JPH11136207A - 受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置 - Google Patents
受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置Info
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高速移動時にはシンボル間での受信信号の位
相変動が、低速移動時や停止時のそれに比べて大きくな
るため、シンボル間で受信信号の位相変動が±４５度以
上となり、正確な復号ができなくなる。 【解決手段】 検出回路３１３は、差動復号回路３１２
から出力された受信複素データと判定結果とを受け、そ
のシンボルでの位相変動量を検出して保持し、前シンボ
ルでの位相変動量との差である変化率を求める。その変
化率が±４５度以内であれば、判定結果はそのままに
し、変化率が±４５度より大きな値であれば、検出回路
３１３は隣接の信号点を判定結果として選び、変更後の
判定結果の位相変動量との変化率が±４５度以内であれ
ば、判定結果をその隣接の信号点に変更するように復号
値修正回路３１４に指示する。復号値修正回路３１４
は、検出回路３１３の指示に従い復号値を修正する。
相変動が、低速移動時や停止時のそれに比べて大きくな
るため、シンボル間で受信信号の位相変動が±４５度以
上となり、正確な復号ができなくなる。 【解決手段】 検出回路３１３は、差動復号回路３１２
から出力された受信複素データと判定結果とを受け、そ
のシンボルでの位相変動量を検出して保持し、前シンボ
ルでの位相変動量との差である変化率を求める。その変
化率が±４５度以内であれば、判定結果はそのままに
し、変化率が±４５度より大きな値であれば、検出回路
３１３は隣接の信号点を判定結果として選び、変更後の
判定結果の位相変動量との変化率が±４５度以内であれ
ば、判定結果をその隣接の信号点に変更するように復号
値修正回路３１４に指示する。復号値修正回路３１４
は、検出回路３１３の指示に従い復号値を修正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は受信信号補正方式及
び直交周波数分割多重信号伝送装置に係り、特に差動多
値ＰＳＫ変調波を受信して伝送路のフェージングの影響
による位相や振幅の変動を補正する受信信号補正方式、
及び差動多値ＰＳＫ変調されたディジタル情報を複数の
搬送波を用いて伝送する直交周波数分割多重信号の伝送
装置に関する。
び直交周波数分割多重信号伝送装置に係り、特に差動多
値ＰＳＫ変調波を受信して伝送路のフェージングの影響
による位相や振幅の変動を補正する受信信号補正方式、
及び差動多値ＰＳＫ変調されたディジタル情報を複数の
搬送波を用いて伝送する直交周波数分割多重信号の伝送
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、音声信号及び映像信号の伝送にお
いては、ディジタル変調方式の開発が盛んである。差動
多値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調方式は、シンボ
ル間の位相差に情報を対応させて伝送する方式であり、
受信側では遅延検波方式により情報を復調することがで
きる。従って、復調器の構成が同期検波方式に比べて簡
単になるという利点がある。
いては、ディジタル変調方式の開発が盛んである。差動
多値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調方式は、シンボ
ル間の位相差に情報を対応させて伝送する方式であり、
受信側では遅延検波方式により情報を復調することがで
きる。従って、復調器の構成が同期検波方式に比べて簡
単になるという利点がある。
【０００３】ところで、移動体通信システムの受信装置
においては、伝送路で発生するフェージングの影響によ
り伝送変調波に振幅及び位相の変動が生じる。差動多値
ＰＳＫ変調波の受信装置では、シンボル間の位相差によ
り情報を復調するので、フェージングによる受信信号の
変動の影響を少なくできる。
においては、伝送路で発生するフェージングの影響によ
り伝送変調波に振幅及び位相の変動が生じる。差動多値
ＰＳＫ変調波の受信装置では、シンボル間の位相差によ
り情報を復調するので、フェージングによる受信信号の
変動の影響を少なくできる。
【０００４】例として、１キャリア当たり１シンボルで
２ビット（４値）の情報を伝送する差動４値ＰＳＫ変調
方式について説明すると、送信信号は振幅が一定であ
り、伝送する情報に対応し９０度間隔で４つの位相を表
す。すなわち、図７に示すように、横軸がＩ軸、縦軸が
Ｑ軸のＸＹ座標平面で信号点を表すと、差動４値ＰＳＫ
変調方式の信号点は各象限に１つずつの９０度間隔で４
つの信号点で表される。このため、シンボル間で受信信
号の位相変動が±４５度以内であれば、正確な復号が可
能である。
２ビット（４値）の情報を伝送する差動４値ＰＳＫ変調
方式について説明すると、送信信号は振幅が一定であ
り、伝送する情報に対応し９０度間隔で４つの位相を表
す。すなわち、図７に示すように、横軸がＩ軸、縦軸が
Ｑ軸のＸＹ座標平面で信号点を表すと、差動４値ＰＳＫ
変調方式の信号点は各象限に１つずつの９０度間隔で４
つの信号点で表される。このため、シンボル間で受信信
号の位相変動が±４５度以内であれば、正確な復号が可
能である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、移動体
通信システムの受信装置においては、高速移動時にはシ
ンボル間での受信信号の位相変動が、低速移動時や停止
時のそれに比べて大きくなるため、シンボル間で受信信
号の位相変動が±４５度以上となり、正確な復号ができ
なくなる。また、４値以上に多値化した場合には、位相
変動の許容値が小さくなり、更に移動速度の制約が厳し
くなる。
通信システムの受信装置においては、高速移動時にはシ
ンボル間での受信信号の位相変動が、低速移動時や停止
時のそれに比べて大きくなるため、シンボル間で受信信
号の位相変動が±４５度以上となり、正確な復号ができ
なくなる。また、４値以上に多値化した場合には、位相
変動の許容値が小さくなり、更に移動速度の制約が厳し
くなる。
【０００６】本発明は以上の点に鑑みてなされたもの
で、高速移動時においても正確な復号を可能とし得る受
信信号補正方式を提供することを目的とする。
で、高速移動時においても正確な復号を可能とし得る受
信信号補正方式を提供することを目的とする。
【０００７】また、本発明の他の目的は、高速移動体通
信システムで使用する場合に好適な差動多値ＰＳＫ変調
されたディジタル情報を複数の搬送波で伝送する直交周
波数分割多重信号伝送装置を提供することにある。
信システムで使用する場合に好適な差動多値ＰＳＫ変調
されたディジタル情報を複数の搬送波で伝送する直交周
波数分割多重信号伝送装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の受信信号補正方式及び直交周波数分割多重
信号の受信側は、受信した差動多値ＰＳＫ変調波に対し
て離散的フーリエ変換して複素データを復調する演算部
と、演算部の複素データを差動復号する差動復号回路
と、差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか
一つの判定結果とを受け、それらから受信信号の位相変
動量を検出し、その位相変動量の複数シンボル間の変化
率を演算して求め、その変化率が所定値より小さいとき
はその復号値をそのまま用い、所定値以上のときは、判
定結果に隣接するより変化率の少ない信号点を判定結果
として選んで復号値の修正指示信号を出力すると共に、
検出位相変動量を隣接の信号点を選んだときの位相変動
量に修正して保持する検出回路と、差動復号回路の出力
復号値を受け、検出回路から修正指示信号が入力された
ときは復号値を修正して出力し、修正指示信号が入力さ
れないときはそのまま入力復号値を出力する復号値修正
回路とを有する構成としたものである。
め、本発明の受信信号補正方式及び直交周波数分割多重
信号の受信側は、受信した差動多値ＰＳＫ変調波に対し
て離散的フーリエ変換して複素データを復調する演算部
と、演算部の複素データを差動復号する差動復号回路
と、差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか
一つの判定結果とを受け、それらから受信信号の位相変
動量を検出し、その位相変動量の複数シンボル間の変化
率を演算して求め、その変化率が所定値より小さいとき
はその復号値をそのまま用い、所定値以上のときは、判
定結果に隣接するより変化率の少ない信号点を判定結果
として選んで復号値の修正指示信号を出力すると共に、
検出位相変動量を隣接の信号点を選んだときの位相変動
量に修正して保持する検出回路と、差動復号回路の出力
復号値を受け、検出回路から修正指示信号が入力された
ときは復号値を修正して出力し、修正指示信号が入力さ
れないときはそのまま入力復号値を出力する復号値修正
回路とを有する構成としたものである。
【０００９】この発明では、位相変動量の連続性に着目
し、前シンボルとの位相変動量の変化率が所定値より大
きな値であるか否か判定し、所定値より大きな変化率の
時には判定結果を隣接する判定結果に変更することでよ
り正確な復号ができる。
し、前シンボルとの位相変動量の変化率が所定値より大
きな値であるか否か判定し、所定値より大きな変化率の
時には判定結果を隣接する判定結果に変更することでよ
り正確な復号ができる。
【００１０】また、本発明は、上記の検出回路を差動復
号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの第１
の判定結果とを受け、それらから第１の位相変動量を検
出保持すると共に、その位相変動量の絶対値が所定値以
上のときは更に第１の判定結果に隣接する第２の判定結
果と復号値を基に第２の位相変動量を演算して保持する
ことを、少なくとも３シンボル期間について行い、その
期間における第１の位相変動量の変化率と第２の位相変
動量の変化率とのそれぞれを絶対値積算して、より小さ
な絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報とする
ように復号値修正回路に指示信号を出力する構成として
もよい。
号回路で復号された復号値と信号点のどれか一つの第１
の判定結果とを受け、それらから第１の位相変動量を検
出保持すると共に、その位相変動量の絶対値が所定値以
上のときは更に第１の判定結果に隣接する第２の判定結
果と復号値を基に第２の位相変動量を演算して保持する
ことを、少なくとも３シンボル期間について行い、その
期間における第１の位相変動量の変化率と第２の位相変
動量の変化率とのそれぞれを絶対値積算して、より小さ
な絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報とする
ように復号値修正回路に指示信号を出力する構成として
もよい。
【００１１】この発明でも、位相変動量の連続性に着目
し、位相変動量の変化率を絶対値積算して、より小さな
絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報としてい
るので、より正確な復号ができる。
し、位相変動量の変化率を絶対値積算して、より小さな
絶対値積算値を示した復号値をもって受信情報としてい
るので、より正確な復号ができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる受信信号補
正方式の一実施の形態のブロック図を示す。この実施の
形態は、後述する直交周波数分割多重信号受信装置内の
ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１も構成している。こ
こでは、２５７本の搬送波を用いて伝送情報を送受信す
る直交周波数分割多重信号（ＯＦＤＭ信号）を例にとっ
て説明する。このＯＦＤＭ信号は、５１２ポイントのＩ
ＤＦＴ（逆離散的フーリエ変換）演算を行って生成され
た信号であり、また差動Ｑ（４値）ＰＳＫ変調により一
本の搬送波に２ビットの情報を印加する。また、１シン
ボル内に、２４８搬送波の伝送情報の他に、９本の搬送
波を使用し、参照信号（基準データ）、パイロット信号
等を挿入する。
て図面と共に説明する。図１は本発明になる受信信号補
正方式の一実施の形態のブロック図を示す。この実施の
形態は、後述する直交周波数分割多重信号受信装置内の
ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１も構成している。こ
こでは、２５７本の搬送波を用いて伝送情報を送受信す
る直交周波数分割多重信号（ＯＦＤＭ信号）を例にとっ
て説明する。このＯＦＤＭ信号は、５１２ポイントのＩ
ＤＦＴ（逆離散的フーリエ変換）演算を行って生成され
た信号であり、また差動Ｑ（４値）ＰＳＫ変調により一
本の搬送波に２ビットの情報を印加する。また、１シン
ボル内に、２４８搬送波の伝送情報の他に、９本の搬送
波を使用し、参照信号（基準データ）、パイロット信号
等を挿入する。
【００１３】図１において、差動ＱＰＳＫ復号回路３１
は、ＤＦＴ演算部３１１、差動復号回路３１２、検出回
路３１３及び復号値修正回路３１４より構成されてい
る。受信されたＯＦＤＭ信号は、復調されディジタル化
され、ガードインターバル期間が除去されて同相（Ｉ）
信号と直交（Ｑ）信号とされた後、それぞれＤＦＴ演算
部３１１に供給されて受信複素データに変換される。従
来はこの受信複素データは、４つの信号点±１±ｊのど
れか一つに判定された後、送信側の逆である差動復号化
により、伝送情報に変換される。
は、ＤＦＴ演算部３１１、差動復号回路３１２、検出回
路３１３及び復号値修正回路３１４より構成されてい
る。受信されたＯＦＤＭ信号は、復調されディジタル化
され、ガードインターバル期間が除去されて同相（Ｉ）
信号と直交（Ｑ）信号とされた後、それぞれＤＦＴ演算
部３１１に供給されて受信複素データに変換される。従
来はこの受信複素データは、４つの信号点±１±ｊのど
れか一つに判定された後、送信側の逆である差動復号化
により、伝送情報に変換される。
【００１４】一方、この実施の形態では、受信複素デー
タは差動復号回路３１２に供給され、ここで±１±ｊの
どれか一つに判定された後、復号値修正回路３１４に供
給されると共に、受信複素データ（復号値）と信号点±
１±ｊのどれか一つに判定した結果が検出回路３１３に
供給される。検出回路３１３は、差動復号回路３１２か
ら出力された受信複素データと判定結果とを受け、その
シンボル（ｎ）での位相変動量を検出して保持する。位
相変動の例としては、図２に示すａ（ｎ）に値する量で
ある。図２に示す横軸が実数軸、縦軸が虚数軸である２
次元座標平面において、位相変動量ａ（ｎ）は受信複素
データのベクトルＡと判定結果（ここでは＋１＋ｊ）の
ベクトルＢとの間の角度である。
タは差動復号回路３１２に供給され、ここで±１±ｊの
どれか一つに判定された後、復号値修正回路３１４に供
給されると共に、受信複素データ（復号値）と信号点±
１±ｊのどれか一つに判定した結果が検出回路３１３に
供給される。検出回路３１３は、差動復号回路３１２か
ら出力された受信複素データと判定結果とを受け、その
シンボル（ｎ）での位相変動量を検出して保持する。位
相変動の例としては、図２に示すａ（ｎ）に値する量で
ある。図２に示す横軸が実数軸、縦軸が虚数軸である２
次元座標平面において、位相変動量ａ（ｎ）は受信複素
データのベクトルＡと判定結果（ここでは＋１＋ｊ）の
ベクトルＢとの間の角度である。
【００１５】次に、検出回路３１３は、前シンボルでの
位相変動量ａ（ｎ−１）との差である変化率Ａ（ｎ）＝
ａ（ｎ）−ａ（ｎ−１）を求める。変化率Ａ（ｎ）が±
４５度以内であれば、判定結果はそのままにしておく。
これに対し、変化率Ａ（ｎ）が±４５度より大きな値で
あれば、検出回路３１３は隣接の信号点を判定結果とし
て選び、変更後の判定結果の位相変動量との変化率Ａ'
（ｎ）が±４５度以内であれば、判定結果をその隣接の
信号点に変更するように復号値修正回路３１４に指示す
る。検出回路３１３はその際の位相変動量を保持する。
位相変動量ａ（ｎ−１）との差である変化率Ａ（ｎ）＝
ａ（ｎ）−ａ（ｎ−１）を求める。変化率Ａ（ｎ）が±
４５度以内であれば、判定結果はそのままにしておく。
これに対し、変化率Ａ（ｎ）が±４５度より大きな値で
あれば、検出回路３１３は隣接の信号点を判定結果とし
て選び、変更後の判定結果の位相変動量との変化率Ａ'
（ｎ）が±４５度以内であれば、判定結果をその隣接の
信号点に変更するように復号値修正回路３１４に指示す
る。検出回路３１３はその際の位相変動量を保持する。
【００１６】簡単な例として、位相軸が反時計回りに変
化している状態、すなわち、シンボル毎に位相変動が１
０度、３０度、５０度と変化している状態で、これらの
動作を簡単に説明する。送信側は、＋１＋ｊを３回送る
ものとし、反時計回り方向を正方向とする。いま、ある
シンボルで図３（Ａ）に示すように判定結果は＋１＋ｊ
で、受信複素データＩとの位相変動量ａ（ｎ−２）が＋
１０度であるものとすると、次のシンボルでは図３
（Ｂ）に示すように、判定結果が＋１＋ｊで、受信複素
データIIとの位相変動量ａ（ｎ−１）が＋３０度であ
り、よって変化率Ａ（ｎ−１）は２０度（＝ａ（ｎ−
１）−ａ（ｎ−２）＝３０度−１０度）である。この変
化率Ａ（ｎ−１）は±４５度以内であるので、判定結果
はそのままにしておく。
化している状態、すなわち、シンボル毎に位相変動が１
０度、３０度、５０度と変化している状態で、これらの
動作を簡単に説明する。送信側は、＋１＋ｊを３回送る
ものとし、反時計回り方向を正方向とする。いま、ある
シンボルで図３（Ａ）に示すように判定結果は＋１＋ｊ
で、受信複素データＩとの位相変動量ａ（ｎ−２）が＋
１０度であるものとすると、次のシンボルでは図３
（Ｂ）に示すように、判定結果が＋１＋ｊで、受信複素
データIIとの位相変動量ａ（ｎ−１）が＋３０度であ
り、よって変化率Ａ（ｎ−１）は２０度（＝ａ（ｎ−
１）−ａ（ｎ−２）＝３０度−１０度）である。この変
化率Ａ（ｎ−１）は±４５度以内であるので、判定結果
はそのままにしておく。
【００１７】次のシンボルでは図３（Ｃ）に示すよう
に、判定結果が−１＋ｊで、受信複素データIII との位
相変動量ａ（ｎ）が−４０度であるものとすると、変化
率Ａ（ｎ）は−７０度（＝ａ（ｎ）−ａ（ｎ−１）＝−
４０度−３０度）となる。この変化率Ａ（ｎ）は±４５
度より大きな値であるので、判定結果を図３（Ｄ）に示
すように隣接の信号点＋１＋ｊに変更すると、受信複素
データIII との位相変動量ａ' （ｎ）が５０度（＝９０
度−４０度）となり、変化率Ａ' （ｎ）は２０（＝ａ'
（ｎ）−ａ（ｎ−１）＝５０度−３０度）である。よっ
て、この修正した判定結果の方が確からしいので、検出
回路３１３は、位相変動量をａ' （ｎ）＝５０度として
保持し、判定結果の修正を復号値修正回路３１４に指示
する。
に、判定結果が−１＋ｊで、受信複素データIII との位
相変動量ａ（ｎ）が−４０度であるものとすると、変化
率Ａ（ｎ）は−７０度（＝ａ（ｎ）−ａ（ｎ−１）＝−
４０度−３０度）となる。この変化率Ａ（ｎ）は±４５
度より大きな値であるので、判定結果を図３（Ｄ）に示
すように隣接の信号点＋１＋ｊに変更すると、受信複素
データIII との位相変動量ａ' （ｎ）が５０度（＝９０
度−４０度）となり、変化率Ａ' （ｎ）は２０（＝ａ'
（ｎ）−ａ（ｎ−１）＝５０度−３０度）である。よっ
て、この修正した判定結果の方が確からしいので、検出
回路３１３は、位相変動量をａ' （ｎ）＝５０度として
保持し、判定結果の修正を復号値修正回路３１４に指示
する。
【００１８】図１の復号値修正回路３１４は、差動復号
回路３１２から判定結果を受けると共に、検出回路３１
３の指示に従い復号値を修正する。また、復号値修正回
路３１４は、送信側の逆である差動復号化により、伝送
情報に変換して出力する。
回路３１２から判定結果を受けると共に、検出回路３１
３の指示に従い復号値を修正する。また、復号値修正回
路３１４は、送信側の逆である差動復号化により、伝送
情報に変換して出力する。
【００１９】このように、この実施の形態によれば、位
相変動の連続性に着目して前シンボルとの位相変動量の
変化率が±４５度より大きな値であるか否か判定し、±
４５度より大きな変化率の時には判定結果を隣接する信
号点に変更することでより正確な復号ができ、よって高
速移動する受信装置に適用して好適である。
相変動の連続性に着目して前シンボルとの位相変動量の
変化率が±４５度より大きな値であるか否か判定し、±
４５度より大きな変化率の時には判定結果を隣接する信
号点に変更することでより正確な復号ができ、よって高
速移動する受信装置に適用して好適である。
【００２０】次に、本発明の他の実施の形態について説
明する。この実施の形態では、位相変動の方向により、
検出回路３１３での判定結果を幾つかの枝に分岐させる
ものである。例えば、図６に黒丸で示す受信複素データ
が得られた場合、＋１＋ｊの判定結果が最も確からしい
が、図６のように＋１＋ｊの判定結果に対する位相変動
量が正方向に大きい場合は−１＋ｊである可能性もあ
る。そこで、この実施の形態は、位相変動量の絶対値が
所定値より大きい場合は、次に可能性のある隣接する信
号点である判定結果との位相変動量を枝として求め、３
シンボル期間以上についてそれらの変化率をそれぞれの
枝について演算すると共にそれぞれ絶対値積算し、より
小さい絶対値積算値を示した枝の復号値をもって受信情
報とするものである。
明する。この実施の形態では、位相変動の方向により、
検出回路３１３での判定結果を幾つかの枝に分岐させる
ものである。例えば、図６に黒丸で示す受信複素データ
が得られた場合、＋１＋ｊの判定結果が最も確からしい
が、図６のように＋１＋ｊの判定結果に対する位相変動
量が正方向に大きい場合は−１＋ｊである可能性もあ
る。そこで、この実施の形態は、位相変動量の絶対値が
所定値より大きい場合は、次に可能性のある隣接する信
号点である判定結果との位相変動量を枝として求め、３
シンボル期間以上についてそれらの変化率をそれぞれの
枝について演算すると共にそれぞれ絶対値積算し、より
小さい絶対値積算値を示した枝の復号値をもって受信情
報とするものである。
【００２１】すなわち、位相変動量が例えば＋３０度よ
りも大きい場合は、その判定結果（信号点）での位相変
動量と共に、次に可能性のある隣接する信号点の判定結
果での位相変動量を枝として分岐して計算する。すなわ
ち、判定結果が＋１＋ｊのときは判定結果を−１＋ｊと
したときの位相変動量を枝として分岐し、同様に、判定
結果が＋１−ｊのときは判定結果を＋１＋ｊとしたとき
の位相変動量を、判定結果が−１−ｊのときは判定結果
を＋１−ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が−１
＋ｊのときは判定結果を−１−ｊとしたときの位相変動
量をそれぞれ枝として分岐する。
りも大きい場合は、その判定結果（信号点）での位相変
動量と共に、次に可能性のある隣接する信号点の判定結
果での位相変動量を枝として分岐して計算する。すなわ
ち、判定結果が＋１＋ｊのときは判定結果を−１＋ｊと
したときの位相変動量を枝として分岐し、同様に、判定
結果が＋１−ｊのときは判定結果を＋１＋ｊとしたとき
の位相変動量を、判定結果が−１−ｊのときは判定結果
を＋１−ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が−１
＋ｊのときは判定結果を−１−ｊとしたときの位相変動
量をそれぞれ枝として分岐する。
【００２２】位相変動量が＋３０度以下で−３０度以上
の場合、すなわち位相変動量の絶対値が３０度以下の場
合は、位相変動量が小さいのでその判定結果をそのまま
使用する。位相変動量が−３０度より小さい場合（負方
向に大きい場合）は、その判定結果と共に、次に可能性
のある判定結果での位相変動量を計算する。すなわち、
判定結果が＋１＋ｊのときは、判定結果を＋１−ｊとし
たときの位相変動量を枝として分岐し、同様に、判定結
果が−１＋ｊのときは判定結果を＋１＋ｊとしたときの
位相変動量を、判定結果が−１−ｊのときは判定結果を
−１＋ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が＋１−
ｊのときは判定結果を−１−ｊとしたときの位相変動量
をそれぞれ枝として分岐する。
の場合、すなわち位相変動量の絶対値が３０度以下の場
合は、位相変動量が小さいのでその判定結果をそのまま
使用する。位相変動量が−３０度より小さい場合（負方
向に大きい場合）は、その判定結果と共に、次に可能性
のある判定結果での位相変動量を計算する。すなわち、
判定結果が＋１＋ｊのときは、判定結果を＋１−ｊとし
たときの位相変動量を枝として分岐し、同様に、判定結
果が−１＋ｊのときは判定結果を＋１＋ｊとしたときの
位相変動量を、判定結果が−１−ｊのときは判定結果を
−１＋ｊとしたときの位相変動量を、判定結果が＋１−
ｊのときは判定結果を−１−ｊとしたときの位相変動量
をそれぞれ枝として分岐する。
【００２３】受信側は、３シンボル期間以上の所定値ま
でについて、これらの分岐した枝についての位相変動量
を保持しておき、それぞれの枝についての変化率の絶対
値の積算演算をし、より小さい絶対値積算値を示した枝
の判定結果をもって受信情報とみなす。この機能は、検
出回路３１３で行う。
でについて、これらの分岐した枝についての位相変動量
を保持しておき、それぞれの枝についての変化率の絶対
値の積算演算をし、より小さい絶対値積算値を示した枝
の判定結果をもって受信情報とみなす。この機能は、検
出回路３１３で行う。
【００２４】次に、本発明の更に他の実施の形態につい
て説明する。マルチキャリア伝送方式であるＯＦＤＭ信
号伝送方式は、隣接する搬送波がその伝送路特性であ
る、位相変動に類似した特性を有している。そのため、
位相変動量を数搬送波について平均化してノイズの除去
を図ることができ、信頼性の高い位相変動量を得ること
ができる。時間軸方向についても同様である。
て説明する。マルチキャリア伝送方式であるＯＦＤＭ信
号伝送方式は、隣接する搬送波がその伝送路特性であ
る、位相変動に類似した特性を有している。そのため、
位相変動量を数搬送波について平均化してノイズの除去
を図ることができ、信頼性の高い位相変動量を得ること
ができる。時間軸方向についても同様である。
【００２５】次に、本発明の直交周波数分割多重信号伝
送装置の実施の形態について説明する。図４は本発明に
なる直交周波数分割多重信号伝送装置の送信装置の一実
施の形態のブロック図を示す。同図において、入力端子
１には伝送すべきディジタルデータが入力される。この
ディジタルデータは、例えばカラー動画像符号化表示方
式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたデ
ィジタル映像信号や音声信号などである。
送装置の実施の形態について説明する。図４は本発明に
なる直交周波数分割多重信号伝送装置の送信装置の一実
施の形態のブロック図を示す。同図において、入力端子
１には伝送すべきディジタルデータが入力される。この
ディジタルデータは、例えばカラー動画像符号化表示方
式であるＭＰＥＧ方式などの符号化方式で圧縮されたデ
ィジタル映像信号や音声信号などである。
【００２６】この入力ディジタルデータは、差動符号化
回路を含む入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂
正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づ
いて行われた後、差動符号化回路により伝送すべき情報
が２ビットずつ各搬送波に割り振られ、±１±ｊの複素
データに変換される。クロック分周器３は中間周波数発
振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周し
て、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
回路を含む入力回路２に供給されて必要に応じて誤り訂
正符号の付与がクロック分周器３よりのクロックに基づ
いて行われた後、差動符号化回路により伝送すべき情報
が２ビットずつ各搬送波に割り振られ、±１±ｊの複素
データに変換される。クロック分周器３は中間周波数発
振器１０よりの１０．７ＭＨｚの中間周波数を分周し
て、この中間周波数に同期したクロックを発生する。
【００２７】入力回路２よりの複素データは演算部４に
供給されて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算によ
り時間軸上の同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信
号）に生成され、それぞれ所定の入力端子に供給されて
ＩＤＦＴ演算される。また、シンボル番号計数回路５は
シンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５
５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加し
ていくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照
信号挿入回路６に供給すると共に、演算部４に供給して
特定キャリア（例えば第１キャリア）にシンボル番号を
挿入する。
供給されて、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算によ
り時間軸上の同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信
号）に生成され、それぞれ所定の入力端子に供給されて
ＩＤＦＴ演算される。また、シンボル番号計数回路５は
シンボル毎に、０，１，２，３，．．．，２５４，２５
５，０，１，２．．．というように順次巡回的に増加し
ていくシンボル番号を発生し、このシンボル番号を参照
信号挿入回路６に供給すると共に、演算部４に供給して
特定キャリア（例えば第１キャリア）にシンボル番号を
挿入する。
【００２８】また、参照信号挿入回路６は、ある搬送波
周波数＋Ｗnで伝送されるデータに既知の基準データと
して参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイ
メージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性
のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送
波周波数−Ｗnで伝送されるデータにも既知の基準デー
タを挿入する。この参照信号を挿入して伝送する搬送波
周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められてお
り、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそ
れぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
周波数＋Ｗnで伝送されるデータに既知の基準データと
して参照信号を挿入すると共に、直交性の誤差によりイ
メージ成分あるいはクロストークとして漏洩する可能性
のある、中心搬送波周波数Ｆ０に対して対称な負の搬送
波周波数−Ｗnで伝送されるデータにも既知の基準デー
タを挿入する。この参照信号を挿入して伝送する搬送波
周波数は、予めシンボル番号に対応付けて決められてお
り、かつ、一定時間毎に切り替えられる。各周波数でそ
れぞれ伝送特性が異なる場合が多いからである。
【００２９】例えば、参照信号（基準データ）は偶数シ
ンボルでは（１組目として）正の搬送波周波数＋Ｗnで
伝送される複素数の実数部のみ所定値ｐSを設定し、そ
の他をゼロとし、奇数シンボルでは（２組目として）対
称な負の搬送波周波数−Ｗn伝送される複素数の実数部
のみ所定値ｒSを設定し、その他をゼロとする。
ンボルでは（１組目として）正の搬送波周波数＋Ｗnで
伝送される複素数の実数部のみ所定値ｐSを設定し、そ
の他をゼロとし、奇数シンボルでは（２組目として）対
称な負の搬送波周波数−Ｗn伝送される複素数の実数部
のみ所定値ｒSを設定し、その他をゼロとする。
【００３０】演算部４は一例としてデータ系列Ｎが２５
６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリ
ングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このとき
の演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順
番に番号をふると、次のようになる。
６本の搬送波で送信されるとき、２倍オーバーサンプリ
ングのＩＤＦＴ演算をして信号を発生させる。このとき
の演算部４への入力割り当ては、入力周波数整列型で順
番に番号をふると、次のようになる。
【００３１】
【外１】 すなわち、演算部４の入力端子数は実数部（Ｒ）信号用
と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１
番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）
から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつ
と、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５
１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力さ
れ、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧
（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８
４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロッ
ト信号のための固定電圧が入力される。
と虚数部（Ｉ）信号用とに、それぞれ０番目から５１１
番目までの５１２ずつあり、そのうち１番目（ｎ＝１）
から１２７番目（ｎ＝１２７）までの計１２７個ずつ
と、３８５番目（ｎ＝３８５）から５１１番目（ｎ＝５
１１）の計１２７個ずつの入力端子に情報信号が入力さ
れ、また、０番目（ｎ＝０）の入力端子には直流電圧
（一定）が入力され、１２８番目（ｎ＝Ｍ／４）と３８
４番目（ｎ＝３Ｍ／４）の入力端子には例えばパイロッ
ト信号のための固定電圧が入力される。
【００３２】演算部４は、このように１番目から１２７
番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子
に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ
入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目
の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番
目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍
オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同
相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ
信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるた
めのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ
７へ出力する。
番目の入力端子と３８５番目から５１１番目の入力端子
に４ビットのＲ信号及び４ビットのＩ信号とがそれぞれ
入力されると共に、０番目、１２８番目及び３８４番目
の入力端子に一定電圧が入力され、それ以外の１２９番
目から３８３番目の入力端子には０が入力されて、２倍
オーバーサンプリングＩＤＦＴ演算を行い、その結果同
相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を得た後、Ｉ
信号とＱ信号にそれぞれマルチパス歪みを軽減させるた
めのガードインターバルを挿入してから、出力バッファ
７へ出力する。
【００３３】ここで、１番目から１２８番目までの計１
２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入
力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側
（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正
のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、
３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子
の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域
側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャ
リア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１
２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号
はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の
周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、
残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入
力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発
生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
２８個の入力端子の入力情報は、０番目の入力端子の入
力情報を伝送する中心搬送波周波数Ｆ０に対し、上側
（高域側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では正
のキャリア又は搬送波というものとする）で伝送され、
３８４番目から５１１番目までの計１２８個の入力端子
の入力情報は、中心搬送波周波数Ｆ０に対し下側（低域
側）の情報伝送用搬送波（これを本明細書では負のキャ
リア又は搬送波というものとする）で伝送され、特に１
２８番目と３８４番目の入力端子の入力パイロット信号
はＩＤＦＴ演算の結果、ナイキスト周波数の１／２倍の
周波数と等価である両端の周波数の搬送波で伝送され、
残りの１２９番目から３８３番目の入力端子には０が入
力され（グランド電位とされ）、その部分の搬送波が発
生しないようにされる（データ伝送には用いない）。
【００３４】出力バッファ７は、演算部４の出力演算結
果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が
５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バ
ースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の
回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一
定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整す
るために設けられている。
果が１回のＩＤＦＴ演算において２５６個の入力情報が
５１２点の時間軸信号（Ｉ信号及びＱ信号）として、バ
ースト的に発生されるのに対し、出力バッファ７以降の
回路としては、出力バッファ７の内容の読み取り速度一
定で連続的に動作するため、両者の時間的違いを調整す
るために設けられている。
【００３５】図１のクロック分周器３からのクロックに
基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩ
ＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器
・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロッ
ク分周器３からのクロックをサンプリングクロックとし
てアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要なベ
ースバンド周波数帯域成分のＩ信号とＱ信号とが通過さ
れて直交変調器９へそれぞれ供給される。
基づいて、出力バッファ７より連続的に読み出されたＩ
ＤＦＴ演算結果であるＩ信号とＱ信号は、Ｄ／Ａ変換器
・低域フィルタ（ＬＰＦ）８に供給され、ここでクロッ
ク分周器３からのクロックをサンプリングクロックとし
てアナログ信号に変換された後、ＬＰＦにより必要なベ
ースバンド周波数帯域成分のＩ信号とＱ信号とが通過さ
れて直交変調器９へそれぞれ供給される。
【００３６】直交変調器９は中間周波数発振器１０より
の１０．７ＭＨｚの中間周波数と、この中間周波数の位
相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７
ＭＨｚ中間周波数をそれぞれ搬送波として、それぞれＤ
／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたベースバンド周波
数帯域成分のＩ信号とＱ信号で直交変調して、中間周波
数帯域（ＩＦ信号帯域）で、かつ、差動４値ＰＳＫ変調
（ＱＰＳＫ）された２５７波（正負１２８組の搬送波と
中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を
生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号
は、周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ
信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の
送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
の１０．７ＭＨｚの中間周波数と、この中間周波数の位
相を９０°シフタ１１により９０°シフトした１０．７
ＭＨｚ中間周波数をそれぞれ搬送波として、それぞれＤ
／Ａ変換器・ＬＰＦ８より入力されたベースバンド周波
数帯域成分のＩ信号とＱ信号で直交変調して、中間周波
数帯域（ＩＦ信号帯域）で、かつ、差動４値ＰＳＫ変調
（ＱＰＳＫ）された２５７波（正負１２８組の搬送波と
中心搬送波一つ）の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を
生成する。直交変調器９より出力されたＯＦＤＭ信号
は、周波数変換器１２により所定の送信周波数帯のＲＦ
信号に周波数変換された後、送信部１３で電力増幅等の
送信処理を受けて図示しないアンテナより放射される。
【００３７】図５は本発明になる直交周波数分割多重信
号伝送装置の受信側の受信装置の一実施の形態のブロッ
ク図を示す。図５において、空間伝送路を介して入力さ
れたそれぞれ１シンボルあたり２ビットの情報を伝送す
るよう差動ＱＰＳＫ変調されている２４８波の情報搬送
波と、その他の９つの情報搬送波からなる、上記のＯＦ
ＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受
信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２によ
り中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３に
より増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交
復調器２４に供給される。
号伝送装置の受信側の受信装置の一実施の形態のブロッ
ク図を示す。図５において、空間伝送路を介して入力さ
れたそれぞれ１シンボルあたり２ビットの情報を伝送す
るよう差動ＱＰＳＫ変調されている２４８波の情報搬送
波と、その他の９つの情報搬送波からなる、上記のＯＦ
ＤＭ信号は、受信部２１により受信アンテナを介して受
信された後高周波増幅され、更に周波数変換器２２によ
り中間周波数に周波数変換され、中間周波増幅器２３に
より増幅された後、後述の構成のキャリア抽出及び直交
復調器２４に供給される。
【００３８】キャリア抽出及び直交復調器２４のキャリ
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シン
ボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤ
Ｍ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報
伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れてお
り、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離
れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けない
ように、選択度の高い回路が用いられる。
ア抽出回路部分は、入力ＯＦＤＭ信号の中心搬送波（キ
ャリア）を位相誤差少なくできるだけ正確に抽出する回
路である。ここでは、情報を伝送する各搬送波は、シン
ボル周波数である３８７Ｈｚ毎に隣接配置されてＯＦＤ
Ｍ信号を構成しているため、中心搬送波に隣接する情報
伝送用搬送波も中心周波数に対して３８７Ｈｚ離れてお
り、中心搬送波を抽出するためには、３８７Ｈｚしか離
れていない隣接する情報伝送用搬送波の影響を受けない
ように、選択度の高い回路が用いられる。
【００３９】キャリア抽出及び直交復調器２４により抽
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
出された中心搬送波Ｆ０は、中間周波数発振器２５に供
給され、ここで中心搬送波Ｆ０に位相同期した１０．７
ＭＨｚの中間周波数を発生させる。中間周波数発振器２
５の出力中間周波数は第１の復調用搬送波として直交復
調器２４に直接に供給される一方、９０°シフタ２６に
より位相が９０°シフトされてから第２の復調用搬送波
としてキャリア抽出及び直交復調器２４に供給される。
【００４０】これにより、キャリア抽出及び直交復調器
２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入
力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分
割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回
路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８
によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数
帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されて
ディジタル信号に変換される。
２４の直交復調器部からは送信装置の直交変調器９に入
力されたアナログ信号と同等のアナログ信号（周波数分
割多重信号）が復調されて取り出され、同期信号発生回
路２７に供給される一方、低域フィルタ（ＬＰＦ）２８
によりＯＦＤＭ信号情報として伝送された必要な周波数
帯域の信号が通過されてＡ／Ｄ変換器２９に供給されて
ディジタル信号に変換される。
【００４１】Ａ／Ｄ変換器２９の入力信号に対するサン
プリングのタイミングは同期信号発生回路２７によりパ
イロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍
の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。す
なわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対
して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた
周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得
る。
プリングのタイミングは同期信号発生回路２７によりパ
イロット信号より生成された、ナイキスト周波数の２倍
の周波数のサンプル同期信号に基づいて発生される。す
なわち、パイロット信号はサンプルクロック周波数に対
して所定の整数比に設定されており、周波数比に応じた
周波数逓倍を行ってサンプルクロックのタイミングを得
る。
【００４２】同期信号発生回路２７は、復調アナログ信
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。
号が入力され、ガードインターバル期間を含む各シンボ
ル期間で連続信号として伝送されるパイロット信号に位
相同期するＰＬＬ回路によりサンプル同期信号を発生す
るサンプル同期信号発生回路部と、サンプル同期信号発
生回路部の一部より取り出した信号によりパイロット信
号の位相状態を調べ、シンボル期間を検出してシンボル
同期信号を発生するシンボル同期信号発生回路部と、こ
れらサンプル同期信号及びシンボル同期信号よりガード
インターバル期間除去のための区間信号などのシステム
クロックを発生するシステムクロック発生回路部とより
なる。
【００４３】Ａ／Ｄ変換器２９より取り出されたディジ
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３
１に供給される。
タル信号は、ガードインターバル期間処理回路３０に供
給され、ここで同期信号発生回路２７よりのシステムク
ロックに基づいて、マルチパス歪の影響が少ない方のシ
ンボル期間信号を得てＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３
１に供給される。
【００４４】ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１は、図
１に示したブロック図と同じ構成であり、前述した方法
でＤＦＴ演算及び差動復号されて元のディジタル情報が
復号される。この復号ディジタル情報信号は、図５の出
力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて
出力端子３３へ出力される。
１に示したブロック図と同じ構成であり、前述した方法
でＤＦＴ演算及び差動復号されて元のディジタル情報が
復号される。この復号ディジタル情報信号は、図５の出
力回路３２により並直列変換などの出力処理が行われて
出力端子３３へ出力される。
【００４５】かかる直交周波数分割多重信号の受信装置
において、ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１における
検出回路３１３の動作は、前記した各実施の形態のいず
れをも適用可能である。これにより、特に高速で移動す
る受信装置に適用した場合にも、従来に比べてより正確
な復号ができる。
において、ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路３１における
検出回路３１３の動作は、前記した各実施の形態のいず
れをも適用可能である。これにより、特に高速で移動す
る受信装置に適用した場合にも、従来に比べてより正確
な復号ができる。
【００４６】なお、本発明は上記の実施の形態の差動４
値ＰＳＫ変調に限定されるものではなく、差動多値ＰＳ
Ｋ変調には、差動８値ＰＳＫ変調やその他π／４シフト
ＱＰＳＫ変調などを含むものであり、更には多値ＱＡＭ
変調においても適用可能である。
値ＰＳＫ変調に限定されるものではなく、差動多値ＰＳ
Ｋ変調には、差動８値ＰＳＫ変調やその他π／４シフト
ＱＰＳＫ変調などを含むものであり、更には多値ＱＡＭ
変調においても適用可能である。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
位相変動量の連続性に着目し、位相変動量の変化率を絶
対値積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値
をもって受信情報とすることで、より正確な復号ができ
るため、高速移動時においても誤りのない差動多値ＰＳ
Ｋ変調波の復号ができる。また、本発明によれば、各搬
送波が差動多値ＰＳＫ変調されているＯＦＤＭ信号の伝
送装置に適用した場合、上記の効果により受信装置の高
速移動時の復調性能の向上を図ることができる。
位相変動量の連続性に着目し、位相変動量の変化率を絶
対値積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値
をもって受信情報とすることで、より正確な復号ができ
るため、高速移動時においても誤りのない差動多値ＰＳ
Ｋ変調波の復号ができる。また、本発明によれば、各搬
送波が差動多値ＰＳＫ変調されているＯＦＤＭ信号の伝
送装置に適用した場合、上記の効果により受信装置の高
速移動時の復調性能の向上を図ることができる。
【図１】本発明の受信信号補正方式及び直交周波数分割
多重信号伝送装置の要部の復号回路の一実施の形態のブ
ロック図である。
多重信号伝送装置の要部の復号回路の一実施の形態のブ
ロック図である。
【図２】位相変動の例を説明する図である。
【図３】図１の実施の形態における復号値修正動作を説
明する図である。
明する図である。
【図４】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置
の送信側装置の一実施の形態のブロック図である。
の送信側装置の一実施の形態のブロック図である。
【図５】本発明になる直交周波数分割多重信号伝送装置
の受信側装置の一実施の形態のブロック図である。
の受信側装置の一実施の形態のブロック図である。
【図６】復号信号の信号点配置の一例を示す図である。
【図７】４値ＰＳＫ変調方式の信号点配置図である。
１ ディジタルデータ入力端子 ２ 差動符号化回路を含む入力回路 ３ クロック分周器 ４ 演算部 ５ シンボル番号係数回路 ６ 参照信号挿入回路 ７ 出力バッファ ９ 直交変調器 １０、２５ 中間周波数発振器 １３ 送信部 ２１ 受信部 ２４ キャリア抽出及び直交復調器 ２７ 同期信号発生回路 ３０ ガードインターバル期間処理回路 ３１ ＤＦＴ，差動ＱＰＳＫ復号回路 ３１１ ＤＦＴ演算部 ３１２ 差動復号回路 ３１３ 検出回路 ３１４ 復号値修正回路
Claims (5)
- 【請求項１】 受信した差動多値ＰＳＫ変調波に対して
離散的フーリエ変換して複素データを復調する演算部
と、 前記演算部の複素データを差動復号する差動復号回路
と、 前記差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか
一つの判定結果とを受け、それらから受信信号の位相変
動量を検出し、その位相変動量の複数シンボル間の変化
率を演算して求め、その変化率が所定値より小さいとき
はその復号値をそのまま用い、前記所定値以上のとき
は、前記判定結果に隣接するより変化率の少ない信号点
を判定結果として選んで復号値の修正指示信号を出力す
ると共に、前記検出位相変動量を前記隣接の信号点を選
んだときの位相変動量に修正して保持する検出回路と、 前記差動復号回路の出力復号値を受け、前記検出回路か
ら前記修正指示信号が入力されたときは復号値を修正し
て出力し、前記修正指示信号が入力されないときはその
まま入力復号値を出力する復号値修正回路とを有するこ
とを特徴とする受信信号補正方式。 - 【請求項２】 前記検出回路は、前記差動復号回路で復
号された復号値と信号点のどれか一つの第１の判定結果
とを受け、それらから第１の位相変動量を検出保持する
と共に、その位相変動量の絶対値が所定値以上のときは
更に前記第１の判定結果に隣接する信号点の第２の判定
結果と前記復号値を基に第２の位相変動量を演算して保
持することを、少なくとも３シンボル期間について行
い、その期間における前記第１の位相変動量の変化率と
前記第２の位相変動量の変化率とのそれぞれを絶対値積
算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値をもっ
て受信情報とするように前記復号値修正回路に指示信号
を出力することを特徴とする請求項１記載の受信信号補
正方式。 - 【請求項３】 周波数分割される複数の搬送波のそれぞ
れが差動多値ＰＳＫ変調されている直交周波数分割多重
信号を生成出力する送信装置と、 前記直交周波数分割多重信号を受信し、差動多値ＰＳＫ
変調波を得る受信手段と、 前記受信手段からの前記差動多値ＰＳＫ変調波に対して
離散的フーリエ変換して複素データを復調する演算部
と、 前記演算部の複素データを差動復号する差動復号回路
と、 前記差動復号回路で復号された復号値と信号点のどれか
一つの判定結果とを受け、それらを基に受信信号の位相
変動量を検出し、その位相変動の複数シンボル間の変化
率を演算して求め、その変化率が所定値より小さいとき
はその復号値をそのまま用い、前記所定値以上のとき
は、前記判定結果に隣接するより変化率の少ない信号点
を判定結果として選んで復号値の修正指示信号を出力す
ると共に、前記検出位相変動量を前記隣接の信号点を選
んだときの位相変動量に修正して保持する検出回路と、 前記差動復号回路の出力復号値を受け、前記検出回路か
ら前記修正指示信号が入力されたときは復号値を修正し
て出力し、前記修正指示信号が入力されないときはその
まま入力復号値を出力する復号値修正回路とを有するこ
とを特徴とする直交周波数分割多重信号伝送装置。 - 【請求項４】 前記検出回路は、前記差動復号回路で復
号された復号値と信号点のどれか一つの第１の判定結果
とを受け、それらから第１の位相変動量を検出保持する
と共に、その位相変動量の絶対値が所定値以上のときは
更に前記第１の判定結果に隣接する信号点である第２の
判定結果と前記復号値を基に第２の位相変動量を演算し
て保持することを、少なくとも３シンボル期間について
行い、その期間における前記第１の位相変動量の変化率
と前記第２の位相変動量の変化率とのそれぞれを絶対値
積算して、より小さな絶対値積算値を示した復号値をも
って受信情報とするように前記復号値修正回路に指示信
号を出力することを特徴とする請求項３記載の直交周波
数分割多重信号伝送装置。 - 【請求項５】 前記検出回路は、前記受信した直交周波
数分割多重信号の隣接する複数の搬送波の復号値に基づ
き検出した位相変動量を平均化し、その平均値を前記複
数の搬送波の復号値に対応する位相変動量とする手段を
更に有することを特徴とする請求項３又は４記載の直交
周波数分割多重信号伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29917397A JP3541653B2 (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | 受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29917397A JP3541653B2 (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | 受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136207A true JPH11136207A (ja) | 1999-05-21 |
| JP3541653B2 JP3541653B2 (ja) | 2004-07-14 |
Family
ID=17869088
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29917397A Expired - Lifetime JP3541653B2 (ja) | 1997-10-30 | 1997-10-30 | 受信信号補正方式及び直交周波数分割多重信号伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3541653B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011041049A (ja) * | 2009-08-12 | 2011-02-24 | Fujitsu Ltd | 無線装置及び信号処理方法 |
| KR101284792B1 (ko) * | 2009-12-08 | 2013-07-10 | 한국전자통신연구원 | Ｍｄｃｍ 시스템의 디매핑 장치 및 방법 |
| KR101289889B1 (ko) * | 2009-11-23 | 2013-07-24 | 한국전자통신연구원 | 무선 통신 시스템의 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법 및 수신 방법 |
-
1997
- 1997-10-30 JP JP29917397A patent/JP3541653B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011041049A (ja) * | 2009-08-12 | 2011-02-24 | Fujitsu Ltd | 無線装置及び信号処理方法 |
| KR101289889B1 (ko) * | 2009-11-23 | 2013-07-24 | 한국전자통신연구원 | 무선 통신 시스템의 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법 및 수신 방법 |
| US8514977B2 (en) | 2009-11-23 | 2013-08-20 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Transmission apparatus, reception apparatus, transmission method, and reception method of wireless communication system |
| KR101284792B1 (ko) * | 2009-12-08 | 2013-07-10 | 한국전자통신연구원 | Ｍｄｃｍ 시스템의 디매핑 장치 및 방법 |
| US8649448B2 (en) | 2009-12-08 | 2014-02-11 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Demapping device and method for modified dual carrier modulation system |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3541653B2 (ja) | 2004-07-14 |
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