JPH11136155A - ス−パ−ヘテロダイン受信回路装置 - Google Patents
ス−パ−ヘテロダイン受信回路装置Info
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- JPH11136155A JPH11136155A JP31433197A JP31433197A JPH11136155A JP H11136155 A JPH11136155 A JP H11136155A JP 31433197 A JP31433197 A JP 31433197A JP 31433197 A JP31433197 A JP 31433197A JP H11136155 A JPH11136155 A JP H11136155A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スーパヘテロダイン受信回路においてはバン
ドパスフイルタとしてセラミックフイルタを使用するの
で、受信機が大型且つ高価になった。 【解決手段】 スーパヘテロダイン受信回路の局部発振
周波ｆLOを受信周波数帯域に近付けて配置する。混合器
５の出力段に抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ1 とから成るロー
パスフイルタ１１を設ける。このローパスフイルタ１１
とＩＦ増幅器７との間に結合コンデンサ１２を接続す
る。
ドパスフイルタとしてセラミックフイルタを使用するの
で、受信機が大型且つ高価になった。 【解決手段】 スーパヘテロダイン受信回路の局部発振
周波ｆLOを受信周波数帯域に近付けて配置する。混合器
５の出力段に抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ1 とから成るロー
パスフイルタ１１を設ける。このローパスフイルタ１１
とＩＦ増幅器７との間に結合コンデンサ１２を接続す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は無線通信等で使用す
るスーパヘテロダイン方式の受信回路装置に関する。
るスーパヘテロダイン方式の受信回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のシングルスーパヘテロダイン受信
回路は、図１に示すようにアンテナに接続される受信信
号入力端子１と、所定の受信周波数帯域の信号を抽出す
るための高周波（ＲＦ）バンドパスフイルタ（ＢＰＦ）
２と、このバンドパスフイルタに接続された高周波増幅
器３と、周波数変換のための局部発振周波数ｆLOを発生
する局部発振器４と、高周波増幅器３から得られた受信
周波数ｆRFの信号と局部発振器４から得られた局部発振
周波数ｆLOの信号とを混合して中間周波数ｆIFを出力す
る混合器５と、混合器５の出力から所望帯域の信号を抽
出するための第１の中間周波バンドパスフイルタ（ＩＦ
ＢＰＦ）６と、このバンドパスフイルタ６に接続された
第１の中間周波増幅器７と、この第１の中間周波増幅器
７に接続された第２の中間周波バンドパスフイルタ８
と、この第２の中間周波バンドパスフイルタ８に接続さ
れた第２の中間周波増幅器９とを備えている。なお、第
２の中間周波増幅器９の出力段には、周知の検波回路等
が接続される。
回路は、図１に示すようにアンテナに接続される受信信
号入力端子１と、所定の受信周波数帯域の信号を抽出す
るための高周波（ＲＦ）バンドパスフイルタ（ＢＰＦ）
２と、このバンドパスフイルタに接続された高周波増幅
器３と、周波数変換のための局部発振周波数ｆLOを発生
する局部発振器４と、高周波増幅器３から得られた受信
周波数ｆRFの信号と局部発振器４から得られた局部発振
周波数ｆLOの信号とを混合して中間周波数ｆIFを出力す
る混合器５と、混合器５の出力から所望帯域の信号を抽
出するための第１の中間周波バンドパスフイルタ（ＩＦ
ＢＰＦ）６と、このバンドパスフイルタ６に接続された
第１の中間周波増幅器７と、この第１の中間周波増幅器
７に接続された第２の中間周波バンドパスフイルタ８
と、この第２の中間周波バンドパスフイルタ８に接続さ
れた第２の中間周波増幅器９とを備えている。なお、第
２の中間周波増幅器９の出力段には、周知の検波回路等
が接続される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、スーパヘテ
ロダイン受信回路の混合器５は、図２に原理的に示すよ
うに周波数ｆa からｆb までの帯域に含まれる周波数ｆ
RFの受信信号（希望波）と局部発振周波数ｆL0の信号と
を混合することによって図３に示すように周波数ｆa ′
からｆb ′までに含まれる例えば１０．７MHz 又は４５
５kHz の中間周波数ｆIFの信号を作成する。従来の混合
器５による周波数変換では、受信帯域の最低周波数ｆa
と局部発振周波数ｆL0との間が比較的大きいので、図３
に示す周波数変換後の希望信号周波数帯域の最低周波数
ｆa ′は周波数が零の点から比較的大きく離れていた。
従って、従来の受信回路では、図１に示すように混合器
５の後段に中間周波バンドパスフイルタ６及び８を設
け、図３の周波数ｆa ′からｆb ′までの帯域の信号を
抽出していた。しかし、この種のバンドパスフイルタ
６、８は例えばセラミックフイルタ等で構成することが
必要になり、受信機の小型化を阻害した。また、バンド
パスフイルタ６、８は比較的高価であって、受信機の低
コスト化を阻害した。また、スーパヘテロダイン受信回
路の混合器５は、局部発振周波数ｆL0の高域側と低域側
との両方に感度があり、例えば、図２に示すように局部
発振周波数ｆL0よりも受信周波数ｆRFが高い場合には、
次式に示すイメージ周波数（影像周波数）ｆIMにおいて
も感度を有する。 ｆIM＝２ｆL0−ｆRF ・・・（１） 図２において、Ａは受信周波数帯域を示し、Ｂはイメー
ジ周波数帯域を示す。もし、イメージ周波数ｆIMと同一
周波数のノイズ又は別の信号即ち妨害波が存在すると、
周波数ｆIMの妨害波と局部発振周波数ｆL0との混合によ
って図３で破線で示すように希望波の中間周波帯域ｆa
′〜ｆb ′に妨害波の中間周波が入り込む。なお、図
３においてＡ′が希望波（受信波）の中間周波帯域を示
し、Ｂ′が妨害波の中間周波帯域を示す。従って、図３
の希望波の中間周波帯域Ａ′に妨害波の中間周波が入り
込むことを防ぐためには、高周波段のバンドパスフイル
タ２によって図２の破線で示すイメージ周波数帯域Ｂの
妨害波を除去することが必要になる。図４は従来の周波
数変換方式に従う希望波周波数３１４．９５ＭＨz の受
信機における妨害波周波と妨害波／信号波電力比との関
係を示す。即ち、図４は選択度特性又は２信号妨害波特
性を示す。この図４においては、希望波周波数３１４．
９５ＭＨz 及びこの近傍に電力比が小さくなる部分が生
じる他に、希望波のイメ−ジ周波数である２９３．５Ｍ
Ｈz 付近、及びその他の種々の周波数でも電力比が小さ
くなる部分が生じる。電力比が小さい部分は妨害波（ス
プリアス）に応答があることを示す。従って、通過帯域
外の妨害波を比較的高価なＲＦバンドパスフイルタ２に
よって高性能に除去することが必要になる。また、仮
に、ＲＦバンドパスフイルタ２を高性能化して通過帯域
外の妨害波を除去したとしても、このＲＦバンドパスフ
ィルタ２の通過帯域を希望波周波数帯域ｆa 〜ｆb のみ
に限定することは困難であり、通過帯域はｆa 〜ｆb の
範囲よりも広く設定されているので、この通過帯域内の
妨害波の影響を除くことはできない。
ロダイン受信回路の混合器５は、図２に原理的に示すよ
うに周波数ｆa からｆb までの帯域に含まれる周波数ｆ
RFの受信信号（希望波）と局部発振周波数ｆL0の信号と
を混合することによって図３に示すように周波数ｆa ′
からｆb ′までに含まれる例えば１０．７MHz 又は４５
５kHz の中間周波数ｆIFの信号を作成する。従来の混合
器５による周波数変換では、受信帯域の最低周波数ｆa
と局部発振周波数ｆL0との間が比較的大きいので、図３
に示す周波数変換後の希望信号周波数帯域の最低周波数
ｆa ′は周波数が零の点から比較的大きく離れていた。
従って、従来の受信回路では、図１に示すように混合器
５の後段に中間周波バンドパスフイルタ６及び８を設
け、図３の周波数ｆa ′からｆb ′までの帯域の信号を
抽出していた。しかし、この種のバンドパスフイルタ
６、８は例えばセラミックフイルタ等で構成することが
必要になり、受信機の小型化を阻害した。また、バンド
パスフイルタ６、８は比較的高価であって、受信機の低
コスト化を阻害した。また、スーパヘテロダイン受信回
路の混合器５は、局部発振周波数ｆL0の高域側と低域側
との両方に感度があり、例えば、図２に示すように局部
発振周波数ｆL0よりも受信周波数ｆRFが高い場合には、
次式に示すイメージ周波数（影像周波数）ｆIMにおいて
も感度を有する。 ｆIM＝２ｆL0−ｆRF ・・・（１） 図２において、Ａは受信周波数帯域を示し、Ｂはイメー
ジ周波数帯域を示す。もし、イメージ周波数ｆIMと同一
周波数のノイズ又は別の信号即ち妨害波が存在すると、
周波数ｆIMの妨害波と局部発振周波数ｆL0との混合によ
って図３で破線で示すように希望波の中間周波帯域ｆa
′〜ｆb ′に妨害波の中間周波が入り込む。なお、図
３においてＡ′が希望波（受信波）の中間周波帯域を示
し、Ｂ′が妨害波の中間周波帯域を示す。従って、図３
の希望波の中間周波帯域Ａ′に妨害波の中間周波が入り
込むことを防ぐためには、高周波段のバンドパスフイル
タ２によって図２の破線で示すイメージ周波数帯域Ｂの
妨害波を除去することが必要になる。図４は従来の周波
数変換方式に従う希望波周波数３１４．９５ＭＨz の受
信機における妨害波周波と妨害波／信号波電力比との関
係を示す。即ち、図４は選択度特性又は２信号妨害波特
性を示す。この図４においては、希望波周波数３１４．
９５ＭＨz 及びこの近傍に電力比が小さくなる部分が生
じる他に、希望波のイメ−ジ周波数である２９３．５Ｍ
Ｈz 付近、及びその他の種々の周波数でも電力比が小さ
くなる部分が生じる。電力比が小さい部分は妨害波（ス
プリアス）に応答があることを示す。従って、通過帯域
外の妨害波を比較的高価なＲＦバンドパスフイルタ２に
よって高性能に除去することが必要になる。また、仮
に、ＲＦバンドパスフイルタ２を高性能化して通過帯域
外の妨害波を除去したとしても、このＲＦバンドパスフ
ィルタ２の通過帯域を希望波周波数帯域ｆa 〜ｆb のみ
に限定することは困難であり、通過帯域はｆa 〜ｆb の
範囲よりも広く設定されているので、この通過帯域内の
妨害波の影響を除くことはできない。
【００４】本発明の目的は、小型化及び低コスト化が可
能なスーパヘテロダイン受信回路装置を提供することに
ある。
能なスーパヘテロダイン受信回路装置を提供することに
ある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、受信帯域の最低周波数
ｆa と最高周波数ｆb との中心周波数ｆRFを受信周波数
又は受信中心周波数とする受信信号と局部発振器から供
給された局部発振周波数ｆL0の信号とを混合して中間周
波数ｆIFの信号を得るためのものであって、前記局部発
振周波数ｆL0が ｆL0＝ｆRF−（ｆb −ｆa ）／２ 又はｆL0＝ｆRF＋（ｆb −ｆa ）／２又はこれ等に近い
値に設定されている周波数変換回路と、前記周波数変換
回路の出力端子に接続され且つ前記受信信号の周波数に
対応する中間周波数を通過させることができるようにフ
イルタ特性が設定されたローパスフイルタとを備えてい
ることを特徴とするスーパヘテロダイン受信回路装置に
係わるものである。なお、請求項２に示すようにローパ
スフイルタを結合コンデンサを介して中間周波増幅器に
接続することが望ましい。
目的を達成するための本発明は、受信帯域の最低周波数
ｆa と最高周波数ｆb との中心周波数ｆRFを受信周波数
又は受信中心周波数とする受信信号と局部発振器から供
給された局部発振周波数ｆL0の信号とを混合して中間周
波数ｆIFの信号を得るためのものであって、前記局部発
振周波数ｆL0が ｆL0＝ｆRF−（ｆb −ｆa ）／２ 又はｆL0＝ｆRF＋（ｆb −ｆa ）／２又はこれ等に近い
値に設定されている周波数変換回路と、前記周波数変換
回路の出力端子に接続され且つ前記受信信号の周波数に
対応する中間周波数を通過させることができるようにフ
イルタ特性が設定されたローパスフイルタとを備えてい
ることを特徴とするスーパヘテロダイン受信回路装置に
係わるものである。なお、請求項２に示すようにローパ
スフイルタを結合コンデンサを介して中間周波増幅器に
接続することが望ましい。
【０００６】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、局部発振周波
数ｆL0が受信周波数は受信中心周波数ｆRFに極めて近い
値に設定されるので、受信信号（希望波）の中間周波数
ｆIFが従来よりも低くなり、ローパスフイルタによって
受信信号の中間周波数ｆIFを抽出することが可能にな
り、受信回路装置の小型化、及びコストの低減ができ
る。また、受信信号の中間周波数帯域は極めて低い周波
数領域となるので、これよりも低い周波数領域のノイズ
又は他の信号の高調波ノイズが受信信号の中間周波数帯
域に入り込まない。従って、妨害波の影響を受け難い。
このため、周波数変換回路よりも前段の高周波バンドパ
スフイルタの性能が低く、妨害波が周波数変換回路に入
力したとしても、受信回路の出力に対する影響が少な
い。これにより、比較的低性能、低コストの高周波バン
ドパスフイルタを使用して受信回路装置の低コスト化を
図っても受信出力に対する妨害波の影響の少ない受信回
路装置を提供できる。請求項２の発明によれば、ローパ
スフイルタを抵抗とコンデンサで構成するので、小型
化、低コスト化を確実に達成することができる。また、
結合コンデンサはハイパスフイルタ即ち高域通過フイル
タとしての機能を有し、低域側の利得を下げる働きを有
するので、低い周波数のノイズをカットする。
数ｆL0が受信周波数は受信中心周波数ｆRFに極めて近い
値に設定されるので、受信信号（希望波）の中間周波数
ｆIFが従来よりも低くなり、ローパスフイルタによって
受信信号の中間周波数ｆIFを抽出することが可能にな
り、受信回路装置の小型化、及びコストの低減ができ
る。また、受信信号の中間周波数帯域は極めて低い周波
数領域となるので、これよりも低い周波数領域のノイズ
又は他の信号の高調波ノイズが受信信号の中間周波数帯
域に入り込まない。従って、妨害波の影響を受け難い。
このため、周波数変換回路よりも前段の高周波バンドパ
スフイルタの性能が低く、妨害波が周波数変換回路に入
力したとしても、受信回路の出力に対する影響が少な
い。これにより、比較的低性能、低コストの高周波バン
ドパスフイルタを使用して受信回路装置の低コスト化を
図っても受信出力に対する妨害波の影響の少ない受信回
路装置を提供できる。請求項２の発明によれば、ローパ
スフイルタを抵抗とコンデンサで構成するので、小型
化、低コスト化を確実に達成することができる。また、
結合コンデンサはハイパスフイルタ即ち高域通過フイル
タとしての機能を有し、低域側の利得を下げる働きを有
するので、低い周波数のノイズをカットする。
【０００７】
【実施形態及び実施例】次に、本発明の実施形態及び実
施例を図５〜図９を参照して説明する。但し、図５、図
７、図８において図１、図２、図３と実質的に同一の部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。
施例を図５〜図９を参照して説明する。但し、図５、図
７、図８において図１、図２、図３と実質的に同一の部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。
【０００８】図５の本実施例のＦＭ波を受信するための
シングルスーパヘテロダイン受信回路は、図１と同様に
入力端子１、ＲＦバンドパスフイルタ２、ＲＦ増幅器
３、局部発振器４、混合器５、ＩＦ増幅器７及び９を有
する他に、本発明に従う第１のローパスフイルタ（低域
通過フイルタ）１１と第１の結合コンデンサ１２と第２
のローパスフイルタ（ＬＰＦ）１３と第２の結合コンデ
ンサ１４とを有する。なお、ＩＦ増幅器９の出力段には
ＦＭ検波回路が接続される。
シングルスーパヘテロダイン受信回路は、図１と同様に
入力端子１、ＲＦバンドパスフイルタ２、ＲＦ増幅器
３、局部発振器４、混合器５、ＩＦ増幅器７及び９を有
する他に、本発明に従う第１のローパスフイルタ（低域
通過フイルタ）１１と第１の結合コンデンサ１２と第２
のローパスフイルタ（ＬＰＦ）１３と第２の結合コンデ
ンサ１４とを有する。なお、ＩＦ増幅器９の出力段には
ＦＭ検波回路が接続される。
【０００９】本実施例では、局部発振器４の周波数ｆL0
を、課題を解決するための手段の説明の欄で述べたよう
に、 ｆL0＝ｆRF−（ｆb −ｆa ）／２ ・・・（２） 又は ｆL0＝ｆRF＋（ｆb −ｆa ）／２ ・・・（３） 又はこれ等に近い値に設定することによって、図１で示
したセラミックフイルタから成るバンドパスフイルタ６
及び８を図５のローパスフイルタ１１、１３と結合コン
デンサ１２、１４に置き換えることを可能にしている。
を、課題を解決するための手段の説明の欄で述べたよう
に、 ｆL0＝ｆRF−（ｆb −ｆa ）／２ ・・・（２） 又は ｆL0＝ｆRF＋（ｆb −ｆa ）／２ ・・・（３） 又はこれ等に近い値に設定することによって、図１で示
したセラミックフイルタから成るバンドパスフイルタ６
及び８を図５のローパスフイルタ１１、１３と結合コン
デンサ１２、１４に置き換えることを可能にしている。
【００１０】上記式（２）はＬＯＷＥＲ方式で周波数変
換を行う場合の本発明に従う局部発振周波数ｆL0を決定
するために使用され、上記式（３）はＵＰＰＥＲ方式で
周波数変換を行う場合の本発明に従う局部発振周波数ｆ
L0を決定するために使用される。
換を行う場合の本発明に従う局部発振周波数ｆL0を決定
するために使用され、上記式（３）はＵＰＰＥＲ方式で
周波数変換を行う場合の本発明に従う局部発振周波数ｆ
L0を決定するために使用される。
【００１１】図６は式（２）に従う方式の局部発振周波
数ｆL0と受信信号周波数ｆRFとの関係を図２と同様に示
し、図７は周波数変換後の受信信号の中間周波数ｆIFを
図３と同様に示す。なお、受信機がＦＭ受信機の場合に
は周波数ｆRF、ｆIFは受信周波数帯域の中心周波数であ
り、ＡＭ受信機の場合にはｆRF、ｆIFは希望周波数（キ
ヤリア周波数）及びこの中間周波数である。図６から明
らかなように最低周波数ｆa から最高周波数ｆb までの
受信帯域Ａの中心周波数ｆRFに対して（ｆb −ｆa ）／
２だけ低い値を有するように局部発振周波数ｆL0が決定
されている。従って、局部発振周波数ｆL0は受信帯域Ａ
の最低周波数ｆa に一致している。この実施例では、ｆ
RFが３１４．９５MHz 、ｆb−ｆa が２００kHz 、ｆL0
が３１４．８５MHz である。図６における受信帯域Ａの
イメージ周波数帯域は破線で示すＢであり、この中心周
波数はｆIMで示されている。
数ｆL0と受信信号周波数ｆRFとの関係を図２と同様に示
し、図７は周波数変換後の受信信号の中間周波数ｆIFを
図３と同様に示す。なお、受信機がＦＭ受信機の場合に
は周波数ｆRF、ｆIFは受信周波数帯域の中心周波数であ
り、ＡＭ受信機の場合にはｆRF、ｆIFは希望周波数（キ
ヤリア周波数）及びこの中間周波数である。図６から明
らかなように最低周波数ｆa から最高周波数ｆb までの
受信帯域Ａの中心周波数ｆRFに対して（ｆb −ｆa ）／
２だけ低い値を有するように局部発振周波数ｆL0が決定
されている。従って、局部発振周波数ｆL0は受信帯域Ａ
の最低周波数ｆa に一致している。この実施例では、ｆ
RFが３１４．９５MHz 、ｆb−ｆa が２００kHz 、ｆL0
が３１４．８５MHz である。図６における受信帯域Ａの
イメージ周波数帯域は破線で示すＢであり、この中心周
波数はｆIMで示されている。
【００１２】局部発振周波数ｆL0を図６のように設定す
ると、受信信号（希望波）の中心周波数ｆRFの中間周波
数ｆIFは、式 ｆIF＝ｆRF−ｆL0 によって得られ、図７に示すように比較的低い値にな
り、また受信信号の中間周波帯域Ａ′はｆa ′からｆb
′までとなる。従って、中間周波帯域Ａ′の最低周波
数ｆa ′は実質的に零になる。
ると、受信信号（希望波）の中心周波数ｆRFの中間周波
数ｆIFは、式 ｆIF＝ｆRF−ｆL0 によって得られ、図７に示すように比較的低い値にな
り、また受信信号の中間周波帯域Ａ′はｆa ′からｆb
′までとなる。従って、中間周波帯域Ａ′の最低周波
数ｆa ′は実質的に零になる。
【００１３】図６で破線で示す中心周波数ｆIMのイメー
ジ周波数帯域Ｂの中間周波数帯域は図７で破線で示す
Ａ′となる。なお、図６のイメージ周波数ｆIMの中間周
波数ｆIF′はＵＰＰＥＲ方式で決定され、 ｆIF′＝ｆL0−ｆIF の式に従う値になる。従って、混合器５に図６のイメー
ジ周波数帯域Ｂの妨害波が入力すると、これに対応する
中間周波数（スプリアスノイズ）が生じる。しかし、妨
害波の影響を受け易い周波数が、受信帯域に限定され、
図９に示すように妨害波の影響の少ない受信が可能にな
る。
ジ周波数帯域Ｂの中間周波数帯域は図７で破線で示す
Ａ′となる。なお、図６のイメージ周波数ｆIMの中間周
波数ｆIF′はＵＰＰＥＲ方式で決定され、 ｆIF′＝ｆL0−ｆIF の式に従う値になる。従って、混合器５に図６のイメー
ジ周波数帯域Ｂの妨害波が入力すると、これに対応する
中間周波数（スプリアスノイズ）が生じる。しかし、妨
害波の影響を受け易い周波数が、受信帯域に限定され、
図９に示すように妨害波の影響の少ない受信が可能にな
る。
【００１４】受信信号（希望波）の中間周波数帯域Ａ′
が図７に示すように周波数の零点に隣接していれば、こ
の帯域Ａ′の信号をローパスフイルタ１１、１３で抽出
することが可能になる。
が図７に示すように周波数の零点に隣接していれば、こ
の帯域Ａ′の信号をローパスフイルタ１１、１３で抽出
することが可能になる。
【００１５】希望波の中間周波信号を抽出するための第
１のローパスフイルタ１１は混合器５と第１のＩＦ増幅
器７との間に設けられ、中間周波数ｆIFの信号ラインに
直列に接続された抵抗Ｒ1 とこの抵抗Ｒ1 の出力端子と
グランドとの間に接続されたコンデンサＣ1 とから成
る。なお、抵抗Ｒ1 は混合器５の出力抵抗と兼用するこ
ともできる。また、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ1 及び結合
コンデンサ１２は個別部品で構成するか、又は混合器
５、増幅器７等と共に集積回路構成にする。結合コンデ
ンサ１２は、ローパスフイルタ１１の出力端子と第１の
ＩＦ増幅器７との間に接続されている。結合コンデンサ
１２は、信号ラインに直列に接続されているので、周知
のように高域通過フイルタ（ＨＰＦ）の特性を有し、低
域成分を減衰させる。
１のローパスフイルタ１１は混合器５と第１のＩＦ増幅
器７との間に設けられ、中間周波数ｆIFの信号ラインに
直列に接続された抵抗Ｒ1 とこの抵抗Ｒ1 の出力端子と
グランドとの間に接続されたコンデンサＣ1 とから成
る。なお、抵抗Ｒ1 は混合器５の出力抵抗と兼用するこ
ともできる。また、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ1 及び結合
コンデンサ１２は個別部品で構成するか、又は混合器
５、増幅器７等と共に集積回路構成にする。結合コンデ
ンサ１２は、ローパスフイルタ１１の出力端子と第１の
ＩＦ増幅器７との間に接続されている。結合コンデンサ
１２は、信号ラインに直列に接続されているので、周知
のように高域通過フイルタ（ＨＰＦ）の特性を有し、低
域成分を減衰させる。
【００１６】図８は図５のローパスフイルタ１１と結合
コンデンサ１２との合成の周波数特性を示す。前述した
ように結合コンデンサ１２はＨＰＦの特性を示すので、
図８における周波数ｆ1 ′よりも低域側は結合コンデン
サ１２に基づく減衰特性である。本実施例では、図８の
周波数ｆ1 からｆ2 までを希望波（受信信号）の中間周
波帯域としている。
コンデンサ１２との合成の周波数特性を示す。前述した
ように結合コンデンサ１２はＨＰＦの特性を示すので、
図８における周波数ｆ1 ′よりも低域側は結合コンデン
サ１２に基づく減衰特性である。本実施例では、図８の
周波数ｆ1 からｆ2 までを希望波（受信信号）の中間周
波帯域としている。
【００１７】第１のＩＦ増幅器７と第２のＩＦ増幅器９
との間に設けられた第２のローパスフイルタ１３は抵抗
Ｒ2 とコンデンサＣ2 から成り、抵抗Ｒ2 は増幅器７の
出力ラインに直列に接続され、コンデンサＣ2 は抵抗Ｒ
2 の出力端子とグランドとの間に接続されている。結合
コンデンサ１４はローパスフイルタ１３の出力端子と増
幅器９との間に接続されている。なお、抵抗Ｒ2 、コン
デンサＣ2 及び結合コンデンサ１４は個別部品で構成す
るか、増幅器７、９等共に集積回路で構成する。また、
抵抗Ｒ2 を増幅器７の出力抵抗と兼用することができ
る。第２のローパスフイルタ１３及び第２の結合コンデ
ンサ１４は図６と同様な周波数特性を有するように設定
されている。
との間に設けられた第２のローパスフイルタ１３は抵抗
Ｒ2 とコンデンサＣ2 から成り、抵抗Ｒ2 は増幅器７の
出力ラインに直列に接続され、コンデンサＣ2 は抵抗Ｒ
2 の出力端子とグランドとの間に接続されている。結合
コンデンサ１４はローパスフイルタ１３の出力端子と増
幅器９との間に接続されている。なお、抵抗Ｒ2 、コン
デンサＣ2 及び結合コンデンサ１４は個別部品で構成す
るか、増幅器７、９等共に集積回路で構成する。また、
抵抗Ｒ2 を増幅器７の出力抵抗と兼用することができ
る。第２のローパスフイルタ１３及び第２の結合コンデ
ンサ１４は図６と同様な周波数特性を有するように設定
されている。
【００１８】上述から明らかなように本実施例によれば
次の作用効果を得ることができる。 （１） 希望波の中間周波帯域が低域に有るので、混合
器５の出力側にセラミックフイルタ等の大型且つ高価な
バンドパスフイルタを設けず、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ
1 から第１のローパスフイルタ１１、及び抵抗Ｒ2 とコ
ンデンサＣ2 とから成る第２のローパスフイルタ１３を
設けることによって希望信号を抽出することが可能にな
り、受信機の小型化及び低コスト化できる。 （２） 結合コンデンサ１２、１４はハイパスフイルタ
特性を有するので、周波数が零近傍の周波数のノイズを
容易に除去することができる。 （３） 妨害波の影響を受け易い周波数が受信帯域Ａ′
に限定されるので、混合器５よりも前段のＲＦバンドパ
スフイルタ２が高性能でない場合であっても、受信機出
力が妨害波の影響を受け難くなる。図９はこれを示すも
のであり、希望波周波数３１４．９５ＭＨz 及びこの近
傍以外に電力比の小さい部分が発生していない。 （４） 受信周波数と局部発振周波数が非常に近くなる
ため、局部発振器４の発振子（水晶振動子）と、送信機
で送信信号を作るための発振子とを同一の仕様のものを
使用し、いずれか一方の周波数を少しシフトすることに
よって局部発振周波数と送信周波数を得ることが可能に
なる。このように同一仕様の発振子を２個を使用して受
信機と送信機を構成すると、異なる仕様の発振子を２個
使用して受信機と送信機を構成する場合よりもコストの
低減が可能になる。
次の作用効果を得ることができる。 （１） 希望波の中間周波帯域が低域に有るので、混合
器５の出力側にセラミックフイルタ等の大型且つ高価な
バンドパスフイルタを設けず、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ
1 から第１のローパスフイルタ１１、及び抵抗Ｒ2 とコ
ンデンサＣ2 とから成る第２のローパスフイルタ１３を
設けることによって希望信号を抽出することが可能にな
り、受信機の小型化及び低コスト化できる。 （２） 結合コンデンサ１２、１４はハイパスフイルタ
特性を有するので、周波数が零近傍の周波数のノイズを
容易に除去することができる。 （３） 妨害波の影響を受け易い周波数が受信帯域Ａ′
に限定されるので、混合器５よりも前段のＲＦバンドパ
スフイルタ２が高性能でない場合であっても、受信機出
力が妨害波の影響を受け難くなる。図９はこれを示すも
のであり、希望波周波数３１４．９５ＭＨz 及びこの近
傍以外に電力比の小さい部分が発生していない。 （４） 受信周波数と局部発振周波数が非常に近くなる
ため、局部発振器４の発振子（水晶振動子）と、送信機
で送信信号を作るための発振子とを同一の仕様のものを
使用し、いずれか一方の周波数を少しシフトすることに
よって局部発振周波数と送信周波数を得ることが可能に
なる。このように同一仕様の発振子を２個を使用して受
信機と送信機を構成すると、異なる仕様の発振子を２個
使用して受信機と送信機を構成する場合よりもコストの
低減が可能になる。
【００１９】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＡＭ受信回路にも本発明を適用することができ
る。 （２） 第２のローパスフイルタ１３、第２の結合コン
デンサ１４、第２のＩＦ増幅器９を省いた回路にするこ
とができる。 （３） ＲＦバンドパスフイルタ２は、希望波周波数帯
域ｆa 〜ｆb 以外の周波数成分の減衰量がさほど大きく
ないものであってもよい。 （４） 図６において局部発振周波数ｆL0を受信信号帯
域Ａよりも高い周波数側に設定し、ＵＰＰＥＲ方式の周
波数変換を行うことができる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） ＡＭ受信回路にも本発明を適用することができ
る。 （２） 第２のローパスフイルタ１３、第２の結合コン
デンサ１４、第２のＩＦ増幅器９を省いた回路にするこ
とができる。 （３） ＲＦバンドパスフイルタ２は、希望波周波数帯
域ｆa 〜ｆb 以外の周波数成分の減衰量がさほど大きく
ないものであってもよい。 （４） 図６において局部発振周波数ｆL0を受信信号帯
域Ａよりも高い周波数側に設定し、ＵＰＰＥＲ方式の周
波数変換を行うことができる。
【図１】従来のスーパヘテロダイン受信回路を示す回路
図である。
図である。
【図２】図１の受信回路における受信信号帯域と局部発
振周波数との関係を示す図である。
振周波数との関係を示す図である。
【図３】図１の受信回路における中間周波数帯域の配置
を示す図である。
を示す図である。
【図４】図１の受信回路における妨害波周波数と妨害波
／信号波電力比との関係を示す図である。
／信号波電力比との関係を示す図である。
【図５】本発明の実施例のスーパヘテロダイン受信回路
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】図５の受信回路における受信信号帯域と局部発
振周波数との関係を示す図である。
振周波数との関係を示す図である。
【図７】図５の受信回路における受信信号の中間周波数
帯域の配置を示す図である。
帯域の配置を示す図である。
【図８】図５の受信回路のローパスフイルタと結合コン
デンサとの組み合せ回路の周波数特性図である。
デンサとの組み合せ回路の周波数特性図である。
【図９】図５の受信回路における妨害波周波数と妨害波
／信号波電力比との関係を図４と同様に示す図である。
／信号波電力比との関係を図４と同様に示す図である。
【符号の説明】 ４ 局部発振器 ５ 混合器 １１、１３ ローパスフイルタ １２、１４ 結合コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】 受信帯域の最低周波数ｆa と最高周波数
ｆb との中心周波数ｆRFを受信周波数又は受信中心周波
数とする受信信号と局部発振器から供給された局部発振
周波数ｆL0の信号とを混合して中間周波数ｆIFの信号を
得るためのものであって、前記局部発振周波数ｆL0が ｆL0＝ｆRF−（ｆb −ｆa ）／２ 又はｆL0＝ｆRF＋（ｆb −ｆa ）／２ 又はこれ等に近い値に設定されている周波数変換回路
と、 前記周波数変換回路の出力端子に接続され且つ前記受信
信号の周波数に対応する中間周波数を通過させることが
できるようにフイルタ特性が設定されたローパスフイル
タとを備えていることを特徴とするスーパヘテロダイン
受信回路装置。 - 【請求項２】 更に、前記ローパスフイルタは抵抗とコ
ンデンサから成り、前記ローパスフイルタに結合コンデ
ンサを介して接続された中間周波増幅器が設けられてい
ることを特徴とする請求項１記載のスーパヘテロダイン
受信回路装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31433197A JPH11136155A (ja) | 1997-10-29 | 1997-10-29 | ス−パ−ヘテロダイン受信回路装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31433197A JPH11136155A (ja) | 1997-10-29 | 1997-10-29 | ス−パ−ヘテロダイン受信回路装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136155A true JPH11136155A (ja) | 1999-05-21 |
Family
ID=18052053
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31433197A Withdrawn JPH11136155A (ja) | 1997-10-29 | 1997-10-29 | ス−パ−ヘテロダイン受信回路装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11136155A (ja) |
-
1997
- 1997-10-29 JP JP31433197A patent/JPH11136155A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050104 |