出力に接続し、カソード
をフォトトランジスタのエミッタに接続すればよい。
【００４３】また、各実施形態では、各トランジスタと
してバイポーラ型のトランジスタを用いたが、各トラン
ジスタをそれぞれユニポーラ型のトランジスタとしても
よい。
してバイポーラ型のトランジスタを用いたが、各トラン
ジスタをそれぞれユニポーラ型のトランジスタとしても
よい。
【００４４】さらに、各実施形態では定電圧を出力する
電源回路を示したが、出力電流を検出してフィードバッ
ク制御する回路構成とすることによって、定電流を出力
する電源回路にも、本願発明は同様に適用できる。
電源回路を示したが、出力電流を検出してフィードバッ
ク制御する回路構成とすることによって、定電流を出力
する電源回路にも、本願発明は同様に適用できる。
【００４５】
【発明の効果】請求項１〜６に記載の発明によれば、ス
イッチング用トランジスタを、スイッチング用トランジ
スタに対する印加電圧が低くなった時点でオンさせるこ
とができ、これにより高圧トランスの１次巻線間容量を
充電する過大な電流を抑え、オン期間にスイッチング用
トランジスタに流れるリンギング成分の振幅を抑制する
ことができる。その結果スイッチング用トランジスタの
オン期間を制御用トランジスタで制御することによる出
力電圧（電流）の制御が広範囲に亘って安定的に行え
る。またスイッチング用トランジスタのターンオン時の
スイッチングロスも削減できる。
イッチング用トランジスタを、スイッチング用トランジ
スタに対する印加電圧が低くなった時点でオンさせるこ
とができ、これにより高圧トランスの１次巻線間容量を
充電する過大な電流を抑え、オン期間にスイッチング用
トランジスタに流れるリンギング成分の振幅を抑制する
ことができる。その結果スイッチング用トランジスタの
オン期間を制御用トランジスタで制御することによる出
力電圧（電流）の制御が広範囲に亘って安定的に行え
る。またスイッチング用トランジスタのターンオン時の
スイッチングロスも削減できる。
【図１】第１の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図２】図１各部の電圧波形図である。
【図３】第２の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図４】第３の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図５】第４の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図６】図５各部の電圧波形図である。
【図７】第５の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図８】第６の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図９】第７の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図１０】第８の実施形態に係る自励発振型スイッチン
グ電源装置の回路図である。
グ電源装置の回路図である。
【図１１】第９の実施形態に係る自励発振型スイッチン
グ電源装置の回路図である。
グ電源装置の回路図である。
【図１２】従来の自励発振型スイッチング電源装置の回
路図である。
路図である。
【図１３】トランス部分の回路図である。
【図１４】トランスおよびスイッチング用トランジスタ
部分の等価回路図である。
部分の等価回路図である。
【図１５】図１４における各部の電圧電流波形を示す図
である。
である。
【図１６】図１４における各部の電圧電流波形を示す図
である。
である。
【図１７】従来の高圧スイッチング電源装置の構成を示
す図である。
す図である。
１−入力電源 ２−整流平滑回路 ４−時定数回路 ８−インピーダンス回路 ９−遅延回路 １０−バイアス電圧発生回路 １１−直流電源回路 １２−可変シャントレギュレータ Ｑ１−スイッチング用トランジスタ Ｑ２−制御用トランジスタ Ｑ３−トランジスタ Ｑ４−遅延用トランジスタ Ｔ−トランス（高圧トランス） Ｌｐ−１次巻線 Ｌｓ−２次巻線 Ｌｆ−帰還巻線 Ｌｃ−制御巻線 Ｒ１−起動抵抗 Ｒ２−電流制限抵抗 （Ｒ３，Ｒ４）−分圧抵抗 Ｒ７−電流制限抵抗 Ｄ１−整流ダイオード Ｄ４−逆バイアス阻止用ダイオード Ｄ６，Ｄ７−逆流防止ダイオード Ｃ１−平滑コンデンサ Ｃ２−スピードアップコンデンサ ＡＣ−交流入力電源 ＰＣ−フォトカプラ Ｃｓ，Ｃｐｓ−分布容量 Ｃｐｐ−１次換算分布容量
Claims (6)
- 【請求項１】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線および必
要に応じて制御巻線を有するトランスと、前記１次巻線
の電流を断続するスイッチング用トランジスタと、該ス
イッチング用トランジスタに対する前記帰還巻線または
前記制御巻線からの正帰還信号を制御する制御用トラン
ジスタと、前記帰還巻線または前記制御巻線の起電圧を
所定時定数で充電するとともに、前記制御用トランジス
タに対して制御電圧を与える時定数回路とを備えてなる
自励発振型スイッチング電源装置において、 前記スイッチング用トランジスタに対する制御信号入力
部に該スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用
のトランジスタを設け、前記制御巻線または前記帰還巻
線の正帰還信号を一定時定数で遅延させ、該遅延信号を
前記遅延用トランジスタに対する制御信号として与える
遅延回路を設けたことを特徴とする自励発振型スイッチ
ング電源装置。 - 【請求項２】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線および制
御巻線を有するトランスと、前記１次巻線の電流を断続
するスイッチング用トランジスタと、該スイッチング用
トランジスタに対する前記帰還巻線または前記制御巻線
からの正帰還信号を制御する制御用トランジスタと、前
記帰還巻線の起電圧を所定時定数で充電するとともに、
前記制御用トランジスタに対して制御電圧を与える時定
数回路とを備えてなる自励発振型スイッチング電源装置
において、 前記制御巻線の正帰還信号を一定時定数で遅延させ、該
遅延信号を前記制御用トランジスタに対する制御信号と
して与える遅延回路を設けたことを特徴とする自励発振
型スイッチング電源装置。 - 【請求項３】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線および必
要に応じて制御巻線を有するトランスと、前記１次巻線
の電流を断続するスイッチング用トランジスタと、該ス
イッチング用トランジスタに対する前記帰還巻線または
前記制御巻線からの正帰還信号を制御する制御用トラン
ジスタと、前記帰還巻線または前記制御巻線の起電圧を
所定時定数で充電するとともに、前記制御用トランジス
タに対して制御電圧を与える時定数回路とを備えてなる
自励発振型スイッチング電源装置において、 前記スイッチング用トランジスタに対する制御信号入力
部に該スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用
のトランジスタを設け、該遅延用トランジスタに対する
制御電圧入力部と前記制御巻線または前記帰還巻線との
間に、前記制御巻線または前記帰還巻線の起電圧によっ
て充電され、前記遅延用トランジスタに対する制御電圧
に直流バイアスをかけるバイアス電圧発生回路を設けた
ことを特徴とする自励発振型スイッチング電源装置。 - 【請求項４】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線および制
御巻線を有するトランスと、前記１次巻線の電流を断続
するスイッチング用トランジスタと、該スイッチング用
トランジスタに対する前記帰還巻線または前記制御巻線
からの正帰還信号を制御する制御用トランジスタと、前
記帰還巻線の起電圧を所定時定数で充電するとともに、
前記制御用トランジスタに対して制御電圧を与える時定
数回路とを備えてなる自励発振型スイッチング電源装置
において、 前記制御用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記
制御巻線との間に、該制御巻線の起電圧によって充電さ
れ、前記制御用トランジスタに対する制御電圧に直流バ
イアスをかけるバイアス電圧発生回路を設けたことを特
徴とする自励発振型スイッチング電源装置。 - 【請求項５】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線および必
要に応じて制御巻線を有するトランスと、前記１次巻線
の電流を断続するスイッチング用トランジスタと、該ス
イッチング用トランジスタに対する前記帰還巻線または
前記制御巻線からの正帰還信号を制御する制御用トラン
ジスタと、前記帰還巻線または前記制御巻線の起電圧を
所定時定数で充電するとともに、前記制御用トランジス
タに対して制御電圧を与える時定数回路とを備えてなる
自励発振型スイッチング電源装置において、 前記スイッチング用トランジスタに対する制御信号入力
部に該スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用
のトランジスタを設け、該遅延用トランジスタに対する
制御電圧入力部と前記制御巻線または前記帰還巻線との
間に、前記制御巻線または前記帰還巻線から前記遅延用
トランジスタへの逆バイアスを阻止するインピーダンス
回路を設けたことを特徴とする自励発振型スイッチング
電源装置。 - 【請求項６】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線および制
御巻線を有するトランスと、前記１次巻線の電流を断続
するスイッチング用トランジスタと、該スイッチング用
トランジスタに対する前記帰還巻線または制御巻線から
の正帰還信号を制御する制御用トランジスタと、前記帰
還巻線の起電圧を所定時定数で充電するとともに、前記
制御用トランジスタに対して制御電圧を与える時定数回
路とを備えてなる自励発振型スイッチング電源装置にお
いて、 前記制御用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記
制御巻線との間に、該制御巻線から前記制御用トランジ
スタへの逆バイアスを阻止するインピーダンス回路を設
けたことを特徴とする自励発振型スイッチング電源装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28580897A JP3381769B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| US09/172,580 US5995382A (en) | 1997-10-17 | 1998-10-13 | Self-oscillation type switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28580897A JP3381769B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122926A true JPH11122926A (ja) | 1999-04-30 |
| JP3381769B2 JP3381769B2 (ja) | 2003-03-04 |
Family
ID=17696362
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28580897A Expired - Lifetime JP3381769B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5995382A (ja) |
| JP (1) | JP3381769B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101997419B (zh) | 2000-12-28 | 2012-10-10 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11206126A (ja) * | 1998-01-06 | 1999-07-30 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| JP3386016B2 (ja) * | 1999-01-18 | 2003-03-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3351400B2 (ja) * | 1999-01-18 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3591635B2 (ja) * | 1999-12-08 | 2004-11-24 | 富士電機機器制御株式会社 | 直流−直流変換装置 |
| JP3475904B2 (ja) * | 2000-04-17 | 2003-12-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3465673B2 (ja) * | 2000-09-06 | 2003-11-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP4606561B2 (ja) * | 2000-10-18 | 2011-01-05 | ローム株式会社 | インターフェース回路 |
| JP3470693B2 (ja) * | 2000-10-25 | 2003-11-25 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| US6404654B1 (en) * | 2001-06-26 | 2002-06-11 | Jue Wang | Self-oscillation type resonant flyback converter utilizing charge stored effect of the P-N diode |
| JP3712064B2 (ja) * | 2002-05-08 | 2005-11-02 | セイコーエプソン株式会社 | 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路 |
| KR20040008069A (ko) * | 2002-07-15 | 2004-01-28 | 삼성전자주식회사 | 대기소비전력 저감용 전원공급장치 |
| JP3753112B2 (ja) * | 2002-08-20 | 2006-03-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| JP5042536B2 (ja) * | 2006-06-16 | 2012-10-03 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
| JP4367530B2 (ja) * | 2007-06-01 | 2009-11-18 | ブラザー工業株式会社 | 画像形成装置 |
| FR2930383B1 (fr) * | 2008-04-21 | 2010-06-11 | Valeo Etudes Electroniques | Dispositif de generation d'une tension regulee d'alimentation d'un organe electrique |
| US11418031B2 (en) * | 2020-05-08 | 2022-08-16 | Raytheon Company | Actively-controlled power transformer and method for controlling |
| CN117277780B (zh) * | 2023-09-21 | 2024-08-16 | 北京林业大学 | 基于自激推挽式转换器的微能量收集电路 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4283759A (en) * | 1977-08-01 | 1981-08-11 | Toko, Inc. | Switching regulator |
| JPS60170465A (ja) * | 1984-02-10 | 1985-09-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自励発振式高圧スイツチング電源装置 |
| JPS62166776A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
| JPS62166777A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
| JPS6387170A (ja) * | 1986-09-29 | 1988-04-18 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | リンギングチョークコンバータ |
| US5412555A (en) * | 1991-03-26 | 1995-05-02 | Ricoh Company, Ltd. | Self-oscillating DC-DC Converter with zero voltage switching |
| JP3087618B2 (ja) * | 1995-07-27 | 2000-09-11 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源 |
-
1997
- 1997-10-17 JP JP28580897A patent/JP3381769B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-10-13 US US09/172,580 patent/US5995382A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101997419B (zh) | 2000-12-28 | 2012-10-10 | 株式会社村田制作所 | 开关电源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3381769B2 (ja) | 2003-03-04 |
| US5995382A (en) | 1999-11-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3175663B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| US4937728A (en) | Switch-mode power supply with burst mode standby operation | |
| JP3707409B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US7295449B2 (en) | Simple switched-mode power supply with current and voltage limitation | |
| JP3381769B2 (ja) | 自励発振型スイッチング電源装置 | |
| US7583522B2 (en) | Low audible noise power supply method and controller therefor | |
| JPH08182321A (ja) | 導通形コンバータ | |
| US4794508A (en) | PWM control circuit for a non-symmetrical switching power supply | |
| JP2559282B2 (ja) | スイッチモード電源 | |
| US5841642A (en) | Tuned switch-mode power supply with current mode control | |
| US5239453A (en) | DC to DC converter employing a free-running single stage blocking oscillator | |
| US6101103A (en) | Self-oscillation type switching power supply | |
| GB2262822A (en) | A synchronised switch-mode power supply | |
| JPS5820549B2 (ja) | スイツチング レギユレ−タ | |
| JPH043593Y2 (ja) | ||
| JPH09182425A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0545114Y2 (ja) | ||
| JP2554736Y2 (ja) | スイッチングレギュレ−タ | |
| JPS61288729A (ja) | 電源装置 | |
| KR100202024B1 (ko) | 스위칭 모드 파워 서플라이의 전력 손실 방지 회로 | |
| JPH0345985B2 (ja) | ||
| JP2729478B2 (ja) | コンバータ | |
| JP2532203Y2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS598470Y2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JPH06292360A (ja) | スイッチング電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071220 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081220 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081220 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091220 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101220 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101220 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111220 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111220 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121220 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131220 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |